DE69901253T2

DE69901253T2 - Schaltung und verfahren mit kompensation von fehlern in verstärkerketten in einem linc oder anderen verstärkereinrichtungen

Info

Publication number: DE69901253T2
Application number: DE69901253T
Authority: DE
Inventors: J. Bennett; Andrew S. Wright
Original assignee: PMC Sierra Inc
Current assignee: Microsemi Storage Solutions Inc
Priority date: 1998-06-19
Filing date: 1999-06-17
Publication date: 2002-11-21
Anticipated expiration: 2019-06-18
Also published as: EP1088390B1; DE69901253D1; EP1088390A1; WO1999066637A1; AU4924399A

Description

ANHANG

Als Anhang ist eine Beschreibung einer Zustandsmaschine für eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung angehängt. Der Anhang bildet einen Teil der Offenbarung der Anmeldung.

TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Anmeldung bezieht sich allgemein auf Leistungsverstärker und insbesondere auf die lineare Verstärkung von bandbegrenzten Signalen unter Verwendung von nicht linearen Verstärkern.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Leistungsverstärker für Radiofrequenz werden in weitem Umfang verwendet, um Signale in Kommunikationssystemen zu übermitteln. Typischerweise wird ein Signal, welches gesendet werden soll, um eine bestimmte Trägerfrequenz herum konzentriert, die einen definierten Kanal besetzt. Information wird gesendet in Form der Modulation der Amplitude, der Phase oder der Frequenz oder irgendeiner Kombination hiervon, was bewirkt, daß die Information repräsentiert wird durch Energie, die über ein Frequenzband um die Trägerfrequenz herum verteilt ist. In vielen Schemata wird der Träger selbst nicht gesendet, da er für die Kommunikation der Information nicht wesentlich ist.
Wenn ein Signal, welches Amplitudenvariationen enthält, verstärkt wird, so erleidet es eine Verzerrung, wenn der Verstärker keine lineare Amplitudenübertragungscharakteristik hat. Dies bedeutet, daß der Ausgangswert nicht linear proportional zum Eingangswert ist. Es erleidet auch eine Verzerrung, wenn die Phasenverschiebung, die der Verstärker einführt, über den Frequenzbereich, der in dem Signal vorhanden ist, nicht linear ist, oder wenn die Phasenverschiebung, die durch den Verstärker verursacht wird, mit der Amplitude des Eingangssignals variiert. Die eingeführte Verzerrung beinhaltet eine Zwischenmodulation der Komponenten des Eingangssignales. Die Produkte der Zwischenmodulation erscheinen innerhalb der Bandbreite des Signals und verursachen eine unerwünschte Interferenz, ebenso wie außerhalb der Bandbreite, welche ursprünglich von dem Signal in Anspruch genommen wurde. Dies kann Interferenz in benachbarten Kanälen hervorrufen und die in Regeln festgeschriebenen Anforderungen der spektralen Emission verletzen.
Auch wenn zum Entfernen der unerwünschten Verzerrung außerhalb des Bandes eine Filterung verwendet werden kann, so ist dies nicht immer praktisch, insbesondere, wenn der Verstärker bei mehreren verschiedenen Frequenzen arbeiten muß. Verzerrungsprodukte, die bei einem Vielfachen der Trägerfrequenz liegen, können ebenfalls durch einen nicht linearen Verstärker erzeugt werden, jedoch werden diese typischerweise durch Filtern entfernt.
Die Zwischenmodulation ist auch ein Problem, wenn mehrere Signale in demselben Verstärker verstärkt werden, auch wenn sie individuell keine Amplitudenvariationen haben. Dies liegt daran, daß die Kombination der mehreren Signale Amplitudenvariationen erzeugt, wenn die verschiedenen Komponenten einander durch Addieren und Subtrahieren übertreffen, wenn ihre Phasenbeziehungen sich verändern.
Verstärker können eine gewisse Verzerrung hervorrufen, selbst wenn sie gut entworfen sind. Eine perfekte Linearität über einen breiten Amplitudenbereich läßt sich in der Praxis nur schwer realisieren. Darüber hinaus steigt, wenn irgendein Verstärker sich seiner maximalen Ausgangskapazität nähert, der Ausgangswert nicht mehr an, wenn sich der Eingangswert steigert und wird dadurch nicht linear. Ein typischer Verstärker wird signifikant nicht linear bei einem kleinen Bruchteil seiner maximalen Ausgangskapazität. Dies bedeutet, daß für das Aufrechterhalten von Linearität der Verstärker oftmals bei einer Eingangs- und Ausgangsamplitude betrieben wird, die niedrig genug ist, so daß die zu verstärkenden Signale in demjenigen Bereich seiner Übertragungscharakteristik bleiben, der im wesentlichen linear ist. Dieses Verfahren in der Betriebsweise wird als "Zurückweichen" beschrieben, wobei der Verstärker eine geringe Effizienz der zugeführten Energie im Verhältnis zur umgewandelten Sendeleistung hat. Ein Verstärker der "Klasse A", der auf diese Art betrieben wird, mag zwar linear genug sein, um ein Signal sauber zu übermitteln, hat jedoch typischerweise eine Effizienz von vielleicht nur 1%. Hierdurch wird Energie verschwendet und dies bedeutet auch, daß der Verstärker groß und relativ teuer sein muß. Es bedeutet auch, daß die verschwendete Energie als Wärme abgegeben wird, die durch ein Kühlsystem abgeführt werden muß.
Kommunikationsschemata, welche Signale verwenden, die eine konstante Amplitude haben, wobei Frequenz und Phase moduliert werden, können in hohem Maße nicht lineare Verstärker verwenden. Diese Typen von Signalen bleiben durch die Verzerrung unbeeinflußt und die Verstärker können kleiner und kühler sein, haben einen höheren Wirkungsgrad und sind weniger teuer. Eine Modulation dieser Art wird in konventionellen Radio-Paging-Systemen verwendet, die die CPFSK- Modulation benutzen.
Viele der neueren, bandbreiteneffizienten Modulationsschemata haben sowohl Amplituden- als auch Phasenvariationen. Es besteht auch der Wunsch, in der Lage zu sein, mehrere Signale auf verschiedenen Kanälen über einen einzigen Verstärker zu übertragen. Dies reduziert die Anzahl der erforderlichen getrennten Verstärker und vermeidet die Notwendigkeit, große und teure, hochwertige Kombinationsfilter für das Ausgangssignal zu verwenden, die unerwünschte Leistungsverluste haben.
Im Stand der Technik können linearisierte Verstärker hergestellt werden durch Korrektur der Nichtlinearitäten von Verstärkern unter Verwendung von Mechanismen, wie z. B. der kartesischen Rückkopplung, der Vorverzerrung und der Störgrößenkorrektur (Störgrößenaufschaltung).
Die kartesische Rückkopplung ist ein Mechanismus, bei welchem ein Überwachungssystem den Ausgang des Verstärkers anschaut bzw. überwacht und versucht, die Eingangsgröße des Verstärkers derart zu ändern, daß sie die gewünschte Ausgangsgröße erzeugt. Dies wird in Form einer direkten Rückkopplungsschleife umgesetzt. Die Verzögerung in dem Rückkopplungspfad bedeutet, daß die Korrektur zu spät erfolgen kann, um eine effektive Korrektur zu bewirken, insbesondere bei höheren Bandbreiten.
Der Vorverzerrungsmechanismus versucht, die nicht lineare Übertragungscharakteristik eines Verstärkers zu korrigieren, indem ein inverses Modell der Transfercharakteristik gebildet wird. Diese Charakteristik wird auf das Niederspannungssignal am Eingang des Verstärkers in einem nicht linearen Filter aufgebracht, um das Signal vorab so zu verzerren, daß dann, wenn es durch den Verstärker hindurchtritt, das Signal in verstärkter und im wesentlichen unverzerrter Form hindurch- bzw. herauskommt. Dieses Verfahren kann ausgezeichnete Ergebnisse über eine relativ kleine Bandbreite erzielen. Der Filter muß bei Variationen in der Übertragungscharakteristik des Verstärkers neu eingestellt werden und dies erfolgt durch Überwachen der Ausgangsgröße und durch periodisches Erneuern der Korrekturgrößen. Der Filter muß außerdem seine Koeffizienten so oft verändern, wie jede Abtastung, die in einem Speicher gespeicherte Werte verwendet.
Der Mechanismus mit Störgrößenaufschaltung leitet ein Signal ab, welches dem Inversen der durch den Verstärker erzeugten Verzerrungen entspricht. Dies erfolgt durch Vergleichen der Eingangs- und Ausgangsgrößen des Verstärkers. Ein kleiner linearer Verstärker wird verwendet, um das Verzerrungssignal zu verstärken. Dieses Signal wird dann von der Ausgangsgröße des Hauptverstärkers subtrahiert. Dieses Verfahren arbeitet über eine größere Bandbreite korrekt als der Vorverzerrungsmechanismus. Das Ausgleichen der Amplitude und die Verzögerung des Verstärkungssignales, so daß es die Fehler des Hauptverstärkers exakt auslöscht, läßt sich jedoch nur sehr schwer durchführen.
Sowohl die Vorverzerrung als auch die Störgrößenaufschaltung werden bei kommerziellen Produkten, die mehrere Signale verstärken, in weitem Umfang verwendet und sie arbeiten über große Amplitudenbereiche. Beide Verfahren sind ziemlich kompliziert und die Effizienzen in der Leistung sind noch immer nicht sehr gut. Verstärker mit Störgrößenaufschaltung haben typischerweise eine Effizienz von nur 5%. Die komplizierten Verarbeitungserfordernisse tragen zu den Kosten und der benötigten Leistung bei und man benötigt noch immer eine beträchtliche Kühlkapazität, um die Abwärme abzuführen.
Ein anderer Verstärker nach dem Stand der Technik ist der LINC- (linearer nicht lineare Komponenten-) Verstärker 10, wie er in Fig. 1 dargestellt ist. Ein Signal, das Amplitudenvariationen hat, kann durch zwei Signale erzeugt werden, die nur in ihren relativen Phasen variieren. Die Vektorsumme der beiden Signale kann jede Amplitude wiedergeben. Demnach ist es möglich, den momentanen Zustand irgendeines Signals oder einer Kombination von Signalen wiederzugeben. Die Phase und die Frequenz der Komponentensignale kann auch so eingestellt werden, daß sie die des Originals wiedergeben, so daß dann, wenn sie kombiniert werden, das ursprüngliche Signal rekonstruiert wird.
In Fig. 1 verstärkt der LINC-Verstärker 10 zwei oder mehrere Signale mit konstanten Amplituden, welche einem Eingangssignal entsprechen, welches verstärkt werden soll. Der LiNC- Verstärker verwendet einen Signalseparator 11, um die Eingangsgröße 12 in zwei Komponenten 13, 14 aufzuspalten, die Komponenten konstanter Amplitude, aber mit variierender Phase sind. Dem LINC-Verstärker kann ein komplexes, digital abgetastetes Basisbandsignal 12 zugeführt werden. Die Basisbandsignale 12 können eine Wiedergabe mehrerer modulierter Träger sein, die irgendwelche Modulationen verwenden. Aus Gründen der Einfachheit sind verschiedene Einzelheiten, wie z. B. das Erfordernis, von dem Basisband auf höhere Frequenzen zu konvertieren und das Erfordernis der Konvertierung von digital nach analog fortgelassen worden.
Da Amplitudenvariationen nicht das Thema sind, ist es möglich, einen Verstärker aufzubauen, der Signale linear verstärkt durch Verwendung der zwei phasen- und frequenzmodulierten Komponenten. Die Nichtlinearität der Verstärker ist kein Problem bei der Verstärkung mehrerer Signale oder von solchen, die Amplitudenvariationen enthalten, weil die konstanten Amplituden der beiden Komponenten 13, 14 zu konstant verstärkten Amplituden werden, wenn sie durch die Verstärker 15, 16 verstärkt werden, während die Phase der Komponenten mit einer konstanten Verschiebung durch die Verstärker hindurchläuft. Auch wenn die nicht linearen Verstärker bei Mehrfachen der Trägerfrequenz Störsignale hervorrufen, können diese ausgefiltert werden.
Ein Problem tritt auf, wenn der LINC-Mechanismus für die Übermittlung von Radiokommunikation bei Radiofrequenzen ("RF") verwendet werden. Beschreibungen aus dem Stand der Technik, die sich auf die LINC-Idee beziehen, haben prinzipiell Methoden der Erzeugung der beiden Phasenkomponenten-Signale aus einem Eingangssignal dargelegt, wie es in Fig. 1 dargestellt ist. Ein sehr hohes Maß an Genauigkeit in den Phasen und Amplituden der beiden Komponenten 13, 14 ist erforderlich, um eine angemessene Arbeitsweise zu erhalten. Wenn die beiden Komponenten 13, 14 nicht sehr gut ausbalanciert sind, können die Verzerrungen, die man am Ausgang des Kombinierers 17 erhält (der die verstärkten Signale der Komponenten 13 und 14 kombiniert), aufgrund des Einflusses von Ungleichgewichten stärker sein als die Effekte der Nichtlinearität des Verstärkers. Eine typische Anordnung nach dem Stand der Technik erzeugt vielleicht nur ein Signal, welches 20 dB oberhalb des Rauschteppichs der Breitbandintermodulation liegt. Dies reicht für die meisten Anwendungen als Basisstationssender nicht aus, wo oftmals 60 bis 80 dB erforderlich sind.
Das US-Patent 4,178,557 offenbart ein Verstärkersystem vom LINC-Typ, der einen Komponentenseparierer aufweist, welcher ein Eingangssignal in erste und zweite Komponentensignale auftrennt, mit ersten und zweiten Verstärkern zum Verstärken der ersten und zweiten Komponentensignale, und mit einem Koppler für das Kombinieren der beiden verstärkten Ausgangssignale. Der Signalkomponentenseparator umfaßt mehrere analoge Wichtungsschaltkreise, wobei die Wichtungsfaktoren derselben so eingestellt worden sind, daß sie die Ausgangsgröße des Signalkomponentenseparators beeinflussen und dadurch das Verzerrungsniveau am Ausgang des Verstärkersystems reduzieren. Der Schaltkreis würde kein hohes Maß an Linearisierung liefern, weil beispielsweise der Schaltkreis zeitliche Fluktuationen der Werte der Komponenten in adaptiver Weise korrigiert und nicht viele der Verzerrungstypen korrigiert, die während des Verstärkungsvorgangs eingeführt werden.
Es besteht daher im Stand der Technik ein Bedarf an einem modernen Radiokommunikationssystem, welches Leistungsverstärker für mehrere Signale und für Signale mit variierender Amplitude hat. Darüber hinaus besteht ein Bedürfnis an einer Verstärkereinheit, die energieeffizient und preiswert ist. Derzeitige Lösungen dieses Problems sind linearisierte Verstärker, die kompliziert und nicht besonders effizient sind. LINC-Verstärker nach dem Stand der Technik können ohne nachteilige Effekte durch Ungleichgewicht nicht verwendet werden, weil die beiden Komponenten nicht exakt auf das gewünschte Maß an Genauigkeit kombiniert werden können.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung geht diese und andere Probleme an, indem sie ein System und verschiedene zugehörige Verfahren und Komponenten bereitstellt, um die nachteiligen Effekte zu reduzieren, die durch Unterschiede zwischen den analogen Signalpfaden eines LINC-Verstärkers bewirkt werden. Die Erfindung kann beispielsweise in einem Sender einer Basisstation eines Zellsystems (Mobiltelefonsystems) oder eines anderen drahtlosen Kommunikationssystems verwendet werden. Die Erfindung kann auch in anderen Umgebungen angewendet werden, in welchen ein Signal in Signalkomponenten zerlegt wird, die entlang getrennter analoger Signalpfade verarbeitet und dann wieder kombiniert werden.
Gemäß der Erfindung wird ein bandbreitenbegrenztes Signal durch einen Signalkomponentenseparator (SCS) in mehrere Signalkomponenten konstanter Amplitude und variierender Phase zerlegt. In einer bevorzugten Ausführungsform werden zwei derartige Signalkomponenten erzeugt und die Signale liegen in digitaler Form vor. Jede Signalkomponente wird entlang einer entsprechenden analogen Verstärkungskette oder entlang eines analogen Verstärkungspfades verstärkt (und in RF-Ausführungsformen heraufkonvertiert), und die verstärkten Signalkomponenten werden dann durch einen Signalkombinierer kombiniert, um das Sendesignal zu erzeugen. Die entlang der analogen Pfade bereitgestellten Verstärker sind vorzugsweise nicht lineare Verstärker.
Vor der Aufbringung auf die analogen Verstärkungsketten werden die Signalkomponenten verarbeitet (vorzugsweise digital) durch entsprechende Kompensationsschaltkreise (die auch als Kompensationsprozessoren bezeichnet werden), um Unterschiede zwischen den analogen Ketten auszugleichen. Während einer solchen Verarbeitung werden verschiedene Effekte, wie z. B. Phasendrehungen, Laufzeitverzögerungen, Amplitudenverstärkungen, DC-Offsets und/oder IQ- Übersprechen digital zu den Signalkomponenten addiert, um die Ungenauigkeiten in den analogen Ketten zu kompensieren. Die über eine solche Kompensationsverarbeitung addierten Effekte sind vorzugsweise den durch die analogen Ketten eingeführten gleich und entgegengesetzt. Zumindest einige der Effekte werden vorzugsweise unter Verwendung von digitalen Filtern mit unbegrenztem Impulsansprechverhalten (FIR) eingeführt, welche die Signalkomponenten, die aus dem SCS ausgegeben werden, verarbeiten, bevor die Signale in analoge Form umgewandelt werden. Als Ergebnis der Kompensationsverarbeitung werden die nachteiligen Effekte, die normalerweise durch Ungleichheiten zwischen den analogen Ketten verursacht werden, beträchtlich vermindert oder beseitigt.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird die Kompensationsverarbeitung, die entlang jedes Pfades angewendet wird, durch einen Satz von Kompensationsparametern spezifiziert, die von Zeit zu Zeit erneuert bzw. auf den neuesten Stand gebracht werden. Die Kompensationsparameter werden vorzugsweise in digitaler Weise unter Verwendung eines adaptiven Kompensationsabschätzungsprozesses erzeugt, der die aus dem SCS ausgegebenen Signalkomponenten und die Ausgangsgröße des Signalkombinierers überwacht. Ein wichtiger Aspekt der Erfindung beinhaltet die Erkenntnis, daß die Kompensationsparameter nicht in Realzeit erzeugt werden müssen, da die Charakteristiken der analogen Keilen sich mit der Zeit nur relativ langsam verändern. Es ist daher möglich, den adaptiven Kompensationsabschätzungsprozeß in einem nicht in Realzeit ablaufenden Betriebszustand zu implementieren (z. B. unter Verwendung von Sequenzen von zuvor erfaßten Abtastungen), und mit einer digitalen Signalverarbeitungsgeschwindigkeit, die beträchtlich langsamer ist als die Abtastrate des gesendeten Signales. Ein wichtiger Vorteil dieses Ansatzes liegt darin, daß der Prozeß der adaptiven Kompensationsabschätzung unter Verwendung von universellen (Vielzweck-) digitalen Signalverarbeitungschips (DSP-Chips) implementiert werden kann. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß berechnungstechnisch aufwendige Kompensationsalgorithmen verwendet werden können.
Die Erfindung stellt auch verschiedene Techniken für die Stimulierung der analogen Verstärkungsketten und für das Trainieren der Kompensationsschaltkreise bereit, wenn kein Signal gesendet wird. Ein Merkmal der Erfindung beinhaltet das Anwenden von Übungssequenzen für die Kompensations-/Verstärkungsketten (die analogen Verstärkungsketten und ihres entsprechenden Kompensationsschaltkreises), wenn kein Signal gesendet wird, wie z. B. während des Herauffahrens und Herabfahrens (Ein- und Ausschalten) des Verstärkers und/oder zwischen Sendevorgängen im Burst- Betrieb. Die Verwendung von Übungs- bzw. Trainingssignalen in dieser Weise ermöglicht, daß die Kompensations-/Verstärkungsketten ins Gleichgewicht gebracht (oder im Gleichgewicht gehalten) werden, bevor Informationssignale gesendet werden. In einer Ausführungsform liegen die an den Kompensations-/Verstärkungsketten angelegten Übungssignale in Gegenphase, so daß die Übungssignale einander im wesentlichen auslöschen, wenn sie kombiniert werden; hierdurch werden unerwünschte Aussendungen von der Antenne des Senders während des Übens bzw. Trainierens im wesentlichen eliminiert, ohne daß ein teurer Antennenschalter erforderlich ist. In anderen Ausführungsformen kann ein Antennenschalter verwendet werden, um die Antenne während der Aufbringung der Trainingssignale abzutrennen.
Die Erfindung stellt auch verschiedene Verfahren und Algorithmen für die Berechnung anfänglicher Sätze von Kompensationsparametern und zum Erneuern der Kompensationsparameter unter Verwendung von Trainingssequenzen oder eines zufälligen Sendesignals bereit. In der bevorzugten Ausführungsform wird anfänglich ein numerisches Modell erzeugt, um die durch die Verstärkungsketten und den Signalkombinierer in die Signalkomponenten eingeführten Ungenauigkeiten zu modellieren. Das Modell wird dann in Verbindung mit den Kompensationsschaltkreisen verwendet oder mit einer Softwareimplementierung solcher Schaltkreise, um die gesamte Arbeitsweise des Verstärkers zu simulieren. Während des Simulationsvorgangs werden Testsequenzen an dem Verstärkermodell angelegt, während ein Standardsatz von Kompensationsparametern in adaptiver Weise erneuert bzw. überarbeitet oder überschrieben wird. Durch diesen Prozeß erhält man einen anfänglichen Satz von Kompensationsparametern, der verwendet werden kann, um die Signalkomponenten während Sendeereignissen zu modifizieren. Updates bzw. Erneuerungen der Kompensationsparameter werden danach wiederholt während des Sendens und während der Trainingsvorgänge in einem Nichtrealzeitbetrieb berechnet, um das Niveau der Verzerrung des Verstärkers innerhalb der gemäß Regeln vorgeschriebenen Spezifikationen zu halten.

KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN

Die vorstehenden und andere Merkmale der Erfindung werden nunmehr unter Bezug auf die folgenden Figuren einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung beschrieben:
Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm einer LINC-Verstärkeranordnung nach dem Stand der Technik,
Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm eines LINC-Verstärkers, welcher gemäß der Erfindung arbeitet,
Fig. 3A zeigt den Daten- und Steuerstrom des Verstärkers nach Fig. 2,
Fig. 3B zeigt, wie Realzeit- und Hintergrundverarbeitungseinheiten verwendet werden können, um die digitalen Verarbeitungsaufgaben in dem System nach Fig. 2 auszuführen,
Fig. 4A-4D zeigen Betriebskurven des Signalkomponentenseparators nach Fig. 2,
Fig. 5 zeigt die Kurve der spektralen Leistungsdichte verschiedener Signale in dem Verstärker nach Fig. 2,
Fig. 6A-6D zeigt Betriebskurven des Signalkomponentenseparators nach Fig. 2, welche schnelle Phasenänderungen in den Signalkomponenten haben,
Fig. 7A-7B zeigen Betriebskurven des Signalkomponentenseparators nach Fig. 2 ohne die schnellen Phasenveränderungen nach Fig. 6,
Fig. 8 zeigt eine Betriebskurve des Signalkomponenten-Separatorelements nach Fig. 2, wobei das Kontextumschalten eingeschaltet ist, wobei jedoch immer noch eine schnelle Phasenänderung der Signalkomponenten auftritt,
Fig. 9 ist ein schematisches Diagramm des digitalen Signalkompensationsprozessors nach Fig. 2,
Fig. 10A-10B zeigen die FIR-Filter- und IQ-Modulator-Komponenten des digitalen Kompensationssignalprozessors nach Fig. 9,
Fig. 11 ist ein Diagramm einer Zustandsmaschine der adaptiven Steuerverarbeitung und eines Kompensationsabschätzers nach Fig. 2,
Fig. 12 zeigt Eingangsgrößen und Ausgangsgrößen und Verzerrungen, die durch die adaptive Steuerverarbeitung und den Kompensationsabschätzer nach Fig. 2 korrigiert werden sollen,
Fig. 13 ist ein schematisches Diagramm der adaptiven Steuerverarbeitung und des Kompensationsabschätzers nach Fig. 2,
Fig. 14 ist ein schematisches Diagramm einer Anordnung zum Bestimmen einer Systemidentifikation,
Fig. 15 ist ein Flußdiagramm der Betriebszustände des Identifizierungsvorganges, der durch das Element nach Fig. 14 durchgeführt wird,
Fig. 16 ist ein schematisches Diagramm des Verstärkerelementes vom LINC-Modell gemäß der Anordnung nach Fig. 14,
Fig. 17A-17D zeigen Kurven des Verstärkerelementes des LINC-Modells nach Fig. 16 mit verschiedenen Einstellungen,
Fig. 18 zeigt ein Flußdiagramm der Betriebsweise der Systemidentifizierung,
Fig. 19 ist ein schematisches Diagramm eines IQ-Modulator-Korrekturelements des LINC- Modells nach Fig. 16,
Fig. 20 ist ein schematisches Diagramm einer Anordnung für das Abschätzen anfänglicher Kompensationsparameterwerte unter Verwendung eines LINC-Modells,
Fig. 21 ist ein schematisches Diagramm einer Anordnung für das Abschätzen von Kompensationsparameterwerten unter Verwendung eines LINC-Verstärkers,
Fig. 22A-22D sind Kurven, welche ausbalancierte Antiphasensignale ohne resultierenden Ausgangswert zeigen, sowie einen kleinen Ausgangswert aus nicht vollständig ausgeglichenen Phasen und Amplituden,
Fig. 23A-F zeigen Übungssequenzen mit frequenzvariierenden Antiphasen,
Fig. 24 zeigt das Verstärkerkombinations- und Abtastelement nach Fig. 2, welches mit einer Ausgangsantenne verbunden ist,
Fig. 25 zeigt die Modulation und Aufwärts-Konvertierung eines der beiden Signalpfade des LINC-Verstärkers nach Fig. 2,
Fig. 26 zeigt eine Anordnung zum Überwachen des Ausgangs des LINC-Verstärkers nach Fig. 2,
Fig. 27 zeigt einen Vorgang, der verwendet werden kann, um die Leistung des LINC- Verstärkers rampenartig heraufzufahren, während die Kompensations-/Verstärkungsketten im Gleichgewicht gehalten werden,
Fig. 28 veranschaulicht einen Vorgang, der verwendet werden kann, um die Leistung des LINC-Verstärkers rampenartig herabzufahren, während die Kompensations-/Verstärkungsketten im Gleichgewicht gehalten werden,
Fig. 29 veranschaulicht einen Prozeß zum Variieren der Bandbreite von Übungssignalen, die auf die Kompensations-/Verstärkungsketten angewendet werden,
Fig. 30 veranschaulicht einen Prozeß, der verwendet werden kann, um die Betriebsfrequenz des LINC-Verstärkers zu verändern, während die Kompensations-/Verstärkungsketten im Gleichgewicht gehalten werden,
Fig. 31 veranschaulicht einen Prozeß, der verwendet werden kann, um Übergänge zwischen Sendesignalen und Modulationssignalen zu glätten,
Fig. 32 ist eine Kurve, die das Abschneiden in der Betriebsweise des Signalkomponentenseparators nach Fig. 2 zeigt,
Fig. 33 zeigt eine Anordnung zum Steuern der Verstärkung des Komponentenverstärkers in dem LINC-Verstärker nach Fig. 2,
Fig. 34 ist ein schematisches Diagramm einer erfindungsgemäßen Anordnung für das Wiedergewinnen bzw. Einsparen von überschüssiger Energie,
Fig. 35 ist eine idealisierte Kurve der Leistungsspektraldichten der Verstärker,
Fig. 36A-36C sind Kurven der Leistungsspektraldichten der Verstärker mit verschiedenen Phasenungleichgewichten, und
Fig. 37A-37C sind Kurven der Leistungsspektraldichten der Verstärker mit verschiedenen Amplitudenungleichgewichten.

GENAUE BESCHREIBUNG EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Eine bevorzugte Ausführungsform eines LINC-Verstärkers und verschiedener Auslegungsoptionen für die Implementierung des Verstärkers wird nun genau unter Bezug auf die Figuren beschrieben. Es versteht sich jedoch, daß die beschriebene Ausführungsform nur für die Veranschaulichung und nicht für die Einschränkung des Rahmens der Erfindung gedacht ist. Die Erfindung wird nur durch die anhängigen Ansprüche definiert.
Zur besseren Übersicht ist die Beschreibung und die bevorzugte Ausführungsform entsprechend den folgenden Abschnitten und Unterabschnitten angeordnet:
I. Übersicht
II. Beispielhafte Hardwareimplementierungen
III. Signalkomponentenseparator
IV. Digitaler Kompensationssignalprozessor
V. Beispielhafte Zustandsmaschine
VI. Gewinnen von Datenproben
VII. Adaptive Kompensationsabschätzungsverfahren
a. Anfängliche Erzeugung von Kompensationsparametern
b. Erneuerungen (Updates) von Kompensationsparametern während des Betriebs
VIII. Kombinieren verstärkter Signale
IX. Digital-Analog- und Aufwärts-Konvertierung
X. Überwachen des Ausgangssignals
XI. Training des Kompensationssystems
a. Erzeugung von Antiphasensequenzen
b. Auswahl von Trainingssequenzen
c. Herauf- und Herunterfahren des Verstärkers
d. Realzeiteinstellungen für das Trainingsband
e. Übergänge zwischen Trainingssequenzen und dem modulierten Signal
XII. Speichern und Wiederverwendung von Kompensationsparametern
XIII. Verstärkungssteuerung und Abschneiden
XIV. Wiedergewinnung von Energieverlusten
XV. Wirkungen von Ungleichgewichten
XVI. Zusätzliche Überlegungen
Anhang

I. Übersicht

Fig. 2 zeigt einen LINC-Leistungsverstärker 20, der gemäß der Erfindung arbeitet. Der LINC-Verstärker ist vorzugsweise in einen Sender (nicht dargestellt) einer Mobilfunkbasisstation oder eines anderen drahtlosen Telekommunikationssystems eingebaut. Der Verstärker 20 ist aus den folgenden Kernkomponenten aufgebaut: ein Signalkomponentenseparator (SCS) 11, einem digitalen Kompensationssignalprozessor (DCSP) 21, einem Digital-Analog-Umwandlungsschaltkreis 22, zwei RF-Aufwärts-Konvertierungsschaltkreisen 23, 24, zwei nicht linearen Verstärkern 15, 16, einem die Verstärkungsleistung kombinierenden und abtastenden Schaltkreis 25, einem RF- Abwärts-Konvertierungsschaltkreis 26, einem Analog-Digital-Konvertierungsschaltkreis 27 und einer adaptiven Steuerverarbeitung und Kompensationsabschätzer (ACPCE) 28. Der Schaltkreis 25 zur Kombination der Leistung und Abtastung umfaßt einen Quadraturkoppler 244 (Fig. 26), der unten noch diskutiert wird.
Im Betrieb stellt der LINC-Verstärker 10 eine im wesentlichen lineare Verstärkung von zwei nicht linearen Verstärkern 15, 16 bereit, indem er das ursprüngliche Signal 12, welches gesendet werden soll, in zwei Signale PhA(t) und PhB(t) mit einer Einhüllenden mit konstanter Amplitude, und mit variierender Phase zerlegt (die auch als "Phasensignale" oder "Signalkomponenten" bezeichnet werden). Wie unten noch genauer beschrieben wird, werden dis Phasensignale durch den DCSP 21 digital modifiziert, um Unterschiede und Ungenauigkeiten in den analogen Verstärkungspfaden zu kompensieren. Die Ausgangsgrößen des DCSP werden durch den Digital-Analog- Konvertierungsschaltkreis 22 (der getrennte Digital-Analog-Konverter aufweisen kann) in analoge Form umgewandelt, durch die RF-Aufwärts-Konvertierer 23, 24 aufwärts konvertiert, und durch Verstärker 15 und 16 verstärkt, um die Signale PhArf und PhBrf verstärkt. Wenn die Signale durch den Leistungskombinations- und Abtastschaltkreis 25 kombiniert worden sind, so interferieren die Signale PhArf und PhBrf in konstruktiver und destruktiver Weise, um erneut eine verstärkte Version ks(t) des ursprünglichen Signals s(t) zu bilden. Dieser Ansatz ist wünschenswert, da in der Phase variierende Signale mit einer Einhüllenden mit konstanter Amplitude verstärkt werden können, so daß sie ks(t) 18 ohne Beeinträchtigung von nicht linearen Verstärkern 15, 16 bilden. Aus Gründen der Klarheit wird hier der Begriff "analoge Kette" verwendet, um den analogen Signalpfad zu bezeichnen (einschließlich der zugehörigen Komponenten), entlang welcher jedes Phasensignal aufwärts konvertiert und verstärkt wird. Auch wenn die analogen Ketten in der bevorzugten Ausführungsform RF- Aufwärts-Konverter 23, 24 enthalten, so versteht es sich doch, daß die RF-Aufwärts-Konverter fortgelassen werden könnten, wie z. B. bei Ausführungsformen mit Kabelmodem und anderen Anwendungen, bei welchen die Umwandlung in RF unnötig ist. Der Begriff "Kompensations- /Verstärkungskette" wird verwendet, um auf den Signalpfad hinzuweisen, entlang dessen ein Phasensignal digital modifiziert wird, in analoge Form umgewandelt wird, optional auch aufwärts konvertiert wird und verstärkt wird. Demnach enthält jede Kompensations-/Verstärkungskette eine analoge Kette und die zugehörige Schaltung für die digitale Modifizierung des daran angelegten Phasensignals.
Normalerweise erfordert ein LINC-Verstärker, daß beide analogen Ketten im wesentlichen identisch und frei von Ungenauigkeiten sind. In der Praxis ist es unmöglich, zwei identische analoge Schaltkreise aufzubauen und damit ist auch eine perfekte konstruktive und destruktive Rekombination von Signalen unmöglich zu erreichen. LINC-Verstärker sind extrem empfindlich auf Phasen-, Verzögerungs- und Amplitudenungleichgewichte zwischen den beiden analogen Ketten, was dazu geführt hat, daß das LINC-Modell von vielen Entwicklern aufgegeben wurde. Der erfindungsgemäße LINC-Verstärker löst dieses Problem, indem er ein adaptives Kompensations- und Steuerungsschema bereitstellt, um die Unterschiede zwischen den beiden analogen Ketten zu kompensieren. Unter Verwendung dieses Schemas erreicht man ein Gleichgewicht zwischen den Kompensations- /Verstärkungsketten (auch wenn die analogen Ketten beträchtlich außer Gleichgewicht sein mögen), so daß jedes Phasensignal im wesentlichen identisch verarbeitet wird. Die normalerweise durch Unterschiede in den analogen Ketten bewirkten Verzerrungen werden dadurch vermieden.
Fig. 3A zeigt die Daten- und Steuerstrompfade innerhalb des Systems nach Fig. 2. Die generelle, gesamte Betriebsweise des Systems nach Fig. 2 wird beschrieben, indem wir dessen Hauptdatenströmen folgen.
Der vorwärts gerichtete Datenstrompfad in Realzeit und in Form einer offenen Schleife betrifft den direkten Fluß von Daten oder Signalen von dem angelegten Eingangssignal s(t) durch die Verstärker 15, 16. Dieser Pfad arbeitet in Realzeit. Der Signalkomponentenseparator 11 erzeugt zwei breitbandige, phasenvariierende Signale mit einer Einhüllenden mit konstanter Amplitude entlang der Pfade 13 und 14. Ein SCS 11, der das Eingangssignal s(t) in mehr als zwei Komponenten auftrennt, könnte alternativ ebenfalls verwendet werden, falls gewünscht, wobei in diesem Fall zusätzliche Kompensations-/Verstärkungsketten vorgesehen wären. Die Abtastrate der Signalverarbeitung, die verwendet wird, um diese Abtrennung bereitzustellen, liegt bei dem 8-fachen bis 16-fachen der Bandbreite des komplexen, bandbegrenzten Eingangssignals s(t) 12. Man beachte, daß die Basisbandabtastungen auf eine höhere Rate interpoliert werden könnten, je nachdem, wie es für den Signalkomponentenseparator erforderlich ist. Dies würde die beiden phasenmodulierten Komponentensignale mit bis zu dem 16-fachen der Eingangsabtastrate erzeugen. Dies ermöglicht es dem SCS, von Abtastung zu Abtastung mit dieser Rate zu arbeiten.
Weiterhin verwendet gemäß Fig. 3 das System 20, da es analoge Komponenten benutzt, die Herstellungsungenauigkeiten haben, eine Rückkopplungssteuerung, um eine nahezu perfekte Betriebsweise sicherzustellen. Ein Verfahren, diese Steuerung zu erreichen, besteht in dem Aufbau einer Rückkopplungsschleife, die in Realzeit arbeitet und eine Kompensation durch Verwendung von Daten von dem Ausgang des Kombinierers 25 der Verstärkerleistung bereitstellt. Jedoch ist eine adaptive Steuerungsverarbeitung und Kompensationsabschätzung in Realzeit nicht erforderlich, weil die Ungenauigkeiten in den RF-Aufwärts-Konvertierungsstufen 23, 24 und die Verstärker 15, 16 sich als Funktion der Zeit nur sehr langsam verändern. Wie unten beschrieben, ermöglicht dies, daß man eine Offline- (Nebenher-) Berechnung ausführt, indem man den ACPCE 28 eine Folge von Abtastungen aus dem verstärkten Ausgangswert und Folgen von Abtastungen aus den beiden Phasensignalen extrahieren läßt. Diese Daten werden verwendet, um verbleibende Ungenauigkeiten in den analogen Ketten zu berechnen und um dann Parameterkorrekturen zu identifizieren, die durch den digitalen Kompensationssignalprozessor (DCSP) 21 vorgenommen werden sollten. Die erneuerten Parameter werden dem DCSP 21 über den Signalpfad 34 für das Steuerungsupdate bereitgestellt.
Das komplexe Basisbandsignal s(t), welches verstärkt werden soll, wird an dem Eingang eines Signalkomponentenseparators (SCS) 11 angelegt. Bei dem digitalen Modell erfordert der SCS 11, daß s(t) ein bandbegrenztes, komplexes Basisbandsignal ist. Wenn s(t) nur als reales, digitales Durchlaß-IF oder reales analoges RF-Durchlaßsignal verfügbar ist, so muß dieses in eine komplexe Basisbanddarstellung umgewandelt werden. Diese Modifikation wird ausgeführt unter Verwendung bekannter Techniken, wie z. B. der Hilbert-Transformation und der digitalen Mischung.
Wie oben erwähnt, zerlegt der SCS 11 das komplexe Signal s(t) in zwei komplexe Basisbandsignale, PhA(t) und PhB(t) mit variierender Phase und einer Einhüllenden mit konstanter Amplitude. Diese beiden Signale werden absichtlich so konstruiert, daß, wenn sie durch einfache lineare Addition rekombiniert werden, das ursprünglich gesendete Signal s(t) rekonstruiert wird, wie es durch die Gleichung 1 beschrieben wird.
s(t) = PhA(t) + PhB(t) Gleichung 1
Die Signale PhA(t) und PhB(t) werden an den digitalen Kompensations- und Signalprozessor (DCSP) 21 geleitet. Der DCSP fügt Phasendrehungen, Laufverzögerungen, Amplitudenverstärkungen, DC-Verschiebungen und IQ-Übersprechen in jedes der PhA(t)- und PhB(t)-Signale ein, soweit erforderlich, um Fehler, die in den analogen Ketten eingeführt werden, zu korrigieren. Der Betrag der Kompensation entspricht demjenigen, was erforderlich ist, um die in den analogen Ketten auftretenden Ungenauigkeiten auszulöschen. Da jede analoge Kette unabhängig ist, können die Korrekturen für jeden Signalpfad vollständig unterschiedlich sein.
Der DCSP 21 stellt zwei digital kompensierte Signale PhAdC(t) und PhBdC(t) für den Digital- Analog-Umwandlungsblock 22 bereit. Man beachte, daß die digital kompensierten Signale, PhAdC(t) und PhBdC(t) nicht mehr notwendigerweise die Bedingung einer Einhüllenden mit konstanter Amplitude erfüllen müssen. Dies kann man an der Stelle erkennen, wo der DCSP 21 die frequenzabhängigen Amplitudenvariationen in der analogen Kette korrigiert.
Die Kompensation der beiden Signale, die anfänglich eine Einhüllende mit konstanter Amplitude haben, wird dafür ausgelegt, daß die beiden Signalkomponentenpfade bis zum Punkt der Kombination zusammenpassen oder, was äquivalent ist, so daß die Kompensations-/Verstärkungsketten ins Gleichgewicht gebracht werden. Der Punkt, an welchem die Signale ins Gleichgewicht gebracht werden, liegt bei RF innerhalb des Quadraturkopplers 244 (Fig. 26). Es können Amplitudenvariationen aufgrund der Aufwärts-Konvertierung, in den Verstärkern und sogar in dem Quadraturkoppler selbst vorliegen. Die Variationen mögen in den beiden letztgenannten nur gering sein, jedoch haben die Signale an den Eingängen und Ausgängen der Verstärker nicht notwendigerweise eine Einhüllende mit absolut konstanter Amplitude. Nicht lineare Verstärker, die bis zur Sättigung getrieben werden, zeigen keinen signifikanten Verstärkungsabfall über der Frequenz über den erforderlichen Bandbreiten. Quadraturkoppler sollten so ausgewählt werden, daß sie in einem Frequenzbereich arbeiten, in welchem ihre Eigenschaften über der Frequenz im wesentlichen flach (frequenzunabhängig) sind, jedoch nimmt die existierende Beschreibung eine Perfektion an. Wenn die Korrekturschaltkreise nur einen kleinen Effekt auf die Verstärkerausgänge haben, so ist es wahrscheinlich, daß eine große Amplitudenveränderung an den Eingängen der Verstärker erforderlich ist. Diese große Veränderung wird "abgeschnitten" und der Ausgang der Verstärker ändert sich nur leicht.
Wenn analoge Quadraturmodulatoren verwendet werden, so ist es wünschenswert, zusätzlich auch DC-Verschiebungen, das Verstärkungsgleichgewicht und IQ-Übersprechen zu korrigieren. Dieses führt zu anderen Amplitudenveränderungen in den Signalpfaden, die die Veränderungen in dem Quadraturmodulator auslöschen. Dies bedeutet, daß diese Variationen vor den Verstärkern ausgelöscht werden. Eine analoge Quadraturmodulation kann direkt erfolgen, wenn sie bei RF- Frequenz vorgenommen wird und in diesem Fall gibt es keine Aufwärts-Konvertierung. Sie kann auch bei einer niedrigeren Zwischenfrequenz durchgeführt werden, worauf eine analoge Aufwärts- Konvertierung erfolgt.
Der Digital-Analog-Umwandlungsblock 22 wird verwendet, um eine Vielfalt von Möglichkeiten einzufangen, durch welche ein komplexes Basisbandsignal, wie z. B. PhAdc(t) und PhBdC(t) auf einen RF-Träger aufgebracht werden kann. Die Ausgangssignale des Blocks 22 laufen jeweils durch einen entsprechenden RF-Aufwärts-Konversionsblock 23, 24, um die RF-Signale PhARF(t) und PhBRF(t) zu bilden, die an den Eingang von nicht linearen Verstärkern 15 und 16 angelegt werden. Eine direkte Konversion bzw. Konvertierung von dem komplexen Basisband kann erreicht werden durch Verwendung eines Quadratur-Aufwärts-Konvertierers. Dieser erfordert, daß zwei standardmäßige Digital-Analog-Wandler (DRCs) verwendet werden, um ein analoges komplexes Basisbandsignal zu erzeugen, welches dem RF- oder IF- und Aufwärts-Konvertierungsprozeß unterzogen wird. Dieser Ansatz ist jedoch oftmals unerwünscht, weil praktische analoge Quadraturmodulatoren beträchtliche Verschlechterungen aufgrund von DC-Offsets und IQ-Übersprechen (IQ-Phasen- und - Amplitudenungleichgewicht) einführen. Ein alternativer Ansatz besteht darin, absichtlich ein digitales RF-Signal zu erzeugen, indem eine Umformung eines komplexen Basisbandes in digitale IF durchgeführt wird, was ein reales digitales IF-Signal erzeugt, welches einen DRV verwendet, um ein reales, niedrigeres, Duchlaßband-IF-Signal zu erzeugen, welches nach RF aufwärts konvertiert werden kann. Dieser Ansatz ist wünschenswert, da im wesentlichen eine Quadraturkonvertierung innerhalb der digitalen Domäne erreicht wird, die keine Ungenauigkeit mit sich bringt. Weiterhin ist der Ansatz insofern vorteilhaft, als nur ein einzelner DRC pro RF-Kanal erforderlich ist. Der Ansatz kann jedoch einen etwas teureren Aufwärts-Konvertierungsvorgang erfordern.
Wenn die beiden Signalkomponenten getrennt auf die erforderliche Frequenz aufwärtskonvertiert wurden, können sie durch die beiden Verstärker 15, 16 verstärkt werden. Das Erfordernis von zwei Verstärkern innerhalb eines LINC-Verstärkers ist keine praktische Einschränkung. Für Ausgangswerte höherer Energie können mehrere Verstärker entlang jeder analogen Kette verwendet werden, die parallele und/oder serielle Kombinationen verwenden.
Die beiden RF-Durchlaßbandsignale PhARF(t) und PhBRF(t) mit variierender Phase und einer Einhüllenden von im wesentlichen konstanter Amplitude werden an den Eingängen von nicht linearen Verstärkern 15 und 16 angelegt. Da die Signale eine konstante Einhüllende zeigen und die nicht linearen Verstärker durch AM-AM- und AM-PM-Verzerrung gekennzeichnet sind, können die RF- Durchlaßbandsignale verstärkt werden, ohne daß irgendeine Verschlechterung auftritt. Die Ausgangsgröße der Verstärker liegt auf einem signifikant höheren Leistungsniveau, gekennzeichnet durch die Verstärkung k der Verstärker. Demnach sind die Verstärkerausgangswerte definiert als kPhRRF(t) und kPhBRF(t), wobei k die Verstärkung des Verstärkers ist. Die Verstärkerausgangswerte werden dann dem Block 25 für die lineare Kombination der Verstärkungsleistung und für die Abtastung zugeführt, welcher die beiden RF-Signale gemäß Gleichung 1 linear miteinander kombiniert. Dies kann von Fachleuten erreicht werden mit standardmäßigen Mikrowellenkomponenten. Da der DCSP 21 alle Ungenauigkeiten der analogen Kette kompensiert hat, kombinieren sich die Signale kPhARF(t) und kPhBRF(t) in konstruktiver und destruktiver Weise so, daß sie die verstärkte Version ks(t) des ursprünglichen Ausgangssignals s(t) bilden. Üblicherweise wird bei einem LINC-Modell mit offener Schleife das Signal ks(t) 18 direkt der Verstärkerlast, typischerweise einer Antenne, zugeführt. Man beachte, daß eine kleine Probe des Signals 18 duch den Konvertierungsblock 26 nach RF herabkonvertiert wird, welcher einen Teil des in Realzeit arbeitenden Rückkopplungsschleifenpfades 32 (Fig. 3A) bildet.
Der ACPCE 28 implementiert die Steueralgorithmen für den LINC-Sender. Der ACPCE reagiert in allen Betriebszuständen so, daß er die Gültigkeit der Kompensationsparameter, die durch den DCSP 21 verwendet werden, identifiziert und aufrechterhält. Die Algorithmen des Steuer- und Datenflusses, die innerhalb dieses Blockes 28 verwendet werden, umfassen im wesentlichen alle Betriebsbedingungen von anfänglichen Kalibrierungsvorgängen bis hin zur Parametererneuerung und -abschätzung im Onlinebetrieb. Der ACPCE stellt auch sicher, daß der Betrieb des Leistungsverstärkers im wesentlichen frei von falschen Emissionen ist, wenn ein Ein- und Ausschalten erforderlich ist und auch wenn rampenartig Übertragungen herauf- und herabgefahren werden.
Der ACPCE weist logisch zwei Funktionseinheiten auf: einen adaptiven Kompensationsabschätzer (nicht dargestellt) und eine Zustandsmaschine (Fig. 11). Der adaptive Kompensationsabschätzer wird vorzugsweise durch Firmware (Software in Festspeichern) implementiert und reagiert, um anfängliche Kompensationsparameter zu erzeugen und dann diese Parameter während des Normalbetriebs des Verstärkers (einschließlich des Übens bzw. Trainierens) zu erneuern. Die durch den adaptiven Kompensationsabschätzer verwendeten Verfahren werden unten unter der Überschrift "Adaptive Kompensationsabschätzungsverfahren" beschrieben. Die ACPCE- Zustandsmaschine wird vorzugsweise durch Firmware und/oder gezielt hergestellte Hardware implementiert und steuert den gesamten Betrieb des Verstärkers. Die Zustandsmaschine reagiert unter anderem so, daß sie feststellt, ob die Kompensations-/Verstärkungsketten ausreichend ausbalanciert sind, um den Sendebetrieb aufzunehmen, und um den SCS anzuweisen, daß er für die Voreinstellung Trainings- und Stimulationssequenzen erzeugt. Die Zustandsmaschine wird unten unter der Überschrift "Beispielhafte Zustandsmaschine" beschrieben.
Gemäß Fig. 2 wird das Signal s(t) abwärtskonvertiert zu einem komplexen Basisband durch den RF-Abwärts-Konvertierungsblock 26 und den Analog-Digital-Wandlerblock 27. Wie zuvor bereits beschrieben, stehen verschiedene Techniken zur Verfügung, die es ermöglichen, daß Kompromisse hinsichtlich Kosten, Komplexität und Ungenauigkeit eingegangen werden. Demnach wird das reale RF-Durchlaßbandsignal, s(t) in ein komplexes Basisbandäquivalentsignal γs(t) 137 übersetzt, welches durch den ACPCE-Block 28 verwendet wird. Dieser Block ist auch mit den komplexen Basisbandsignalen PhA(t) 13 und PhB(t) 14 versehen und bildet den Beobachtungssignalpfad 33. Der ACPCE untersucht diese drei Signale und bestimmt das verbleibende Maß an Ungenauigkeit bei dem analogen Aufwärts-Konvertierungsvorgang, der zuvor noch nicht korrigiert worden ist. Diese Information wird dann verwendet, um Erneuerungen bzw. Updates der existierenden Korrekturparameter zu berechnen. Diese neuen Parameter werden dann dem DCSP 21 über X&sbplus;(t) zugeführt, der ein Vektor der letzten Abschätzungen der Korrekturparameter ist und der den Steuer- /Updatesignalpfad 34 bildet. Nachdem jeweils ein neuer Parametersatz für den DCSP 21 bereitgestellt worden ist, wählt der ACPCE 28 einen anderen Satz von Datenproben für die Verarbeitung aus. Wie oben angegeben, müssen die adaptiven Kompensationsalgorithmen des ACPCE nicht in Realzeit implementiert werden, da die Änderungsraten, die man in dem Ausgangssignal ks(t) als Ergebnis der Änderungen in den analogen Komponentenwerten beobachtet, relativ langsam ist. Dies ermöglicht es, daß der LINC-Verstärker 20 mit offener Schleife durch einen Regler mit einer geschlossenen Schleife im Offline-Betrieb geregelt bzw. gesteuert wird. Man beachte, daß dem System 20 keine Beschränkung der Betriebsbandbreite auferlegt wurde. Typische geschlossene Schleifensysteme in Realzeit sind durch die Schleifenverzögerung beschränkt, die eine endliche Betriebsbandbreite einführt, die im allgemeinen zehnmal so niedrig ist wie die Bandbreite der offenen Schleife.
Ein Merkmal der Erfindung umfaßt die Verwendung von antiphasigen Übungssignalen, um die Kompensationsschaltkreise 21, 28 des Verstärkers zu trainieren, wenn der Verstärker nicht für das Senden eines Informationssignals verwendet wird. Wie in Fig. 3A dargestellt, werden diese Übungssignale durch einen Übungssignalgenerator 11A erzeugt. Der Übungssignalgenerator 11A ist vorzugsweise als ein Teil des SCS 11 implementiert, könnte jedoch alternativ auch an anderer Stelle des Systems implementiert sein. Da die Trainings- bzw. Übungssignale antiphasig zueinander sind (das heißt das Signal, welches entlang eines Pfades 13 bereitgestellt wird, ist näherungsweise um 180º außer Phase mit dem entlang des anderen Pfades 14 bereitgestellten Signal), löschen die beiden Signale einander im wesentlichen aus, wenn sie miteinander kombiniert werden - wobei angenommen ist, daß die beiden Kompensations-/Verstärkungsketten ausreichend ausbalanciert bzw. im Gleichgewicht sind. Demnach werden Emissionen von der Antenne des Senders im wesentlichen verhindert, ohne daß ein teurer Antennenschalter erforderlich ist.
Die Verwendung von antiphasigen Stimulationssignalen geht von der Annahme aus, daß der LINC-Verstärker genau zwei Kompensations-/Verstärkungsketten hat. In Ausführungsformen, in welchen mehr als zwei Kompensations-/Verstärkungsketten bereitgestellt werden, kann eine Auslöschung der Signale beispielsweise erreicht werden unter Verwendung von Signalen gleicher Amplitude, die in der Phase um 360º/(Anzahl der Ketten) zueinander versetzt sind.
Der SCS 11 kann so ausgestaltet oder instruiert sein, daß er die antiphasigen Übungssignale zu irgendeinem geeigneten Zeitpunkt erzeugt, während dessen kein Informationssignal gesendet wird. Beispielsweise können die Übungssignale während des Herauffahrens des Verstärkers, während des Herabfahrens des Verstärkers und/oder zwischen Sendungen im Burst-Betrieb erzeugt werden, wie sie bei zugeordneten Sendezeitschlitzen in einem TDMA- (Zeitmultiplex bzw. Zeitaufteilung für mehrfachen Zugriff) System auftreten. In einer Ausführungsform wird ein intelligenter SCS verwendet, der automatisch in einen Trainingssignalerzeugungsbetrieb übergeht, wenn am Eingang des SCS kein Signal anliegt. Wie durch den Steuerpfad 29 in Fig. 3A dargestellt, wird auch die Erzeugung von antiphasigen Trainingssignalen vorzugsweise durch den ACPCE 28 gesteuert.
Die Verwendung von antiphasigen Trainingssignalen, einschließlich verschiedener Algorithmen für das Auswählen und Variieren der Frequenzen der Trainingssignale wird im einzelnen in dem unten folgenden Abschnitt XI mit dem Titel "Training des Kompensationssystems" beschrieben.

II. Beispielhafte Hardwareimplementierungen

Wie die Fachleute erkennen, können der SCS 11, der DCSP 21 und der ACPCE 28 unter Verwendung eines breiten Bereiches unterschiedlicher Typen von Hardwarekomponenten implementiert werden. Die Auswahl unter solchen Komponenten ist im allgemeinen eine Frage der Modellwahl.
Bei Anwendungen, in welchen das zusammengesetzte bandbreitenlimitierte Signal auf etwa 100 kHz oder weniger begrenzt ist, können alle Funktionen des SCS, DCSP und ACPCE unter Verwendung von einem oder mehreren digitalen Signalverarbeitungschips (DSP-Chips) für allgemeine Zwecke implementiert werden. Festkomma- und Fließkomma-Präzisisions-DSP-Chips von Texas Instruments, AT&T, DSPG und Analog Devices sind für diesen Zweck geeignet.
Bei Anwendungen, in welchen die Frequenzen beträchtlich höher als 100 kHz liegen, wie z. B. bei breitbandigen Multicarrier- (Mehrfachträger-) Mobilfunkverstärkeranwendungen, ist es derzeit nicht praktisch, die in Realzeit ablaufenden Verarbeitungsaufgaben für den Vorwärtsdatenstrom durch Verwendung von Vielzweck-DSP-Chips zu implementieren. Dementsprechend ist die Signalverarbeitung, die in der digitalen Domäne stattfindet, vorzugsweise in zwei Hauptblöcke (Fig. 3B) aufgeteilt: einen Realzeitverarbeitungsblock 35, der die Verarbeitungsaufgaben handhabt, die mit dem SCS 11 und dem DCSP 21 (und optional auch Teilen des D/A-Wandlers 22) verknüpft sind, und einen Hintergrundverarbeitungsblock 36, der die Verarbeitungsaufgaben handhabt, die mit dem ACPCE 28 verknüpft sind. Der Realzeitverarbeitungsblock 35 ist vorzugsweise unter Verwendung von feldprogrammierbaren Gatearrays (FPGAs), laserprogrammierbaren Gatearrays (LPGAs), und/oder anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreisen (ASICs) implementiert. Der im Hintergrund arbeitende Verarbeitungsblock 36 ist vorzugsweise implementiert durch Verwendung von Vielzweck-DSP-Chips aufgrund der Komplexität der adaptiven Kompensationsalgorithmen.
In einer solchen Ausführungsform ist der DSP-Chip 36 eine getrennte Einrichtung, welche die ACPCE-Algorithmen im Hintergrund ausführt und dem schnelleren, in Realzeit arbeitenden Block (z. B. ASIC) 35 die resultierenden Kompensationsparameter liefert. In anderen Ausführungsformen können unterschiedliche Niveaus der Integration verwendet werden, um die verschiedenen funktionellen Einheiten innerhalb einer einzelnen Einrichtung miteinander zu kombinieren. Beispielsweise kann unter Verwendung von kommerziell verfügbaren DSP-Kernen der DSP-Chip in den digitalen Signalverarbeitungsschaltkreis (SCS und DCSP), der in Realzeit arbeitet, auf einem einzelnen Chip integriert sein, wobei die DSP-Software in einem Masken-ROM gespeichert ist. In künftigen Implementierungen kann man sich vorstellen, daß es auch praktisch ist, die Analog-/Digital- und Digital- /Analog-Wandler 22, 27 auf derselben Einrichtung zu integrieren, um eine Lösung mit einem einzelnen Chip bereitzustellen.

III. Sianalkomponentenseparator

Die Betriebsweise des SCS 11, einschließlich der Funktionen für die Erzeugung der antiphasigen Trainingssignale wird nun unter Bezug auf die Fig. 3 bis 8 beschrieben.
Wie durch Fig. 3A dargestellt, zerlegt der SCS 11 eine bandbegrenzte, komplexe Basisbandwellenform, das heißt, das Information tragende Signal s(t) 12 in zwei komplexe Signale, PhA(t) 13 und PhB(t) 14 mit variierender Phase und konstanter Amplitude im Basisband. Die Zerlegung unterliegt dem Erfordernis, daß dann, wenn zwei Signale, PhA(t) und PhB(t), durch lineare Addition miteinander kombiniert werden, der resultierende Vektor das ursprüngliche Signal s(t) rekonstruieren muß. Demnach können nicht lineare Verstärker, wie z. B. der Klasse AB, C, E, F und S verwendet werden, um die Signale PhA(t) und PhB(t) mit variierender Phase und einer Einhüllenden mit konstanter Amplitude verwendet werden, ohne irgendeine nennenswerte Verzerrung zu verursachen. Dies kann deshalb erreicht werden, weil Verstärker durch Verzerrungscharakteristiken von Amplitude zu Amplitude, AM-AM und von Amplitude zu Phase, AM-PM verwendet werden. Wenn die Amplitude der Wellenform/des Signals, welches an den Verstärker angelegt wird, konstant ist, so wird am Ausgang des Verstärkers keine Variation in der Phase oder Amplitude beobachtet. Demnach werden keine Verzerrungsprodukte erzeugt.
Viele Verfahren der Signalkomponentenabtrennung nach dem Stand der Technik verwenden analoge Mechanismen, die einer Parametervariation und -drift ausgesetzt sind. Die Verwendung einer digitalen Signalkomponentenabtrennung ergibt eine kontrollierte Präzision, welche durch die digitale Auflösung definiert wird. Es gibt einen Quantisierungsfehler, jedoch wird dieser im Entwurfsstadium kontrolliert und bleibt unverändert. Die stabilen und genauen Signalkomponenten machen die Korrekturaufgabe einfacher, indem sie eine Quelle der Ungenauigkeit beseitigen. Eine digitale Version des Komponentenseparators wurde 1988 in der öffentlichen Literatur veröffentlicht (The Application of Digital Signal Processing to Transmitter Linearization, Autoren: A. Bateman, R. J. Wilkinson und J. D. Manrill, IEEE 88CH2607-0, Seiten 64-67), 1991 (A LINC Transmitter, Autoren: S. A. Hetzel, A. Bateman und J. P. McGeehan, IEEE CH2944-7/91/000010133, Seiten 133-137; LINC Transmitter, Autoren: S. A. Hetzel, A. Bateman und J. P. McGeehan, Electronics Letters, 9. Mai 1991, Band 27, Nr. 10, Seiten 844-846) und Performance Trade-Ofis with Quasi Linearly Amplified OFDM Through a Two-Branch Combining Technique, Autoren: Rui Dinis, Paulo Montezuma und Antonio Gusmao, IEEE 0-7803-3157-5196, Seiten 899-903. Die mathematische Entwicklung des Signalkomponentenseparators wird vorgenommen durch Untersuchen der Gleichung 2, welche das Eingangssignal s(t), welches das zu verstärkende Signal ist, als Proben bzw. Abtastungen eines bandbreitenbegrenzten, komplexen Basisbandsignals beschreibt. Die Beschreibung erlegt der Natur des Signals s(t) keine weiteren Beschränkungen auf, mit Ausnahme der Tatsache, daß es bandbreitenbegrenzt ist. Demnach kann die Signaltrajektorie zu irgendeinem anderen Ort innerhalb der komplexen Ebene wandern, vorausgesetzt, daß die Änderungsrate der Amplitude und Phase nicht die Kriterien der Bandbegrenzung verletzen. Man beachte, daß die endliche Ausgangsleistung der Verstärker dem Signal s(t) eine zusätzliche Einschränkung auferlegt.
s(t) = I(t) + jQ(t) Gleichung 2
Das Signal s(t) 12 kann in zwei Komponenten PhA(t) 13 und PhB(t) 14 zerlegt werden, wie es in den Gleichungen 3a und 3b beschrieben wird. Gleichung 3c repräsentiert einen üblichen Term.
Eine Untersuchung der Gleichungen 3a, b und c ergibt, daß die Signale PhA(t) und PhB(t) komplexe Basisbandsignale mit Einhüllenden konstanter Amplitude und Modulationstrajektorien mit variierender Phase sind. Dementsprechend erfüllen diese Signale die Kriterien für eine verzerrungsfreie Verstärkung durch nicht lineare Verstärker. Gleichung 4 bestätigt, daß die Signalkomponentenabtrennung auch das Erfordernis erfüllt, daß das ursprüngliche Signal wiedergewonnen werden kann.
s(t) = PhA(t) + PhB(t) = I(t) + jQ(t) Gleichung 4
Die obige Analyse zeigt, daß die Signalkomponentenabtrennung in einem komplexen Basisband erreicht werden kann. In der Praxis wird jedoch jede Einhüllende mit konstanter Amplitude und phasenvariabler Signalkomponente in ein reales Durchlaßband-RF-Signal aufwärtskonvertiert, welches verstärkt und bei RF kombiniert wird. Dementsprechend ist es zweckmäßig, wenn der Rekombinationsvorgang bei RF verifiziert wird. Gleichung 5 zerlegt das reale Durchlaßbandsignal SRFLINC(t) in in-Phase und Quadratur-Komponenten.
SRF(t) = I(t) cosωct - Q(t)sinωct Gleichung 5
Gleichung 6 liefert die Linearkombination der beiden realen Durchlaßbandsignale, die bei dem Kombinationsprozeß der Leistung verwendet wurden, um SRFLINC(t) zu ergeben.
Eine Vereinfachung der Gleichung 6 ergibt Gleichung 7.
SRFLINC(t) = I(t)cosωct - Q(t) sinωct Gleichung 7
Man beachte, daß die Gleichung 5 und die Gleichung 7 identisch sind, was anzeigt, daß der RF-Aufwärts-Konvertierungsvorgang nicht die Effizienz der Signalzerlegung, wie sie durch den Signalkomponentenseparator bereitgestellt wurde, untergräbt.
Fig. 4A-4D zeigen die generelle Betriebsweise des Signalkomponentenseparators 11, wenn sich die Signaltrajektorie verändert: Diese Figuren veranschaulichen einen Teil einer Signaltrajektorie in der komplexen Basisbandmodulationsphase, was einem kleinen Signal von s(t) entspricht. Die Figuren veranschaulichen auch, daß die Signaltrajektorie innerhalb des Einheitskreises eingeschlossen ist. Man beachte, daß zwei Vektoren PhA 41 und PhB 42 von jeweils der Amplitude 1/2 verwendet werden kann, um irgendeinen Punkt auf der Signaltrajektorie zu rekonstruieren. Der ursprüngliche Signaltrajektorienpunkt wird einfach rekonstruiert durch Anordnen an irgendeinem Punkt der Signaltrajektorie. Der ursprüngliche Signaltrajektorienpunkt wird in einfacher Weise rekonstruiert durch Einstellen der Phasen der Signalkomponentenvektoren PhA 41 und PhB 42, so daß ein angemessener Abschnitt jedes Vektors in konstruktiver Weise interferiert, um den Vektor s 43 neu zu bilden, während jeglicher Überschuß zu einer destruktiven Interferenz führt. Die in dem vorherigen Abschnitt dargestellte Gleichung ermöglicht, daß die Vektoren PhA 41 und PhB 42 direkt auf irgendeinen Punkt der Signaltrajektorie berechnet werden. Man beachte, daß die Zeitabhängigkeit dieser Vektoren unterdrückt worden ist. Demnach ist das Eingangssignal s 43 null, wenn die Vektoren PhA 41 und PhB 42 auf Ausrüstung in der genauen Antiphase eingestellt sind. Alternativ können, wenn die Eingangssignale sich der Einheitsamplitude annähern, die Vektoren PhA 41 und PhB 42 in Phase sein. Natürlicherweise wird die momentane Phase des Signals s 43 in einfacher Weise wieder gebildet durch Drehen der Vektoren PhA 41 und PhB 42 um eine gemeinsame Bezugsphase.
Jedes bandbreitenbegrenzte komplexe Basisbandsignal könnte durch den Signalkomponentenseparator in zwei phasenvariierende Signale mit einer Einhüllenden mit konstanter Amplitude zerlegt werden. Ein mit dieser Technik verbundener Nachteil liegt jedoch darin, daß die Signalkomponenten PhA(t) und Phe(t) eine beträchtliche Bandbreitenausdehnung erfahren. Fig. 5 veranschaulicht diesen Effekt, wobei die spektrale Leistungsdichte (PSD) 51 beträchtlich breiter ist als die PSD 52 des ursprünglichen Signals s(t) 12. Man beachte, daß nach der Rekombinierung die spektrale Leistungsdichte 52 der kombinierten Verstärkerausgangswerte ks(t) 18 mit dem ursprünglichen Signal übereinstimmt, unter der Annahme, daß die Verstärkung des Verstärkers normiert worden ist. Dieses ermöglicht eine Interpretation bzw. Übersetzung des LINC-Betriebes in eine zweifache Frequenzdomäne, die mit der Zeitdomäne identisch ist. Das heißt, in Phase liegende Information innerhalb der Signalkomponenten PhA(t) und PhB(t), die konstruktiv miteinander interferiert, ist auf die ursprüngliche Signalbandbreite beschränkt, während die Antiphaseninformation, die zu destruktiver Interferenz führt, außerhalb der ursprünglichen Signalbandbreite liegt. Dies ermöglicht, daß eine Verstärkereffizienzanalyse in der Frequenzdomäne ausgeführt wird, indem einfach die PSD über diese beiden Bereiche integriert wird.
Ein beträchtlicher Beitrag zu der Erzeugung der spektralen Energie über die Bandbreite des komplexen Basisbandsignals s(t) hinaus ist in den Fig. 6A-6D dargestellt. Diese Figuren zeigen einen Abschnitt der Trajektorie s(t) 64 des komplexen Hüllsignals, wie es über die komplexe Modulationsebene wandert. Der Pfad der Trajektorie ist derart, daß sein Ort bzw. Weg direkt durch den Ursprung läuft, was eine Phasenänderung um 180º hervorruft. Dies verursacht keine Bandweitenausdehnung in dem ursprünglichen Signal s(t) 12, weil der Übergang mit der Amplitude 0 einhergeht. Bei dem Verhalten des Signalkomponentenseparators jedoch, bei welchem die Gleichungen 3a, b und c verwendet werden, müssen die beiden Signalkomponenten PhA(t) und PhB(t) eine nahezu augenblickliche 180º-Phasenverschiebung ausführen, wenn das ursprüngliche Signal s(t) korrekt rekonstruiert werden soll. Diesen Effekt beobachtet man durch den Vergleich der Fig. 6B und 6C in Fig. 6. Da die Komponentensignale PhA(t) und PhB(t) eine konstante Amplitude und damit endliche Leistung haben, verursacht die schnelle Phasenänderung, daß hochfrequente Komponenten des Leistungsspektrums erzeugt werden.
Dieses Problem kann vermieden werden durch Verwenden eines Mechanismus zur Identifizierung von 180º-Phasenverschiebungen in der komplexen Modulationsebene durch das ursprüngliche Signal. Schnelle Phasenänderungen in den Signalkomponenten können beseitigt werden durch Umschalten des Kontextes der Signalkomponenten, so daß die schnelle Phasenänderung in den Signalkomponenten nicht auftritt. Man beachte, daß dies aus der Sicht eines Systems irrelevant ist, wenn das resultierende, rekombinierte Signal s(t) aus zwei Vektoren gebildet wird, die einen umgeschalteten Kontext haben oder auch nicht, vorausgesetzt, daß der resultierende Signalvektor der Trajektorie des ursprünglichen Signals s(t) folgt. Dieser Ansatz ist in Fig. 7 dargestellt.
Die Fig. 7A und B zeigen eine Trajektorie, die den Ursprung der komplexen Ebene kreuzt. Dies wird wiedergegeben durch die beiden Komponenten PhA und PhB. Wenn die Trajektorie sich dem Ursprung nähert, bewegen sich die Komponenten zu einer 180º voneinander entfernt gelegenen Position, wo eigentlich ein Umschlagen stattfinden würde. Man beachte, daß angenommen wird, daß dies zu einem Zeitpunkt t geschieht. Der Signalkomponentenseparator arbeitet mit Proben bzw. Abtastungsaufnahmen und gibt Abtastungen aus. Dies bedeutet, daß man die Positionen zu voneinander getrennten Momenten sieht. In diesem Fall gibt es zwei Sätze von Abtastungen der beiden Phasenkomponenten zu Zeiten bei einem Betrag delta vor und nach (t). Das heißt bei (t - δ) vor und (t + δ) nach dem Punkt, was typisch dafür ist, wie die Abtastungen bzw. Probennahmen durch den Signalkomponentenseparator erzeugt würden.
Fig. 7A zeigt die Bewegung, die für das Verfolgen der Pfade erforderlich ist. Aufeinanderfolgende Abtastungen der beiden Komponenten haben eine große Phasendifferenz, die einen Burst einer hohen Modulationsfrequenz in ihrer entsprechenden analogen Kette. Dies ist eine Frequenzkomponente, die weit weg vom Zentrum des Signalbandes liegt. Dies erkennt man in den individuellen Signalpfaden der aufeinanderfolgenden Abtastwerte. Ein Umschalten der Quellsignale am Ausgang des Signalkomponentenseparators erzeugt die in Fig. 7B dargestellte Situation. Die resultierende Trajektorie ist dieselbe, jedoch ist der Betrag der Bewegung von einer Abtastung zu der nächsten in jeder individuellen analogen Kette viel kleiner, was zu einer viel geringeren Frequenzabweichung führt.
Diese Verbesserung kann in den Komponentenseparator 11 eingeführt werden durch Einbeziehen einer DSP-Logik, Firmware, digitaler ASIC-Schalter oder Analogschalter, die einfach PhA(t) und PhB(t) zwischen den beiden Kompensations-/Verstärkungsketten für jede auftretende Phasenkreuzung wechseln bzw. umschalten.
Man beachte, daß das Kontextumschalten nicht alle Situationen beseitigt, die verursachen könnten, daß die Signalkomponenten, PhA(t) und Phe(t), eine schnelle Phasenänderung in der komplexen Modulationsebene vollführen. Wie in Fig. 8 dargestellt, zeigt eine Signaltrajektorie 81 keine 180º-Phasenänderung, hat aber dennoch eine Trajektorie, die bewirkt, daß die Komponenten sehr schnell eine erhebliche Phasenverschiebung durchlaufen. Das Kontextumschalten kann in dieser Situation die Phasenverschiebung nicht beseitigen. Daher treten schnelle Phasenübergänge in den Signalkomponenten, PhA(t) und PhB(t), auf, wenn die zugrunde liegende Signaltrajektorie s(t) schnellen Phasenveränderungen unterliegt, wenn die Signalamplitude sich null annähert, aber nicht den Nullpunkt durchkreuzt. Demnach können trotz des Kontextumschaltens schnelle Phasenänderungen noch immer in den Signalkomponenten PhA(t) und PhB(t) auftreten. Dies bewirkt seinerseits, daß noch immer ein beträchtliches Niveau an breitbandiger Energie auftritt. Dementsprechend muß für eine genaue Rekonstruktion der Signaltrajektorie s(t) der Signalkomponentenseparator eine Überabtastung mit einer Rate bzw. Geschwindigkeit durchführen, die näherungsweise 8- bis 16-mal so groß ist wie diejenige, die erforderlich ist, um die Bandbreite zu erzeugen. Dieses legt der Betriebsbandbreite des erfindungsgemäßen LINC-Verstärkers ein maximales Limit auf, wenn ein digitaler Komponentenseparator verwendet wird, da die maximale Abtastrate durch die Geschwindigkeit von ASIC-DSP-Technologie begrenzt ist.
Die Erzeugung der modulierten Zweiphasenkomponenten in dem SCS als komplexe, digitale Basisbandsignale ist oben beschrieben worden. Es gibt ein alternatives Verfahren zur direkten Erzeugung von realen Signalen, die um eine Trägerfrequenz oder eine Zwischenfrequenz in ihrer Frequenz variieren. Beispielsweise können VCOs verwendet werden, um die Komponenten zu erzeugen, wobei in diesem Fall die Rückkopplung genutzt wird. Diese Option würde bei dieser Frequenz eine Korrektur erfordern, was jedoch keine bevorzugte Option ist, weil in einer digitalen Implementierung die Abtastrate höher sein würde als für einen Basisbandvorgang.
Ein Beispiel eines digitalen Verfahrens zur Erzeugung des SCE-Ausgangswertes ist ein numerisch gesteuerter Oszillator (NCO), der den Fachleuten auf diesem Gebiet bekannt ist. Dieser verwendet eine Speichernachschlagetabelle, die digitale Proben bzw. Abtastungen eines einzelnen Zyklus einer Sinuswelle enthalten. Ein Zähler wird verwendet, um der Reihe nach auf die Abtastungen zuzugreifen, um sie an einen D/A-Konverter auszugeben. Das resultierende Analogsignal wird dann gefiltert, um die Abtastfrequenz zu entfernen. Die Frequenz der resultierenden analogen Sinuswelle hängt davon ab, wie viele der verfügbaren Abtastungen in der Nachschlagetabelle in demselben Intervall übersprungen wurden. Wie bei jeder Wiedergabe einer Abtastung ist es wesentlich, daß man zumindest zwei Abtastungen pro Zyklus der Sinuswelle hat, die dargestellt werden soll. Quadraturbasisbandsignale werden erzeugt durch Zugreifen einer Abtastung auf die "I"- Komponente, und ein anderes unter einer Position von 90º getrennt von der Quadraturkomponente bei jedem Abtastvorgang. Basisbanddarstellungen von Ergebnissen führen zu Folgen von Abtastungen, die scheinbar im Uhrzeigersinn oder entgegen dem Uhrzeigersinn rotieren.

IV. Digitaler Kompensationssignalprozessor

Die Betriebsweise des digitalen Kompensationssignalprozessors (DCSP) 21 wird nunmehr genauer unter Bezug auf die Fig. 9 und 10 beschrieben.
Der DCSP 21 kompensiert die Unsauberkeiten, die während des Aufwärts-Konvertierungs- und Verstärkungsvorgangs verursacht werden. Wie in Fig. 9 dargestellt, arbeitet der DCSP in Realzeit mit Abtastungen der Signalkomponenten PhA(t) 13 und PhB(t) 14, die so vorverzerrt werden, daß sie Signalkomponenten PhAdC(t) 91 und PhBdC(t) 98 bilden. Nach einer RF-Aufwärts- Konvertierung und einer nicht linearen Verstärkung werden diese Signale linear miteinander kombiniert, so daß sie ein verstärktes Abbild des Signals s(t) 12 bilden.
Der DCSP 21 wird verwendet, da Herstellungstoleranzen von analogen Komponenten es unmöglich machen, zwei identische analoge Ketten zu konstruieren. Zusätzlich verändern sich die Charakteristiken jeder analogen Kette voneinander unterschiedlich mit der Zeit und der Temperatur. Wie in den Fig. 37A-37C dargestellt wird, verursachen Bruchteile eines DB in dem Verstärkungsungleichgewicht erhebliche Verschlechterungen in der Leistungsfähigkeit des LINC-Verstärkers bezüglich der Referenz-PSD, die in Fig. 30 dargestellt ist. Daher sollte der DCSP über Kompensationsschaltkreise, die in Form von FIR-Filter- und IQ-Modulator-Korrekturschaltkreisen vorliegen, entsprechende Verzerrungen bereitstellen, die den in den Analogketten auftretenden Ungenauigkeiten entgegengesetzt gleich sind.
Der Parameterextraktionsblock 96 (Fig. 9) trennt die Information ab, die durch den ACPCE 28 erzeugt wurde, wobei er die Verzerrungen in den beiden analogen Ketten in den Teilen beschreibt, die aufgebracht werden müssen, um die individuelle Korrektur bereitzustellen, die auf jeden Pfad angewendet werden muß. In dem Fall, in welchem digitale Korrekturmodulatoren verwendet werden, werden allein die FIR-Filter verwendet. In dem Fall, in welchem analoge Korrekturmodulatoren verwendet werden, werden die zusätzlichen 10-Modulator-Korrekturschaltkreise 94 und 95 benutzt. Im analogen Quadraturmodulator-Fall gibt es mögliche Wechselwirkungen zwischen den Korrekturen, die möglicherweise eine Anwendung von Einstellungen für die beiden Mechanismen erfordern, die dies berücksichtigen. Der Parameterextraktionsblock würde verhindern, daß die beiden Korrekturen gegeneinander arbeiten oder ihre Steuerbereiche überschreiten. In allen Fällen wird die Korrektur aufgebracht, um den Korrekturbetrag zwischen den Pfaden gemeinsam zu verwenden, um einen Ausgleich zu erhalten. Wenn mehr Informationen über individuelle Pfadverzerrungen bekannt sind, kann auf einen Pfad mehr Korrektur aufgebracht werden, wenn er dies aufgrund der gemessenen Abweichungen benötigt. Man beachte, daß nur einer der Phasensignalpfade korrigiert werden muß.
Die FIR-Filter 92, 93 arbeiten mit komplexen Basisbandwerten mit komplexen Koeffizienten und korrigieren Verzögerung, Amplitudenskalierung und Phasenverschiebung. Die FIR-Filter können auch frequenzabhängige Verzerrungen dieser Parameter korrigieren.
Die IQ-Modulator-Korrekturschaltkreise 94, 95 korrigieren nur die spezifischen Verzerrungen, die durch die analogen Quadraturmodulatoren eingeführt werden. Einige dieser Verzerrungen sind tatsächlich in den FIR-Filtern korrigierbar, jedoch erfordert das Übersprechen eine Querverbindung bzw. Kreuzverbindung zwischen I und Q in jedem Signalpfad, was kein Merkmal der komplexen FIR- Struktur ist.
Wie unten in Bezug auf Fig. 33 beschrieben, ist die Fähigkeit der FIR-Filter, einen Einfluß auf die Verstärkung der Verstärker zu haben, klein bis nicht vorhanden, wenn sie in der Nähe der Sättigung sind. In diesem Fall können die Verstärker, wenn sie eine unterschiedliche Verstärkung haben, direkt wie in Fig. 33 dargestellt gesteuert werden. Diese Art der Steuerung hat keinen Einfluß auf irgendwelche frequenzabhängige Verstärkungsvariation, die in den FIR-Filtern geregelt werden müßte. In der Praxis haben zwei Verstärker desselben Typs wahrscheinlich einen ähnlichen Verstärkungsabfall (oder Anstieg) mit der Frequenz und dies minimiert den erforderlichen Grad an Korrektur, da im ersten Fall eine Übereinstimmung wichtig ist, selbst wenn die Gesamtverstärkung immer noch eine Neigung aufweist. Dies ist nicht schlechter als ein einziger konventionell angewandter, nicht linearer Verstärker für FM, MSK oder CEPSK, der eine Neigung (Anstieg oder Abfall) der Verstärkung über der Frequenz hat. Die Verstärkungsregelung könnte auch angewendet werden, um eine Kompensation in den Aufwärts-Konvertierungspfaden vorzunehmen.
In der Praxis zeigt jede analoge Kette unterschiedliche Variationen in der Gruppenverzögerung, in der Fortlaufverzögerung, in der Verstärkung und den Phasenrotationseigenschaften, die kompensiert werden müssen. Weiterhin beobachtet man, wenn analoge IQ- (Quadratur-) Modulatoren in dem System verwendet werden, um eine direkte komplexe Konversion von Basisband zu RF zu ermöglichen, zusätzliche Ungenauigkeiten aufgrund des IQ-Verstärkungs- und Phasenungleichgewichts (Übersprechen) und Basisband-DC-Offsets in unveränderbarer Weise beobachtet. Diese werden eliminiert durch Verwendung von Korrekturschaltkreisen, wie sie in Fig. 9 dargestellt sind, und welche in vorteilhafter Weise die Funktion des DCSP 21 ausführen können. Die Konfiguration dieser Schaltkreise erfordert jedoch, daß Parameterwerte bereitgestellt werden, die die analogen Ungenauigkeiten exakt kompensieren. Da der DCSP in Realzeit arbeitet, fällt die Auswertung dieser Parameter in die Verantwortlichkeit des ACPCE 28 (Fig. 3A), die auf den neuesten Stand gebrachte, genauere Koeffizientenwerte für die Schaltkreisparameter bereitstellt, wenn sie verfügbar sind.
Die neuen Parameter sollten nicht einfach auf den neuesten Stand gebracht oder eingeschaltet werden, wenn sie bereitgestellt werden. Dies könnte einen momentanen Schritt in der Trajektorie der Phase und Amplitude des rekombinierten Signals hervorrufen. Wenn ein solcher Schritt auftritt, so können unerwünschte spektrale Leistungsreaktionen auftreten, welche die Signalbandbreite beträchtlich übersteigen können. Dieser Effekt kann in effektiver Weise beseitigt oder signifikant abgeschwächt werden, indem eine Interpolation zwischen den aktuellen Parameterwerten und den neuen Schätzwerten bereitgestellt wird. Interpolation wird vorzugsweise durch den ACPCE 28 ausgeführt.
Fig. 10A veranschaulicht einen FIR-Filterkompensationsschaltkreis 92, 93, der verwendet wird, um eine unterschiedliche Variation in der Gruppenverzögerung, eine Verzögerung in dem Fortschreiten, eine Variation der Verstärkung und der Phasenrotationseigenschaften der analogen Schaltkreise zu korrigieren. Der FIR-Filter hat einen Eingang x(t), der tatsächlich ein komplexer Wert ist, der aus einer I- und einer Q-Komponente ist. Man beachte, daß die Anschlußkoeffizienten ebenfalls komplexe Werte haben. Demnach verwendet die eigentliche Implementierung viermal so viele Multiplikatoren, wie sie üblicherweise in einem FIR-Filter verwendet werden, der nur mit realen Werten und realen Koeffizienten arbeitet. Insbesondere multipliziert jeder Multiplizierer 101 einen Wert a + jb 102 mit einem Koeffizienten c + jd 103. Dies führt zu (ac + bd) + j(ad + bc) als Ausgang dieser Stufe. Die komplexe Ausgangsgröße y(t) ist die Summe aller individuellen komplexen Vielfachen. Der FIR- Filter nimmt den Komplexeingang auf und verzögert ihn um eine Abtastzeit (tau) in jeder der Boxen 108. Bei jedem Abtastintervall werden die Werte, die sich in der Verzögerungsschlange befinden, durch den Anschlußkoeffizienten 103 vervielfacht, der dort durch den ACPCE 28 plaziert wurde. Die Produkte werden alle miteinander aufsummiert, um so den Ausgangswert y(t) zu ergeben, der sich bezüglich des Abtastintervalls verändert. Die Eingangswerte verschieben sich über die Struktur und werden mit jedem Anzapf-Koeffizienten multipliziert, bevor sie ausgesondert werden.
Die Länge der Filter 92, 93 ist variabel dargestellt. Die aktuelle Anzahl hängt von der Art der Verzerrungen ab, die man bei unterschiedlichen Implementierungen des LINC-Verstärkers vorfindet.
Fig. 10B zeigt einen IQ-Modulatorkorrekturschaltkreis 94, 95, der in The Effect of Quadrature Modulator and Demodulator Errors on Adaptive Digital Predistortors for Amplifier Linearization, Autor: James K. Cavers, IEEE 0018-9545/97, Seiten 456466, beschrieben wird. Der Schaltkreis 94, 95 kann verwendet werden, um ein Ungleichgewicht in der IQ-Verstärkung und ein Phasenungleichgewicht (Übersprechen) sowie Ungenauigkeiten im lokalen Oszillatordurchsatz und einem Basisbandgleichspannungsoffset des IQ-Modulators zu kompensieren. Fig. 10B zeigt die komplexen Eingänge als separate Pfade I 104 und Q 105, die ihren Ursprung in Fig. 10A als y(t) haben. Die 10B-Ausgänge 106, 107 sind als in komplexe Komponenten aufgetrennt dargestellt. Die komplexen Werte werden kombiniert, um eines von 91, 98 in Fig. 9 zu bilden.
Der IQ-Modulator 94, 95 ist ähnlich dem FIR-Filter, beinhaltet jedoch eine einfache skalare Multiplikation der I- und Q-Werte, um deren ungleichmäßige Verstärkung getrennt einzustellen. Die Übersprechverbindung 109 nimmt einen Kanal (in diesem Fall Q, jedoch ist die umgekehrte Anordnung eine gültige Alternative) und skaliert ihn, bevor er dem anderen Kanal hinzugefügt wird. Die letztere Einstellung ist eine Verschiebung nach oben oder unten, um der Gleichspannungsverschiebung in jedem Kanal entgegenzuwirken. Diese Einstellungen sind interaktiv und die Koeffizienten müssen berechnet werden, um dies zu berücksichtigen. Man beachte, daß die Kompensationsschaltkreise verwendet werden können, um Ungenauigkeiten im analogen Schaltkreis zu kompensieren. Die Koeffizientenwerte der Parameter, welche den Kompensationsschaltkreis kompensieren, müssen jedoch während des Betriebs durch den ACPCE auf den neuesten Stand gebracht werden können. Demnach sind die Parameterwerte dynamisch und Veränderungen ausgesetzt. Zu einem gegebenen Zeitpunkt ist jedoch nur ein Satz von Parametern erforderlich und sie müssen nicht für jede Abtastung geändert werden, wie es bei Vorverzerrungslinearisierern erforderlich ist. Man beachte, daß die Parameterwerte nicht notwendigerweise nur im Kontext umgeschaltet werden müssen, sondern daß eine allmähliche Veränderung zwischen den neuen und existierenden Werten durch Interpolation berücksichtigt werden kann, falls dies als erforderlich angesehen wird.
Parameterupdates können mit relativ geringer Häufigkeit auf die Signale angewendet werden, wobei die Verstärker kontinuierlich auf ihren Betriebspunkt mit voller Leistung laufen, während die Verzerrungseigenschaften sich nicht schnell verändern. Insgesamt ist dies ein einfacheres Korrekturproblem als bei den Mechanismen der Vorverzerrung und des Vorwärtsschubes, bei welchen die Verstärkercharakteristiken für den vollen Leistungsbereich, auf welchem die Verstärker arbeiten, korrigiert werden müssen. Bei dem erfindungsgemäßen System kann der Betrag der Verzerrung außerhalb des Bandes überwacht werden, um die Berechnung neuer Parameter auszulösen oder dies kann periodisch erfolgen. Die Überwachung des demodulierten Basisbandsignals kann Information über die Reinheit des gesendeten Signals liefern durch Verwendung von digitaler Filterung, um die Energie außerhalb des Bandes zu beobachten.

V. Beispiel einer Zustandsmaschine

Eine Zustandsmaschine, welche verwendet werden kann, um den Gesamtbetrieb des LINC- Verstärkers zu steuern, wird nun unter Bezug auf Fig. 11 zusammenfassend dargestellt. Ein beispielhafter Satz von logischen Entscheidungen und Schritten, die mit jedem Zustand verknüpft sein können, ist im Anhang dargestellt. Es sei angenommen, daß die Zustandsmaschine als Teil des ACPCE 28 implementiert ist. Es sei weiterhin angenommen, daß der Leistungsverstärker eine unabhängige Vorspannungs- und Tastensteuerung hat.
Viele der Zustände der Zustandsmaschine verwenden kernnumerische und Signalverarbeitungsalgorithmen, welche mit gespeicherten Abtastdatenfolgen arbeiten, die aus dem Ausgang des SCS 11 und dem Ausgang s(t) des Leistungskombinierers 25 gewonnen wurden. Diese Datenverarbeitungsalgorithmen und andere erfindungsgemäße Eigenschaften, die in der Zustandsmaschine verwirklicht sind, werden in den nachstehenden Abschnitten noch genauer beschrieben. Weiterhin werden in den nachfolgenden Abschnitten zusätzliche Funktionen und Merkmale beschrieben, die in die Zustandsmaschine inkorporiert werden können.
In dem TX-Abschaltzustand (Zustand 1 in Fig. 11) stellt der ACPCE 28 sicher, daß der Verstärker 20 abgeschaltet ist, wobei die Vorspannung der Ausgangsstufe beseitigt ist und keine RF- Emission von den Verstärkern erfolgt. Zusätzlich werden zuvor berechnete Kompensationsparameter, X&sbplus;(t) 34, für eine künftige Benutzung im Speicher abgelegt. Man beachte, daß dann, wenn der Strom vollständig abgeschaltet ist, die Parameter in einem nicht flüchtigen Speicher erhalten werden. Das Speichermedium ist nicht wichtig, jedoch muß es einen schnellen Zugriff unterstützen. Typische Implementierungen können einen RAM für die Speicherung während des Einschaltens verwenden und einen Flash-ROM, EEPROM, eine Festplatte, magnetische Speichermedien etc. für eine nicht flüchtige Speicherung.
In dem TX-Einschaltzustand (1A) (TX POWER UP) stellt der ACPCE 28 sicher, daß keine oder nur eine geringe RF-Emission von den Verstärkern erfolgt, während die Vorspannung an den Verstärkern gemäß einer geregelten Rampenfunktion angelegt wird. Wie unten unter Bezug auf Fig. 27 beschrieben, wird dies vorzugsweise erreicht durch Anlegen von antiphasigen Trainingssignalen an die Kompensations-/Verstärkungsketten, während die Leistungseinstellungen der Verstärker 15, 16 allmählich in einer Rampenfunktion heraufgefahren werden. Alternativ können RF- Emissionen unter Verwendung eines Antennenschalters und einer Pseudolast verhindert werden.
In dem TX-Abschaltzustand (1B) (TX POWER DOWN) stellt der ACPCE 28 sicher, daß die Verstärkervorspannung in kontrollierter Weise zurückgefahren wird, so daß keine RF-Emission von den Verstärkern erfolgt. Wie unten unter Bezug auf Fig. 28 beschrieben wird, kann dies optional auch erreicht werden durch Anlegen von antiphasigen Trainingssignalen an die Kompensations- /Verstärkungsketten während des Vorgangs des Herabfahrens der Leistung gemäß einer Rampenfunktion.
In dem Kalibrierungszustand (2) (CALIBRATION STATE) ist der ACPCE 28 für die Untersuchung des Zustandes der gespeicherten Kompensationsparameter und für die Feststellung verantwortlich, ob diese Parameter noch gültig sind. Dieses Erfordernis umfaßt eine große Breite von Bedingungen, die eine anfängliche Versorgung eines neuen Leistungsverstärkers umfassen können. Während dieser Zustand vorliegt, ist der ACPCE 28 auch verantwortlich für die Feststellung, ob eine Rampenfunktion für die Sendeenergie erforderlich ist, oder ob das Signal s(t) bereits eine in seine Struktur eingebettete Leistungsrampe hat. Dies kann außerdem eine vom Benutzer programmierbare Option sein.
In dem Trainings- und Akquisitionszustand (3) ist der ACPCE 28 verantwortlich für die Erzeugung, Untersuchung und das adaptive Erneuern der Kompensationsparameter (Filterkoeffizienten etc.), die durch den DCSP 21 verwendet werden, um die Kompensations-/Verstärkungsketten ins Gleichgewicht zu bringen. In diesem Zustand verhindert der ACPCE den Beginn irgendwelcher anhängigen Sendevorgänge, bis die Kompensations-/Verstärkungsketten im Gleichgewicht sind. Die Ketten werden als im Gleichgewicht befindlich betrachtet (und die Kompensationsparameter als "gültig"), wenn das resultierende Profil der spektralen Leistungsemission die Regelmaske für spektrale Emissionen erfüllt und wenn die Genauigkeit des Modulationssignals s(t) ausreichend ist, um eine vordefinierte Systemspezifikation zu erfüllen.
Wenn neue Kompensationsparameter erforderlich sind, verwendet der ACPCE verschiedene Verfahren, um die Ungenauigkeiten jeder individuellen Analogkette zu identifizieren. Diese Verfahren (die unten beschrieben werden) verwenden vorzugsweise eine oder mehrere Stimulationssequenzen in Verbindung mit verschiedenen Abschätztechniken, um ein numerisches Modell der Analogelektronik des Verstärkers zu erzeugen. Das Modell wird dann in Kombination mit dem DCSP 21 verwendet, um den Gesamtbetrieb des Verstärkers zu simulieren und um anfängliche Abschätzungen der Kompensationsparameter zu berechnen. Die verwendeten Verfahren und zugehörigen Algorithmen für die Erzeugung der anfänglichen Kompensationsparameter werden unten unter der Überschrift "Anfängliche Erzeugung von Kompensationsparametern" beschrieben.
In dem Trainings- und Akquisitionszustand (3) kann es erforderlich sein, daß der ACPCE die Kompensationsparameter, die für einen einzelnen, einen mehrfachen oder für einen kompletten Satz von RF-Frequenzkanälen, welche in den Betriebsbereich des Verstärkers fällen, verwendet werden, auswerten und auf den neuesten Stand bringen muß. Mehrere beispielhafte Techniken für das Durchführen eines Trainings über einem Bereich von Frequenzen sind in den Fig. 29 und 30 dargestellt und werden unten noch diskutiert. Die genauen Auswerteerfordernisse hängen von dem Betriebsszenario des Verstärkers ab. Beispielsweise können während der Inbetriebnahme des Verstärkers alle Kanäle eine Abschätzung der Kompensationsparameter erfordern, und während des Normalbetriebs bleiben die Kompensationsparameter aktuell aufgrund des Betriebes im Verfolgungs- und Erneuerungszustand (5) (TRACK AND UPDATE) (obwohl Kanäle, die nicht auf regulärer Basis eingeübt wurden, eine Einübung der Trainings- und Akquisitionsroutinen erfordern können).
Der Trainings- und Akquisitionszustand (3) macht auch Verwendung von Trainingssignalen, die für das Trainieren der Kompensationsschaltkreise 21 an die Kompensations-/Verstärkungsketten angelegt werden. Eine Liste von beispielhaften Trainingssequenzen, die verwendet werden können, wird im Anhang bereitgestellt. Wie unten beschrieben, werden vorzugsweise Trainingssignale verwendet, die gegenphasig zueinander sind, so daß während des Trainingsvorgangs Emissionen von der Antenne des Senders im wesentlichen verhindert werden. Ein Antennenschalter, der den Verstärker von der Antenne trennt, kann zusätzlich oder alternativ verwendet werden.
In dem Zustand (4) des rampenartigen Herauffahrens zum Senden (TRANSMISSION RAMP UP) ist der ACPCE 28 verantwortlich dafür, daß ein glatter, bandbegrenzter Übergang zwischen einem Trainingssequenzzustand und dem Beginn des Modulationssignals sichergestellt wird. Ein Vorgang, der für diesen Zweck verwendet werden kann, ist in Fig. 31 dargestellt und wird unten beschrieben. Der ACPCE stellt vorzugsweise sicher, daß während des Übergangs die Gradienten der Trajektorien von Amplitude, Phase und Frequenz kontinuierlich und bandbegrenzt sind. Dies ist sehr ähnlich dem üblichen Problem des Verstärker-"Knackens", welches den Fachleuten auf diesem Gebiet seit Einführung des Morsecodes mit telegraphischer Tastenübermittlung bekannt ist. Dieser Effekt ist jedoch bei einem LINC-Sender wesentlich ausgeprägter, da die Verstärker mit voller Leistung arbeiten und da jede Stufe oder Störung in der Modulationstrajektorie bewirkt, daß Verzerrungsleistungsspektren erzeugt werden.
Der Verfolgungs- und Erneuerungszustand (5) (TRACK AND UPDATE) repräsentiert den normalen Betriebszustand des LINC-Verstärkers 20. In diesem Zustand wird das angelegte Signal s(t) durch den ECS in zwei Signale mit variierender Phase und einer Einhüllenden mit konstanter Amplitude zerlegt, die unabhängig durch den DCSP 21 modifiziert, verstärkt und dann kombiniert werden. In diesem Zustand überwacht der ACPCE die Qualität des gesendeten Signals ks(t) und stellt die Kompensationsparameter (Filterkoeffizienten etc.) so ein, daß in adaptiver Weise sowohl die spektrale Leistungsdichte der Verzerrungsprodukte als auch der Fehler in der Modulationsgenauigkeit reduziert wird. Wenn die neuen und erneuerten Kompensationsparameter erzeugt werden, werden diese verwendet, um die abgelaufenen Parameter zu überschreiben, die zuvor gespeichert waren. Um sicherzustellen, daß nicht hinnehmbare Ungenauigkeiten in Amplitude, Phase und Frequenz während der Erneuerung der Parameter in das gesendete Signal eingeführt werden, kann ein Interpolationsvorgang verwendet werden, um den Übergang zwischen dem aktuellen Koeffizientensatz und dem neuen Koeffizientensatz zu glätten, wobei in diesem Fall eine Sequenz aus Parametererneuerungen gebildet wird. Jeder Satz neuer Kompensationsparameter, welcher berechnet und verwendet wird, wird über den Zustandsvektor X&sbplus;(t) in den digitalen Signalkompensationsverarbeitungsblock geladen.
Es werden mehrere adaptive Algorithmen (die unten beschrieben werden) verwendet, um den ACPCE in die Lage zu versetzen, daß er die Genauigkeit der Kompensationsparameter während des Onlinebetriebes kontinuierlich verbessert. Diese Algorithmen verwenden das Zufallssendesignal s(t) in Verbindung mit verschiedenen Abschätztechniken, um die erneuerten Abschätzungen der Kompensationsparameter zu berechnen. Jeder Algorithmus hat besondere Eigenschaften, die unterschiedliche Vorteile in unterschiedlichen kommerziellen Umgebungen bieten. Wie oben angegeben, werden diese Algorithmen in vorteilhafter Weise in einem Nichtrealzeitmodus implementiert, der Sequenzen von Abtastungen bzw. Proben verwendet, die im Speicher abgelegt sind.
Der Burst-Lückentrainingszustand (6) (BURST IDLE TRAINING) wird verwendet, wenn das LINC-Leistungsverstärkersystem 20 in einem Zeitmultiplexbetrieb arbeitet oder in einem anderen Betriebszustand, in welchem der Sender Bursts von modulierter RF-Signalenergie liefert, die mit kurzen Ruheperioden durchsetzt sind, in welchen keine RF-Energie gesendet wird. Typische kommerzielle Szenarien, in welchen diese Betriebsart erforderlich ist, gelten für das digitale IS-54TDMA- Zellsystem (Mobilfunksystem), Paketdatennetzwerke wie z. B. das Federal Express-System, die PHS- und DECT PCS-Systeme. Üblicherweise bleiben in diesen Systemen die Leistungsverstärker vorgespannt, jedoch ist der Sendeschlüssel nicht freigeschaltet. Dies hält die Siliciumtransistoreinrichtungen der Leistungsverstärker thermisch stabil, die jedoch immer noch einer beträchtlichen Änderung des Arbeitspunktes ausgesetzt sind, wenn das Senden mit voller Leistung wieder aufgenommen wird. Diese schnelle Veränderung im Arbeitspunkt des Transistors bewirkt kurzzeitige Verzerrungsprodukte von Transienten, die erzeugt werden, bis der Transistor mit voller Leistung arbeitet und wieder einen stabilen thermischen Dauerbetriebszustand erreicht hat.
Gemäß der Erfindung kann die Erzeugung von kurzzeitigen Verzerrungsprodukten in dem LINC-System vermindert oder beseitigt werden, indem während solcher Perioden des Nichtsendens gegenphasige Trainingssignale an die Kompensations-/Verstärkungsketten angelegt werden, so daß die Leistungsverstärker weiterhin mit voller RF-Leistung arbeiten. Die gegenphasigen Trainingssequenzen erlauben auch, daß Online-Erneuerungen der Kompensationsparameter aus den abgetasteten Daten in einer Art und Weise berechnet werden, die identisch mit derjenigen ist, wie sie in dem Verfolgungs- und Erneuerungszustand (5) verwendet wird. Wie oben angegeben, löschen die Trainingssignale, da sie vorzugsweise gegenphasig zueinander sind, einander im wesentlichen aus, wenn sie miteinander kombiniert werden (unter der Annahme, daß die Kompensations- /Verstärkungsketten ausreichend im Gleichgewicht sind), und es wird keine oder nur wenig RF- Energie von der Antenne abgegeben. Die gegenphasigen Trainingssignale können beispielsweise in Form von mehrphasigen Chirp- und/oder Frequenzwechselsequenzen (mit diskreten oder kontinuierlichen Frequenzen) vorliegen und können durch den SCS 11 (Fig. 2) oder eine andere geeignete Komponente erzeugt werden.
Im dem Zustand (7) des rampenartigen Herabfahrens der Leistung (POWER RAMP DOWN) kann man spektrale Emissionsprobleme feststellen, die ähnlich oder identisch mit denjenigen sind, die auftreten, wenn die Leistung des Verstärkers rampenartig heraufgefahren sind. Der Algorithmus, der für das rampenartige Herauffahren verwendet wird, welcher nachstehend diskutiert wird, ist außerdem direkt anwendbar auf das Szenario des rampenartigen Herunterfahrens der Leistung.
Wie die Fachleute erkennen, könnte ein großer Bereich zusätzlicher Funktionen der Zustandsmaschine hinzugefügt werden, wie z. B. durch Hinzufügen weiterer Zustände und/oder die Einbeziehung einer zusätzlichen Logik in die existierenden Zustände. Einige dieser Funktionen werden unten noch diskutiert. Man erkennt auch, daß einige der in Fig. 11 dargestellten Zustände fortgelassen werden könnten.

VI. Gewinnen von Abtastdaten

Wie oben beschrieben, besteht der Zweck des DCSP 21 darin, geeignete Niveaus von Laufverzögerungen, Amplitudenverstärkungen und/oder Phasendrehungen und möglicherweise auch andere Effekte einzuführen, so daß die beiden Kompensations-/Verstärkungsketten gleich bzw. ausbalanciert werden. Es liegt in der Verantwortlichkeit des ACPCE 28, die genauen Werte der Kompensationsparameter, einschließlich von Filterkoeffizienten, zu berechnen, die durch den DCSP 21 verwendet werden.
Wie in Fig. 13 dargestellt, arbeitet der ACPCE 28 mit Abtastsätzen (Sätzen von Proben), die am Empfängerausgang abgegriffen wurden, der durch den Analog-/Digital-Wandlerblock 27 in Fig. 2 gebildet wird, sowie von dem SCS 11 abgegriffen wurden. Das Gewinnen der Abtastungen bzw. Proben wird mit den individuellen Abtastraten durchgeführt. Dieser Vorgang wird durch den ACPCE kontrolliert, der den Speicher 131, 132 füllt, welcher die Abtastblöcke hält. Wenn ein Block mit Abtastungen bereit ist, analysiert der ACPCE die Daten und nimmt Berechnungen der erforderlichen Parameter für die Korrektur der Fehler über einen Kalkulator 133 vor. Dies kann mit einer Geschwindigkeit durchgeführt werden, die durch die Fähigkeiten der Verarbeitungshardware und - software festgelegt ist. Es gibt keine Notwendigkeit, daß dies mit den Abtastraten der individuellen Signale ausgeführt wird, es ist eine Aufgabe mit niedrigerer Priorität, die periodisch durchgeführt wird. Die berechneten Parameter für PhA und PhB werden in den Speichern 135 bzw. 136 abgelegt.
Der Zeittakt- und Steuerblock 134 koordiniert das Aufnehmen bzw. Sammeln von Abtastungen und die Berechnung der Korrekturparameter und deren Speicherung und Anwendung auf die FIR-Filter und die Verstärker. Es ist wichtig, daß ein Block von vernünftiger zeitlicher Länge abgetastet wird, um die für die Berechnungen verfügbare Menge an Information zu erhöhen. Ein bevorzugtes Zeitsegment eines Signals für diesen Zweck würde einen breiten Bereich von Frequenzen enthalten, der den Bereich abdeckt, der durch den Signalkomponentenabtrenner erzeugt werden kann. Die Gesamtmenge von aufgenommenen Abtastungen und das Frequenz- und Zeitintervall zwischen Aufnahmen kann für einen bestimmten Signaltyp optimiert werden. Beispielsweise kann ein Signal, welches häufig den gesamten Frequenzbereich abdeckt, während einer kürzeren Zeit abgetastet werden. Ein Vorteil des Abtastens längerer Abschnitte liegt in der Durchschnittbildung jeder Messung oder in Quantisierungsfehlern in den Abtastungen, die auftreten, selbst wenn sie wiederholte Information enthalten. Man beachte, daß die Ausgangsgröße der Speicher 135 und 136 X&sbplus;(t) 34 bildet, welches in den digitalen Kompensationssignalverarbeitungsblock 21 nach Fig. 2 eingegeben wird. Man beachte weiterhin, daß ys(t) 137 durch I- und Q-Komponenten repräsentiert werden könnte.

VII. Adaptive Kompensationsabschätzungsverfahren

Die adaptiven Kompensationsabschätzungsalgorithmen ("adaptive Algorithmen") und die Verfahren, die durch den ACPCE verwendet werden, um die Kompensationsparameterwerte zu erzeugen und zu verfeinern, werden nun im einzelnen beschrieben. Es werden vorzugsweise zwei Sätze von adaptiven Algorithmen verwendet, da die physikalischen Eigenschaften der analogen Ketten nicht statisch sind, sondern mit dem Alter, der Temperatur und dem Arbeitspunkt driften. Der erste Satz von Algorithmen, der als "Systemidentifizierungsalgorithmen" bezeichnet wird, wird verwendet, um anfängliche Betriebswerte für die Kompensationsparameter zu kennzeichnen. Der zweite Satz von Algorithmen wird verwendet, um diese Abschätzungen zu verbessern und die Änderungen in den analogen Ketten zu verfolgen. Beide Sätze von Algorithmen arbeiten mit Sätzen von Datenabtastungen, die gewonnen wurden, wie es in dem vorherigen Abschnitt beschrieben wurde. Die Algorithmen sind vorzugsweise in der Firmware des Senders implementiert.

a. Anfängliche Erzeugung von Kompensationsparametern

Die Offline-Vorgänge und die zugehörigen Algorithmen, die verwendet werden, um einen anfänglichen Satz von Kompensationsparametern zu erzeugen, werden nun unter Bezug auf die Fig. 14-20 beschrieben.
Fig. 14 zeigt den durch den ACPCE durchgeführten Identifikationsprozeß des Gesamtsystems. Der ACPCE bewirkt, daß der SCS 11 den LINC-Verstärker 20 mit Wellenformen PhA(t) 141 und PhB(t) 142 stimuliert und zeichnet die zugehörige Ausgangsgröße ksobserved(t) 18 auf. Die Beobachtung bestimmter Elemente innerhalb der analogen Ketten wird jedoch vorzugsweise nicht zugelassen. Konsequenterweise verwendet der ACPCE ein paralleles numerisches Modell 143, der die erwarteten Vorgänge des realen analogen LINC-Verstärkers 20 widerspiegelt, einschließlich der analogen Ketten und des Kombinierers 25, und der kspredicted(t) 144 erzeugt.
Um die anfänglichen Werte der Kompensationsparameter zu identifizieren bzw. herauszufinden, werden die Koeffizienten des numerischen Modells so eingestellt, daß die vorhergesagte Wellenform, kspredicted(t) 144 im wesentlichen mit dem realen beobachteten Signal ksobserved(t) 18 identisch ist. Der Vergleicher 135 vergleicht kspredicted(t) Und ksobserved(t), deren Differenz Verror(t) 146 bildet. Dieses Fehlersignal wird dem Abschätzer 147 zugeliefert, welcher die Werte des Modells 143 einstellt. Man beachte, daß Wellenformen 141 und 142 spezielle Sequenzen sind, die durch den SCS 11 nach Bedarf erzeugt wurden. Wenn das Modell des LINC-Verstärkers erfolgreich eingestellt worden ist, können die Kompensationsparameter direkt berechnet werden, um sicherzustellen, daß das Kompensationsnetzwerk gleiche und entgegengesetzte Ungenauigkeiten in den Aufwärts- Konvertierungs- und Verstärkungsprozeß einführt.
Es ist wichtig anzumerken, daß die Identifizierung eines Systemmodells ein wohldefiniertes Regelproblem ist, welches auf dem Gebiet der Robotik und Regelung bzw. Steuerung viele Lösungen hat. Die Verfahren mit kleinsten mittleren Quadraten (LMS), mit rekursiven kleinsten Quadraten (RLS), die Kalman- und die erweiterten Kalman-Algorithmen sind den Fachleuten auf diesem Gebiet für die Lösung dieser Klasse von Problemen wohlbekannt. Es ist außerdem wichtig, sich bewußt zu machen, daß die Hauptungenauigkeiten für jede analoge Kette durch Variationen in der Verzögerung, der Phase und der Amplitudenverstärkung bestimmt werden. Kleinere, jedoch weniger signifikante Effekte entsprechen den Ungenauigkeiten, die mit der direkten RF-Konversion zusammenhängen, die analoge IQ-Quadraturmodulatoren verwendet.
Wenn ein Sender zum ersten Mal eingeschaltet wird, können die Einstellungen der FIR-Filter und andere Parametereinstellungen so vorgenommen werden, daß sie keinen Effekt auf die hindurchgeleiteten Signale haben. Dies kann möglicherweise nur beim Hersteller durchgeführt werden oder durch eine Betriebsoption, die manuell oder unter gewissen vorbestimmten Bedingungen ausgewählt werden kann. Das Ausführen eines Trainings dieser Art könnte die Trennung der Antenne und manuelle Verbindung mit einer Pseudolast bzw. Ersatzlast umfassen.
Wenn dies in einer betriebsbereiten Installation vorgenommen wird, so könnte ein Antennenschalter an dem Verstärkerausgang verwendet werden, um unerwünschte Sendungen in dem Verstärkerausgang zu verhindern, indem eine Ersatzlast anstelle der normalen Sendeantenne angeschlossen wird. Alternativ könnten zuvor gespeicherte Standardwerte für Korrekturparameter verwendet und in den Berechnungen berücksichtigt werden. Falsche Übermittlungen aufgrund von nicht idealen Parametern sind dennoch ein potentielles Problem, selbst wenn eine der speziellen Trainingssequenzen, die kein Signal zu der Antenne senden, verwendet wird, wie nachstehend beschrieben wird. Ein Training unter einer dieser Bedingungen kann so ausgeführt werden, daß es eine Systemidentifikation durchführt, welche die Ungenauigkeiten mißt und eine Korrektur vornimmt, die alle meßbaren Fehler korrigieren soll.
In der Praxis kann die Anwendung der Korrektur auch den Leistungsarbeitspunkt der Verstärker leicht verändern, indem die Leistung des angelegten Signals eingestellt wird. Dies kann zu einem kleinen Restfehler führen. Es besteht auch die Möglichkeit, daß, sofern nicht eine der speziellen Trainingssequenzen verwendet wird, die erfaßten Daten nicht vollständig alle Verzerrungen zeigen, was zu einer ungenaueren Abschätzung der Fehler führt. Um die bestmögliche Korrektur zu erhalten, sollten, die Trainingsvorgänge so vorgenommen werden, daß sie iterativ sich allmählich in Richtung der idealen Korrektur bewegen und alles, was in der Zwischenzeit seit der letzten Einübung sich verändert haben könnte, berücksichtigen. Dies ist in dem ACPCE-Steuerfluß in Fig. 11 dargestellt.
Fig. 15 zeigt den Fluß 150 des Algorithmus für den Systemidentifizierungsvorgang. Vorzugsweise werden vier Schritte der Operation verwendet: die Modellauswahl 151, eine optionale Korrelationsstufe 152, die Systemidentifizierung 153, und die Kompensationsparameterauswertung 154. Die erste Stufe 151 wird verwendet, um den Bereich von Ungenauigkeiten zu bestimmen, die kompensiert werden müssen. Im allgemeinen wird dies üblicherweise bereits bei der Auslegung erledigt, da der Entwickler des Leistungsverstärkers den Bereich von Ungenauigkeiten kennt, der durch die Eigenschaften des ausgewählten RF-Aufwärts-Konvertierungs- und Verstärkungsvorgangs eingeführt wird. Beispielsweise zeigt ein Modell mit digitaler IF- und analoger RF-Aufwärts- Konvertierung und Verstärkung keine Ungenauigkeit des Quadraturmodulators im Gegensatz zu einem direkten Konversionsschema. Das Modell, welches in dem Systemidentifizierungsprozeß verwendet wird, sollte die Wirkung aller bekannten Ungenauigkeiten umfassen. Man kann sich jedoch vorstellen, daß ein Algorithmus mit computerunterstützter Modellwahl, welcher die Ausgangsgröße des LINC-Verstärkers untersucht und die Komplexität und Ordnung des numerischen Modells identifiziert, verwendet werden könnte.
Der zweite Schritt, die Korrelation 152, ist eine optionale Stufe, die verwendet werden kann, um die nachfolgende Systemidentifizierungsstufe zu beschleunigen. Diese Stufe stimuliert den Verstärker mit bekannten Sendesequenzen und korreliert mit der erhaltenen Verstärkerausgangsgröße, das heißt dem "beobachteten Signal" Sobserved(t). Dies ermöglicht es, daß der Hauptteil im Ungleichgewicht der Amplitudenverstärkung, der Laufverzögerung und der Phasendrehung in jedem Zweig identifiziert und für die anfängliche Abschätzung von Systemmodellparametern verwendet wird, die in der Systemidentifizierungsstufe benutzt werden. Auch wenn es sich um eine Option handelt, ermöglicht dieser Ansatz dennoch nicht, daß der dritte Schritt, die Systemidentifizierung 153, sehr schnell Modellparameter gewinnt. Die dritte Stufe wird verwendet, um die Ungenauigkeit des LINC- Verstärkers durch Einstellen der Parameter des parallelen numerischen Modells zu identifizieren, so daß die beobachtete Verstärkerausgangsgröße und die vorhergesagte Verstärkerausgangsgröße im wesentlichen identisch sind. Wenn man dies erreicht hat, können die Parameter des numerischen Modells verwendet werden, um die anfänglichen Kompensationsparameter des digitalen Kompensationssignalverarbeitungsblockes zu berechnen. Für einfache Modelle der Ungenauigkeit kann dies in einfacher Weise erreicht werden durch numerische Inversion und für kompliziertere Modelle der Ungenauigkeiten können raffiniertere Techniken verwendet werden. Diese Ansätze werden in den folgenden Abschnitten betrachtet.
Der optionale Korrelationsschritt 152 bringt die hauptsächliche Laufverzögerung, Amplitudenverstärkung und Phasenverschiebung hervor, die durch jede analoge Kette eingeführt werden durch Senden von Testsequenzen auf jeder Kompensations-/Verstärkungskette, Aufzeichnen der resultierenden Ausgangssequenz (im Anschluß an eine RF-Abwärts-Konvertierung) an dem Signalkombinierer 25, und dann Korrelieren der aufgezeichneten Sequenz mit der gesendeten Sequenz. Der DCSP 21 ist vorzugsweise so ausgestaltet, daß er während dieses Vorgangs keinen Einfluß auf die Testsequenzen ausübt. Die Testsequenzen können aus Sequenzen bestehen, die getrennt entlang jeder Kette gesendet werden. Alternativ können zwei Testsequenzen gleichzeitig auf jeder Kompensations-/Verstärkungskette gesendet werden, wobei in diesem Fall die beiden Sequenzen unter allen Phasenverschiebungen und Verzögerungen vorzugsweise orthogonal zueinander sind; dies ermöglicht, daß ihre Wirkungen getrennt gemessen werden, auch wenn der Empfängerpfad ihre kombinierten Effekte sieht. Solche orthogonalen Sendesequenzen werden in einfacher Weise konstruiert unter Verwendung der Gram-Schmitt-Orthogonalisierungskonstruktion, die den Fachleuten bekannt ist. Die orthogonalen Sequenzen können optional auch in Gegenphase zueinander sein. In beiden Fällen (unabhängige Sequenzen oder gleichzeitige orthogonale Sequenzen) kann die Amplitudenverstärkung, die Phasendrehung und die Verzögerung jeder analogen Kette berechnet werden durch Auswahl des maximalen Korrelationspeaks, der mit der Korrelationsberechnung verknüpft ist.
Man beachte, daß man in jedem Sendepfad und den gemeinsam verwendeten Empfangspfaden eine Hauptverzögerung hat, die dazu führt, daß die empfangenen Abtastungen ein etwas späteres Zeitintervall repräsentieren als die Eingangsabtastungen. Ein Korrelationsvorgang kann verwendet werden, um die zeitliche Ausrichtung der gesendeten und der empfangenen Sätze von Abtastungen zu finden, selbst wenn keine weitere Information berechnet wird. Diese Korrelation sollte für ein Zufallssignal klar definiert werden, wenn jedoch das Signal ein sich regelmäßig wiederholendes Muster ist, so könnte es mehr als eine Ausrichtung geben. Irgendeine Ausrichtung identisch gesendeter Muster innerhalb der Dauer des Abtastblockes könnte für die Abschätzung der übrigen Parameter genau genug sein. Die genaue Ausrichtung ist bevorzugt.
Der oben beschriebene Korrelationsschritt ist in erster Linie für eine anfängliche Kalibrierung in einer Herstellungs- oder Testumgebung vorgesehen, auch wenn er während des normalen Gebrauchs des Senders ausgeführt werden könnte, in welchem ein Antennenschalter vorgesehen ist, um den Leistungsverstärker von der Antennenlast zu isolieren. Wie oben angezeigt, kann der Schritt optional verwendet werden, um den Trainings- oder Verfolgungsprozeß unter Verwendung der anderen in den folgenden Abschnitten beschriebenen Algorithmen zu beschleunigen. Dies kann erreicht werden durch Verwendung der Hauptverzögerung und der durchschnittlichen differentiellen Verzögerung, Phasen und Amplituden als anfängliche Startpunkte für die komplizierteren Berechnungen.
Wenn der Korrelationsschritt verwendet wird und keine klare Übereinstimmung zwischen den gesendeten und den empfangenen Abtastsätzen gefunden werden kann, so zeigt dies einen erheblichen Fehler an. Diese Feststellung würde als ein Fehlererfassungsmechanismus für das Verstärkersteuersystem verwendet werden.
Wenn die hauptsächliche Verzögerung bekannt ist, ist es möglich, den Beginn und den Abschluß der anschließend gesendeten und empfangenen Abtastblöcke zeitlich zu versetzen, so daß die Abtastungen eine ideale zeitliche Überlappung haben. Dies gilt deshalb, weil die Gesamtverzögerung sich sehr wahrscheinlich nicht wesentlich verändert. Für irgendein spezielles Modell eines Verstärkers könnte dies zu einem festen Parameter gemacht werden.
Die Hauptverzögerung und die differentielle Verzögerung zwischen den Aufwärts- Konvertierungspfaden beim Senden, paßt wahrscheinlich nicht mit einer genauen Anzahl von Abtastintervallen zusammen. Es ist jedoch wichtig, daß die zeitliche Ausrichtung exakt ist. Wenn die Abtastrate hoch genug ist, so bewirkt die resultierende, leichte Fehlausrichtung keine beträchtliche Verschlechterung in der Genauigkeit der Parameterabschätzung. Der Sendepfad hat eine Abtastrate von näherungsweise dem 16-fachen der Bandbreite des gesendeten Signals, wie zuvor bereits beschrieben wurde. Wenn die Abtastrate nicht hoch genug ist oder die Abtastraten zwischen den Sende- und Empfangssignalen unterschiedlich sind, kann ein Satz von Abtastungen so interpoliert werden, daß er mit dem anderen zusammenpaßt. Dies ist eine praktische Aufgabe der Implementierung, da der gesamte Trainingsvorgang mit einer wesentlich langsameren relativen Taktrate ablaufen kann als der Realzeitabtastrate, was somit Berechnungszeit gewährt.
Die Ungenauigkeiten entlang der beiden Ketten können in der Weise betrachtet werden, daß sie aus einer linearen Addition eines Satzes von Ungenauigkeiten, wie z. B. einer Verzögerung, einer Amplitudenskalierung (Verstärkung) und Phasendrehungen aufgebaut werden. Ein Abschätzer kann also so verwendet werden, daß er die Koeffizienten eines linearen Parametervektors in der Weise einstellt, daß er den Unterschied zwischen der beobachteten Ausgangssequenz des realen Verstärkers und der vorhergesagten Ausgangssequenz des Modells für dieselben Stimuli minimal macht. Adaptive LMS-, RLS- und lineare Kalman-Filterung sind Beispiele derartiger Ansätze, die verwendet werden können.
Im Anschluß an den optionalen Korrelationsschritt läuft die Identifizierung der Verstärkerungenauigkeiten (Erzeugung des numerischen Modells) ab, indem eine Sequenz von Stimulussequenzen und Verstärkerreaktionen aufgenommen wird und dann die Algorithmen verwendet werden, um die LINC-Modellparameter derart einzustellen, daß der Fehler zwischen den vorhergesagten und beobachteten Signalströmungen minimal gemacht wird. Dieser Vorgang wird nachstehend unter Bezug auf Fig. 18 beschrieben. Wenn das Modell erzeugt worden ist, können das Modell oder seine Parameter verwendet werden, um anfängliche Abschätzungen für die Kompensationsparameter zu berechnen. Die Verwendung des Modells für die Erzeugung von Kompensationsparametern wird nachstehend unter Bezug auf Fig. 20 beschrieben.
Fig. 16 zeigt eine mathematische Modellstruktur, die verwendet werden kann, um die analogen Ketten und den Signalkombinierer 25 zu modellieren. Das Modell umfaßt vorzugsweise im wesentlichen alle Verzerrungen, die durch die analoge Elektronik der Verstärker in die Signalkomponenten eingeführt werden können, einschließlich Verzerrungen, die durch analoges Basisbandfiltern, IF- und RF-Aufwärts-Konvertierung und Filterungenauigkeit, Verstärkerungenauigkeiten und Signalkombiniererfehler hervorgerufen werden, ohne hierauf beschränkt zu sein. Die geeignete Struktur für das Modell hängt im allgemeinen von den speziellen Eigenschaften der analogen Ketten ab, wie z. B. von der Frage, ob die Ketten Quadraturmodulatoren und RF-Aufwärts-Konverter umfassen. Es wird angenommen, daß die erzeugten Verzerrungen durch die in Fig. 9 dargestellten Strukturen korrigiert werden können und daß alle Verzerrungen daher durch den Schaltkreis nach Fig. 9 modelliert werden können.
Fig. 16 zeigt ein einfaches Beispiel, in welchem die FIR-Filter nur drei Anschlüsse haben. Die Quadraturmodulator-Kompensationsblöcke 161 und 162 des in Fig. 10B dargestellten Typs können ebenfalls einbezogen werden, wenn analoge Quadraturmodulatoren verwendet werden. Die Eingangsgrößen PhA 13 und PhB 14 sind dieselben wie für den DCSP (digitalen Kompensationssignalprozessor) 21 in Fig. 2. Die Ausgangsgröße spredicted(t) wird äquivalent zu der Ausgangsgröße der Analog-/Digital-Wandlung 27 in Fig. 2 berechnet und dieses wird in dem Komparator 145 in Fig. 14 verglichen.
Um die Verwendung des LMS-Algorithmus zu veranschaulichen, betrachte man das Szenario, in welchem ein FIR-Kompensationsfilter mit drei Anschlüssen (wie in Fig. 16) als ausreichend bestimmt wird, um die in jeder analogen Kette auftretende Ungenauigkeit exakt wiederzugeben. Man beachte, daß die Verzerrungen, die natürlicherweise auftreten, durch eine Struktur korrigiert werden müssen, die in der Lage ist, ihr Inverses zu erzeugen. Wenn die Struktur die inversen Verzerrungen produzieren kann, so kann sie auch die tatsächlichen Verzerrungen reproduzieren. Der Betrag an Verzögerung, Phasendrehung und Amplitudensteigung, der modellhaft wiedergegeben werden kann, wird durch die Eigenschaften des Aufbaus festgelegt. Der Betrag der frequenzabhängigen Amplitude, der Verzögerung und der Phasenwelligkeit, die modelliert werden können, sowie die gesamte korrigierbare Verzögerung hängt von der Anzahl von Anschlüssen in den FIR-Filtern ab. Je komplizierter die Einzelheiten sind, die modelliert (und schließlich auch korrigiert) werden müssen, desto länger ist der Filter.
Fig. 18 veranschaulicht den Algorithmusstrom bzw. -fluß des Systemidentifizierungsprozesses (Schritt 153 in Fig. 15). Der Ablauf dieses Prozesses bzw. Vorgangs wird unter Bezug auf die beispielhaften Datensätze beschrieben, die in den Fig. 17A-17D dargestellt sind, wobei der Übergang von 17A bis 17B die Fehlerreduzierung veranschaulicht, die auftritt, wenn die Modellparameter für einen ersten Datensatz eingestellt werden und der Übergang von 17C zu 17D die Fehlerreduzierung veranschaulicht, die auftritt, wenn die Modellparameter für einen letzten Datensatz eingestellt werden.
In Schritt 182 nimmt der ACPCE, wenn der SCS die Kompensations-/Verstärkungsketten mit dem DCSP-Satz stimuliert, so daß kein Effekt auftritt, eine Sequenz der Signalkomponenten PhA(t) und PhB(t) auf und nimmt auch eine entsprechende Sequenz auf, die den beobachteten Leistungsverstärkerausgangswert sobs(t) 172 repräsentiert. In Schritt 183 wendet der ACPCE dieselbe Stimulationssequenz (die aufgenommenen Abtastungen von PhA(t) und PhB(t)) auf das numerische Modell an, um eine vorhergesagte Ausgangssequenz Spre(t) 171 zu berechnen, was in den Fig. 17A und 17B dargestellt ist. In Schritt 184 wird der Algorithmus verwendet, um die Parameter des numerischen Modells so einzustellen, daß der Unterschied zwischen der beobachteten Signaltrajektorie und der vorhergesagten Trajektorie reduziert wird. Man beachte, daß in Fig. 17B der Vorhersagefehler reduziert wird, da die Datensequenzen einander näherkommen.
Der Vorgang setzt sich, soweit nötig, über viele Iterationen über den Datensatz fort, bis der RMS-Fehler im wesentlichen minimal gemacht worden ist (Schritt 185). Da jedoch der Datensatz aus einer endlichen Sequenz von Beobachtungs- und Stimulus-Abtastungen konstruiert wurde, stellt dieser minimale RMS-Fehlerwert nicht sicher, daß das globale Minimum für alle Trajektorien erreicht worden ist. Dementsprechend werden nachfolgende Datensätze vorzugsweise extrahiert und der Vorgang wird wiederholt, bis der RMS-Fehleruntergrund von Datensatz zu Datensatz im wesentlichen minimal gemacht worden ist (Schritt 186). Man beachte, daß in Fig. 17D der Vorhersagefehler zwischen beobachteten und vorhergesagten Trajektorien beseitigt ist. Wenn dieser Fehler sich null nähert, so ist dies ein gutes Zeichen dafür, daß die Modellwahl 127 alle Einzelheiten der Ungenauigkeiten bzw. Unzulänglichkeiten des analogen Modells aufgenommen hat.
Die sechs komplexen Koeffizienten der beiden Filter (drei pro Kette) repräsentieren die Parameterwerte, die bestimmt werden müssen. Dies kann erreicht werden durch Verwendung der Gleichungen 8 und 9. Man beachte, daß die Anzahl von Koeffizienten ebenso wie deren Werte hier nur beispielhaft angegeben sind.
Verror(t) = spredicted(t) - Sobs(t) Gleichung 8
[X&sbplus;(t)] = [X(t)] + ΔVerror(t)[PhA(t),PhB(t)]* Gleichung 9
In den obigen Gleichungen ist X(t) der Zustandsvektor der abgeschätzten Parameter und die Nomenklatur +/- wird verwendet, um Erneuerungsvektorparameter und aktuelle Vektorparameter anzuzeigen. Verror(t) ist die aktuelle Differenz zwischen dem beobachteten, rekombinierten Signal, welches von der analogen Abwärts-Konvertierung abgetastet wurde und dem erwarteten Ausgangswert, der durch das LINC-Modell vorhergesagt wurde, welches für die Systemidentifizierung verwendet wurde. Δ ist ein Steuerparameter der Erneuerungsgeschwindigkeit und [PhA(t), PhB(t)] ist ein Vektor der aufgenommenen Stimulus-Abtastungen, die verwendet wurden, um den Eingang des numerischen Modells zum selben Zeitpunkt zu treiben wie den implementierten Verstärker. Für das Beispiel mit drei Anschlüssen würde die Gleichung 9 in Form der Gleichung 10 wiedergegeben werden.
Dieser Algorithmus ist eine direkte Implementierung des standardmäßigen LMS-Algorithmus. Um eine korrekte Betriebsweise sicherzustellen, ist es wichtig, daß der Zeitindex der aufgenommenen Stimuli und die Beobachtungswellenformen konsistent sind und daß die Verzögerungen in dem Kompensationsnetzwerk richtig gehandhabt werden.
Die in Gleichung 8 und 9 explizit definierte Iteration wird wiederholt mit dem abgetasteten Datensatz ausgeführt, bis der verbleibende RMS-Wert der Fehlerspannung Verror(t) nicht weiter konvergiert. Um sicherzustellen, daß die beste Abschätzung für die Systemparameter benannt bzw. identifiziert worden ist, ist es zweckmäßig, den Vorgang des Aufnehmens von mehr Sendeabtastungen und von wiedergewonnen Abwärts-Konvertierungsabtastungen aufzunehmen und den Vorgang zu wiederholen. Der Vorgang wird abgeschlossen, wenn der gesamte RMS-Fehler von Probensatz zu Probensatz keine weitere Verschlechterung zeigt.
Auch wenn die berechnungstechnische Einfachheit des LMS-Algorithmus sehr attraktiv ist, kann seine Konvergenzgeschwindigkeit unannehmbar langsam sein. Dieses kann überwunden werden durch Verwenden der Algorithmen mit rekursiven kleinsten Quadraten (RLS) oder der Kalman- Filterung. Diese Algorithmen zeigen signifikant schnellere Konvergenzgeschwindigkeiten, allerdings für den Preis einer erhöhten berechnungstechnischen Komplexität. Diese Algorithmen können innerhalb des LINC-Verstärkers als direkter Ersatz für den LMS-Algorithmus verwendet und in identischer Weise angewendet werden. Diese Algorithmen werden definiert und erläutert in Digital Communications, second edition, John G. Proakis, Kapitel 6, Seiten 519-693, McGraw Hill 1989, 1993 ISBN 0-07-050937-9; Adaptive Filter Theory, second edition, Simon Haykin, Kapitel 6, Seiten 186- 236, Kapitel 7, Seiten 244-273, Kapitel 8, 9, 10, 11, Seiten 274-402, Prentice Hall 1991, 1996 ISBN 0-13-013236-5, Applied Optimal Estimation, Arthur Gelb, Kapitel 4, Seiten 102-142, Kapitel 6, Seiten 180-216, The M. I. T. Press ISBN 0 262 70008-5; konsequenterweise wird der Algorithmus einfach definiert unter Verwendung der Nomenklatur von Proakis zum Zwecke der Aufzeichnung und ohne weitere Erläuterung.
Sobs(t) = Y (t)CN(t - 1) Gleichung 11
Verror(t) = strue(t) - sobs(t) Gleichung 12
CN(t) = CN(t - 1) + PN(t)YN*(t)Verror(t) Gleichung 15
Fig. 19 ist ähnlich der Fig. 10A, mit Ausnahme der Tatsache, daß diese Figur ein mathematisches Modell ist und nicht mit Abtastungen in Realzeit arbeitet. Sie modelliert den tatsächlichen Quadraturmodulator, anstatt die inverse Charakteristik anzulegen und ist Teil des ACPCE. Dies wird nur in einer Implementierung verwendet, die analoge Quadraturmodulatoren hat. Die Untersuchung von Fig. 19 ergibt, daß die Struktur des Kompensationsschaltkreises interne Wechselwirkungen haben kann, die bewirken, daß die linearen LMS- und RLS-Algorithmen nicht die echten Systemparameter korrekt identifizieren können. Dies tritt deshalb auf, weil die Einstellung der IQ-Modulator- Parameter die Reaktion des Schaltkreises hinsichtlich Verstärkung und Phase modifiziert, die durch die FIR-Filterkoeffizienten kompensiert werden. Diese Wechselwirkung muß nicht notwendigerweise eine lineare Charakteristik zeigen und wird insoweit Anlaß dafür sein, daß lineare Abschätzalgorithmen fehlschlagen. Diese Unzulänglichkeit kann überwunden werden durch Verwendung des erweiterten Kalman-Filteralgorithmus. Der Algorithmus kann direkt in die Datenfluß- und Steuerstruktur implementiert werden, die in Fig. 18 dargestellt ist. Die Fähigkeit des erweiterten Kalman-Filters, Systemkomponenten trotz der nicht linearen Wechselwirkungen zu identifizieren, wird dadurch erreicht, daß der Algorithmus die Wechselwirkungen zwischen Parametern ebenso wie die Parameter selbst identifiziert. Dies bewirkt einen beträchtlichen Anstieg in der Komplexität der Berechnung. Dementsprechend wird dieser Algorithmus nur verwendet, wenn festgestellt werden kann, daß nicht lineare Wechselwirkungen zwischen Kompensationsparametern für eine bestimmte Anwendung bzw. Implementierung auftreten.
Der erweiterte Kalman-Filter-Algorithmus für die nicht lineare Abschätzung von Umgebungen ist umfangreich definiert und erläutert in Adaptive Filter Theory, second edition, Simon Haykin, Kapitel 6, Seiten 186, 236, Kapitel 7, Seiten 244-273, Kapitel 8, 9, 10, 11, Seiten 274-402, Prentice Hall 1991, 1996 ISBN 0-13-013236-5; Applied Optimal Estimation, Arthur Gelb, Kapitel 4, Seiten 102- 142, Kapitel 6, Seiten 180-216, The M. I. T. Press, ISBN 0 262 70008-5. Dementsprechend wird der Algorithmus nachstehend unter Verwendung der Nomenklatur von Proakis als Sache zum Nachschlagen und ohne weitere Erläuterung definiert.
sobs(t) = hN(t){t, CN(t - 1)} Gleichung 16
Verror(t) = Strue(t) - Sobs(t) Gleichung 17
CN(t) = CN(t - 1) + YN*(t)[Verror(t)] Gleichung 18
PN(t) = [1 - YNHN(CN(t - q))]PN(t - 1) Gleichung 19
YN = PN(t - 1)H (CN(t - 1))[HN(CN(t - 1))PN(t - 1)H (CN(t - 1)) + RN]&supmin;¹ Gleichung 20
Die letzte Stufe des Initialisierungsvorganges besteht darin, das numerische Modell, welches wie oben beschrieben erzeugt wurde, zu verwenden, um einen Anfangssatz von Kompensationsparametern zu erzeugen. Wie in Fig. 20 dargestellt, wird dies vorzugsweise erreicht unter Verwendung des Modells 204 in Verbindung mit einem Kompensationsmodul 201, um den gesamten Verstärker modellhaft wiederzugeben. Das Kompensationsmodul 201 wirkt als der DSCP 21 und kann unter Verwendung der aktuellen DCSP-Elektronik implementiert werden (z. B. des ASIC oder eines anderen Signalverarbeitungsmoduls), oder als Softwareroutine, welche den Betrieb des DCSP repliziert.
Im Betrieb wird das Kompensationsmodul 201 mit einem abgetasteten Datenstrom von Signalkomponenten PhA(t) und PhB(t) 202 von dem SCS stimuliert. Die digital kompensierten Signalkomponenten, PhAdc(t) und PhBdC(t) 203, werden dann direkt auf den LLNC-Modellverstärker 204 aufgebracht, der eine abgeschätzte Kopie sgenerated(t) 205 des Sendesignals ausgibt. Dieses Signal weicht anfänglich von der ursprünglichen Signaltrajektorie, strue(t) 206 ab, weil die Kompensationsparameter anfänglich auf Standardwerte gesetzt worden sind, die von einem perfekten LINC- Verstärker ausgingen. Ein vorhergesagtes oder gewünschtes Signal Strue(t) wird aus dem Summierer 207 erzeugt, welcher die Eingangssignalkomponenten 202 kombiniert. Man beachte, daß die Eingangssignale 202 vorzugsweise aus einer voreingestellten Testsequenz bestehen, die durch den SCS erzeugt wurde, daß sie aber alternativ auch durch Abtrennen eines Zufallsmodulationssignals s(t) erzeugt werden können.
Der Komparator 208 erzeugt einen Fehlervektor Verror(t), der verwendet wird durch den Kompensationsabschätzer 209, um Einstellungen der Kompensationsparameter zu berechnen. Die erneuerten Kompensationsparameter werden über den Parametervektor X&sbplus;(t) für den Kompensationsschaltkreis 201 bereitgestellt. Der Kompensationsabschätzer ist eine direkte Implementierung der LMS-, RLS- oder Kalman-Filter-Algorithmen, die zuvor diskutiert wurden. Wenn festgestellt wurde, daß der Kompensationsschaltkreis derart aufgebaut ist, daß einer oder mehrere der Kompensationsparameter nicht lineare Wechselwirkungen aufweist, so wird vorzugsweise der erweiterte Kalman-Filter verwendet, um die Werte der Kompensationsparameter einzustellen.
Der obige numerische Offline-Vorgang wird ausgeführt, bis der RMS-Wert des Fehlervektors unter einen vorbestimmten, ausreichend niedrigen Wert fällt. Ein akzeptabler RMS-Wert liegt dann vor, wenn die Kompensationsparameter in Verbindung mit dem physikalischen LINC-Verstärker verwendet werden (im Gegensatz zu dem LINC-Modell) und die erzeugten Leistungsspektren nicht die geforderten Bestimmungen verletzen und die Modulationsgenauigkeit ausreichend ist, um nicht die Leistungsfähigkeit des Systems einzuschränken. Wenn diese Systemkriterien und/oder zusätzliche systemabhängige Kriterien erfüllt sind, so werden die Kompensationsparameter gespeichert und die Online-Übermittlung kann beginnen. Der obige Prozeß kann beschleunigt werden durch einfaches Vorladen der Kompensationsparameter des Kompensationsschaltkreises mit Werten, die aus dem direkten Inversen der Amplitudenverstärkung, Phasenverzögerung und Laufzeitverzögerung berechnet werden, deren Werte durch den Korrelationsprozeß (Schritt 152) bestimmt wurden. Weiterhin ist in einigen Anwendungen, in welchen die Anforderungen durch Emissionsbestimmungen gelockert werden, diese direkte Inversion der Korrelationswerte ausreichend, um eine Sendung zu beginnen.

b. Erneuerungen der Kompensationsparameter während des Betriebes

Die Prozesse und Algorithmen, die durch den ACPCE verwendet werden, um den Betrieb des LINC-Verstärkers zu überwachen und in adaptiver Weise die Kompensationsparameter auf den neuesten Stand zu bringen, wird nun unter Bezug auf Fig. 21 beschrieben.
Nach dem Eintritt in den Verfolgungs- und Erneuerungszustand (Fig. 11) lädt der ACPCE die zuvor berechneten Kombinationsparameterwerte in den DCSP 21 ein (unter der Annahme, daß der DCSP in der Software in dem Vorgang nach Fig. 20 als Modell enthalten war) und beginnt mit einem Sendeereignis. Während der Aktivzeit des Sendevorgangs können die physikalischen Eigenschaften der analogen Komponenten sich als Funktion der Temperatur, der Alterung, des Abfalls der Leistungsgesellschaft, etc. verändern. Dementsprechend werden die Kompensationsparameter so eingestellt, daß sie anfänglich diese Veränderungen verfolgen und entsprechend kompensieren. Dementsprechend werden die Kompensationsparameter so eingestellt, daß sie kontinuierlich diese Änderungen verfolgen und kompensieren. Die Algorithmen, die verwendet werden, um diese Funktionalität zu unterstützen, sind vorzugsweise denjenigen im vorherigen Abschnitt identisch, wo die anfängliche Berechnung und Auswertung der Kompensationsparameter beschrieben wurde.
Fig. 21 zeigt anschaulich den gesamten Vorgang, der ausgeführt wird, wenn der LINC- Verstärker sich in dem Verfolgungs- und Erneuerungszustand (5) befindet. Wie man anhand eines Vergleichs der Fig. 20 und 21 sieht, wird der aktuelle physikalische Verstärker 214 nicht anstelle des Modells 204 verwendet. Demzufolge ist es möglicherweise nicht möglich oder durchführbar, daß die Kompensations-Abschätzalgorithmen mit der hohen Datenrate und der numerischen Arbeitsleistung "schritthält", die zu dem Realzeitvorgang gehören. Demnach wird, wie oben beschrieben, der Satz von Datenproben aufgenommen und offline verarbeitet. Dies ist zulässig, weil die Verstärkereigenschaften sich sehr langsam verändern mit einer Geschwindigkeit, die um Größenordnungen langsamer ist als die Datenrate des gesendeten Signals. Auch wenn eine Offline-Verarbeitung bevorzugt ist, so kann man sich vorstellen, daß die Algorithmen potentiell in künftigen Anordnungen implementiert werden.
Wie in Fig. 21 dargestellt, wird der DCSP 21 mit einem kontinuierlichen Datenstrom der Komponentensignale PhA(t) und PhB(t) von dem Signalkomponententrenner 11 simuliert und gespeichert. Diese Signalkomponenten werden von s(t) erzeugt, wobei das komplexe Basisbandinformationssignal s(t) (nicht dargestellt) gesendet werden soll. Die digital kompensierten Signalkomponenten, PhAdC(t) und PhBdc(t) werden direkt an dem LINC-Verstärker angelegt, welcher sRF(t) ausgibt, welches das beobachtete Ausgangssendesignal repräsentiert. Die RF-Abwärts-Konvertierung und die Komponenten (26 und 27 in Fig. 2) der Analog-/Digital-Konversion, welche entlang des sRF(t)- Signalpfades bereitgestellt werden, sind fortgelassen, um die Figur zu vereinfachen.
Wie weiterhin in Fig. 21 dargestellt ist, werden die Signalkomponenten PhA(t) und PhB(t) ebenfalls summiert, um ein vorhergesagtes oder gewünschtes Ausgangssendesignal strue(t) zu erzeugen. Das vorhergesagte Ausgangssendesignal Strue(t) kann alternativ erzeugt direkt aus dem Eingangssendesignal s(t) erzeugt werden. Wenn der LINC-Verstärker anfänglich in den Verfolgungs- und Erneuerungszustand übergeht und eine Sendung begonnen wird, sollte das beobachtete Ausgangssendesignal sRF(t) nicht nennenswert von dem vorhergesagten Signal strue(t) abweichen, weil die Kompensationsparameter anfänglich auf exakte Werte gesetzt werden. Im Verlaufe der Zeit wird die Abweichung zwischen diesen Signalen normalerweise ansteigen (bis die Parameter auf den neuesten Stand gebracht worden sind), wenn die aktuellen Kompensationsparameter nicht mehr aktuell sind.
Weiterhin werden gemäß Fig. 21 die Signal strue(t) und sRF(t), die in angemessener Weise skaliert werden, um die Effekte der Verstärkung zu beseitigen, durch einen Komparator in einem Offline-Betriebszustand nicht in Realzeit miteinander verglichen, um einen Fehlervektor Verror(t) zu erzeugen. Dies kann beispielsweise bewerkstelligt werden durch Aufnehmen und Speichern von Abtastfolgen von strue(t) und sRF(t) und lesen diese Sequenzen aus dem Speicher während einer Vergleichsphase. Anstatt Sequenzen von strue(t) zu speichern, können Sequenzen von Signalen, die verwendet wurden, um strue(t) zu erzeugen (wie z. B. PhA(t) und PhB(t)) aufgenommen und gespeichert werden.
Wie weiterhin in Fig. 21 dargestellt wird, wird das Signal Verror(t) durch den Kompensationsabschätzer 209 des ACPCE verwendet, um Einstellungen in den Kompensationsparametern zu berechnen. Die erneuerten Kompensationsparameter werden über den Parametervektor X&sbplus;(t) für den DCSP bereitgestellt. Der Kompensationsabschätzer 209 ist eine direkte Implementierung der LMS-, RLS- oder Kalman-Filter-Algorithmen, die zuvor diskutiert wurden. Weiterhin ist, falls der DCSP so aufgebaut ist, daß einer oder mehrere der Parameter nicht lineare Wechselwirkungen zeigen, dann der erweiterte Kalman-Filter vorzugsweise verwendet wird, um die Werte der Kompensationsparameter einzustellen.
Der Vorgang des Aufnehmens vorhergesagter und beobachteter Datensequenzen, in Kombination mit numerischer Offline-Berechnung wird wiederholt angewendet, um sicherzustellen, daß die aktuellen Werte der Kompensationsparameter ausreichend genau sind, um sicherzustellen, daß die Regeln für das Leistungsemissionsspektrum, die Genauigkeit der Systemmodulation und die NPR-Erfordernisse des Verstärkers aufrechterhalten bzw. erfüllt werden. Der Vorgang kann mit einer vorherbestimmten Rate wiederholt werden, die für die spezielle Anwendung geeignet erscheint, wie beispielsweise fünfmal pro Sekunde oder alle 10 Sekunden. Alternativ kann das Signal Verror (oder eines anderes geeignetes Signal) überwacht werden, um dynamisch festzustellen, wenn Erneuerungen berechnet werden sollten.
Die Genauigkeit der Parameterabschätzung kann durch iteratives Erneuern der Kompensationsparameter verbessert werden. Anstatt auf Basis nur der in einer Abtastaufnahmeperiode erhaltenen Information neue Parameter zu berechnen, kann der Änderungsbetrag der Parameter eingestellt bzw. geregelt werden, indem ein gewichteter Durchschnitt der aktuell berechneten Werte mit zunehmend kleineren Beiträgen von vorherigen Parameterberechnungen berechnet wird. Mit diesem Ansatz ändern sich die neu berechneten Parameter nicht so signifikant oder plötzlich bei jeder Berechnung aufgrund der nicht idealen Eigenschaften der Daten bestimmter Abtastsätze. Diese Art der langfristigen Durchschnittbildung hilft dabei, eine bessere Gesamtkorrektur zu erhalten anstatt daß man um die ideale Position "herumspringt".
Zusätzlich kann der Übergang von einem Parametersatz zu dem nächsten in Schritten vorgenommen werden, die über ein gewisses Zeitintervall verteilt sind, um plötzliche Veränderungen in den Verstärkerausgangsgrößen zu vermeiden. Dies erreicht man vorzugsweise durch Erzeugen einer Folge von Parameterwerten auf einem interpolierten Pfad zwischen den beiden Sätzen von Werten. Diese Parameter werden dann in die Filter und andere Korrektursysteme nacheinander in Intervallen einprogrammiert, so daß die Veränderung allmählich und graduell erfolgt.
Der in Fig. 21 dargestellte Vorgang, der oben beschrieben wurde, wird außerdem vorzugsweise verwendet, um die Kompensationsparameter zu erneuern, wenn der Verstärker sich in einem gegenphasigen oder sonstigen Trainingsbetrieb befindet. Der einzige Unterschied besteht darin, daß die Signalkomponenten PhA(t) und PhB(t) durch den SCS 11 erzeugt werden, ohne Bezug zu irgendeinem Eingangssendesignal.
Die für die Systemidentifizierung und Kompensationsparameterabschätzung verwendeten Algorithmen werden folgendermaßen zusammengefaßt:
LMS-Update:
Verror(t) = strue(t) - sobs(t) Gleichung 22
Ck+1 = Ck + ΔekV Gleichung 23
[X&sbplus;(t)] = [X_(t)] + ΔVerror(t)[PhA(t),PhB(t)] * Gleichung 24
Rekursive kleinste Quadrate (direkte Form), auch bekannt als Kalman-Filter-Update;
sobs(t) = Y (t)CN (t - 1) Gleichung 25
Verror(t) = Strue(t) - sobs(t) Gleichung 26
CN(t) = CN(t - 1) + PN(t)YN*(t)Verror(t) Gleichung 29
Erweiterter Kalman-Filter für nicht lineare Abschätzungsszenarien:
sobs(t) = hN(t){t, CN (t - q)} Gleichung 30
Verror(t) = Strue(t) - sobs(t) Gleichung 31
CN(t) = CN(t - 1) + YN*[Verror(t)] Gleichung 32
PN(t) = [1 - YNHN(CN(t -1))]PN(t - 1) Gleichung 33
YN = PN(t - 1)H (CN(t - 1)[HN(CN(t - 1))PN(t - 1)H (CN(t - 1)) + RN]&supmin;¹ Gleichung 34

VIII. Kombinieren verstärkter Signale

Fig. 24 zeigt die inneren Teile des Blockes 25 ("Kombination und Abtastung der Verstärkerleistung") in Fig. 2 und die daran angeschlossene Antenne 241. Der Richtungskoppler 242 führt einen kleinen Betrag des RF-Signals zurück zu dem Abwärts-Konvertierungsblock 26 (Fig. 2). Fig. 24 zeigt auch einen Zirkulator 245, der verhindert, daß empfangene oder reflektierte Signale von der Antenne 241 in das System eindringen. Die individuell verstärkten phasenmodulierten Signalkomponenten mit konstanter Einhüllender werden so kombiniert, daß sie die Vektorsumme der beiden über einen Quadraturkoppler 244 erzeugen, der zwei separate Ausgänge hat. Der LINC- Verstärker erzeugt eine maximale Ausgangleistung, indem er die beiden Komponenten in Phase miteinander hat.
Ein praktischer Gesichtspunkt in der Verwendung eines Quadraturkopplers ist das Erfordernis, daß die Komponenten tatsächlich versetzt werden müssen, so daß sie um 90º gegeneinander versetzt sind, damit sie am Hauptausgang miteinander in Phase sind. Andere Typen von Kopplern erfordern einen Versatz von 180º. Dies kann man in dem digitalen Signalkomponentenseparator 11 arrangieren. Wenn dies geschehen ist, sieht man die gesamte kombinierte Leistung am Ausgang 247 des Hauptkombinierers. Man erkennt keine Leistung am zweiten Ausgang 248.
Der LINC-Verstärker gibt minimale Leistung aus, indem er zwei Signale hat, die exakt außer Phase zueinander sind. Man sieht keinerlei Leistung am Hauptausgang 247, da die gesamte Leistung zu dem zweiten Quadraturkombiniererausgang 248 geht.
Dieser Ausgang 248 kann mit einer abschließenden "Ersatz"-Last 243 ("Dummy"-Last) mit einer ausreichenden Leistungsaufnahmekapazität verbunden werden. Wie unten beschrieben, kann die Ersatzlast 243 optional eine Energiewiedergewinnungseinheit umfassen oder in Form einer solchen vorliegen.
Alle Leistungszwischenebenen werden erzeugt durch die Phasendifferenz zwischen den beiden Signalkomponenten. Beide Verstärker 15, 16 laufen kontinuierlich mit voller Leistung und ihre kombinierte Leistung wird kontinuierlich zwischen dem Hauptausgang und der Ersatzlast 243 aufgeteilt.
Die Verwendung von nicht linearen Verstärkern 15, 16, die inhärent effizienter sind, bedeutet, daß die Verstärker selbst nicht so viel Wärme erzeugen wie andere Typen von linearen Verstärkern. Die überschüssige Energie aus der Kombination der Ausgänge wird in der Ersatzlast abgegeben, die von den Verstärkern und anderen Schaltkreisen entfernt gelegen sein kann. Dies bedeutet, daß das Kühlen der Verstärker und anderer Komponenten des Verstärkers einfacher ist und daß die Verstärker bei niedriger Temperatur und in einem kleineren Gehäuse mit potentiell höherer Zuverlässigkeit laufen können. Die Menge an verlorener Energie in der Ersatzlast hängt von dem Verhältnis von maximaler Leistung zu Durchschnittsleistung des verstärkten Signals ab. Einige Modulationsschemata, die eine geringere Amplitudenvariation haben, erfordern nicht, daß die Phasen so stark ausgelöscht werden wie bei anderen und erzeugen weniger Wärme in der Last.

IX. Digital-/Analog- und Aufwärts-Konvertierung

Wann immer in dem Signalkomponentenseparator 11 und in den Korrekturfiltern digitale Techniken verwendet werden, so gibt es irgendeinen Punkt, wo die Signale von digitalen Abtastungen in analoge Form umgewandelt werden müssen in Digital-/Analog-Wandlern (D/A-Konverter). Wenn komplexe analoge Basisbandsignale für einen analogen Quadraturmodulator erzeugt werden sollen, so werden insgesamt vier Wandler bzw. Konverter verwendet für die In-Phase- und Quadraturkomponenten jeder der beiden phasenmodulierten Signale. Wenn real abgetastete Signale von einem digitalen Quadraturmodulator erzeugt werden, ist nur ein Konverter für jedes der beiden phasenmodulierten Signale erforderlich.
Wenn digitale Quadraturmodulation verwendet wird, so ist die Frequenz am Ausgang der D/A-Konverter relativ niedrig im Vergleich zu den Hunderten von Megahertz, die typischerweise in modernen, drahtlosen Kommunikationssystemen verwendet werden. Die niedrige Zwischenfrequenz muß auf die für die Übermittlung verwendete Trägerfrequenz heraufkonvertiert werden. Diese Heraufkonvertierungsvorgang erfolgt unter Verwendung analoger Techniken, die im Stand der Technik wohlbekannt sind. Fig. 25 veranschaulicht einen typischen bevorzugten Weg, jedoch sind viele andere Kombinationen ebenfalls möglich.
Fig. 25 zeigt eine Erweiterung einer Hälfte des Blockes 22 aus Fig. 2 und entweder von 23 oder 24, und einen Verstärker, entweder 15 oder 16. Fig. 25 zeigt den Weg von einem der Phasensignalkomponenten.
Die Eingänge "vom Signalkomponentenseparator" sind die komplexen I- und Q- Komponenten von entweder PhAdC(t) oder PhBdC(t). Der digitale Quadraturmodulator 251 ist jedoch als der einfachste Typ dargestellt. Kompliziertere Typen verwenden eine abgetastete Sinuswellen- Nachschlagetabelle sowie Vervielfacher und könnten ebenfalls verwendet werden. Der Abtastrateninterpolierer 252 erhöht die Abtastrate, um die Filtererfordernisse der Rekonstruktion zu erleichtern. Im Anschluß an den Interpolierer 252 befindet sich der eigentliche DAC 253. Der erste Bandpaßfilter 254 wirkt als Rekonstruktionsfilter und kann alternativ ein Tiefpaßfilter sein. Das Signal am Ausgang dieses Filters 254 liegt bei einer Zwischenfrequenz.
Der Mischer für den RF und die RF-Spiegelfrequenzunterdrückung vorgesehenen Bandpaßfilter 255 folgt vor dem Verstärker. Andere Implementierungen können ein Mischen 256 auf zusätzlichen Stufen von Zwischenfrequenzen vorsehen, bevor ein Mischen auf RF erfolgt, die durch die nicht linearen Verstärker 15 oder 16 läuft. Man beachte, daß die notwendigen Pufferverstärker zwischen dem DAC und dem Filter und zwischen den Filtern und dem Mischer (nicht dargestellt) für die Isolierung zwischen verschiedenen Komponenten und für die Einstellung der angemessenen Signalniveaus auf jeder Stufe vorgesehen sind.

X. Überwachung des Ausgangssignals

Um den Überwachungs- und Korrekturmechanismus zu implementieren, wird ein kleiner Betrag des Ausgangssignals des Quadraturkombinierers unter Verwendung eines Richtungskopplers auf einen Empfänger geleitet. Der Empfänger wandelt das RF-Signal wieder abwärts um in komplexe Basisbandabtastungen, die mit Abtastungen des idealen Signals verglichen werden können. Dieser Überwachungsvorgang ermöglicht es dem ACPCE, den Betrag an Ungenauigkeit zu berechnen, der insgesamt in den beiden Aufwärts-Konvertierungspfaden vorliegt.
Die Abtastmessungen, die von dem ACPCE vorgenommen wurden, können hinsichtlich ihrer Amplitude so eingestellt werden, daß sie aus dem in der digitalen Verarbeitung verfügbaren Dynamikbereich Vorteil ziehen. Die volle Genauigkeit hilft dabei, die Messungen und die berechneten Korrekturen genauer zu machen. Die Abtastungen der beiden Phasenkomponenten PhA(t) und PhB(t) haben eine konstante Amplitude, jedoch kann die abwärts konvertierte Ausgangsgröße bei irgendeiner Amplitude liegen, abhängig von dem gesendeten Signal. Ein wichtiger Gesichtspunkt ist die Tatsache, daß der AID-Konverter 264 in dem Überwachungspfad nicht überlastet wird, da dies eine beträchtliche Verzerrung verursachen kann. Die Regelung der Amplitude der Signale vor dem A/D-Konverter kann unter Verwendung der Kenntnis der gesendeten Amplitude von dem Sendepfad angewendet werden. Die Verfügbarkeit dieser Information ermöglicht es, daß Überlasten vermieden werden.
Ein weiterer wichtiger Punkt liegt darin, daß irgendeine analoge Einstellung der Verstärkung in der Abwärts-Konvertierung in dem Rückkopplungspfad als ein Amplitudenfehler erscheinen würde, wenn dem nicht durch Skalierung der digitalen Abtastung numerisch entgegengewirkt werden würde. Eine einfache Implementierung würde die Verstärkung festlegen, so daß der maximal mögliche Ausgangswert des Verstärkers gerade eben unterhalb der maximalen Eingangsgröße des AID- Wandlers liegt.
Es ist möglich, daß die Antenne nicht richtig angepaßt ist, was bewirkt, daß Energie zurück in den Kombinierer reflektiert wird und was zu Phasen- und Amplitudenänderungen führt. Es ist auch möglich, daß die Antenne nicht auf sie bezogene Störsignale von anderen Sendern erhält, was man an dem Überwachungspunkt erkennen kann. Um diese Effekte zu reduzieren, kann ein Isolator oder Zirkulator 245 (Fig. 24) zwischen dem überwachenden Richtungskoppler 242 und der Antenne 241 angebracht werden. Ein Isolator richtet jegliche Energie von der Antenne auf eine getrennte Ersatzlast 246, wie es in Fig. 24 dargestellt ist.
Der Abwärts-Konvertierungsvorgang sollte im wesentlichen fehlerfrei sein, da jegliche Verzerrungen, die dadurch eingeführt werden, zusätzlich zu den bei der Aufwärtskonvertierung und Verstärkung erzeugten Effekten erscheinen. Dies bewirkt, daß der ACPCE diese Mängel als Teil des Ganzen korrigiert. Dies führt seinerseits dazu, daß das gesendete Signal eine hinzugefügte Verzerrung hat.
Die bevorzugte Implementierung des Receivers besteht darin, zunächst abwärts zu konvertieren unter Verwendung desselben lokalen Oszillators (LO), der für die Aufwärts-Konversion verwendet wird. Dies führt zu einer Zwischenfrequenz, welche dieselbe ist wie diejenige, die in den Sendepfaden verwendet wird und sie löscht jegliche Phasen- und Frequenzvariationen aus, die durch den Oszillator in den Aufwärts-Konvertierungspfaden eingeführt wurden.
Die weitere Abwärts-Konvertierung und Demodulation der Signale in dem Empfangsweg kann unter Verwendung analoger oder digitaler Techniken erfolgen. Auch wenn analoge Quadraturdemodulatoren sehr fein abgestimmt werden können, um ausgeglichene Ausgangsgrößen zu erzeugen, sind sie doch üblicherweise Änderungen im Laufe der Zeit mit sich ändernder Temperatur ausgesetzt, was eine kontinuierliche Korrektur erfordert. Ihre individuellen analogen Ausgänge erfordern ebenfalls separate Analog-/Digital-Wandler, die nur schwierig in absolute Anpassung zu bringen sind.
Digitale Quadraturdemodulatoren (DQDM) rufen nicht die Beeinträchtigungen analoger Versionen hervor und vor dem DQDM ist nur ein einzelner Hochgeschwindigkeits-AID-Konverter erforderlich. Digitale Techniken sind soweit als möglich bevorzugt, um eine Verzerrung zu vermindern und um die mit analogen Methoden verknüpfte Parameterdrift zu vermeiden. Digitale Abwärts- Konversion kann erfolgen unter Verwendung einer Vielfalt von Techniken einschließlich des Undersampling und der digitalen Filterung, um den Betrag an analoger Verarbeitung minimal zu machen. Undersampling ist eine Technik, bei welcher das analoge Signal einer Bandpaßfilterung unterzogen wird, wie es in Fig. 26 dargestellt ist und dann mit einer Abtastrate abgetastet wird, die ausreicht, um nur das interessierende Band zu beobachten. Dies ist eine Rate, die viel niedriger liegt als diejenige, die erforderlich ist, um die eigentliche Zwischenfrequenz abzutasten.
In derselben Art und Weise, in welcher die LO zwischen Aufwärts-Konvertierung und Abwärts-Konvertierung geteilt bzw. gemeinsam verwendet wird, können dieselben digitalen Takte bei der DQDM ebenso wie bei der SCS und der digitalen Aufwärts-Konvertierung verwendet werden. Diese Technik vereinfacht in hohem Maße die Implementierung der Feinabstimmung der Frequenz und Phase des Trägers in der Demodulationskette.

XI. Training des Kompensationssystems

Wie oben angegeben, umfaßt ein wichtiger Aspekt der Erfindung die Anwendung von Stimulationssignalen entlang der Kompensations-/Verstärkungsketten, wenn der Verstärker sich in einem weggeschalteten Betriebszustand befindet (das heißt wenn kein Informationssignal gesendet wird). Dies ermöglicht es, daß die Verstärker 15, 16 auf einem konstanten Arbeitspunkt ihrer Leistung gehalten werden und vermindert die Drift bei den Werten analoger Komponenten. Vorzugsweise werden die Stimulationssignale auch verwendet, um das Kompensationssystem zu trainieren (und sie werden deshalb hier auch als "Trainingssignale" bezeichnet), um sicherzustellen, daß die Kompensations-/Verstärkungsketten ausreichend ausbalanciert sind, wenn das Senden beginnt.
Wie oben erwähnt, umfaßt ein wichtiges Merkmal der Erfindung die Verwendung von Stimulations- oder Trainingssignalen, welche in Gegenphase sind. (Der Begriff "gegenphasige Signale" wird hier verwendet, um kollektiv auf das Signal in einer der Kompensations-/Verstärkungsketten sowie auf ihr gegenphasiges Gegenstück Bezug zu nehmen, das an der anderen der Kompensations-Verstärkungsketten angelegt wird.) Vorausgesetzt, daß die Kompensations- /Verstärkungsketten ausreichend ausgeglichen bzw. ausbalanciert sind, löschen die gegenphasigen Signale einander im wesentlichen aus, wenn sie miteinander kombiniert werden. Im Ergebnis werden Emissionen von der Antenne im wesentlichen verhindert, ohne daß ein teurer RF- Antennenschalter erforderlich ist, um zwischen der Antenne und einer Ersatzlast hin- und herzuschalten. Die Beseitigung des RF-Schalters liefert beträchtliche Vorteile, da RF-Schalter die Tendenz haben, teuer zu sein und einen Energieverlust zwischen dem Verstärker und der Antenne zu produzieren.
Auch wenn die Eliminierung des RF-Schalters ein wichtiges Merkmal der Erfindung ist, kann ein RF-Schalter in einigen Ausführungsformen dennoch in den Sender inkorporiert werden. Dies würde es ermöglichen, daß gegenphasige Trainingssignale verwendet werden, ohne zu berücksichtigen, ob die Kompensations-/Verstärkungsketten im Gleichgewicht sind. Zusätzlich würde die Verwendung des RF-Schalters ermöglichen, daß Trainingssignale verwendet werden, die nicht in Gegenphase zueinander sind. In einer Ausführungsform wird beispielsweise eine Diode oder ein anderer Leistungsdetektor verwendet, um eine schnelle Anzeige der Gesamtenergie zu liefern, welche durch das verbleibende Ungleichgewicht verursacht wird und um die Antenne abzuschalten, wenn dieses Niveau zu hoch ist.
In einer anderen Ausführungsform werden Mehrfachdetektoren mit entsprechenden Bandpaßfiltern verwendet, um Energie in diskreten Frequenzbändern zu messen, und die Ausgangswerte dieser Detektoren werden verwendet, um das Frequenzband der gegenphasigen Trainingssignale auszuwählen oder zu begrenzen.
Die Fig. 22A-22D zeigen, wie gegenphasige Signale keinen resultierenden Ausgangswert erzeugen, wenn die Kompensations-/Verstärkungsketten ausbalanciert sind, und wie Phasen- und Amplitudenungleichgewichte zu einem kleinen Ausgangswert führen. Wenn es ein perfektes Gleichgewicht gibt, geht die gesamte Leistung in die Ersatzlast 243 (Fig. 24). Wenn die Kompensations-/Verstärkungsketten in hohem Maße nicht ausbalanciert sind, so wird Energie von der Antenne abgegeben, bis ein Gleichgewichtszustand erreicht worden ist. Die Fähigkeit, die beiden Verstärker 15, 16 in Gegenphase zu bringen, ermöglicht es, daß das Verstärkerausgangsniveau geregelt wird, während die Verstärker bei voller Leistung eingeschaltet bleiben. Dies ist ein Vorteil gegenüber anderen Typen von Verstärkern, da die Leistung, die Vorspannung und das Ein- bzw. Umschalten durch Aufbringung eines Signals auf die Verstärker erfolgen kann, ohne daß ein Senden auftritt. Dies bedeutet, daß Vorspannung, Umschalten bzw. Einblenden und erneute Optimierung der Vorspannung eingestellt werden können, ohne daß man potentiell unerwünschte Effekte zu Beginn des Sendevorganges sieht, wie es normalerweise der Fall wäre. Man kann den Verstärkern Zeit geben, damit sie ihren thermischen Zustand (vollständiges Aufwärmen) stabilisieren, und eine Feinabstimmung der Vorspannung kann durchgeführt werden.
Das Merkmal des gegenphasigen Trainings kann in einer Vielfalt unterschiedlicher Betriebszustände des Verstärkers verwendet werden. Beispielsweise kann in einem TDMA oder sonstigen System, in welchem Daten in periodischen oder wiederholten Bursts übermittelt werden, das Gegenphasentraining verwendet werden, um das Gleichgewicht zwischen Übertragungen aufrechtzuerhalten. Zusätzlich kann, wie es in den folgenden Unterabschnitten beschrieben wird, das Gegenphasentraining verwendet werden, um einen Gleichgewichtszustand aufrechtzuerhalten, während der Verstärker ein- oder abgeschaltet wird, und kann verwendet werden, um im Anschluß an einen Kanalwechsel einen Gleichgewichtszustand zu erreichen.

a. Erzeugung von gegenphasigen Sequenzen

Die gegenphasigen Trainingssignale werden vorzugsweise von dem SCS 11 (als digitale Sequenzen) erzeugt, auch wenn die Signale alternativ irgendwo anders in dem System erzeugt werden könnten. Der SCS erzeugt vorzugsweise die gegenphasigen Trainingssequenzen auf der Basis von Steuereingängen 29 (Fig. 3A) aus der Zustandsmaschine (Fig. 11) des ACPCE und, basierend auf der Frage, ob ein Übertragungssignal s(t) mit nicht verschwindender Amplitude an dem Eingang des SCS vorliegt. Beispielsweise kann der SCS, wenn der Verstärker sich in dem Verfolgungs- und Erneuerungszustand befindet, mit dem Erzeugen von gegenphasigen Trainingssequenzen beginnen, wenn der SCS ein Eingangssignal s(t) mit Amplitude null erfaßt.
Der Inhalt (numerische Werte) der gegenphasigen Sequenzen ist vorzugsweise unabhängig von dem Eingangssignal s(t). In einer Ausführungsform wird eine Basissequenz erzeugt oder aus einem Speicher gelesen und wird invertiert, um eine invertierte Sequenz zu bilden. Die Basissequenz wird an einer der Kompensations-/Verstärkungsketten angelegt und die invertierte Sequenz wird an der anderen der Kompensations-/Verstärkungsketten angelegt. Die Inversion kann man erhalten durch Umkehren eines Vorzeichenbits, unter Verwendung einer Nachschlagetabelle unter Verwendung irgendeines anderen geeigneten Ansatzes.

b. Auswahl der Trainingssequenzen

Die Trainingssignale werden vorzugsweise so ausgewählt, daß sie es dem ACPCE ermöglichen, genaue Kompensationsparameter zu erzeugen. Da der Grad des Gleichgewichts zwischen den Kompensations-/Verstärkungsketten frequenzabhängig ist, werden vorzugsweise Trainingssignale verwendet, die einen Bereich von Frequenzen abdecken. Dies kann beispielsweise erreicht werden durch Abfahren oder stufenweises Springen über die Frequenz, während die beiden Trainingssignale in Gegenphase gehalten werden. In einer Ausführungsform werden Trainingssignale verwendet, die während der Dauer eines einzelnen Trainingsabtastblocks den gesamten interessierenden Frequenzbereich abdecken (das heißt den Kanal oder den Satz von Kanälen, die dem Sender zugeordnet sind).
Die Beschreibung im Anhang des "Trainings- und Akquisitionszustandes" listet eine Anzahl möglicher Trainingssequenzen "a" bis "n" auf. Während die nicht in Gegenphase liegenden Sequenzen "a" bis "k" allesamt zweckmäßig und geeignet für Trainingszwecke sind, erfordern sie im allgemeinen, daß der Verstärker von der Antenne getrennt wird. Demnach sind diese Signale vor allem zweckmäßig in Umgebungen oder bei Modellen, bei welchen der Sender einen Antennenschalter aufweist. Die Gegenphasensequenzen, wie z. B. "I", "m" und "n", sind bevorzugt, weil das einzige ausgesendete Signal an die Antenne aufgrund eines restlichen Ungleichgewichts zwischen den beiden Kompensations-/Verstärkungsketten übrig bleiben würde.
Um den vollen Frequenzbereich abzudecken und Trainingsinformation bereitzustellen, die frequenzabhängige Informationen zuordnet, sollten die gegenphasigen Signale so bereitgestellt werden, daß sie das gesamte von den Signalkomponenten besetzte Frequenzband abdecken. Dies ist ein viel breiteres Band als dasjenige, welches durch die normalen Übermittlungen besetzt wird. Das Abfahren des Frequenzbereiches, das Chirping oder das Hopping (stufenweises Springen) kann für diesen Zweck verwendet werden. Wie in Fig. 23(A) dargestellt, hat das Gegenphase- Testmuster die beiden Signalkomponenten in Gegenphase. Die Rotation repräsentiert die Frequenz, welche abgefahren, gechirpt oder im Hopping über ein bestimmtes Frequenzband erfaßt wird. Im Basisband wird dieses Signal repräsentiert durch eine negative Frequenz an der unteren Grenze und durch DC in der Mitte.
Fig. 23(B)-23(F) zeigen verschiedene mögliche Muster für das Variieren der Frequenz von gegenphasigen Signalen. Die Muster umfassen (B) unidirektionale lineare Durchläufe, (C) bidirektionale lineare Durchläufe, (D) sinusförmige Durchläufe, (E) sinusförmige Durchläufe, die mit der Zeit einen zunehmenden Frequenzbereich haben und (F) Frequenzhopping. In dem Szenario nach Fig. 23(E) kann der Frequenzbereich anfänglich auf den dem Sender aktuell zugeordneten Kanal begrenzt werden, und kann allmählich vergrößert werden, wenn ein höheres Niveau an Gleichgewicht erreicht worden ist, um benachbarte Kanäle zu umfassen. Dieses Verfahren hat den Vorteil, daß die Wahrscheinlichkeit von Interferenz mit anderen Kanälen vermindert wird und wird unten noch genauer beschrieben.
Ein wichtiger Vorteil des Frequenzhopping-Schemas liegt darin, daß die restliche Energie, die von der Antenne gesendet wird, über einen breiten Frequenzbereich verteilt wird. Im Ergebnis erscheinen die unerwünschten Emissionen als Hintergrundrauschen und die Wahrscheinlichkeit, daß die unerwünschten Emissionen innerhalb irgendeines Frequenzkanals ausreichend hoch sind, um Interferenz zu bewirken, wird vermindert. Ein damit zusammenhängender Vorteil besteht darin, daß gegenphasige Trainingssequenzen beim Frequenzhopping mit einem geringeren Grad an Gleichgewicht zwischen den beiden Ketten verwendet werden können, als dies mit Sequenzen mit nicht gespreiztem Spektrum möglich ist.
Eine Alternative zu dem Chirpen und dem Durchlaufen ist ein Polyphasensignal, das aus einer Reihe diskreter Frequenzen besteht, die eine nach der anderen gesendet werden. Ein solches Signal könnte eine Serie von Frequenzen in ansteigender oder abfallender Ordnung sein. Eine besonders zweckmäßige Sequenz wäre entweder ein gegenphasiges Zufallsmuster beim Frequenzhopping oder Gegenphasensignale, die aus einem Rauscheingang zu einem Frequenzmodulationsprozeß erzeugt wurden, so daß unerwünschte Emissionen nur als Hintergrundrauschen auftreten würden.

c. Herauf- und Herunterfahren des Verstärkers

Wenn der Verstärker für eine gewisse Zeit nicht eingeschaltet war, oder wenn die Temperatur sich beträchtlich geändert hat, können die Kompensations-/Verstärkungsketten erheblich aus dem Gleichgewicht geraten sein. Bei einigen Anwendungen kann es in einer solchen Situation annehmbar sein, einfach mit der Verwendung von gegenphasigen Übungen bei normalen Leistungsniveaus zu beginnen. Bei anderen Anwendungen können die unerwünschten Emissionen von der Antenne unannehmbar sein.
Eine Lösung für dieses Problem besteht darin, die Antenne während des Trainings durch eine Ersatzlast zu ersetzen, wie z. B. durch Verwendung eines Antennenschalters, wenn ein nicht tolerierbares Niveau an Ungleichgewicht erfaßt wird. Wie oben diskutiert, tragen jedoch RF-Schalter zu den Kosten des Senders bei und bewirken einen Leistungsverlust zwischen dem Verstärker und der Antenne. Ein bevorzugter Ansatz liegt deshalb darin, die Leistung des Verstärkers langsam entsprechend einer Rampenfunktion heraufzufahren, während die Kompensations-/Verstärkungsketten in Gegenphase getrieben werden, während der Grad an Ungleichgewicht überwacht wird. Ein Beispiel eines solchen Vorgangs ist in Fig. 27 dargestellt, welche dem Zustand 1A "Senden hochfahren" (TRANSMIT POWER UP) gemäß Fig. 11 entspricht (die oben und im Anhang diskutiert wird). Dieser Vorgang kann beispielsweise in Hardware und/oder Firmware als Teil des ACPCE implementiert sein.
Gemäß Fig. 27 bleibt der Prozeß in einer Schleife, wobei der Verstärker sich in dem "Aus"- Zustand befindet, bis ein Befehl empfangen wird (typischerweise von dem Mikroprozessor des Senders), den Verstärker heraufzufahren (Schritt 330). Gegenphasige Trainingssignale werden dann an den Kompensations-/Verstärkungsketten angelegt (Schritt 332) und die Verstärker 15, 16 werden stufenweise in ihrer Leistung durch kleine Schritte heraufgefahren (Schritt 334). Der Prozeß tritt dann in eine Schleife (Schritte 336 und 338) ein, in welcher der ACPCE die adaptiven Kompensationsalgorithmen anwendet, bis der Grad an Gleichgewicht (vorzugsweise gemessen durch Überwachen der verbleibenden Ausgangsleistung) innerhalb einer vorbestimmten Spezifikation fällt. Wenn das Niveau des Gleichgewichts innerhalb der Spezifikation liegt, bestimmt der Prozeß, ob der Verstärker sich bereits in seiner maximalen Leistungseinstellung befindet (Schritt 340). Wenn die maximale Leistungseinstellung erreicht worden ist, endet der Vorgang und der Verstärker tritt in den Kalibrierungszustand ein (Fig. 11). Wenn der maximale Leistungszustand noch nicht erreicht worden ist, geht der Prozeß in einer Schleife zurück zu Schritt 334, um erneut die Leistung heraufzusetzen und die adaptiven Algorithmen anzuwenden.
Wie in Fig. 28 dargestellt, kann ein ähnlicher Prozeß verwendet werden, um unerwünschte Emissionen auf einem akzeptablen Niveau zu halten, wenn der LINC-Verstärker heruntergefahren wird. Der Vorgang gemäß Fig. 28 entspricht dem Zustand 1B "Sendeleistung herabfahren" (TRANSMIT POWER DOWN) in Fig. 11, die oben und im Anhang diskutiert wird. In Fig. 28 wird angenommen, daß der Verstärker sich gerade in einem gegenphasigen Trainingsbetrieb befindet, wenn der Befehl zum Herabfahren erhalten wird. In Reaktion auf diesen Befehl wird das Leistungsniveau der Verstärker 15, 16 stufenweise um einen kleinen Schritt herabgesetzt (Schritt 352) und die adaptiven Algorithmen werden verwendet, um die Kompensations-/Verstärkungsketten innerhalb einer vorbestimmten Spezifikation auszugleichen bzw. halten (Schritt 354 und 356). Dieser Vorgang wird wiederholt, bis das Leistungsniveau ein Minimum erreicht hat (Schritt 358), und zu diesem Zeitpunktwerden die gegenphasigen Trainingssignale entfernt bzw. fortgelassen (Schritt 360).
Die inkrementellen Leistungsstufen, die in Schritt 334 (Fig. 27) und in Schritt 352 (Fig. 28) verwendet werden, werden so ausgewählt, daß sie klein genug sind, so daß das Niveau des Ungleichgewichts, welches durch die Leistungsstufen erzeugt wird, annehmbar klein ist. Demnach bleiben unerwünschte Emissionen von der Antenne während des rampenartigen Vorganges auf einem akzeptablen Niveau. In einer Ausführungsform wird ein Kalibrierungsprozeß verwendet, um die gesamten Leistungsschrittniveaus zu bestimmen, die in den Schritten 334 und 352 toleriert werden können, ohne inakzeptable Niveaus an Emissionen zu erzeugen und die Ergebnisse dieses Prozesses werden in dem nicht flüchtigen Speicher des Senders für die nachfolgende Verwendung gespeichert.
Die Leistungseinstellungen der Verstärker werden vorzugsweise schrittweise in den Vorgängen nach Fig. 27 und 28 herauf- bzw. herabgestuft durch Variieren des Eingangstreibers, des Vorspanniveaus und/oder der Stromzufuhr für jeden Verstärker 15, 16. Ein mögliches Problem bei diesem Verfahren liegt darin, daß es tendenziell schwierig ist, die Leistung von zwei Verstärkern exakt um denselben Betrag herauf- oder herabzusetzen. Um dieses Problem zu vermeiden, wird vorzugsweise ein zweiter Kalibrierungsprozeß verwendet, um für jeden Verstärker 15, 16 das Niveau des Leistungsanstiegs (oder -abfalls) zu messen, das in Reaktion auf eine gegebene Steuer- bzw. Regeleingabe auftritt. Die während dieses Kalibrierungsprozesses vorgenommenen Messungen werden in dem Speicher des Senders gespeichert und werden verwendet, um die entsprechenden Steuereingangsniveaus auszuwählen, um die Verstärker 15, 16 im Gleichschritt rampenartig herauf- und herabzufahren. Dieser Kalibrierungsvorgang ist vorzugsweise als ein adaptiver Prozeß bzw. Vorgang implementiert, der immer dann aufgerufen wird, wenn der LfNC-Verstärker herauf- oder heruntergefahren wird. Alternativ könnte der Kalibrierungsprozeß nur während der Herstellung und beim anfänglichen Testen des Senders aufgerufen werden.

d. Realzeiteinstellungen für das Trainingsband

Bei einigen Anwendungen kann ein größeres Niveau an Ungleichgewicht (und damit unerwünschte Emissionen) innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes oder Kanals des Senders toleriert werden als in benachbarten Kanälen, die von dem Sender verwendet werden. Wenn beispielsweise ein bestimmter Kanal dem Sender eindeutig zugeordnet worden ist, kann ein relativ hohes Niveau an Emissionen innerhalb dieses Kanals akzeptabel sein, da keine anderen Sender aktuell auf dem Kanal senden können.
Um aus dieser Situation einen Vorteil zu ziehen, kann ein Trainingsprozeß verwendet werden, der anfänglich die Frequenz der Antiphasentrainingssignale auf ein bestimmtes Band begrenzt, wie z. B. auf ein Band, das in eindeutiger Weise dem Sender zugeordnet ist. Während die Kompensations-/Verstärkungsketten in das Gleichgewicht gebracht werden, kann der Frequenzbereich der gegenphasigen Signale allmählich (in Stufen oder auf andere Weise) erweitert werden, um benachbarte Sendekanäle abzudecken. Bei Anwendung dieses Ansatzes können die Kompensations- /Verstärkungsketten schnell ins Gleichgewicht gebracht werden, während die Wahrscheinlichkeit von Interferenz in benachbarten Kanälen vermindert wird.
Fig. 29 veranschaulicht einen Vorgang, der verwendet werden kann, um ein Trainingsschema zu implementieren, welches von einem schmalen zu einem breiten Band geht. Dieser Vorgang könnte optional mit dem Herauffahrvorgang (Fig. 27) kombiniert werden, um die Interferenz in benachbarten Kanälen weiter zu vermindern. Zu Beginn werden schmalbandige gegenphasige Trainingssignale an die Kompensations-/Verstärkerketten angelegt (Schritt 370), und die Bandbreite (Durchlaufbereich, etc.) der gegenphasigen Signale wird um einen kleinen, vorbestimmten Schritt erhöht (Schritt 372). Die schrittweise Bandbreitenzunahme, die in Schritt 372 verwendet wird, wird so ausgewählt, daß sie klein genug ist, so daß das durch den Anstieg verursachte Ungleichgewicht ein hinnehmbares Niveau an unerwünschten Emissionen erzeugt. In der ersten Iterationsstufe liegt die Bandbreite der gegenphasigen Signale im Anschluß an Schritt 372 vorzugsweise innerhalb des zugeordneten Kanals des Senders. Innerhalb dieses Frequenzbereiches werden die Kompensations-/Verstärkungsketten ins Gleichgewicht gebracht (Schritte 374 und 376), und dann wird der Frequenzbereich des Antiphasensignals erneut erhöht (Schritt 372). Dieser Vorgang setzt sich fort, bis der Frequenzbereich ein vorbestimmtes Maximum erreicht hat (Schritt 378), welches vorzugsweise alle Frequenzen umfaßt, die während des normalen Betriebs entlang der Kompensations- /Verstärkungsketten auftreten können.
Ein weiteres Merkmal der Erfindung beinhaltet das Verändern der Betriebsfrequenz des Verstärkers, ohne den Verstärker herabzufahren. Dieses Merkmal kann beispielsweise verwendet werden, wenn der Sender zu einem neuen Sendekanal wechselt. Fig. 30 veranschaulicht einen Vorgang, der für diesen Zweck verwendet werden kann. Anfänglich werden gegenphasige Trainingssignale an den Kompensations-/Verstärkungsketten innerhalb eines Bandes angelegt, das der aktuellen Betriebsfrequenz des Verstärkers entspricht (Schritt 380). Der Frequenzbereich der gegenphasigen Signale wird dann um einen kleinen Schritt (Schritt 382) in Richtung der angestrebten Betriebsfrequenz verschoben, und die adaptiven Algorithmen werden wieder verwendet, um die Kompensations-/Verstärkungsketten ins Gleichgewicht zu bringen (Schritte 384 und 386). Die in Schritt 382 verwendete Frequenzverschiebung wird so ausgewählt, daß sie klein genug ist, so daß das durch die Verschiebung bewirkte Ungleichgewicht (nur) ein annehmbares Niveau unerwünschter Emissionen erzeugt. Dieser Vorgang des inkrementellen Verschiebens des Frequenzbereiches und des dann ins Gleichgewicht bringen der Kompensations-/Verstärkerketten setzt sich fort, bis die neue Betriebsfrequenz erreicht ist (Schritt 388).

e. Übergänge zwischen Trainingssequenzen und dem modulierten Signal

Wenn der LINC-Verstärker im Gegenphasenbetrieb mit voller Leistung läuft und die Kompensations-/Verstärkungsketten im Gleichgewicht sind, so ist der Verstärker bereit, mit dem Senden eines Signals zu beginnen. Diskontinuitäten in der Frequenz, der Phase oder der Amplitude der durch den SCS 11 erzeugten Signalkomponenten können jedoch eine unerwünschte Breitbandenergie hervorrufen (die als "Spritzer" bezeichnet werden, und die am Ausgang des Verstärkers erscheinen). Demnach wird, anstatt daß einfach von den Antiphasenübungssignalen auf das Eingangssignal s(t) umgeschaltet wird, vorzugsweise eine Glättungsfunktion verwendet, um den Übergang zwischen den beiden zu glätten. Die Glättungsfunktion wird auch verwendet für Übergänge von dem Eingangssignal zu den gegenphasigen Trainingssignalen, wie z. B. am Ende einer Burst- Aussendung.
Fig. 31 zeigt in grundlegender Form einen Prozeß, der verwendet werden kann, um den Übergang zwischen einem Signal auf Eingangsbasis und einem künstlich erzeugten Trainingssignal (in beiden Richtungen) zu glätten. Der Vorgang kann während der Zustände 4, 7 sende Rampe rauf und sende Rampe runter (TRANSMIT RAMP UP, TRANSMIT RAMP DOWN), die in Fig. 11 dargestellt und oben diskutiert werden, implementiert werden. Der Vorgang ist vorzugsweise als Teil des SCS 11 implementiert, könnte jedoch alternativ auch irgendwo anders in dem System implementiert sein. Es wird angenommen, daß dem Vorgang sowohl (1) die digitalen Signalkomponenten, welche von dem SCS aus dem Eingangssignal s(t) erzeugt werden, als auch (2) die künstlich erzeugten, gegenphasigen Trainingssignale zur Verfügung stehen. Zusätzlich wird angenommen, daß der Prozeß die Fähigkeit bzw. Möglichkeit hat, die Phase und die Frequenz der gegenphasigen Trainingssignale zu manipulieren. Zum Zwecke der Beschreibung des Prozesses wird angenommen, daß ein Übergang von den Trainingssignalen (Quelle 1) zu auf dem Eingang basierenden Signalkomponenten (Quelle 2) vorgenommen wird.
Zu Anfang basieren die Komponenten oder Phasensignale PhA(t) und PhB(t) am Ausgang des SCS allein auf den Abtastungen der gegenphasigen Trainingssequenzen (Quelle 1).
In Schritt 400 wird eine lineare, Gaußsche und/oder sonstige Wichtungsfunktion auf die Abtastungen bzw. Signale der Quelle 1 und der Quelle 2 angelegt, um den Beitrag der auf dem Eingangswert basierenden Signalkomponenten um einen kleinen Betrag zu erhöhen und um den Beitrag der Trainingssignale um einen gleichen Betrag abzusenken. Die Schrittwerte, die in Schritt 400 verwendet werden, sind ausreichend klein, um das breitbandige Streuen auf einem akzeptablen Niveau zu halten. Während des Glättungsvorgangs wird jeder SCS-Ausgang als eine Vektorsumme der entsprechenden gewichteten komplexen Abtastungen von Quelle 1 und Quelle 2 (Schritt 404) erzeugt. Wenn der SCS-Ausgang nur noch auf dem Eingangssignal s(t) beruht, wird der Vorgang abgeschlossen.

XII. Speicherung und erneute Verwendung von Kompensationsparametern

Der LINC-Verstärker ist vorzugsweise so konfiguriert, daß er sich selbst trainiert, um einen guten Ausgangswert als Teil seines anfänglichen Testens zu erreichen. Die resultierenden Filterkoeffizienten und andere Kompensationsparameter werden dann in einem nicht flüchtigen Speicher gespeichert, so daß die Kompensationsparameter für die Verwendung zur Verfügung stehen, wenn der Sender anschließend eingeschaltet wird. Während des anschließenden Gebrauchs der Verstärker berechnete Kompensationsparameter können zusätzlich zu oder anstelle der vorher gespeicherten Parametersätze gespeichert werden. Wenn mehrere Parametersätze im Speicher gehalten werden, kann ein Durchschnittsbildungsalgorithmus verwendet werden, um die Kompensationsparameter für den Start aus den gespeicherten Parametersätzen zu erzeugen.
Ein optionales Merkmal des LINC-Verstärkers beinhaltet eine Zeitmarkierung der Kompensationsparametersätze, die im Speicher gespeichert sind. Wenn eine kontinuierlich laufende interne Uhr zeigt, daß der zuletzt gespeicherte Parametersatz beim Einschalten bereits zu alt ist, kann die vollständige Neustartprozedur des Trainings und der Akquisition durchgeführt werden. Ansonsten könnte der zuletzt gespeicherte Parametersatz (oder ein Satz, der durch Durchschnittbildung mehrerer Sätze erzeugt wurde) verwendet werden, ohne daß man in die vollständige Trainingssequenz einsteigen muß.
Wie oben erwähnt, ist es möglich, daß die Korrekturparameter für unterschiedliche Sendekanäle unterschiedlich sind. Wenn die Betriebsfrequenz auf einem neuen Berech beträchtlich geändert wird, wie z. B. durch Ändern der endgültigen LO-Frequenz, können die Verstärker und andere Komponenten unterschiedliche Charakteristiken haben. Dementsprechend besteht eine andere Option darin, Kompensationsparametersätze für jeden Kanal oder jedes Band des Betriebs zu speichern und den Parametersatz, der für den Start verwendet werden soll, auf der Basis des aktuellen Betriebskanals oder der Kanäle auszuwählen. Die anfänglichen, kanalspezifischen Parametersätze können schon in der Fabrik erzeugt und in einem nicht flüchtigen Speicher gespeichert werden, und diese anfänglichen Sätze können im Laufe der Zeit automatisch erneuert werden. Wenn beim Start keine Kompensationsparameterdaten für den ausgewählten Kanal verfügbar sind, so kann ein Interpolationsalgorithmus verwendet werden, um den Parametersatz aus denjenigen zu erzeugen, die für andere Kanäle gespeichert sind.

XIII. Verstärkungssteuerung und Abschneiden

Das offenbarte LINC-Modell funktioniert nicht über alle möglichen numerischen Bereiche der I- und Q-Komponenten des Eingangssignals hinweg korrekt. Auch wenn es bandbegrenzt ist, kann das Eingangssignal s(t) über die gesamte komplexe Modulationsebene wandern, die unbegrenzt ist. Wie in Fig. 32 dargestellt ist und sich aus Gleichung 3 ergibt, ist die Zerlegung, die von dem SCS vorgenommen wird, nur gültig, wenn die Signaltrajektorie 271 innerhalb des Einheitskreises 272 liegt. Vorausgesetzt, daß der SCS numerische/berechnungstechnische Fehler berücksichtigt, ist der Ausgang des Verstärkers nicht in der Lage, das erforderliche Amplitudensignal zu erzeugen wegen des maximalen, endlichen Leistungsniveaus, das der Verstärker liefern kann. Unter solchen Umständen tritt ein Abschneidevorgang am Ausgang des Verstärkers auf und man beobachtet Verzerrungsprodukte. Solche Szenarien sollten nicht auftreten dürfen.
Jeder Abschneidevorgang ist charakterisiert durch eine Dauer und ein Energie- bzw. ein Leistungsniveau. Wenn die Abschneidedauer kürzer wird, nähert sich die Verzerrungsenergie einer weißen, breitbandigen Gaußschen Verteilung an. Abschneidevorgänge mit langer Dauer haben jedoch die Tendenz, die Verzerrungsenergie innerhalb der Bandbreite des ursprünglichen Signals s(t) zu konzentrieren.
Das obige Szenario kann beseitigt oder gesteuert werden durch Verwendung einer Stufe mit digitaler automatischer Verstärkungssteuerung (AGC) vor dem SCS 11, der das Signal s(t) erzeugt, welches innerhalb des Einheitskreises eingeschränkt sein soll. Wenn die AGC-Stufe noch immer eine übermäßige Eingangsgröße an dem SCS erlaubt, so muß sie Signale mit der korrekten Phase jedoch auf dem Einheitskreis erzeugen. Falsche Phasenreaktionen sollten nicht aus einer Überlast des SCS-Einganges herrühren.
In dem Skalierungsblock für die Amplitude ist ein wichtiger Gesichtspunkt der Implementierung die Bestimmung des Verhältnisses des Maximums (Peaks) zum Durchschnitt eines Signals, um den richtigen Bereich von Amplituden einzustellen, der durch den Verstärker ausgegeben werden soll. Im Idealfall sollte dies, wenn das absolut höchste Spitzensignal in den SCS eingegeben wird, den Zustand erzeugen, in welchem beide Verstärker 15, 16 in Phase für einen maximalen kombinierten Ausgang getrieben werden. Dies dient dann als Bezugswert für die Erzeugung aller anderen Amplituden. Typischerweise ist dieser Wert nicht bekannt, bis er auftritt und selbst wenn er eingestellt ist, so kann es immer noch möglich sein, daß gelegentlich Signale diesen Wert übersteigen. In einem Vielkanalsystem können zusätzliche Träger zugeschaltet und weggeschaltet werden, was die Erfordernisse hinsichtlich der Leistung verändert. Im Idealfall sollte das durchschnittliche Leistungsniveau in solchen Systemen so eingestellt werden, daß die Hinzufügung oder Wegnahme von Trägern nicht verursacht, daß sich die Leistung der anderen verändert.
Die Abtastleistung kann über die Zeit gemittelt werden und das Auftreten von Spitzen, welche die maximale Leistungsfähigkeit des Ausgangs übersteigen, kann vermerkt werden. Wenn das Abschneiden unannehmbar häufig auftritt, können die Abtastwerte des Eingangssignals durch einen Skalierfaktor reduziert werden, um die gesamte Ausgangsleistung zu vermindern. Der Skalierungsblock kann Abschneideprobleme vermeiden, indem die Eingangsgrößen beim Start auf ein konservativ niedriges Niveau herabskaliert werden und durch stufenweises Heraufsetzen der Werte, bis das bestmögliche Effizienzgleichgewicht gegenüber dem Abschneiden erreicht wird. Dies beeinflußt nicht den Arbeitspunkt der Verstärker, da sie mit konstanter Leistung laufen.
Bei den meisten Typen digitaler Modulation, wie z. B. dem 16QAM, lassen sich das Verhältnis von Peak zu Durchschnittswert und die Abschneidestatistiken einfach berechnen. Bei diesen Anwendungen kann daher das Amplitudenniveau in den LINC-Verstärker einprogrammiert werden und die automatische Einstellung wird relativ einfach. Eine amplitudenmodulierte Sprache bzw. Stimme ist ein Beispiel eines Signals, welches ein hohes und unvorhersagbares Verhältnis von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung hat. In diesem Fall wäre die automatische Steuerung ein Vorteil, jedoch würde in diesem Beispiel ein Langzeitmittel benötigt, um zu verhindern, daß das Niveau herab- und herabspringt, wenn die Amplitude korrigiert wird.
Wenn der Peak, der ausgewählt wird, extrem selten auftritt und von kurzer Dauer ist, so kann es für die Gesamteffizienz besser sein, daß man dessen Abschneiden erlaubt und daß man die Durchschnittsleistung näher zu der Spitze hin positioniert. Es ist dann für die Amplitudenskalierung des AGC vorzuziehen, das Abschneiden durchzuführen, um den SCS davor zu bewahren, daß er einer Eingangsgröße ausgesetzt wird, die seine Fähigkeiten übersteigt. Das Einstellen des Durchschnitts auf einen höheren Wert im Ausgangsbereich verbessert die Effizienz hinsichtlich der Leistung, da die Verstärker mehr Zeit im Bereich mit gemeinsamer Phase verbringen und da weniger Leistung auf die Ersatzlast geleitet wird.
Die Steuerung der Ausgangsleistung des Verstärkers kann erreicht werden unter Verwendung eines Amplitudenskalierblocks vor dem SCS. Es besteht auch die Möglichkeit, dies durch Abschwächen des gesamten Verstärkerausgangs vorzunehmen und auch durch Verändern der Vorspannung der Verstärker. Die Steuerung in dem Amplitudenskalierungsblock liefert eine sehr präzise manuelle oder automatische Steuerung ohne Veränderung der Arbeitspunkte der Verstärker. Dieses Verfahren der Steuerung ist die bevorzugte Option. Alles, was die Betriebspunkte der Verstärker verändert, könnte erfordern, daß neue Korrekturparameter berechnet werden, um eine Korrektur anderer Effekte der Veränderung vorzunehmen.
Verstärkerklassen (C, E und F) mit harter Begrenzung sind effizient, haben jedoch sehr nicht lineare Übertragungseigenschaften. Wenn sie nahe bei oder bei ihrer Sättigung arbeiten, ist möglicherweise eine große Veränderung in der Eingangssignalamplitude erforderlich, um eine kleine Änderung in der Ausgangsgröße zu erreichen. Wenn die FIR-Filter keinen genügenden Einfluß auf die Ausgangswerte der Verstärker haben, die in einer starken Verstärkungsunterdrückung bzw. Verstärkungseinengung arbeiten, so sind möglicherweise alternative Einrichtungen für die Verstärkungssteuerung des Verstärkers wünschenswert.
Eine bevorzugte Verfeinerung des ACPCE-Steuersystems erlaubt, daß die Gesamtverstärkungen der Verstärker durch direktes Regeln der Verstärker eingestellt werden. Dies kann geschehen durch Einstellen ihrer Stromversorgungen oder der Vorspannbedingungen. Dies würde für die Steuerung der Spannungen Digital-/Analog-Wandler erfordern. Durch Einstellen irgendeiner Fehlanpassung des Hauptverstärkungsteils auf diese Weise kann die maximal verfügbare digitale Auflösung der FIR-Filter auf die Feinregelung irgendeiner Verstärkungsvariation über das Frequenzband hinweg während des Gebrauchs angewendet werden, ebenso wie auf Phasen- und Verzögerungsfehler. Direkte Verstärkerregelungen werden verwendet für das Herauf- und Herabfahren der Verstärker 15, 16, wie es zuvor schon beschrieben wurde. In einem Fall, in welchem die Verstärker einen beträchtlichen Unterschied im Verstärkungsfaktor haben, könnten grobe Einstellungen der Hauptverstärkung auch manuell bei der Herstellung erfolgen.
Wenn die FIR-Filter dennoch nicht die Verstärkungsfaktoren der Verstärker in effektiver Weise beeinflussen, so können die Vorspannregelungen für die gesamte Verstärkungsregelung verwendet werden, sind jedoch möglicherweise nur dann ausreichend, wenn die Verstärker 15, 16 eine im wesentlichen flache (nicht variierende) Verstärkung über das Betriebsfrequenzband hinweg haben. Dies ist wahrscheinlich dann der Fall, wenn die Verstärker 15, 16 weit im Unterdrückungsbereich arbeiten und auch wenn die Bandbreite klein im Vergleich zur Frequenz des Signals ist. Beispielsweise betragen 1 MHz bei 900 MHz nur 1/900 oder 0,11% für das Verhältnis von Bandbreite zu Frequenz.
Fig. 33 zeigt, wie die Verstärkerregelungen vorzugsweise eine Verbindung zu dem ACPCE 28 in dem LINC-Verstärker haben. Da die Verstärker 15, 16 nicht linear sind, erzeugen sie eine im wesentlichen konstante Ausgangsgröße. Dies bedeutet, daß, falls sie unterschiedliche Verstärkungsfaktoren haben, was sehr wahrscheinlich der Fall ist, die Einstellung ihrer Eingangsgrößen keinen wesentlichen Effekt auf ihre Ausgangsgrößen hat. Der Verstärkungsausgleich ist wichtig für einen erfolgreichen Betrieb der LINC-Verstärker. Es ist wahrscheinlich, daß, wenn irgendein beträchtlicher Betrag an Unterschied in der Hauptverstärkung zwischen den Verstärkern 15, 16 selbst vorliegt, die adaptiven Algorithmen des ACPCE 28 nur einen der Filter 92, 93 so treiben, daß er das Signal in einem Pfad stark reduziert und in dem anderen so weit verstärkt, wie er kann. Dies ist vielleicht noch immer nicht genug, um einen Ausgleich am Ausgang der Verstärker zu erreichen. Selbst wenn dies der Fall ist, könnte die Wirkung auf die Effektivität anderer Aspekte der Korrektur nachteilig sein aufgrund eines kleinen, verrauschten Signals, welches mit begrenzter digitaler Auflösung und Genauigkeit durch einen Pfad hindurchläuft. Der gesamte Dynamikbereich der FIR-Filter 92, 93 könnte für den Ausgleichseffekt der Verstärkung verbraucht werden, ohne daß für andere Korrekturen, wie z. B. die Steigung der Verstärkung über der Frequenz, eine numerische Genauigkeit übrig bleibt. Auch wenn es wahrscheinlich ist, daß dieser Effekt nur gering ist, könnte er dennoch viel von dem verfügbaren FIR-Dynamikbereich erfordern. Es ist deshalb wünschenswert, die Parameter, welche den Gesamtverstärkungsausgleich steuern, abzutrennen zu einer einzelnen Einstellung, welche die Verstärker direkt steuert bzw. regelt. Dies kann erreicht werden durch Vorspannung oder durch Stromversorgungsspannungen für die Verstärker über ein Paar von langsam wirkenden DIA- Konvertern 281, 282. die Verstärkungsregelung könnte auch auf andere Komponenten in den Aufwärts-Konvertierungspfaden angewendet werden. Wenn die Gesamtverstärkung auf diese Weise angepaßt wird, können die FIR-Filter so verwendet werden, daß sie in effektiver Weise alle frequenzabhängigen Verstärkungsdifferenzen zwischen den Verstärkern, die noch übrig bleiben könnten, regeln. Man beachte, daß es möglicherweise ein Erfordernis für die Einstellung der Hauptverzögerung gibt, die dieselbe Hauptphasenverschiebung liefert. Dies könnte zum Zeitpunkt der Herstellung manuell eingestellt werden, ebenso wie die Hauptverstärkung, oder sie könnte durch eine andere von einem ACPCE geregelte Struktur eingestellt werden, wie z. B. die in Bezug auf Fig. 33 für die Verstärkung beschriebene.
Im Idealfall wird ein LINC-Verstärker für eine Aufgabe ausgewählt, so daß er in der Nähe seiner maximalen Effizienz arbeiten kann. Eines der Details in der Einstellung des Leistungsniveaus und der maximalen Effizienz besteht in der Sicherstellung, daß die maximale Leistung mit Kolinearität übereinstimmt, wobei beide Verstärker im vorgespannten Zustand an ihrem Punkt bester Effizienz arbeiten. Ein getrenntes, automatisches System zur Einstellung der maximalen Effizienz der Verstärker könnte verwendet werden, um die Verstärker auf der Spitze ihrer Effizienz zu halten.

XIV. Wiedergewinnung von Energieverlusten

Die Verlustenergie, die auf die Ersatzlast 243 aufgebracht wird (Fig. 24), liegt in Form eines Radiofrequenzsignals vor, das gleichgerichtet und wiedergewonnen werden kann. Die Wiedergewinnung und Verwendung dieser Energie kann dazu beitragen, die Effizienz hinsichtlich des Gesamtenergieverbrauchs des LINC-Verstärkers zu erhöhen. Diese Art von Energiewiedergewinnung ist einfacher und ökonomischer zu implementieren als die Wiedergewinnung von Verlustwärme, wie man sie bei konventionellen Verstärkern vorfindet. Fig. 34 ist ein Diagramm eines Energiewiedergewinnungsschaltkreises, der verwendet werden kann, um die Verlustenergie, die auf die Ersatzlast aufgebracht wird, wiederzugewinnen. Der Schaltkreis würde anstelle der Standardersatzlast 243 mit dem Quadraturkoppler 244 verbunden werden.
In der dargestellten Ausführungsform zeigt der Energiewiedergewinnungsschaltkreis eine konstante 50 Ohm-Impedanz für den Quadraturkopplerausgang, um ein Zurückreflektieren von RF- Energie zu dem Koppler und den Verstärkern zu vermeiden. Der Schaltkreis wandelt einen unterschiedlichen Betrag an Eingangsenergie in eine konstante Spannung um, die verwendet werden kann, um damit nützliche Arbeit zu verrichten. Die Leistung könnte verwendet werden, um einen großen Vorrats- bzw. Ausgleichskondensator am Eingang der Stromversorgungen des LINC- Verstärkers zu laden und dessen gesamten Stromverbrauch von der Stromversorgungsquelle zu reduzieren.
Die Leistung bzw. Energie, die in die Ersatzlast 243 geht, kann einen beträchtlichen Teil der insgesamt durch die Verstärker 15, 16 produzierten Energie ausmachen, da beide Verstärker vorzugsweise kontinuierlich mit voller Leistung laufen. Wenn die gesamte Verstärkerausgangsleistung weniger als der Maximalwert sein soll, geht die überschüssige Energie in die Ersatzlast 243. Deshalb ist es ein signifikanter, potentieller Beitrag für die Energieeffizienz, die in die Ersatzlast gehende Energie wiederzugewinnen. Selbst wenn nur ein relativ kleiner Prozentsatz der Energie wiedergewonnen werden kann, verbessert dies in signifikanter Weise die Gesamteffizienz des Energieumsatzes des Verstärkers.
Weiterhin ist gemäß Fig. 34 der Eingang 297 mit einer Sendeleitung 291 verbunden, die dem Quadraturkoppler 244 eine angepaßte Impedanz von 50 Ohm bietet. Wenn der Quadraturkoppler keinen angepaßten Abschluß hat, kann dies das Gleichgewicht in der Kombination der beiden Verstärkerausgänge beeinflussen. Eine Diode 292 ist so geschaltet, daß sie das alternierende RF- Signal gleichrichtet, um eine DC-Ausgangsgröße zu erzeugen. Der Induktor bzw. Induktion 293 ist ein RF-Block, der einen kleinen DC-Widerstand hat, jedoch für RF-Frequenzen als hoher Widerstand erscheint. Im Falle von UHF-Frequenzen könnte der Induktor 293 ein Teil der gesamten Sendeleitungsstruktur sein. Die Fähigkeiten individueller Dioden für die Handhabung der Leistung bzw. Energie wäre nicht ausreichend, um die gesamte verfügbare Energie zu konvertieren, so daß eine Mehrzahl der Detektorstrukturen 290 verwendet werden müßten, wobei ihre Ausgänge 294 in Reihe und parallel geschaltet werden müßten, um an dem Shunt-Regler 295 eine brauchbare Ausgangsgröße zu liefern.
Zusätzlich wäre die "Sendeleitung" 291 wahrscheinlich ein komplizierterer Aufbau aus Filtern und Kopplern, um die Impedanzanpassung aufrechtzuerhalten und um die RF- Energieeingangsgröße bei 297 auf mehrere Detektorstrukturen 290 zu verteilen. Ein Shunt-Regler 295 wird verwendet, um eine konstante Last auf den Dioden aufrechtzuerhalten. Die resultierende Impedanzanpassung könnte ansonsten beeinträchtigt werden, wenn die Leistung von dem RF- Eingang sich mit dem gesendeten Signal verändert. Zusätzlich kann man nicht annehmen, daß der Betrag der Last auf dem geschalteten Energiewandler 296 invariant ist. Man hätte eine sehr schnell variierende Eingangsleistung und eine variierende DC-Last. Die aktive Shunt-Regelung würde die Leistung auf Masse dämpfen, wenn der geschaltete Energiewandler keine angeschlossene Last hat. Der geschaltete Energiewandler 296 verändert die verfügbare erfaßte Leistung auf eine konstante Spannung, jedoch mit einem Strom, der von der verfügbaren erfaßten RF-Leistung abhängt.

XV. Effekte von Ungleichgewichten

Fig. 35 ähnelt Fig. 5 und ist eine überlagerte Spektraldarstellung der beiden Verstärkerausgänge PhARF und PhBRF 301 sowie des kombinierten Ausgangs der Antenne unter idealen Bedingungen des Ausgleichs von Phase, Amplitude und Verzögerung 302. Die beiden Darstellungen passen im zentralen Teil des Spektrums gut zusammen, welcher der Bandbreite des zu sendenden modulierten Signals entspricht. Das Modulationsspektrum ist typisch für das, was durch ein 16QAM- oder QPSK-Signal erzeugt werden könnte. Die Bahn 302 in Fig. 35 ist ein Bezugswert für alle Darstellungen in den Fig. 36 und 37 und ist berechnet ohne jede Phasen-, Amplituden- oder Verzögerungsdifferenz zwischen PhARF Und PhBRF. Die Kurven in den Fig. 36 und 37 haben alle die Phasensignale und die ideale Bezugslinie 302 aus Fig. 35 zum Zwecke des Vergleichs. Fig. 36A zeigt die Wirkung des Amplitudengleichgewichts, jedoch mit einer Phasenungleichheit 310 von 0,01º. Fig. 36B zeigt den Effekt von Amplitudengleichgewicht, jedoch mit einem Ungleichgewicht 311 in der Phase von 0,1º. Fig. 36C zeigt den Effekt des Amplitudengleichgewichts, jedoch mit einem Phasenungleichgewicht 312 von 1º. Fig. 37A zeigt den Effekt von Phasengleichgewicht, jedoch mit einem Ungleichgewicht in der Amplitude 320 von 0,01 dB. Fig. 37B zeigt den Effekt eines Phasengleichgewichts, jedoch mit einem Amplitudenungleichgewicht 321 von 0,1 dB. Fig. 37C zeigt den Effekt von Phasengleichgewicht, jedoch mit einem Amplitudenungleichgewicht 322 von 1 dB. Aus diesen Kurven kann man erkennen, daß die Qualität bzw. Leistungsfähigkeit bei einem Phasenungleichgewicht von 0,1º und einem Amplitudenungleichgewicht von 0,01 dB merklich beeinträchtigt wird.

XVI. Zusätzliche Gesichtspunkte

Bei praktischen Produktimplementierungen sind möglicherweise verschiedene zusätzliche Merkmale wünschenswert. Das Überwachen der Betriebsbedingungen der Konfiguration der Verstärker würde normalerweise in jedem Verstärker vorgesehen werden. Bei einem LINC-Verstärker kann auch ein Detektor für einen individuellen Verstärkerfehler und einen Gleichgewichtsfehler für die Vermeidung falscher Emissionen vorgesehen sein. Dies könnte geschehen durch Implementieren eines digitalen Filters im Basisband in dem Empfänger, um nach Energie außerhalb des Bandes zu schauen, die unter Umständen bei inakzeptabel hohen Niveaus bzw. Werten und unter ungünstigen Bedingungen erzeugt wird. In diesem Fall würden die Verstärker abgeschaltet werden und der Fehler würde berichtet werden. Wenn es sich um einen ernsthaften Fehler handelt, würden die Vorspannung und die Stromzufuhr sofort unterbrochen. Diese Möglichkeit ist in dem Diagramm der Zustandsmaschine nach Fig. 11 enthalten.
Eine weitere Effizienzverbesserung besteht darin, kleine Verstärker das gesamte Ausgangssignale allein erzeugen zu lassen, wenn das Signal sich auf einem niedrigen Niveau befindet. Verstärker mit größerer Leistung können nach Anforderung in Betrieb genommen werden, um die Erfordernisse nach Ausgabe von Spitzen zu erfüllen. Bei einer LINC-Konfiguration kann man die zusätzlichen Verstärker so herstellen, daß sie in Gegenphase ihre Leistung herauffahren, unmittelbar bevor diese erforderlich ist, und dann ihre Leistung allmählich beitragen zu lassen, wenn dies erforderlich ist. Ein praktischer Vorteil dieses Verfahrens liegt in Systemen, in welchen Peaks nur gelegentlich auftreten und sehr hoch sind. Eine Verarbeitungsverzögerung könnte den Hochleistungsverstärkungen Zeit geben, warm zu werden, bevor sie aufgerufen werden, zu der Ausgangsgröße beizutragen.
Auch wenn die vorliegende Erfindung im Hinblick auf gewisse bevorzugte Ausführungsformen beschrieben worden ist, liegen auch andere Ausführungsformen als die hier erschienenen für die Fachleute auf diesem Gebiet auf der Hand, einschließlich Ausführungsformen, die nicht alle der hier dargestellten Vorteile und Merkmale bieten und die auch alle im Rahmen der vorliegenden Erfindung liegen. Dementsprechend wird der Rahmen bzw. Schutzumfang der vorliegenden Erfindung nur durch die anhängigen Ansprüche definiert. In den folgenden Ansprüchen sind die Bezugszahlen, die für die Bezeichnung von Verfahrensschritten benutzt werden, nur aus Gründen der Bequemlichkeit der Beschreibung vorgesehen und sollen nicht eine bestimmte Reihenfolge für die Durchführung der Schritte implizieren.

ANHANG - SPEZIFIKATION DER ZUSTANDSMASCHINE

a. Zustand bei Abschalten des Sendens

Wenn die Zustandsmaschine sich in dem TX POWER OFF-Zustand (Zustand 1 in Fig. 11) befindet, wird die folgende Logik angewendet:
[Anmerkung des Übersetzers: Die Begriffe "IF", "THEN" und 'ºELSE" entstammen der verwendeten Programmiersprache und werden daher nicht übersetzt, sie bedeuten in derselben Reihenfolge: "falls", "dann" und "anderenfalls".]
IF eine Vorspannung auf dem Signal an den Leistungsverstärker angelegt wird oder IF ein Steuersignal freigegeben ist, welches anzeigt, daß eine Anmeldung anhängig ist,
THEN soll der ACPCE den TX POWER OFF-Zustand (1) verlassen und in den TX POWER UP-Zustand (1A) eintreten.
ELSE soll der ACPCE-Controller in dem TX POWER OFF-Zustand (1) bleiben.

b. Zustand des Herauffahrens des Sendens

Wenn die Zustandsmaschine sich in dem Zustand (1A) TX POWER UP befindet, so wird die folgende Logik angewendet:
IF eine Vorspannung auf dem Signal an dem Leistungsverstärker angelegt wird oder IF (ein Steuersignal freigeschaltet worden ist, was anzeigt, daß die Übermittlung anhängig ist und wenn die Vorspannung weiterhin den normalen Arbeitspunkt erreicht hat).
THEN soll der ACPCE-Controller aus dem TX POWER UP-Zustand (1A) heraustreten und in den Kalibrierungszustand (2) eintreten.
ELSE IF ein Vorspannsignal ist von dem Leistungsverstärker weggenommen worden oder wenn ein Steuersignal abgeschaltet worden ist OR IF der Verstärker abgeschaltet worden ist.
THEN soll der ACPCE-Controller den TX POWER UP-Zustand (1A) verlassen und wieder in den TX POWER OFF-Zustand (1) eintreten.
ELSE soll der ACPCE-Controller in dem TX POWER UP-Zustand (1A) bleiben.

c. Zustand des Herunterfahrens des Sendens

Wenn die Zustandsmaschine sich in dem TX POWER DOWN-Zustand (1B) befindet, so wird die folgende Logik angewendet:
IF die Vorspannung an den Leistungsverstärker vollständig entfernt worden ist
THEN soll der ACPCE-Controller aus dem TX POWER DOWN-Zustand (1B) herausgehen und in den TX POWER OFF-Zustand (1) eintreten.
ELSE soll der ACPCE-Controller in dem TX POWER DOWN-Zustand (1B) verbleiben.

d. Kalibrierungszustand

Wenn die Zustandsmaschine sich in dem Kalibrierungszustand (2) befindet, so wird die folgende Logik angewendet:
IF festgestellt wird, daß die existierenden Kompensationsparameter nicht mehr genau oder nicht mehr gültig sind, OR IF der Leistungsverstärker mit dem ersten Sendetest versehen ist und die Kompensationswerte auf ungenaue Standardwerte bei der Herstellung gesetzt worden sind OR IF die Zeitmarken für die Kompensationsparameterwerte bei der Anwendung abgelaufen sind, OR IF (der Verstärker abgeschaltet worden ist AND die Option der Rekalibrierung beim Abschalten vom Benutzer ausgewählt wurde)
THEN soll der ACPCE-Controller aus dem Kalibrierungszustand (2) (CALIBRATION STATE) herausgehen und in den Trainings- und Akquisitionszustand (3) (TRAINING AND ACQUISITION) übergehen.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß die Kompensationsparameter noch gültig sind, das heißt sie sind ausreichend genau, um sicherzustellen, daß die Anforderungen der spektralen Emissionen erfüllt (bzw. deren Grenzen nicht überschritten werden) und wenn die Sendeanforderung anzeigt, daß das Sendesignal s(t) keine Rampe für das Senden benötigt, und wenn das Einschalt- (KEY UP-) Signal des Leistungsverstärkers freigegeben ist und keine Fehlerzustände vorhanden sind,
THEN soll der ACPCE-Controller den Kalibrierungszustand (2) verlassen und in den TRACK AND UPDATE-Zustand (5) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß die Kompensationsparameter noch gültig sind, das heißt sie sind ausreichend genau, um sicherzustellen, daß die Erfordernisse der spektralen Emission der Energie eingehalten werden und wenn die Sendeanforderung anzeigt, daß das Sendesignal s(t) keine Senderampe erfordert und wenn keine Fehlerzustände vorhanden sind,
THEN soll der AGPCE-Controller aus dem Kalibrierungszustand (2) herausgehen und in den TX RAMP UP-Zustand (4) (rampenartiges Herauffahren des Sendezustandes) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß das Steuersignal zum Freischalten des Leistungsverstärkers abgeschaltet ist, was anzeigt, daß der anhängige Sendevorgang beendet worden ist, oder wenn (der Verstärker abgeschaltet worden ist und die Option für die Neukalibrierung beim Herabfahren der Leistung nicht ausgewählt worden ist) oder wenn (der Verstärker abgeschaltet worden ist und die Option der Rekalibrierung beim Herabfahren der Leistung nicht ausgewählt worden ist und eine Rekalibrierung gerade soeben ausgeführt worden ist).
THEN soll der ACPCE-Controller aus dem Kalibrierungszustand (2) herausgehen und wieder in den POWER DOWN-Zustand (1B) (Herabfahren der Leistung) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß ein Hauptfehlerzustand aufgetreten ist,
THEN soll der ACPCE-Controller über den Fehlerzustand an eine Verwaltungseinheit des Leistungsverstärkers berichten und aus dem Kalibrierungszustand (2) herausgehen und in den TX POWER DOWN-Zustand (1B) eintreten.
ELSE soll der ACPCE-Controller in dem Kalibrierungszustand (2) bleiben.

e. Trainings- und Akquisitionszustand

Wenn die Zustandsmaschine sich in dem Trainings- und Akquisitionszustand (3) befindet, so wird die folgende Logik angewendet:
IF der ACPCE-Controller feststellt, daß die Vorspannung des Leistungsverstärkers oder das Steuersignal zum Freischalten des Leistungsverstärkers abgeschaltet sind, was anzeigt, daß der aktuelle Sendevorgang beendet worden ist, oder wenn (der Verstärker abgeschaltet worden ist und die Option zur Kalibrierung beim Abschalten ausgewählt worden ist und die Kompensationsparameter für alle Frequenzkanäle gültig sind, die für die Kalibrierung angegeben worden sind) oder wenn (der Verstärker abgeschaltet worden ist und die Option für eine erneute Kalibrierung beim Abschalten nicht ausgewählt worden ist).
THEN soll der ACPCE-Controller den Trainings- und Akquisitionszustand (3) verlassen und wieder in den Kalibrierungszustand (2) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß ein wesentlicher Fehlerzustand eingetreten ist
THEN soll der ACPCE-Controller den Fehlerzustand an eine Verwaltungseinheit des Leistungsverstärkers melden und aus dem Trainings- und Akquisitionszustand (3) herausgehen und wieder in den Kalibrierungszustand (2) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß Kompensationsparameterwerte für einen oder mehrere Frequenzkanäle des Betriebs ungültig sind, die für die Kalibrierung angegeben worden sind.
THEN soll der ACPCE-Controller die folgende Prozedur der Kompensationsparameterabschätzung ausführen:
SCHRITT 1: Stimuliere die analoge RF-Aufwärts-Konvertierung, Verstärkung und den Leistungskombinationsschaltkreis mit einer oder mehreren der folgenden Testsequenzen
a) Unabhängiges Senden einer schmalbandigen cpm (kontinuierliche Phasenmodulation), bandbegrenzten Sendesequenz auf jeder Kompensations-/Verstärkungskette.
b) Sende gleichzeitig eine schmalbandige cpm bandbegrenzte Sendesequenz auf jeder Kompensations-/Verstärkungskette.
c) Sende unabhängig eine breitbandige cpm bandbegrenzte Sendesequenz auf jeder Kompensations-/Verstärkungskette.
d) Sende gleichzeitig eine breitbandige cpm bandbegrenzte Sendesequenz auf jeder Kompensations-/Verstärkungskette.
e) Sende ein schmalbandiges, bandbegrenztes weißes Rauschsignal, welches einer Signalkomponentenabtrennung ausgesetzt worden ist und aus zwei phasenvariierenden Sendesignalen mit konstanter Einhüllender besteht.
f) Sende ein breitbandiges, bandbegrenztes weißes Rauschsignal, welches einer Signalkomponentenabtrennung ausgesetzt worden ist und aus zwei phasenvariierenden Sendesignalen mit konstanter Hülle besteht,
g) unabhängiges Senden einer diskreten oder kontinuierliche Frequenzen aufweisenden Chirpsequenz, die aus der phasenvariierenden Modulation mit konstanter Einhüllender auf jeder der Kompensations-/Verstärkungsketten aufgebaut ist,
h) unabhängiges Senden einer diskreten oder kontinuierlichen Polyphasensequenz, die aus der variierenden Modulation mit konstanter Einhüllender auf jeder der Kompensations- /Verstärkungsketten aufgebaut wurde,
i) gleichzeitiges Senden einer diskreten oder mit kontinuierlicher Frequenz ausgestatteten Chirpsequenz, die aus der phasenvariierenden Modulation mit konstanter Hülle auf jeder der Kompensations-/Verstärkungsketten aufgebaut wurde.
j) Gleichzeitiges Senden einer diskreten oder kontinuierlichen Polyphasensequenz, die aus der phasenvariierenden Modulation auf jeder der Kompensations-/Verstärkungsketten aufgebaut wurde.
k) Senden einer Sequenz eines Zufallsmodulationssequenzsignals s(t), welches einer Signalkomponentenabtrennung ausgesetzt worden ist.
l) Gleichzeitiges Senden einer diskreten oder kontinuierlich mit Antiphasen versehenen Frequenz-Chirpsequenz, die aus der phasenvariierenden Modulation mit konstanter Einhüllender auf jeder Kompensations-/Verstärkungskette aufgebaut wurde.
m) Gleichzeitiges Senden einer diskreten oder kontinuierlichen gegenphasigen Polyphasensequenz, die aus der Phase variierender Modulation an jeder Kompensations-/Verstärkungskelle aufgebaut wurde.
n) Gleichzeitiges Senden einer diskreten oder kontinuierlichen gegenphasigen (pseudo) zufälligen Frequenz mit Frequenzhopping, die aus einer die phasenvariierende Modulation einhüllenden Konstanten in jeder Kompensations-/Verstärkungskette variiert.
Es ist wichtig, festzuhalten, daß diese Stufe möglicherweise erfordert, daß der ACPCE den Verstärker von der Antenne isoliert und die erzeugte RF- Energie auf eine Ersatzlast leitet, um während des Übens eine unerwünschte Leistungsabgabe zu verhindern. Dieses Erfordernis wird beseitigt, wenn die Trainingssequenzen vom Typ "I", "m" oder "n" verwendet werden. Diese wichtigen Sequenzen, die speziell für diese Anwendung ausgelegt worden sind, werden im Hauptteil dieser Offenbarung beschrieben.
SCHRITT 2: Für jede gesendete Sequenz soll der ACPCE eine endliche Sequenz von Datenabtastungen der gesendeten Signalkomponenten PhA(t) und PhB(t) aufsammeln (vor der digitalen Signalkompensationsverarbeitung), während gleichzeitig eine gleichzeitig laufende Abschlußsequenz von Datenproben von dem wiedergewonnenen, abwärts konvertierten Leistungsverstärker, der den Ausgangsschaltkreis über die ADC- (Analog-/Digital-Wandler-) Schaltkreise ks(t) gesammelt werden.
SCHRITT 3: Der ACPCE soll aus dem Ensemble empfangender Datenproben bzw. -abtastungen alle Umwandlungsimperfektionen berechnet haben. Dies kann geschehen durch Verwendung von einem oder mehreren der folgenden Algorithmen:
a) Korrelation
b) LMS-Systemidentifikation
c) RLS-Systemidentifikation
d) nicht lineares Kalman-Filtersystem, welches Algorithmen identifiziert
e) irgendein Signalverarbeitungsalgorithmus, der in der Lage ist, bei nicht linearer Systemverarbeitung ein System zu identifizieren (z. B. Verzerrungsanalyse durch eine Wavelet- Mehrfach-Signalauflösung).
SCHRITT 4: Berechne Abschätzungen der Signalkompensationsparameter, die erforderlich sind, um den in dem vorherigen Schritt (3) identifizierten Ungenauigkeiten entgegenzuwirken.
SCHRITT 5: Heraufladen von Kompensationsparametern in den digitalen Signalverarbeitungsblock über den Parameterzustandsvektor X&sbplus;(t).
In SCHRITT 6 soll jede gesendete Sequenz des ACPCE eine endliche Sequenz für Datenabtastungen auf den Signalkomponenten PhA(t) und PhB(t), bevor eine gleichzeitige, endgültige Sequenz von Datenproben bzw. - abtastungen aus dem wiedergewonnenen, abwärts konvertierten Kombinationsausgangsschaltkreis des Leistungsverstärkers über die ADC-Schaltkreise ks(t) gesammelt wird.
SCHRITT 7: Bestimme, ob der Fehler zwischen der gewünschten gesendeten Sequenz s(t) = PhA(t) + PhB(t) und der beobachteten Sequenz ks(t) unterhalb eines akzeptablen Niveaus liegt.
SCHRITT 8: Wenn der Fehler unterhalb eines akzeptablen Niveaus liegt, so speichere dann die neuen Kompensationsparameter und gehe weiter zu Schritt 9, ansonsten wiederhole Schritte 1-7.
SCHRITT 9: Wenn alle Kanäle kalibriert worden sind, dann beende, ansonsten wiederhole Schritte 1-8 für den nächsten Kanal. Die zu kalibrierenden Kanäle können als Benutzeroption definiert werden.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß Kompensationsparameterwerte für alle Frequenzkanäle des Betriebs gültig sind, die für die Kalibrierung angegeben worden sind, und die Freigabetaste des Leistungsverstärkers eingestellt ist,
THEN soll der ACPCE-Controller den Trainings- und Akquisitionszustand (3) verlassen und in den TX RAMP UP-Zustand (4) gehen.
ELSE soll der ACPCE-Controller in dem Trainings- und Akquisitionszustand (3) bleiben und eines der folgenden Signale aussenden: [ein gegenphasiges diskretes oder kontinuierliches polyphasiges, ein diskretes oder kontinuierliches Gegenphasenfrequenzchirpsignal, ein diskretes oder kontinuierliches gegenphasiges Signal im Frequenzhopping oder sende ein statisches gegenphasiges Nullsignal, wenn diese speziellen Sequenzen nicht verfügbar sind]

f. Zustand des rampenartigen Herauffahrens zum Senden

Wenn die Zustandsmaschine in dem Zustand (4) des rampenartigen Herauffahrens zum Senden ist, so wird die folgende Logik angewendet:
IF der Verstärker abgeschaltet ist,
THEN soll der ACPCE-Controller den TX RAMP UP-Zustand beenden und in den TRACK AND UPDATE-Zustand (5) (Verfolgungs- und Erneuerungszustand) übergehen.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß ein Hauptfehlerzustand aufgetreten ist.
THEN soll der ACPCE-Controller den Fehlerzustand an eine Verwaltungseinheit des Leistungsverstärkers melden und aus dem TRANSMISSION RAMP UP- Zustand (4) herausgehen und in den TRACK AND UPDATE-Zustand (5) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß die Vorspannung des Leistungsverstärkers oder das Freigabesteuersignal des Leistungsverstärkers nicht freigeschaltet ist, was anzeigt, daß das Senden begonnen hat.
THEN soll der ACPCE-Controller den Algorithmus des rampenartigen Herauffahrens (vgl. Fig. 31) ausführen und den TX RAMP UP-Zustand (4) verlassen und in den TRACK AND UPDATE-Zustand (5) übergehen.

g. Track and Update-Zustand

Wenn die Maschine in dem TRACK AND UPDATE-Zustand (5) ist, so wird die folgende Logik angewendet:
IF der ACPCE-Controller feststellt, daß ein Hauptfehlerzustand aufgetreten ist,
THEN soll der ACPCE-Controller den Fehlerzustand einer Verwaltungseinheit des Leistungsverstärkers melden und aus dem TRACK AND UPDATE-Zustand (5) herausgehen und in den TRANSMIT RAMP DOWN-Zustand (7) (Herabfahren der Sendeleistung über eine Rampe) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß ein kleinerer Fehlerzustand aufgetreten ist,
THEN soll der ACPCE-Controller den Fehlerzustand einer Verwaltungseinheit des Leistungsverstärkers mitteilen und aus dem TRACK AND UPDATE-Zustand (5) herausgehen und in den Kalibrierungszustand (2) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß der Verstärker abgeschaltet worden ist und das Senden fortschreitet oder wenn (der Verstärker abgeschaltet worden ist und (keine Sendung oder ein spezielles Trainingsmuster in Betrieb ist)),
THEN soll der ACPCE-Controller aus dem TRACK AND UPDATE-Zustand herausgehen und in den TX RAMP DOWN-Zustand (7) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß der Sendebetrieb zeitweilig für TDM Burst-Vorgänge ausgesetzt ist,
THEN soll der ACPCE-Controller den TRACK AND UPDATE-Zustand (5) verlassen und in den TRANSMIT RAMP DOWN-Zustand (7) übergehen.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß Kompensationsparameter für den in Betrieb befindlichen Kanal gültig sind und daß eine normale Sendung/Betrieb abläuft,
THEN soll der ACPCE-Controller die folgende Kompensationsparametererneuerungs- und -überwachungsprozedur ausführen.
SCHRITT 1: Aus der gesendeten Signalsequenz, s(t), soll der ACPCE eine endliche Sequenz von Datenabtastungen der gesendeten Signalkomponenten PhA(t) und PhB(t) sammeln, während gleichzeitig eine ebenfalls endliche Sequenz von Datenabtastungen von dem Kombinationsausgangsschaltkreis von dem wiedergewonnenen, abwärts konvertierten Leistungsverstärker über die ADC-Schaltkreise, ks(t), aufgenommen wird.
SCHRITT 2: Der ACPCE soll Erneuerungsabschätzungen der Kompensationsparameter aus dem Ensemble der erhaltenen Datenabtastungen berechnen. Dies kann erfolgen durch Verwenden eines oder mehrerer der folgenden Algorithmen:
a) LMS-Systemadaption und Gradientenerneuerungsalgorithmen.
b) RLS-Systemadaptierungs- und Gradientenerneuerungsalgorithmen.
c) Nicht lineare Kalman-Filtersystemadaptierung und Gradientenerneuerungsalgorithmen.
d) Irgendein Signalverarbeitungsalgorithmus, der eine Adaptierung vornehmen kann, so daß die erneuerten Kompensationsparameter genauer sind als die existierenden Parameter.
SCHRITT 3: Laden der Kompensationsparameter in den digitalen Signalkompensationsverarbeitungsblock über den Parameterzustandsvektor X&sbplus;(t).
SCHRITT 4: Für jede gesendete Sequenz soll der ACPCE fortfahren, eine endliche Sequenz von Datenabtastungen der gesendeten Signalkomponenten PhA(t) und PhB(t) zu sammeln (vor der digitalen Signalkompensationsverarbeitung), während gleichzeitig eine ebenfalls endliche Sequenz von Datenabtastungen von dem wiedergewonnenen Kombiniererausgangsschaltkreis des abwärts konvertierten Leistungsverstärkers, ks(t), aufgenommen wird.
SCHRITT 5: Bestimmen, ob der Fehler zwischen der gewünschten gesendeten Sequenz s(t) = PhA(t) + PhB(t) und der beobachteten Sequenz ks(t) unterhalb eines annehmbaren Niveaus liegt.
SCHRITT 6: Wenn der Fehler unterhalb eines akzeptablen Niveaus liegt, dann speichere die Updatekompensationsparameter und gehe weiter zu Schritt 7, ansonsten wiederhole Schritte 1-5.
SCHRITT 7: Ende.
ELSE soll der ACPCE-Controller in dem TRACK AND UPDATE-Zustand (5) bleiben.

h. Trainingszustand im Burst-Freilauf

Wenn die Zustandsmaschine in dem Trainingszustand im Burst-Freilauf (6) ist, so wird die folgende Logik angewendet:
IF der ACPCE-Controller bestimmt, daß ein Hauptfehlerzustand aufgetreten ist,
THEN soll der ACPCE-Controller den Fehlerzustand an eine Verwaltungseinheit des Leistungsverstärkers melden und aus dem Burst Idle-Trainingszustand (6) austreten und wieder in den TRACK AND UPDATE-Zustand (5) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß das Freigabesteuersignal des Leistungsverstärkers abgeschaltet worden ist, was anzeigt, daß die laufende Sendung beendet worden ist, oder wenn der Verstärker abgeschaltet worden ist,
THEN soll der ACPCE-Controller aus dem Burst Idle-Trainingszustand (6) herausgehen und wieder in den TRACK AND UPDATE-Zustand (5) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß Kompensationsparameterwerte für den Frequenzkanal, der in Betrieb ist, gültig sind, und die Freigabetaste des Leistungsverstärkers gesetzt bzw. gedrückt ist,
THEN soll der ACPCE-Controller aus dem Burst Idle-Trainingszustand (6) herausgehen und in den TX RAMP UP-Zustand (4) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß die Kompensationsparameterwerte für den in Betrieb befindlichen Frequenzkanal gültig sind und daß die Sendung/der Betrieb der Antiphasensequenz begonnen hat,
THEN soll der ACPCE-Controller die folgende Kompensationsparametererneuerungs- und -überwachungsprozedur ausführen.
SCHRITT 1: Aus der gesendeten gegenphasigen Signalsequenz soll der ACPCE eine endliche Sequenz von Datenabtastungen der gesendeten Signalkomponenten PhA(t) und Phe(t) aufnehmen (vor einer digitalen Signalkompensationsverarbeitung), während gleichzeitig eine ebenfalls endliche Sequenz von Datenabtastungen von dem wiedergewonnenen Kombinationsausgangsschaltkreis des abwärts konvertierten Leistungsverstärkers über die ADC-Schaltkreise, ks(t), aufgenommen wird.
SCHRITT 2: Der ACPCE soll Erneuerungsabschätzungen der Kompensationsparameter aus dem Ensemble der empfangenen Datenabtastungen berechnen. Dies kann geschehen durch Verwendung eines oder mehrerer der folgenden Algorithmen.
a) LMS-Systemadaptierungs- und Gradientenupdatealgorithmen
b) RLS-Systemadaptierungs- und Gradientenupdatealgorithmen
c) Nicht lineare Kalman-Filteradaptierungs- und Gradientenupdatealgorithmen
d) Irgendein Signalverarbeitungsalgorithmus, der in der Lage ist, eine Adaptierung vorzunehmen, so daß die erneuerten Kompensationsparameter genauer als die vorhandenen Parameter sind.
SCHRITT 3: Laden von Kompensationsparametern in den digitalen Signalkompensationsverarbeitungsblock über den Parameterzustandsvektor X&sbplus;(t).
SCHRITT 4: Für jede gesendete Sequenz soll der ACPCE fortfahren, eine endliche Sequenz von Datenabtastungen der gesendeten Signalkomponenten PhA(t) und PhB(t) aufzunehmen (vor der digitalen Signalkompensationsverarbeitung), während gleichzeitig eine ebenfalls endliche Sequenz von Datenabtastungen von dem wiedergewonnenen, abwärts konvertierten Kombinationsausgangsschaltkreis des Leistungsverstärkers über die ADC- Schaltkreise, ks(t), aufgenommen wird.
SCHRITT 5: Bestimme, ob der Fehler zwischen der erwünschten gesendeten Sequenz s(t) = PhA(t) + Phg(t) und der beobachteten Sequenz ks(t) unterhalb eines akzeptablen Niveaus.
SCHRITT 6: Wenn der Fehler unterhalb eines akzeptablen Niveaus liegt, dann speichere die erneuerten Kompensationsparameter und gehe weiter zu Schritt 7, ansonsten wiederhole die Schritte 1-5.
SCHRITT 7: Ende
ELSE soll der ACPCE-Controller in dem Burst Idle-Trainingszustand (6) bleiben.

i. Transmission Ramp Down-Zustand

Wenn die Maschine sich in dem TRANSMISSION RAMP DOWN-Zustand (7) (rampenartiges Herabfahren des Sendebetriebs) befindet, so wird die folgende Logik angewendet:
IF der ACPCE-Controller feststellt, daß der Leistungsverstärker abgeschaltet worden ist und daß der Verstärker immer noch sendet,
THEN soll der ACPCE-Controller den Algorithmus für die Leistung (z. B. Fig. 31) ausführen und aus dem TRANSMISSION RAMP DOWN-Zustand (7) herausgehen und in den Kalibrierungszustand (2) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß ein Hauptfehlerzustand aufgetreten ist.
THEN soll der ACPCE-Controller den Fehlerzustand an eine Verwaltungseinheit des Leistungsverstärkers berichten und aus dem TRANSMISSION RAMP DOWN-Zustand (7) herausgehen und wieder in den Kalibrierungszustand (2) eintreten.
ELSE IF der ACPCE-Controller feststellt, daß die Vorspannung des Leistungsverstärkers oder das Freigabesteuersignal des Leistungsverstärkers abgeschaltet worden ist, was anzeigt, daß die Übermittlung beendet worden ist.
THEN soll der ACPCE-Controller den Algorithmus des rampenartigen Herabfahrens der Leistung ausführen und aus dem TRANSMISSION RAMP DOWN- Zustand (7) herausgehen und in den BURST IDLE-Zustand (6) eintreten.

Claims

Leistungsverstärker (20), welche ein bandbreitenbegrenztes Eingangsübertragungssignal empfängt und ein Ausgangsübertragungssignal liefert, wobei das Ausgangsübertragungssignal eine im wesentlichen linear verstärkte Wiedergabe des Eingangsübertragungssignals ist, wobei der Verstärker aufweist:

einen Separator (11) für Signalkomponenten, der das Eingangsübertragungssignal in zumindest eine erste und eine zweite Signalkomponente zerlegt, wobei jede Signalkomponente eine im wesentlichen konstante Amplitude und eine variierende Phase hat,

erste und zweite analoge Signalpfade (15, 23; 16, 24), entlang welcher die ersten und zweiten Signalkomponenten jeweils verstärkt werden,

einen Kombinierer (25), der die ersten und zweiten Komponentensignale bzw. Signalkomponenten im Anschluß an deren Verstärkung empfängt und kombiniert, um das Ausgangsübertragungssignal zusammenzusetzen,

einen Kompensations-Signalprozessor (21), der zumindest eine, nämlich der ersten oder der zweiten Signalkomponente, vor der Verstärkung digital modifiziert, um unerwünschte Unterschiede zwischen den ersten und zweiten analogen Signalpfaden (15, 23; 16, 24) auszugleichen, wobei der Kompensationssignalprozessor (21) die zumindest eine Signalkomponente auf der Basis von Kompensationsparametern modifiziert, und

einen Kompensationsabschätzer (28), der in adaptiver Weise die Kompensationsparameter auf der Basis einer Beobachtung von Signalen in dem Verstärker (20) erzeugt.
2. Leistungsverstärker (20) nach Anspruch 1, welcher weiterhin einen Speicher (131, 132) aufweist, welcher Folgen von Abtastungen beobachteter Signale in dem Verstärker speichert, und wobei der Kompensationsabschätzer (28) die in dem Speicher (131, 132) gespeicherten Proben bzw. Abtastungen in einem Nichtrealzeitbetrieb verarbeitet, um neue Werte für die Kompensationsparameter zu erzeugen.
3. Leistungsverstärker (20) nach Anspruch 1, welcher weiterhin einen Signalgenerator (11a) aufweist, der Übungssignale erzeugt, um die ersten und zweiten analogen Signalpfade (15, 23; 16, 24) zu stimulieren, wenn kein Eingangsübertragungssignal vorhanden ist, wobei die Übungssignale den Kompensationsabschätzer (28) in die Lage versetzen, neue Kompensationsparameter zwischen Übertragungen zu erzeugen.
4. Leistungsverstärker (20) nach Anspruch 3, wobei der Signalgenerator (11a) erste und zweite Übungssignale erzeugt, die im wesentlichen in Gegenphase zueinander sind, so daß die Übungssignale einander im wesentlichen auslöschen, wenn sie miteinander kombiniert werden.
5. Leistungsverstärker (20) nach Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten analogen Signalpfade (15, 23; 16, 24) jeweils nicht lineare Verstärker (15, 16) aufweisen, welche die ersten und zweiten Signalkomponenten verstärken.
6. Leistungsverstärker (20) nach Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten analogen Signalpfade (15, 23; 16, 24) Verstärker (15, 16) der Klasse A, AB, B, C, D, E, F oder S aufweisen, welche die ersten und zweiten Signalkomponenten verstärken.
7. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, wobei der Kompensationssignalprozessor (219 weiterhin unerwünschte Unterschiede kompensiert durch Justierung von Verstärkungseinstellungen der nichtlinearen Verstärker (15, 16).
8. Leistungsverstärker (20) nach Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten analogen Signalpfade (15, 23; 16, 24) weiterhin entsprechende Aufwärtskonverter (23, 24) aufweisen, welche die ersten und zweiten Signalkomponenten in RF-Frequenzen umwandeln und wobei der Kompensationssignalprozessor (21) Verzerrungen, die durch die Aufwärtskonverter (23, 24) erzeugt werden, kompensiert.
9. Leistungsverstärker (20) nach Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten anlogen Signalpfade (15, 23; 16, 24) weiterhin analoge Quadraturmodulatoren aufweisen, und wobei der Kompensationssignalprozessor weiterhin erste und zweite Korrekturschaltkreise (94, 95) für den Quadraturmodulator aufweist.
10. Leistungsverstärker (20) nach Anspruch 1, wobei der Kompensationssignalprozessor (21) in der Lage ist, Laufzeitverzögerungen, Amplitudenverstärkungen und Phasendrehungen der ersten und zweiten Signalkomponenten einzuführen.
11. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, wobei der Kompensationssignalprozessor (21) einen ersten Filter (92) mit endlicher Impulsantwort (begrenztes Impulsansprechen) mit Mehrfachanzapfung aufweist, der die erste Signalkomponente digital filtert, und einen zweiten Filter (93) mit endlicher Impulsantwort und Mehrfachanzapfung aufweist, der die zweite Signalkomponente digital filtert, wobei die ersten und zweiten Filter (92, 93) mit endlicher Impulsantwort auf der Basis der Kompensationsparameter arbeiten.
12. Leistungsverstärker (20) nach Anspruch 1, wobei der Kompensationsabschätzer (28) die Kompensationsparameter auf der Basis einer Beobachtung von zumindest (i) der ersten und zweiten Signalkomponente vor der Verstärkung und (ii) des Ausgangsübertragungssignals erzeugt.
13. Leistungsverstärker (20) nach Anspruch 1, wobei der Kompensationsabschätzer (28) zumindest einen der folgenden digitalen Filteralgorithmen implementiert, um Kompensationsparameter zu erzeugen: kleinste mittlere Fehlerquadrate, rekursive kleinste Quadrate, Kalman, erweiterter Kalman.
14. Leistungsverstärker (20) nach Anspruch 1, wobei der Kompensationsabschätzer (28) Anfangswerte der Kompensationsparameter erzeugt, indem er ein numerisches Modell (143, 204) zumindest der ersten und zweiten analogen Signalpfade (15, 23; 16, 24) verwendet.
15. In einem linearen Verstärkersystem (20) mit nicht-linearen Komponenten, bei welchem ein Eingangsübertragungssignal in Signalkomponenten getrennt wird, die entlang entsprechender Verstärkerketten (15, 23; 16, 24) verstärkt und dann durch einen Signalkombinierer (25) kombiniert werden, um ein Ausgangsübertragungssignal zu bilden, ein Verfahren zum Kompensieren des Unterschieds zwischen den Verstärkerketten (15, 23; 16, 24), welches während eines Übertragungsereignisses bzw. -vorganges aufweist:

Trennen des Eingangsübertragungssignals in erste und zweite Signalkomponenten, mit im wesentlichen konstanter Amplitude und variierender Phase,

Modifizieren zumindest einer der ersten und zweiten Signalkomponenten unter Verwendung eines Kompensationsprozessors (21) auf der Basis eines Satzes von Kompensationsparametern, um den Unterschied auszugleichen,

Einleiten der ersten und zweiten Signalkomponenten, wie sie durch den Kompensationsprozessor (21) modifiziert sind, in entsprechende Verstärkerketten (15, 23; 16, 24),

Überwachen eine beobachteten Ausgangssequenz an einem Ausgang des Signalkombinierers (25),

Vergleichen der beobachteten Ausgangssequenz mit einer vorhergesagten Ausgangssequenz,

adaptives Einstellen der Kompensationsparameter, um den Unterschied zwischen der beobachteten Ausgangssequenz und der vorhergesagten Ausgangssequenz zu vermindern.
16. Verfahren nach Anspruch 15, wobei der Schritt des adaptiven Einstellens der Kompensationsparameter das Verwenden der Algorithmen nach kleinsten mittleren Fehlerquadraten, rekursiven kleinsten Quadraten, Kalman oder erweiterter Kalman aufweist, um neue Kompensationsparameter zu erzeugen.
17. Verfahren nach Anspruch 15, wobei der Schritt des adaptiven Einstellens der Kompensationsparameter das Implementieren einer Interpolationsfunktion aufweist, um fehlerhafte Ausgaben während der Erneuerungen der Kompensationsparameter zu reduzieren.
18. Verfahren nach Anspruch 15, wobei der Schritt des adaptiven Einstellens der Kompensationsparameter in einem Nichtrealzeitbetrieb durchgeführt wird.
19. Sender, mit:

einem Schaltkreis (11) zur Trennung von Signalkomponenten, welcher ein Eingangssendesignal in erste und zweite Signalkomponenten auftrennt,

ersten und zweiten Verstärkerketten (15, 23; 16, 24), die mit dem Schaltkreis (11) zur Trennung der Signalkomponenten verbunden sind, so daß jede Verstärkerkette (15, 23; 16, 24) jeweils eine der Signalkomponenten verarbeitet,

einem Kompensationssignalprozessor (21), der zwischen den Schaltkreis (11) zur Trennung der Signalkomponenten und die Verstärkerketten (15, 23; 16, 24) geschaltet ist, wobei der Kompensationssignalprozessor (21) dafür ausgelegt ist, die ersten und zweiten Signalkomponenten auf der Basis von Kompensationsparametern zu modifizieren, um Unterschiede in den analogen Komponenten der Verstärkerketten (15, 23; 16, 24) auszugleichen,

einem Signalkombinierschaltkreis (25), welcher die ersten und zweiten Signalkomponenten im Anschluß an die Verarbeitung entlang der Verstärkerketten (15, 23; 16, 24) kombiniert, einem adaptiven Kompensationsabschätzer (28), der adaptiv die durch den Kompensationssignalprozessor (21) verwendeten Kompensationsparameter erzeugt,

einer Antenne (241), die mit dem Signalkombinationsschaltkreis (25) verbunden ist, und einem Signalgenerator (11a), der erste und zweite Stimulationssignale erzeugt, die im wesentlichen in Gegenphase sind, und der die ersten und zweiten Stimulationssignale in die ersten und zweiten Verstärkungsketten (15, 23; 16, 24) eingibt, wenn der Sender kein Informationssignal sendet, um zu bewirken, daß der adaptive Kompensationsabschätzer (28) die Kompensationsparameter erzeugt und dadurch außerhalb von Sendeereignissen den Kompensationssignalprozessor (21) trainiert,

wobei die ersten und zweiten Stimulationssignale einander im wesentlichen auslöschen, wenn sie durch den Signalkombinierer kombiniert werden, so daß während der Aufbringung bzw. Anwendung der Stimulationssignale Radiofrequenzemissionen von der Antenne (241) im wesentlichen vermieden werden.
20. Sender nach Anspruch 19, wobei der Signalgenerator (11a) die Frequenzen der Stimulationssignale variiert, während die Stimulationssignale in Gegenphase gehalten werden, um die Verstärkungsketten (15, 23; 16, 24) über einen Bereich von Frequenzen hinweg zu stimulieren.
21. Sender nach Anspruch 20, wobei der Signalgenerator (11a) die Frequenzen der gegenphasigen Stimulationssignale unter Verwendung von zumindest einer der folgenden Frequenzvariationsverfahren variiert: Wobbeln, zeitproportionale Frequenzmodulation (chirping) und sprungweises Verändern (hopping).
22. Lineares Leistungsverstärkersystem (20) für Radiofrequenzsendungen, mit:

einem Signalseparatorschaltkreis (11), der ein Eingangssendesignal in erste und zweite Signalkomponenten von im wesentlichen konstanter Amplitude und variierender Phase auftrennt,

ersten und zweiten Signalverarbeitungsketten (15, 16, 21, 22, 23, 24), die die ersten bzw. zweiten Signalkomponenten verarbeiten, wobei zumindest eine der Signalverarbeitungsketten einen Kompensationsprozessor (21) aufweist, der die entsprechende Signalkomponente auf der Basis eines Satzes von Kompensationsparametern modifiziert, um Unterschiede zwischen den ersten und zweiten Verarbeitungsketten auszugleichen,

einem Signalkombinierschaltkreis (25), der die Signalkomponenten für das Senden im Anschluß an die Verarbeitung entlang der Signalverarbeitungsketten (15, 16, 21, 22, 23, 24) kombiniert,

einem Signalüberwachungsschaltkreis (26, 27), der innerhalb eines Computerspeichers (131, 132) Sequenzen digitaler Signalproben bzw. -abtastungen einfängt und speichert, welche einer vorhergesagten und einer tatsächlichen Ausgangsgröße des Signalkombinierschaltkreises (25) während der Sendevorgänge entsprechen, und

einem Kompensationsabschätzschaltkreis (28, 133), der die Proben bzw. Abtastungen aus dem Computerspeicher (131, 132) liest und die Proben in einem Nichtrealzeitbetrieb verarbeitet, um neue Kompensationsparameter zu erzeugen.
23. Lineares Leistungsverstärkersystem (20) nach Anspruch 22, wobei der Kompensationsabschätzungsschaltkreis (28, 133) Algorithmen der kleinsten Fehlerquadrate, rekursiver kleinster Quadrate, Kalman oder erweiterter Kalman in Nichtrealzeit implementiert, um die neuen (updates der) Kompensationsparameter zu erzeugen.
24. Lineares Leistungsverstärkersystem (20) nach Anspruch 23, wobei der Kompensationsabschätzschaltkreis (28, 133) eine digitale Vielzwecksignalverarbeitungseinrichtung aufweist, die ein Computerprogramm ausführt, um die Algorithmen der kleinsten Fehlerquadrate, der rekursiven kleinsten Quadrate, Kalman oder erweitertet Kalman zu implementieren.