ES2260821T3 - Metodo y aparato para estimacion e igulacion en un canal receptor de mdfo. - Google Patents

Abstract

Aparato 100 para estimar un canal y realizar una igualación en un esquema de modulación de OFDM en el que un símbolo de bloque recibido r{sup,ig}(k) incorpora un prefijo redundante r{sup,gi}{sub,0}(k), r{sup,gi}{sub,1}(k), r{sup,gi}{sub,2}(k),... r{sup,gi}{sub,D-1(k) además de los datos útiles a enviar, comprendiendo el aparato medio de almacenamiento y detección de prefijo redundante 60, 70 para detectar y almacenar el prefijo redundante además de los datos útiles y medios de procesamiento 110 para procesar el prefijo redundante para derivar información ^C{sub,0}, ^C{sub,1},...^C{sub,D} alrededor del canal.

Description

Método y aparato para la estimación e igualación de canal en un receptor de radio.

Campo de la invención

La presente invención se refiere a un método y aparato para la estimación e igualación de canal en un receptor y en particular a un método y aparato para la estimación e igualación en un receptor que opera dentro de un esquema de modulación de Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonal (OFDM), o multiportadora, con un intervalo de guarda.

Antecedentes de la invención

Convencionalmente dentro de un esquema de modulación OFDM, la estimación de canal se realiza por comparación de un símbolo de referencia recibido de un grupo de símbolos o tono piloto con una versión almacenada localmente de la referencia o tono piloto. De esta comparación se generan coeficientes de corrección C_{0}..., C_{N} que se almacenan en memoria y se usan sobre los sucesivos grupos de datos recibidos hasta que se recibe una nueva referencia o tono piloto.

El método de estimación de canal es exitoso cuando el canal está relativamente exento de ruido y no varía rápidamente con el tiempo. En cambio, cuando el canal es ruidoso, la precisión de la estimación de canal será baja y cuando el canal varía rápidamente comparado con la velocidad con la que se transmiten los tonos (es decir con la frecuencia con la que se transmiten tonos piloto en lugar de bloques de símbolos portadores de datos), la velocidad de transmisión de tonos piloto debe incrementarse o bien la estimación del canal se hará irrealizable hacia el final de cada trama (asumiendo que los tonos piloto se transmiten al principio o al final de cada trama).

El documento "Blind Carrier Synchronization and Channel Identification for OFDM Communications", Proceedings of the 1998 IEEE International Conference On Acoustics, Speech and Signal Processing, Vol. 6, 12-15 de Mayo de 1998, páginas 3509-3512 describe un algoritmo de estimación ciega de portadora e igualador que explota la información de la estructura intrínseca de una señal OFDM.

El documento EP 0859494 describe un sistema de transmisión OFDM en el cual se generan símbolos de referencia que son indicativos de la información de fase y se insertan en un número predeterminado de símbolos en el cual la señal OFDM se demodula en base a los símbolos insertados.

El documento US 559833 describe un sistema de transmisión OFDM en el cual los bloques de símbolo se retrasan y los bloques de símbolo retrasados se restan del bloque de símbolo para generar una señal diferencia, que se usa para controlar un bucle.

Resumen de la invención

La presente invención proporciona un método y un aparato para la estimación e igualación de canal en un esquema de modulación OFDM como se describe en las reivindicaciones adjuntas.

El término prefijo redundante se usa en el contexto de la presente invención para referirnos a cualquier dato que se transmite como parte de un símbolo de bloque de datos a transmitir y es redundante en el sentido de que no incluye ninguna información que no pueda ser derivada del resto del símbolo de bloque. Como se apreciará por una persona experta en la técnica, los esquemas OFDM típicamente introducen un prefijo redundante (que se forma de modo simple a partir de un número de símbolos a transmitir como parte del símbolo de bloque) para formar un intervalo de guarda (tales símbolos se transmiten por tanto dos veces - una vez en el intervalo de guarda y otra vez más en el cuerpo principal del símbolo de bloque). El intervalo de guarda permite el empleo de un método de igualación simple (que se describirá más adelante) que toma en cuenta la interferencia entre símbolos incluso para los símbolos transmitidos al comienzo de un símbolo de bloque. Para esta metodología de trabajo el intervalo de guarda creado por el prefijo redundante debe ser como mínimo tan largo como el máximo intervalo entre símbolos interferentes creado por el canal (es decir la memoria de canal).

De acuerdo con una realización preferida, la detección de canal se realiza de manera completamente ciega solamente mediante la detección y procesamiento del prefijo redundante de forma que no es necesario detectar y procesar el tono piloto especial. Esto tiene la ventaja de permitir una mayor velocidad de datos en la transmisión ya que los tonos pilotos pueden ser reemplazados por símbolos de bloque que contengan datos.

De acuerdo con una realización alternativa preferida la detección de canal se realiza de modo semi-ciego tanto por detección y procesamiento de cada prefijo redundante que se reciba, como por detección y procesamiento de tonos piloto. En otras palabras, la estimación de canal realizada por procesamiento del prefijo redundante de acuerdo con la presente invención puede acoplarse con el método convencional de realización de la estimación del canal (por medio del procesamiento de los tonos piloto especiales) para mejorar la estimación del canal y por tanto de todo el funcionamiento del sistema (por ejemplo dando lugar a una mejora de la Tasa de Error (BER)). Esto tiene la ventaja de proporcionar una mejor detección de canal que la que puede conseguirse usando sólo tonos piloto y es particularmente ventajoso cuando el canal es ruidoso o varía de una forma relativamente rápida, como por ejemplo ocurre en una configuración de Red de Área Local Inalámbrica (WLAN) donde gente moviéndose alrededor del área local relevante (por ejemplo una oficina) puede causar un canal que varía de una forma relativamente rápida.

En la realización preferida, la etapa de procesamiento incluye la etapa de calcular alguno de los elementos de la matriz de correlación de los símbolos de bloque recibidos incluyendo el prefijo redundante. En una realización preferida los elementos proceden de la matriz de auto-correlación del símbolo de bloque recibidos (esto tiene la ventaja de facilitar información acerca del canal a identificar tan pronto como se haya recibido el primer símbolo de bloque). En la realización alternativa, proceden de la matriz de inter-correlación formada a partir de dos símbolos de bloque diferentes recibidos, siendo idealmente símbolos de bloque adyacentes.

En una realización, sólo se calculan los elementos de una parte de una única columna de la matriz de correlación. Esto permite que el canal se estime con la mínima cantidad de procesamiento requerido. En una realización alternativa, se calculan los elementos de una sub-matriz de la matriz de correlación. Esto permite una mejor estimación del canal que para ser realizado requiere un mayor procesamiento.

Breve descripción de los dibujos

Para que la presente invención pueda entenderse mejor, a continuación se describirán realizaciones de la misma sólo a modo de ejemplo y con referencia a los dibujos que acompañan, donde:

La figura 1 es un diagrama de bloques de un sistema de transmisión convencional OFDM; y

La figura 2 es un diagrama de bloques de un sistema de transmisión OFDM de acuerdo con la presente invención.

Descripción detallada de la invención

El sistema de transmisión OFDM Convencional de la Figura 1 muestra una configuración del modulador 1, un canal 4, y una configuración del demodulador 6. La configuración del modulador 1 comprende un filtro de modulación 10, un convertidor paralelo-serie 20 y un convertidor de digital a analógico 30. El canal 4 se representa por un medio de distorsión de la señal sin ruido 40 junto con un sumador 50 donde se suma el ruido con la señal distorsionada. La configuración del demodulador 6 comprende un convertidor de analógico a digital 60, un convertidor de serie a paralelo 70, un filtro de demodulación 80 y una columna de multiplicadores de igualación 90.

El sistema de transmisión OFDM de la Figura 2 es similar en muchos aspectos al sistema convencional de la Figura 1 y se ha usado parecida referencia numérica para describir elementos correspondientes. De hecho, la configuración de modulación 1 y el canal 4 de la Figura 2 son los mismos que los de la Figura 1. La única diferencia entre la configuración de demodulación 100 de la Figura 2 y la configuración de demodulación de la Figura 1 es que la configuración de demodulación 100 tiene un medio de procesamiento adicional 110 que se describirá con mayor extensión más adelante.

A continuación se describirá la operación de los sistemas de transmisión OFDM de las Figuras 1 y 2. El símbolo de bloque de datos S(k) a transmitirse se aplica al filtro de demodulación 10 que saca una señal de símbolo de bloque filtrada s(k). La señal sin filtrar S(k) puede tratarse matemáticamente como un vector de orden N (es decir que comprende N elementos) representando cada elemento s_{o}(k), s_{1}(k), ..., s_{N-1}(k) un símbolo a transmitirse. El filtro 10 puede representarse por una matriz cuadrada G(z) de orden NxN que opera sobre el vector de entrada S(k) para formar una señal de símbolo de bloque filtrada s(k) como vector de salida. Matemáticamente se representa
como:

s(k) = G(z)S(k)

A partir de la señal s(k) se forma una señal de símbolo de bloque filtrada expandida s^{ig}(k) por duplicación de los D elementos finales s_{N-1-D}, s_{N-1-(D-1)}, ..., s_{N-1}. El símbolo de bloque expandido incluye por tanto un prefijo redundante s_{o}, s_{1}, ..., s_{D} y tiene P elementos donde P=N+D. El prefijo de redundancia cíclica actúa como un intervalo de guarda como es bien conocido en la técnica de los esquemas de modulación OFDM.

La señal s^{ig}(k) entra al convertidor paralelo a serie 20 donde se convierte en un flujo de símbolos serie, a continuación pasa a través del Convertidor de Digital a Analógico (DAC) 30 y a continuación pasa a través del canal 4. El efecto del paso de la señal a través del canal 4 es equivalente a su paso a través de la distorsión sin ruido 40 que puede representarse matemáticamente como una matriz PxP C(z) y luego la suma de una señal de ruido b(z) vía el sumador 50 al vector resultante. Después de la conversión de la señal de analógico a digital por el Conversor de Analógico a Digital (ADC) 60 y la conversión de serie a paralelo por el convertidor serie a paralelo 70, se genera la señal recibida r^{ig}(k). El proceso anterior puede representarse matemáticamente por:

r^{ig}(k) = C(k)s^{ig}(k) + b(z)

\newpage

A partir de la señal r^{ig}(k) recibida inicialmente (que es un vector de orden P) se forma la señal recibida comprimida r(k) de orden N que se forma simplemente ignorando los D primeros elementos de la señal recibida que comprenden el prefijo de redundancia cíclica. La señal comprimida recibida r(k) se pasa a continuación a través del filtro de demodulación 80 para formar la señal recibida comprimida R(k). El filtro 80 corresponde a una matriz cuadrada de orden NxN G'(z) donde G(z)G'(z) = I_{NxN} (la matriz unidad). La señal recibida filtrada R(k) puede entonces igualarse de manera muy directa por multiplicación de los elementos R_{0}(k), R_{1}(k), ..., R_{R-1}(k) por los coeficientes adecuados de igualación C_{0}, C_{1}, ... C_{N} en los multiplicadores 90 para recuperar la señal deseada S(k). Los coeficientes de igualación deben compensar esencialmente los efectos adversos del canal (es decir, tales como interferencia intersímbolo y ruido).

Obsérvese que los filtros de modulación 10 y demodulación 80 deben corresponder a matrices ortogonales sin pérdidas de modo que tienen la propiedad de la reconstrucción perfecta. Un par convencional de tales matrices está formado por el par de Transformadas de Fourier Digital (DTF) en el cual la matriz de modulación 10 es la DTF inversa y la matriz de demodulación 80 es la DTF directa. Tales moduladores se usan por ejemplo en la Banda de Audio Digital (DAB) estándar. Sin embargo, pueden usarse un par de filtros más generales (que no son necesariamente escalares) los cuales pueden modelar moduladores de mayor longitud que el número de sub-bandas tales que permitan filtros más selectivos. (Tales moduladores se usan por ejemplo en el ADSL estándar).

Convencionalmente, los coeficientes de igualación se generan de forma bien conocida por medio de un tono piloto que se envía por la configuración del modulador y es conocido por el receptor. La configuración del demodulador compara luego la señal recibida R(k) con la señal enviada originalmente para establecer cuáles serían los coeficientes de igualación correctos. Este proceso es bien conocido en la técnica y por tanto no se describirá en este documento con mayor detalle, excepto para observar que el prefijo redundante recibido r^{ig}_{0}(k), r^{ig}_{1}(k), ..., r^{ig}_{D-1}(k) no se usa en absoluto en este proceso de establecimiento de los coeficientes de igualación. Por esta razón el prefijo redundante recibido se muestra en la Figura 1 simplemente ignorado o desechado después de que se hayan generado por el convertidor serie a paralelo.

Como contraste, en la configuración del demodulador 100 de acuerdo con la realización de la presente invención, el prefijo redundante r^{ig}_{0}(k), r^{ig}_{1}(k), ..., r^{ig}_{D-1}(k) se suministra al medio de procesamiento 110. El medio de procesamiento está convenientemente provisto por un Procesador Digital de Señal (DSP) adecuado tal como se encuentra comúnmente en un dispositivo de comunicación digital. Además, el medio de procesamiento 110 también recibe los D elementos finales r^{ig}_{N-1-D}(k), r^{ig}_{N-1-(D-1)}(k), ..., r^{ig}_{N-1}(k) de la señal recibida r^{ig}(k). A partir de estos elementos, el medio de procesamiento 110 es capaz de obtener información acerca del canal lo que permite que se estimen los coeficientes de igualación y se mejoren de forma iterativa o se refinen con cada símbolo de bloque adicional recibido por la configuración de demodulación 100. Los coeficientes de igualación refinados se almacenan en una memoria que se refresca constantemente con cada conjunto de coeficientes de igualación refinados generados de nuevo. Los coeficientes refinados de ese modo se aplican a continuación a los multiplicadores 90 como en el caso convencional.

Estará claro para una persona experta en la técnica que serán posibles un número de diferentes métodos de procesamiento de los elementos suministrados al medio de procesamiento 110 para obtener información acerca del canal para afinar la igualación de la señal recibida filtrada R(k). Tales métodos sin embargo estarán todos basados en la observación de que la matriz de correlación formada a partir de la señal recibida r^{ig}(k) (bien la matriz de auto-correlación formada a partir de tal señal única o la matriz de correlación formada a partir de dos señales diferentes recibidas, preferiblemente adyacentes) contiene información acerca de la distorsión creada por el canal en una sub-matriz porción de la misma.

Puede darse una justificación matemática para esta observación como sigue a continuación entre corchetes:

[Los parámetros clave del sistema son:

N

número de portadoras

D

longitud del prefijo cíclico

P

número total de símbolos a transmitir

(P = N + D)

y las señales que aparecen en el esquema se definen por:

S(k): = (S_{o}(k), ..., S_{N-1}(k)){}^{T}

s(k): = (s_{o}(k), ..., s_{N-1}(k)){}^{T}

s^{ig}(k): = (s^{ig}{}_{0}(k), ..., s^{ig}{}_{p-1}(k))^{T}

v(k): = (v_{o}(k), ..., s_{P-1}(k))^{T}

r^{ig}(k): = (r^{ig}_{0}(k), ..., r^{ig}{}_{p-1}(k))^{T}

donde

1

El método se basa en la redundancia introducida en el emisor por la adjunción del intervalo de guarda de longitud D y en la propiedad de reconstrucción perfecta reconstrucción de los filtros de bancos sin pérdidas G(z)\tilde{G} (z) = I_{NXN} donde \tilde{G} = G(z^{-1})^{H}.

La relación entre los bloques a la entrada y a la salida del canal puede expresarse como:

r^{ig} (z) = C(z)s^{ig}(z) + b(z)

donde la matriz C(z) está dada por:

2

donde (c_{0},..., c_{P-1}) = (c_{0},..., c_{L}, 0, ..., 0) es la respuesta temporal del canal y donde b(z) es la transformada z del ruido debido a b_{n} a la salida del convertidor de serie a paralelo.

Puede demostrarse que la relación entre el bloque de entrada S(z) y el bloque a la salida del canal r^{ig}(z) puede representarse como:

r^{ig}(z) = C(z)H(z)S(z) + b(z)

donde H(z) se define como H(z) = [G^{ig}(z)^{T}, G(z)^{T}] donde la matriz DxN G^{ig}(z) denota las últimas D filas de G(z).

La matriz de auto-correlación R: = E[r^{ig}(k) r^{ig}(k)^{H}] de la señal recibida de bloque r^{ig}(k) puede estimarse por un proceso iterativo y conduce a una estimación de la respuesta temporal de los coeficientes del canal por uso de la propiedad de reconstrucción perfecta G(z)\tilde{G} (z)=I_{NXN}. La estimación puede obtenerse por dos métodos con diferentes velocidades de convergencia y costes aritméticos.

Primer método

Si el ruido b(k) es blanco, la primera columna de R es igual a:

c_{0}{}^{*} \ (c_{0} ..., c_{L}) = \frac{1}{s_{s}{}^{2}} (R_{N + 1, 1},... R_{N + 1 + L, 1})

Adviértase que este resultado sólo se cumple si la longitud del prefijo cíclico es mayor que el orden del canal (L<D) que es siempre el caso en la práctica.

De este modo la respuesta temporal del canal puede calcularse como un factor escalar de la fase que a propósito es el caso para identificación ciega de canal. Sin embargo este factor no es un problema ya que puede deducirse fácilmente por observación de la forma de la constelación recibida en combinación con la codificación diferencial en el emisor.

Obsérvese que la evaluación de la matriz de inter-correlación R': = E[r^{ig}(k-1) r^{ig}(k)^{H}] de la señal recibida de bloque también conduce a la respuesta temporal de los coeficientes del canal. Por supuesto si el ruido es blanco, la columna de orden L de R'es igual a:

c_{L}{}^{*} \ (c_{0} ..., c_{L}) = \frac{1}{S_{s}{}^{2}} (R'_{L + 1, L,}... R'_{2L + 1, L})

Segundo método

Este método es más sofisticado y tiene un mayor costo aritmético pero muestra una velocidad de convergencia más rápida. Es posible elegir entre uno u otro método dependiendo de la aplicación.

Si el ruido b(k) es blanco, la descomposición de la matriz LU de la submatriz cuadrada \tilde{R} de orden (L+1)x(L+1) definida por:

\tilde{R} = R_{i + N, \ j} para 1 = i, j = L + 1

Puede conducir a una estimación del canal más precisa asumiendo que 2L< N (que es siempre el caso en sistemas estandarizados).

Por supuesto \tilde{R} puede escribirse como: \tilde{R} = L_{\tilde{R}}U_{\tilde{R}} donde L_{\tilde{R}} es una matriz triangular inferior cuadrada con el mismo elemento sobre su diagonal L_{i,j} = L_{1,1} y U_{\tilde{R}} es una matriz triangular superior cuadrada con L_{1,1}{}^{*} sobre su diagonal. Como esta descomposición es única, las dos matrices son obviamente iguales a:

(3)L_{\tilde{R}} = \tilde{H}_{0}

(4)U_{\tilde{R}} = \tilde{H}_{0}{}^{H}

donde \tilde{H}_{0} es la siguiente matriz que proporciona los coeficientes de los canales:

3

Ya que la matriz \tilde{R} es solamente estimada y no se calcula exactamente, debe resolverse uno de los sistemas lineales descritos por (3) o por (4) o por (3)+(4) en el sentido del cuadrado de término medio para estimar el canal. Esto permite una estimación más precisa del canal que con el método descrito previamente y aumenta la velocidad de convergencia.

Finalmente, obsérvese que es posible usar más elementos de la matriz de auto-correlación R en el mismo espíritu que en los dos métodos anteriores o aprovechar la ventaja de la simetría hermitiana de R (R=R^{H}) para mejorar la exactitud de la estimación.

A continuación se resumen los procedimientos de identificación del canal.

Primer método

1. evaluación de los elementos interesantes (R_{N+1, 1},... R_{N + 1 + L,1}) de la matriz de auto-correlación de la señal recibida R: = E[r^{ig}(k) r^{ig}(k)^{H}]. Esta estimación puede mejorarse posiblemente por el uso de símbolos piloto y se denomina \hat{R} en lo sucesivo.

2. normalización de la evaluación de auto-correlación para una entrada de varianza s_{s}^{2} \neq 1 (siempre se conoce la varianza de la señal de entrada):

(\hat{T}_{N + 1, 1},... \hat{T}_{N + 1 + L, 1}) = \frac{1}{s_{s}{}{^2}} \ (\hat{R}_{N + 1, 1},... \hat{R}_{N + 1 + L, 1})

3. cálculo de la estimación del primer coeficiente del canal:

\hat{c}_{0} = V \ \overline{\hat{T}_{N+1,1}}

4. cálculo de las estimaciones de los otros coeficientes de canal:

\hat{c}_{i} = \frac{1}{\hat{c}_{0}} \ {\hat{T}_{N+1+i,1}} para 1 \leq i \leq L

5. para obtener los coeficientes de igualación refinada C_{0}, C_{1,} ..., C_{N} a partir de los coeficientes de canal \hat{c}_{0}, \hat{c}_{1}, ..., \hat{c}_{D-1} es necesario transformar los coeficientes de acuerdo con la misma transformación que la proporcionada por G'(z) sobre la señal recibida comprimida r(k), y a continuación invertir estos coeficientes transformados.

Segundo método

1. evaluación de la submatriz de interés \tilde{R} de la matriz de auto-correlación de la señal recibida R donde \tilde{R} se define como:

\tilde{R}_{i, j} = R_{i + N, j} para 1 = i, j = L + 1

Esta evaluación puede mejorarse posiblemente por el uso de símbolos piloto (es decir de acuerdo con el método semi-ciego como se describe más adelante) y se denomina \hat{R} en lo sucesivo.

2. descomposición por cualquier algoritmo (Gauss, Cholesky, ...) de \hat{R} en un producto de una matriz triangular inferior L_{R} y una matriz triangular superior U_{R} con los elementos U_{i,i} = L_{i,i}^{*} (para 1 = i = L+1) sobre su diagonal:

\hat{R} = L_{R}U_{R}

3. resolución del siguiente sistema de ecuaciones:

\hat{H}_{0} = L_{R}

por ejemplo determinación de los coeficientes del canal resolviendo:

(\hat{c}_{0}, ..., \hat{c}_{L}) = argmin

\ascii\splitvert

H_{0}(c_{0}, ..., c_{L}) - L_{R} \ \text{\ascii\splitvert}

(c_{0},...,c_{L})

donde

\ascii\splitvert\splitvert

denota cualquier matriz normalizada].

De lo expuesto anteriormente puede verse que un modo de obtener la información necesaria para deducir los coeficientes de igualación refinada es simplemente por generación de los D elementos finales de la primera columna de la matriz de correlación. Esto puede hacerse fácilmente por el medio de procesamiento 110 formando la conjugada compleja del primer elemento de la señal recibida r^{ig}_{0}(k) y consecutivamente multiplicando ésta por los D elementos finales de o bien la misma señal recibida u otra para obtener los coeficientes de canal en el dominio del tiempo a partir de los cuales pueden derivarse los coeficientes de igualación refinada de una manera conocida.

Alternativamente, puede usarse un método más complicado para una mejor explotación de la información contenida en la matriz de correlación por generación de los elementos de la sub-matriz inferior izquierda entera DxD de la matriz de correlación. Esto puede hacerse por el medio de procesamiento 110 realizando la misma operación que se ha descrito anteriormente y a continuación repitiendo el proceso con valores consecutivos de r^{ig}(k) (es decir toma el conjugado complejo de r^{ig}_{1} y repite el proceso, a continuación de nuevo el complejo conjugado de r^{ig}_{2}, etc.) hasta que el proceso se ha repetido D veces en total y de esa forma se han formado todos los elementos de la sub-matriz de interés DxD.

Se observará que todos los métodos que se han descrito anteriormente asumen que el ruido añadido por el canal es blanco (es decir tiene la misma amplitud para toda la gama de frecuencias). Esta es una suposición razonable para la mayoría de las aplicaciones.

Además, si el ruido no es blanco los métodos anteriores serán aún así aplicables sólo con una ligera reducción en la precisión del resultado.

Estará claro para una persona experta en la técnica que la identificación de canal mejorada proporcionada por la presente invención puede aplicarse en varios modos diferentes. Por ejemplo el método puede usarse para permitir la estimación completamente ciega de un canal. En este caso no hay requisito para la configuración de demodulador 100 de saber como se han formado los tonos piloto, ni hay ningún requisito para la configuración del modulador 1 de enviar tonos piloto. Esto permite claramente conseguir una mayor velocidad de datos que con un sistema convencional en el cual se deben transmitir tonos piloto de forma regular. Alternativamente, el método puede usarse para permitir la estimación semi-ciega del canal. En este caso la estimación del canal se realiza usando los tonos piloto y a continuación se refina con cada señal recibida de acuerdo con la invención. Esto mejora la estimación del canal en gran medida y por lo tanto la igualación en circunstancias en las que el canal es ruidoso o varía de forma relativamente rápida.

Claims (9)

1. Un método de estimación de canal e igualación para uso en un esquema de modulación OFDM en el cual un bloque de símbolo recibido incorpora un prefijo redundante añadido a los datos útiles a enviar, método que incluye,

del lado de transmisión (1) se envía el prefijo redundante que comprende D elementos añadido al bloque de datos útiles; y

del lado del receptor (100), se detecta y se almacena un vector recibido que comprende tanto dicho prefijo redundante como dichos datos útiles

método caracterizado por;

cálculo de una pluralidad de elementos de una matriz de correlación R del vector recibido; y

estimación de los coeficientes de canal en el dominio del tiempo por uno cualquiera de:

i. normalización de al menos una columna de la matriz de correlación R; o

ii. realización de una descomposición LU de una sub-matriz de R en el producto de una matriz L inferior y una matriz U superior triangulares, donde cada matriz triangular individual tiene los mismos elementos sobre cada una de sus diagonales; y

minimización de la distancia métrica entre al menos una de las matrices L o U y una matriz triangular derivada a partir de un vector de los coeficientes del canal.

2. Un método como el reivindicado en la reivindicación 1 en el cual el prefijo redundante comprende una duplicación de los D elementos del bloque de datos útiles adyacentes al prefijo redundante.

3. Un método como el reivindicado en la reivindicación 2 en el cual; en el caso de duplicación de los D elementos finales del bloque de datos útiles, la pluralidad de elementos calculados de la matriz de correlación R comprende sólo los D elementos finales de la primera columna de la matriz de correlación R, o

en el caso de duplicación de los primeros D elementos del bloque de datos útiles, la pluralidad de elementos calculados de la matriz de correlación R comprende sólo los D primeros elementos de la última columna de la matriz de correlación R.

4. Un método como el reivindicado en la reivindicación 2 en el cual; en el caso de duplicación de los D elementos finales del bloque de datos útiles, la pluralidad de elementos calculados de la matriz de correlación R comprende sólo la sub-matriz DxD de la parte inferior izquierda de la matriz R, o,

en el caso de duplicación de los D primeros elementos del bloque de datos útiles, la pluralidad de elementos calculados de la matriz de correlación R comprende sólo la sub-matriz DxD de la parte superior derecha de la matriz R.

5. Un método como en el reivindicado en una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 4 en el cual se realiza la estimación del canal de manera completamente ciega sin basarse en el procesamiento de los tonos piloto.

6. Un método como en el reivindicado en una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 4 en el cual se realiza la estimación del canal de manera semi-ciega por el uso adicional de tonos piloto para realizar la estimación del canal.

7. Aparato para la estimación de un canal y realización de igualación en un esquema de modulación OFDM en el cual un símbolo de bloque recibido incorpora un prefijo redundante añadido a los datos útiles a enviar, aparato que comprende;

medio de detección y almacenamiento para la detección y almacenamiento de un vector recibido que comprende tanto el prefijo redundante como los datos útiles;

y caracterizado por;

medio de cálculo (110) para el cálculo de una pluralidad de elementos de la matriz de correlación R del vector recibido; y

medio de estimación para la estimación de los coeficientes de canal en el dominio del tiempo por uno cualquiera de:

i. normalización de al menos una columna de la matriz de correlación R; y

ii. realización de una descomposición LU de una sub-matriz de R en un producto de una matriz inferior L y una superior U ambas triangulares donde cada una de las matrices triangulares individuales tiene los mismos elementos sobre cada una de sus diagonales, y minimización de la distancia métrica entre al menos una de las matrices L o U y una matriz triangular derivada de un vector de los coeficientes de canal.

8. Aparato como el reivindicado en la reivindicación 7 en el cual el medio de cálculo (110) se adapta para recibir tanto el prefijo redundante como la porción del símbolo de bloque recibido que corresponde al prefijo redundante.

9. Un receptor que incorpora un aparato como el reivindicado en una cualquiera de las reivindicaciones 7 u 8.