DE69833926T2

DE69833926T2 - Verfahren und Einrichtung zur Kanalschätzung und Kanalentzerrung in einem OFDM-Empfänger

Info

Publication number: DE69833926T2
Application number: DE69833926T
Authority: DE
Inventors: Bertrand Muquet; Marc De Courville
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC
Priority date: 1998-09-11
Filing date: 1998-09-11
Publication date: 2006-11-23
Anticipated expiration: 2018-09-12
Also published as: EP0987831B1; DE69833926D1; ES2260821T3; EP0987831A1

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Kanalabschätzung und Kanalentzerrung in einem Empfänger und im Besonderen auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Kanalabschätzung und Kanalentzerrung in einem Empfänger, der in einem OFDM-, oder Mehrträger-, Modulationsschema mit einem Schutzintervall arbeitet (OFDM = Orthogonales Frequenzmultiplexverfahren).
Hintergrund der Erfindung
In einem OFDM-Modulationsschema wird eine Kanalabschätzung üblicherweise durch Vergleichen eines empfangenen Referenzsymbols oder einer Gruppe von Symbolen oder eines Pilottones mit einer lokal gespeicherten Version des Referenz- oder Pilottones durchgeführt. Aus diesem Vergleich werden die Korrekturkoeffizienten C₀, ..., C_N erzeugt, die in einem Speicher gespeichert und auf aufeinanderfolgende Gruppen von empfangenen Daten angewendet werden, bis ein neuer Referenz- oder Pilotton empfangen wird.
Dieses Verfahren zur Kanalabschätzung ist erfolgreich, wo der Kanal relativ unverrauscht ist und über die Zeit nicht schnell variiert. Wo der Kanal jedoch verrauscht ist, ist die Genauigkeit der Kanalabschätzung gering, und wo der Kanal verglichen mit der Rate, mit der Pilottöne übertragen werden, relativ schnell variiert (das heißt, wie oft Pilottöne anstatt Blocksymbole, die Daten tragen, übertragen werden), muss entweder die Übertragungsrate von Pilottönen erhöht werden, oder die Kanalabschätzung wird gegen Ende eines jeden Rahmens unverlässlich (unter der Annahme, dass Pilottöne am Anfang oder Ende eines jeden Rahmens übertragen werden).
"Blind Carrier Synchronization and Channel Identification for OFDM Communications", Proceedings of the 1998 IEEE International Conference On Acoustics, Speech and Signal Processing, Band 6, 12.–15. Mai 1998, Seiten 3509–3512 beschreibt einen blinden Trägerabschätzungsalgorithmus und Entzerrer, der die intrinsische Strukturinformation eines OFDM-Signales verwertet.
Die EP 0859494 beschreibt ein OFDM-Übertragungssystem, in dem Referenzsymbole erzeugt werden, die eine Phaseninformation anzeigen und bei einer vorbestimmten Zahl von Symbolen eingefügt werden, wo das OFDM-Signal basierend auf den eingefügten Signalen demoduliert wird.
Die US 559833 beschreibt ein OFDM-Übertragungssystem, in dem Symbolblöcke verzögert werden und die verzögerten Symbolblöcke von einem Symbolblock subtrahiert werden, um ein Differenzsignal zu erzeugen, das verwendet wird, um eine Schleife zu steuern.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Kanalabschätzung und Kanalentzerrung in einem OFDM-Modulationsschema zur Verfügung, wie in den begleitenden Ansprüchen beschrieben.
Der Ausdruck redundantes Präfix wird in dem Zusammenhang der vorliegenden Erfindung verwendet, um sich auf beliebige Daten zu beziehen, die als Teil eines zu übertragenen Blocksymbols von Daten übertragen werden, und in dem Sinne redundant sind, dass sie keine Information umfasst, die nicht von dem Rest des Blocksymbols abgeleitet werden kann. Dem Fachmann auf dem Gebiet ist klar, dass OFDM-Schemata typischerweise ein redundantes Präfix einführen (das einfach aus einer Zahl der als Teil des Blocksymbols zu übertragenen Symbole gebildet wird), um ein Schutzintervall zu bilden (solche Symbole werden somit zweimal übertragen – einmal in einem Schutzintervall und noch einmal in dem Hauptteil des Blocksymbols). Das Schutzintervall ermöglicht, dass ein einfaches Entzerrungsverfahren eingesetzt werden kann (das unten weiter beschrieben wird), das eine Zwischensymbolstörung berücksichtigt, sogar für solche Symbole, die am Anfang eines Blocksymbols übertragen werden. Für diese Arbeitsweise muss das durch das redundante Präfix erzeugte Schutzintervall mindestens so lang sein wie das maximale Intervall zwischen durch den Kanal (das heißt, den Kanalspeicher) erzeugten störenden Symbolen.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform wird eine Kanalerfassung auf eine vollständig blinde Art und Weise durchgeführt, lediglich durch Erfassen und Verarbeiten des redundanten Präfix, so dass es nicht erforderlich ist, den speziellen Pilotton zu erfassen und zu verarbeiten. Dies hat den Vorteil, dass eine größere Rate von Daten übertragen werden kann, weil die Pilottöne durch Daten ersetzt werden können, die Blocksymbole enthalten.
Gemäß einer alternativen bevorzugten Ausführungsform wird eine Kanalerfassung auf eine halbblinde Art und Weise durchgeführt, sowohl durch Erfassen und Verarbeiten jedes empfangenen redundanten Präfix, als auch durch Erfassen und Verarbeiten der Pilottöne. Mit anderen Worten, die durch Verarbeiten des redundanten Präfix gemäß der vorliegenden Erfindung durchgeführte Kanalabschätzung kann mit dem konventionellen Verfahren zum Durchführen einer Kanalabschätzung (durch Verarbeiten spezieller Pilottöne) gekoppelt werden, um die Abschätzung des Kanals und somit die ganze Leistung des Systems zu verbessern (was zum Beispiel eine verbesserte Bitfehlerrate (BER) zur Folge hat). Dies hat den Vorteil, dass eine bessere Kanalerfassung zur Verfügung gestellt wird, als durch ein alleiniges Verwenden von Pilottönen erreicht werden kann, und ist besonders vorteilhaft, wo der Kanal verrauscht ist oder relativ schnell variiert, was zum Beispiel in einer WLAN-Anordnung auftritt, wo die Aktivität von Personen, die in dem relevanten lokalen Bereich (zum Beispiel einem Büro) umherlaufen, einen relativ schnell variierenden Kanal verursacht (WLAN = drahtloses lokales Netz).
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst der Verarbeitungsschritt den Schritt des Berechnens einiger der Elemente einer Korrelationsmatrix der empfangenen Blocksymbole, die das redundante Präfix umfassen. In einer bevorzugten Ausführungsform stammen die Elemente aus einer Autokorrelationsmatrix des empfangenen Blocksymbols (dies hat den Vorteil, dass Informationen über den Kanal identifiziert werden können, sobald das erste Blocksymbol empfangen worden ist). In einer alternativen Ausführungsform stammen die Elemente aus einer Interkorrelationsmatrix, die aus zwei verschiedenen empfangenen Blocksymbolen gebildet wird, die idealer Weise angrenzende Blocksymbole sind.
In einer Ausführungsform werden nur die Elemente eines Teils einer einzelnen Spalte der Korrelationsmatrix berechnet. Dies ermöglicht, dass der Kanal mit einer minimalen Menge erforderlicher Verarbeitung abgeschätzt wird. In einer alternativen Ausführungsform werden die Elemente einer Untermatrix der Korrelationsmatrix berechnet. Dies ermöglicht, dass dadurch eine bessere Kanalabschätzung durchgeführt wird, dass eine umfangreichere Verarbeitung erforderlich ist.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung werden ihre Ausführungsformen nun nur beispielhaft und mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben:
1 ist ein Blockdiagramm eines konventionellen OFDM-Übertragungssystems; und
2 ist ein Blockdiagramm eines OFDM-Übertragungssystems gemäß der vorliegenden Erfindung.
Ausführliche Beschreibung der Erfindung
Das konventionelle OFDM-Übertragungssystem von 1 zeigt eine Modulatoranordnung 1, einen Kanal 4 und eine Demodulatoranordnung 6. Die Modulatoranordnung 1 umfasst ein Modulationsfilter 10, einen Parallel-Seriell-Wandler 20 und einen Digital-Analog-Wandler 30. Der Kanal 4 wird durch ein rauschloses Signalverzerrungsmittel 40 zusammen mit einem Addierer 50 dargestellt, wo dem entzerrten Signal Rauschen zugefügt wird. Die Demodulatoranordnung 6 umfasst einen Analog-Digital-Wandler 60, einen Seriell-Parallel-Wandler 70, ein Demodulationsfilter 80 und eine Spalte von Entzerrungsmultiplizierern 90.
Das OFDM-Übertragungssystem von 2 ähnelt in vieler Hinsicht dem konventionellen System von 1 und gleiche Bezugszeichen sind verwendet worden, um entsprechende Elemente zu beschreiben. Tatsächlich sind die Modulationsanordnung 1 und der Kanal 4 von 2 die selben wie jene von 1. Der einzige Unterschied zwischen der Demodulationsanordnung 100 von 2 und der Demodulationsanordnung 6 von 1 besteht darin, dass die Demodulationsanordnung 100 über ein zusätzliches Verarbeitungsmittel 110 verfügt, das unten ausführlicher beschrieben wird.
Nun wird der Betrieb der OFDM-Übertragungssysteme von 1 und 2 beschrieben. Ein Blocksymbol von zu übertragenen Daten S(k) wird dem Modulationsfilter 10 zugeführt, das ein gefiltertes Blocksymbolsignal s(k) ausgibt. Das ungefilterte Signal S(k) kann mathematisch als ein Vektor der Ordnung N (das heißt, N Elemente umfassend) behandelt werden, wobei jedes Element s₀(k), s₁(k), ..., s_N–1(k) ein zu übertragenes Symbol darstellt. Das Filter 10 kann durch ei ne quadratische Matrix G(z) der Ordnung N × N dargestellt werden, die auf dem Eingangsvektor S(k) arbeitet, um das gefilterte Blocksymbolsignal s(k) als den Ausgangsvektor zu bilden. Dies wird mathematisch durch s(k) = G(z)S(k)dargestellt.
Von dem Signal s(k) wird ein erweitertes gefiltertes Blocksymbolsignal s^ig(k) durch Duplizieren der letzten D Elemente s_N–1–D, s_{N–1–(D–1)}, ..., S_N–1 gebildet. Das erweiterte Blocksymbol umfasst somit ein redundantes Präfix s₀, s₁, ..., S_D und verfügt über P Elemente, wobei P = N + D. Das redundante zyklische Präfix agiert als ein Schutzintervall, das dem Fachmann auf dem Gebiet von OFDM-Modulationsschemata gut bekannt ist.
Das Signal s^ig(k) wird in den Parallel-Seriell-Wandler 20 eingegeben, wo es in eine serielle Symbolreihe gewandelt wird und dann seriell durch den Digital-Analog-Wandler (DAC) 30 und dann durch den Kanal 4 geführt wird. Der Effekt eines Passierens des Signals durch den Kanal 4 entspricht einem Passieren des Signals durch das rauschlose Verzerrungsmittel 40, das mathematisch als eine P × P-Matrix C(z) dargestellt werden kann, und Hinzufügen eines Rauschsignals b(z) über den Addierer 50 zu dem resultierenden Vektor. Nach einer Wandlung dieses Signals von Analog zu Digital durch den Analog-Digital-Wandler (ADC) 60 und einer Seriell-zu-Parallel-Wandlung durch den Seriell-Parallel-Wandler 70 wird ein empfangenes Signal r^ig(k) erzeugt. Diese obigen Prozesse können mathematisch durch rig(k) = C(z)sig(k) + b(z)dargestellt werden.
Von dem anfänglich empfangenen Signal r^ig(k) (das ein Vektor der Ordnung P ist) wird ein komprimiertes empfangenes Signal r(k) der Ordnung N dadurch gebildet, dass die ersten D Elemente des empfangenen Signals, die dem redundanten zyklischen Präfix entsprechen, einfach ignoriert werden. Dieses komprimierte empfangene Signal r(k) wird dann durch das Demodulationsfilter 80 geführt, um ein gefiltertes empfangenes Signal R(k) zu bilden. Das Filter 80 entspricht einer quadratischen N × N-Matrix G'(z), wobei G(z)G'(z) = I_N×N (die Identitätsmatrix). Das gefilterte empfangene Signal R(k) kann dann auf eine sehr einfache Art und Weise durch Multiplizieren der Elemente R₀(k), R₁(k), ..., R_N–1(k) mit den geeigneten Entzerrungskoeffizienten C₀, C₁, ..., C_N bei den Multiplizierern 90 entzerrt werden, um das gewünschte Signal S(k) wiederherzustellen. Die Entzerrungskoeffizienten müssen die Beeinträchtigungen des Kanals im Wesentlichen kompensieren (das heißt, eine Verzerrung, wie zum Beispiel Zwischensymbolstörung und Rauschen).
(Es ist zu beachten, dass die Modulations- 10 und Demodulationsfilter 80 verlustfreien orthogonalen Matrizen entsprechen müssen, so dass sie über die Eigenschaft einer perfekten Rekonstruktion verfügen. Ein solches konventionelles Paar von Matrizen wird durch ein DFT-Paar gebildet (DFT = digitale Fourier-Transformation), in dem die Modulationsmatrix 10 eine Rückwärts-DFT und die Demodulationsmatrix 80 eine Vorwärts-DFT ist. Solche Modulatoren werden zum Beispiel in dem DAB-Standard verwendet (DAB = digitales Audioband). Ein allgemeineres Paar von Filtern kann jedoch verwendet werden (das nicht skalar zu sein braucht), dass Modulatoren von Längen modulieren kann, die größer sind als die Zahl von Unterbändern, um so selektivere Filter zu ge währleisten. Solche Modulatoren werden zum Beispiel in dem ADSL-Standard verwendet.)
Konventionell werden die Entzerrungskoeffizienten auf eine gut bekannte Art und Weise durch einen einem Empfänger bekannten Pilotton erzeugt, der durch die Modulatoranordnung gesendet wird. Die Demodulatoranordnung vergleicht dann das empfangene Signal R(k) mit dem ursprünglich gesendeten Signal, um festzulegen, was die richtigen Entzerrungskoeffizienten sein sollen. Dieser Prozess ist dem Fachmann auf dem Gebiet gut bekannt und wird daher hier nicht ausführlicher beschrieben, außer um anzumerken, dass das empfangene redundante Präfix r^ig ₀(k), r^ig ₁(k), ..., r^ig _D–1 (k) in diesem Prozess eines Einrichtens der Entzerrungskoeffizienten überhaupt nicht verwendet wird. Aus diesem Grunde wird das empfangene redundante Präfix in 1 so gezeigt, dass es einfach ignoriert oder verworfen wird, nachdem es durch den Seriell-Parallel-Wandler erzeugt worden ist.
Im Gegensatz dazu wird in der Demodulatoranordnung 100 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung das redundante Präfix r^ig ₀(k), r^ig ₁(k), ..., r^ig _D–1(k) in ein Verarbeitungsmittel 110 eingespeist. Das Verarbeitungsmittel wird konventionell durch einen geeigneten digitalen Signalprozessor (DSP) zur Verfügung gestellt, der im Allgemeinen in einer digitalen Kommunikationsvorrichtung vorkommt. Dementsprechend empfängt das Verarbeitungsmittel 110 außerdem die letzten D Elemente r^ig _N–1–D(k), r^ig _{N–1–(D–1)}(k), ..., r^ig _N–1 (k) des empfangenen Signals r^ig(k). Das Verarbeitungsmittel ist in der Lage, von diesen Elementen Informationen über den Kanal zu erhalten, was ermöglicht, dass die Entzerrungskoeffizienten abgeschätzt und nach jedem zusätzlichen Blocksymbol, das durch die Demodulationsanordnung 100 empfangen wird, schrittweise verbessert oder verfeinert werden. Die verfeinerten Entzerrungskoeffizienten werden in einem Speicher gespeichert, der mit jedem neu erzeugten Satz von verfeinerten Entzerrungskoeffizienten ständig aktualisiert wird. Die somit verfeinerten Koeffizienten werden dann, wie in dem konventionellen Fall, den Multiplizierern 90 zugeführt.
Dem Fachmann auf dem Gebiet ist klar, dass eine Zahl verschiedener Verfahren zur Verarbeitung der in das Verarbeitungsmittel 110 eingespeisten Elemente möglich ist, um Informationen über den Kanal zu erhalten, um die Entzerrung des gefilterten empfangenen Signals R(k) zu verbessern. Solche Verfahren basieren jedoch im Allgemeinen alle auf der Beobachtung, dass eine aus dem empfangenen Signal r^ig(k) gebildete Korrelationsmatrix (entweder eine Autokorrelationsmatrix, die aus einem einzelnen solchen Signal gebildet wird oder eine Interkorrelationsmatrix, die aus zwei verschiedenen empfangenen Signalen, vorzugsweise angrenzenden, gebildet wird) in einem Untermatrixteil Informationen über die durch den Kanal erzeugte Verzerrung enthält.
Eine Begründung für diese Beobachtung kann mathematisch gegeben werden, wie unten in eckigen Klammern gezeigt:
[Die Schlüsselparameter des Systems sind:

N: Zahl von Trägern
D: Länge des zyklischen Präfix
P: Gesamtzahl zu übertragender Symbole

(P = N + D)

S(k) := (S0(k), ..., SN–1(k))T

s(k) := (s0(k), ..., sN–1(k))T

sig(k) := (sig0 (k), ..., sig P–1(k))T

v(k) := (v0(k), ..., vP–1(k))T

rig(k) := (rig0 (k), ..., rig P–1(k))T

Das Verfahren beruht auf der bei dem Emitter durch die Beifügung des Schutzintervalls der Länge D eingeführten Redundanz und auf die perfekte Rekonstruktionseigenschaft der verlustfreien Filterreihen G(z)G ~(z) = I_N×N wobei G ~(z) = G(z^–1)^H.
Die Beziehung zwischen den Blöcken bei dem Eingang und dem Ausgang des Kanals kann wie folgt ausgedrückt werden: rig(z) = C(z)sig(z) + b(z)wobei die Matrix C(z) durch
gegeben wird, wobei (c₀, ..., c_P–1) = (c₀, ..., c_L, 0, ..., 0) die Kanalzeitantwort und b(z) die z-Umwandlung des Rauschens aufgrund b_n bei dem Ausgang des Seriell-Parallel-Wandlers ist.
Es kann gezeigt werden, dass die Beziehung zwischen dem Eingangsblock S(z) und dem Block bei dem Ausgang des Kanals r^ig(z) als rig(z) = C(z)H(z)S(z) + b(z)ausgedrückt werden kann, wobei H(z) durch H(z) = (G^ig(z)^T, G(z)^T] definiert wird, wobei die D × N-Matrix G^ig(z) die letzten D Zeilen von G(z) bezeichnet.
Die Autokorrelationsmatrix R := E[r^ig(k)r^ig(k)^N] des blockempfangenen Signals r^ig(k) kann durch einen iterativen Prozess abgeschätzt werden und führt zu einer Kanalkoeffizientenzeitantwortabschätzung durch Verwendung der perfekten Rekonstruktionseigenschaften G(z) G(z) = I_N×N. Die Abschätzung kann durch Verwenden zweier Verfahren mit unterschiedlichen Konvergenzraten und arithmetischen Kosten erhalten werden.
Erstes Verfahren
Wenn das Rauschen b(k) weiß ist, ist die erste Spalte von R gleich:
Es ist zu beachten, dass dieses Ergebnis nur gilt, wenn die Länge des zyklischen Präfix größer als die Kanalordnung ist (L < D), was in der Praxis immer der Fall ist.
Somit kann die Kanalzeitantwort bis zu einem Phasenskalarfaktor berechnet werden, was übrigens für eine blinde Kanalidentifizierung immer der Fall ist. Dieser Faktor stellt jedoch kein Problem dar, da er durch Beobachten der empfangenen Konstellationsform, die mit einem differentiellen Codieren in dem Emitter verknüpft ist, leicht abgeleitet werden kann.
Es ist zu beachten, dass die Auswertung der Interkorrelationsmatrix R':= E[r^ig(k – 1)r^ig(k)^H] des blockempfangenen Signals außerdem zu der Kanalkoeffizientenzeitantwort führt. Tatsächlich ist, wenn das Rauschen weiß ist, die L-te Spalte von R' gleich:
Zweites Verfahren
Dieses Verfahren ist anspruchsvoller und verfügt über einen größeren arithmetischen Aufwand, aber zeigt eine schnellere Konvergenzrate. Es ist möglich, eines der beiden Verfahren in Abhängigkeit von der Anwendung auszuwählen.
Wenn das Rauschen b(k) weiß ist, kann die LU-Matrixzerlegung der quadratischen (L + 1) × (L + 1) Untermatrix R ~ definiert durch: R ~i,j = Ri+N,j für 1 ≤ i, j ≤ L + 1unter der Annahme, dass 2 L < N (was in standardisierten Systemen immer der Fall ist), zu einer genaueren Kanalabschätzung führen.
Tatsächlich kann R~ als:
geschrieben werden, wobei
eine quadratische untere Dreiecksmatrix mit dem selben Element L_i,i = L_1,1 auf ihrer Diagonalen und
eine obere Dreiecksmatrix mit L_L1 auf ihrer Diagonalen ist. Da diese Zerlegung eindeutig ist, sind die zwei Matrizen offensichtlich gleich: LR = H ~0 (3)
wobei H ~₀ die folgende Matrix ist, die die Kanalkoeffizienten zur Verfügung stellt:
Da die Matrix R ~ nur abgeschätzt und nicht genau berechnet wird, muss eines der linearen Systeme, die durch (3) oder durch (4) oder durch (3) + (4) beschrieben werden, im Sinne des quadratischen Mittelwertes gelöst werden, um den Kanal abzuschätzen. Dies ermöglicht eine präzisere Abschätzung des Kanals als das vorher beschriebene Verfahren und beschleunigt die Konvergenzrate.
Schließlich ist zu beachten, dass es möglich ist, mehrere Elemente der Autokorrelationsmatrix R in dem selben Geist wie die zwei vorherigen Verfahren zu verwenden, oder sich die Hermitesche-Symmetrie von R (R = R^H) zunutze zu machen, um die Abschätzungsgenauigkeit zu verbessern.
Die Kanalidentifizierungsverfahren werden unten zusammengefasst.
Erstes Verfahren

1. Auswertung der interessierenden Elemente (R_N+1,1, ..., R_N+1+L,1) der empfangenes Signal-Autokorrelationsmatrix R := E[r^ig(k)r^ig(k)^H]. Diese Abschätzung kann möglicherweise durch Verwenden der Pilotsymbole verbessert werden und wird im Folgenden mit R ~ bezeichnet.
2. Normalisierung der Autokorrelationsauswertung für eine Eingabe der Varianz σ 2 / s ≠ 1 (die Eingangssignalvarianz ist immer bekannt):
3. Berechnung der ersten Kanalkoeffizientenabschätzung:
4. Berechnung der anderen Kanalkoeffizientenabschätzungen:
5. Um die verfeinerten Entzerrungskoeffizienten C₀, C₁, ..., C_N aus den Kanalkoeffizienten ^c₀, ^c₁, ..., ^c_D–1 zu berechnen, ist es notwendig, die Koeffizienten entsprechend der selben Umwandlung, wie der durch G'(z) auf dem komprimierten empfangenen Signal r(k) zur Verfügung gestellten umzuwandeln, und dann diese umgewandelten Koeffizienten umzukehren.

Zweites Verfahren

1. Auswertung der interessierenden Untermatrix R ~ der empfangenes Signal-Autokorrelationsmatrix R, wobei R ~ als R ~i,j = Ri+N,j für 1 ≤ i, j ≤ L + 1definiert ist.

Diese Auswertung kann möglicherweise durch Verwendung von Pilotsignalen verbessert werden (das heißt, entsprechend einem halb blinden Verfahren, wie unten beschrieben) und wird im Folgenden mit R ^ bezeichnet.

2. Zerlegung durch einen beliebigen Algorithmus (Gauss, Cholesky, ...) von R ^ in ein Produkt einer niedrigeren Dreiecksmatrix L_R und einer höheren Dreiecksmatrix U_R mit den Elementen U_i,j = L_i,j ^* (für 1 ≤ i ≤ L + 1) auf ihrer Diagonalen: R ^ = LRUR
3. Auflösung des folgenden Systems von Gleichungen: H ^0 = LR das heißt, Bestimmung der Kanalkoeffizienten durch Lösen:
wobei ∥⁣∥⁣ jede beliebige Matrixnorm bezeichnet.]

Aus dem obigen wird klar, dass eine Art und Weise, die notwendigen Informationen zu erhalten, um die verfeinerten Entzerrungskoeffizienten abzuleiten, darin besteht, einfach die letzten D Elemente der ersten Spalte der Korrelationsmatrix zu erzeugen. Dies kann leicht durch das Verarbeitungsmittel 110 getan werden, das den komplexen Kehrwert des ersten Elementes eines empfangenen Signals r^ig ₀(k) bildet und diesen anschließend mit den letzten D Elementen entweder des selben empfangenen Signals oder eines anderen multipliziert, um die Zeitdomänenkanalkoeffizienten zu erhalten, von denen die verfeinerten Entzerrungskoeffizienten auf eine bekannte Art und Weise abgeleitet werden können.
Alternativ kann durch Erzeugen der Elemente der gesamten linken unteren D × D Untermatrix der Korrelationsmatrix ein komplizierteres Verfahren verwendet werden, um die in der Korrelationsmatrix enthaltene Information besser auszunutzen. Dies kann durch das Verarbeitungsmittel 110 getan werden, das die selbe Operation wie oben durchführt und dann den Prozess mit aufeinander folgenden Werten von r^ig(k) wiederholt (das heißt, Verwenden des komplexen Kehrwertes von r^ig ₁ und Wiederholen des Prozesses, dann wieder Verwenden des komplexen Kehrwertes von r^ig ₂ und so weiter), bis der Prozess insgesamt D mal wiederholt worden ist, so dass die D × D Elemente der interessierenden Untermatrix somit gebildet sind.
Es ist zu beachten, dass alle die oben beschriebenen Verfahren von der Annahme ausgehen, dass das durch den Kanal hinzugefügte Rauschen weiß ist (das heißt, über die selbe Größenordnung für alle Frequenzen verfügt). Dies ist für die meisten Anwendungen eine vernünftige Annahme.
Weiterhin gilt, dass, wenn das Rauschen nicht ganz weiß ist, die obigen Verfahren mit nur einer leichten Verringerung in der Genauigkeit als Ergebnis noch passen.
Dem Fachmann auf dem Gebiet ist klar, dass die verbesserte Kanalidentifizierung, die durch die vorliegende Erfindung zur Verfügung gestellt wird, auf unterschiedliche Art und Weise angewendet werden kann. Zum Beispiel kann das Verfahren verwendet werden, um eine vollständig blinde Kanalabschätzung durchzuführen. In diesem Falle gibt es keine Notwendigkeit für die Demodulatorvorrichtung 100 zu wissen, wie die Pilottöne zusammengesetzt sind, noch gibt es irgendein Erfordernis für die Modulatoranordnung 1, Pilottöne zu senden. Dies ermöglicht eindeutig, dass eine größere Datenrate als mit einem konventionellen System, in dem Pilottöne regelmäßig übertragen werden müssen, erreicht werden kann. Alternativ kann das Verfahren verwendet werden, um eine halbblinde Kanalabschätzung zu ermöglichen. In diesem Falle wird eine Kanalabschätzung durch Verwenden der Pilottöne durchgeführt und dann gemäß der Erfindung mit jedem empfangenen Signal verfeinert. Dies verbessert die Kanalabschätzung und somit eine Entzerrung unter Umständen, wo der Kanal verrauscht ist oder relativ schnell variiert, erheblich.

Claims

Verfahren zur Kanalabschätzung und Kanalentzerrung zur Verwendung in einem OFDM-Modulationsschema, in dem ein emp- fangenes Blocksymbol ein redundantes Präfix zusätzlich zu nützlichen zu sendenden Daten umfasst, wobei das Verfahren umfasst: auf der Übertragungsseite (1) wird das redundante Präfix, das D Elemente umfasst, zusätzlich zu dem nützlichen Datenblock gesendet; und auf der Empfängerseite (100) wird ein empfangener Vektor, der sowohl das redundante Präfix als auch den nützlichen Datenblock umfasst, detektiert und gespeichert, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch: Berechnen einer Mehrzahl von Elementen einer Korrelationsmatrix R des empfangenen Vektors; und Abschätzen der Zeitdomänenkanalkoeffizienten durch entweder: i. Normalisieren mindestens einer Spalte der Korrelationsmatrix R; oder ii. Durchführen einer LU-Zerlegung einer Untermatrix von R in das Produkt einer unteren L- und oberen U-Dreiecksmatrix, wobei jede individuelle Dreiecksmatrix auf jeder ihrer Diagonalen über die selben Elemente verfügt; und Minimieren einer Abstandsmetrik zwischen L- und/oder U und einer Dreiecksmatrix, die von einem Vektor der Kanalkoeffizienten abgeleitet wird.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das redundante Präfix eine Kopie der D Elemente des nützlichen, an dem redundanten Präfix angrenzenden, Datenblocks umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei in dem Falle eines Duplizierens der letzten D Elemente des nützlichen Datenblocks die berechnete Mehrzahl von Elementen der Korrelationsmatrix R nur die letzten D Elemente der ersten Spalte der Korrelationsmatrix R umfasst, oder in dem Falle eines Duplizierens der ersten D Elemente des nützlichen Datenblocks die berechnete Mehrzahl von Elementen der Korrelationsmatrix R nur die ersten D Elemente der letzten Spalte der Korrelationsmatrix R umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei in dem Falle eines Duplizierens der letzten D Elemente des nützlichen Datenblocks die berechnete Mehrzahl von Elementen der Korrelationsmatrix R nur die untere linke D × D Untermatrix der Korrelationsmatrix R umfasst, oder in dem Falle eines Duplizierens der ersten D Elemente des nützlichen Datenblocks die berechnete Mehrzahl von Elementen der Korrelationsmatrix R nur die obere rechte D × D Untermatrix der Korrelationsmatrix R umfasst.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Kanalabschätzung auf eine vollständig blinde Art und Weise durchgeführt wird, ohne auf die Verarbeitung von Pilottönen angewiesen zu sein.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Kanalabschätzung auf eine halbblinde Art und Weise durchgeführt wird, wobei zusätzliche Pilottöne verwendet werden, um eine Kanalabschätzung durchzuführen.
Vorrichtung zur Abschätzung eines Kanals und zum Durchführen einer Entzerrung in einem OFDM-Modulationsschema, in dem ein empfangenes Blocksymbol zusätzlich zu zu sendenden nützlichen Daten ein redundantes Präfix umfasst, wobei die Vorrichtung umfasst: Detektionsmittel und Speichermittel zum Detektieren und Speichern eines empfangenen Vektors, der sowohl ein redundantes Präfix als auch nützliche Daten umfasst; und gekennzeichnet durch: Berechnungsmittel (110) zum Berechnen einer Mehrzahl von Elementen einer Korrelationsmatrix R des empfangenen Vektors; und Abschätzmittel (110) zum Abschätzen der Zeitdomänenkanalkoeffizienten durch entweder: i. Normalisieren mindestens einer Spalte der Korrelationsmatrix R; oder ii. Durchführen einer LU-Zerlegung einer Untermatrix von R in das Produkt einer unteren L- und oberen U-Dreiecksmatrix, wobei jede individuelle Dreiecksmatrix auf jeder ihrer Diagonalen über die selben Elemente verfügt, und Minimieren einer Abstandsmetrik zwischen L und/oder U und einer Dreiecksmatrix, die von einem Vektor der Kanalkoeffizienten abgeleitet wird.
Vorrichtung gemäß Anspruch 7, wobei die Berechnungsmittel (110) geeignet sind, um sowohl das redundante Präfix als auch den Teil des empfangenen Blocksymbols, der dem redundanten Präfix entspricht, zu empfangen.
Empfänger, der eine Vorrichtung gemäß Anspruch 7 oder 8 umfasst.