WO2007126073A1

WO2007126073A1 - 受信機、送信機、伝送システム、及び伝送方法

Info

Publication number: WO2007126073A1
Application number: PCT/JP2007/059232
Authority: WO
Inventors: Hideaki Sakai; Kazunori Hayashi; Yoji Okada; Tadashi Araki
Original assignee: Sumitomo Electric Industries, Ltd.; Kyoto University
Priority date: 2006-04-27
Filing date: 2007-04-27
Publication date: 2007-11-08
Also published as: TW200803194A; US20090104876A1; JP5046317B2; CN101480007A; US8204465B2; JP2007295494A

Abstract

　受信信号よりも大きな瞬時電力を持つ雑音による影響を低減する。送信側から送信された信号ブロックを受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方式用の受信機において、受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出する局所ノイズ検出部と、受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部と、局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う等化器と、を備えている。

Description

明細書

受信機、送信機、伝送システム、及び伝送方法

技術分野

[0001] 本発明は、ブロック単位で等化処理を行うブロック伝送方式における受信機、送信機、伝送システム、及び伝送方法に関するものであり、より具体的には、ブロック伝送方式において、都市雑音のように瞬間的に振幅が大きくなる雑音による影響を低減するための技術に関するものである。

背景技術

[0002] ブロック伝送方式は、複数のシンボル力構成される信号ブロックを送信し、受信側ではこのブロック毎に等化や復調の処理を行うものである。

ブロック/ IS送方式とし飞は、 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 直交周波数分割多重)方式や、シングルキャリア変調方式にサイクリックプレフィックスを適用した SC— CP(Single Carrier block transmission with Cyclic Prefix)方式などを挙げることができる。

[0003] SC— CP方式は、 OFDM方式と同様に、ガード区間（Guard Interval)にサイクリツクプレフィックスを挿入して伝送し、受信側で離散周波数領域等化を行う伝送方式である。

ここで、等化とは、受信信号力信号伝送路による影響を取り除く処理をいう。 SC — CP方式では、離散周波数領域の等化器が用レ、られる。これは、 CP除去後の受信信号ベクトルを離散フーリエ変換し、変換領域で各周波数成分毎にウェイトを乗算し、離散フーリエ逆変換によって再び時間領域の信号に戻すことで等化を実現する等化器である。

[0004] このような等化器については、例えば、林和則「変復調と等化方式の基礎（Fundam entals of Modulation/Demodulation and Equalization Technologies)」 Proc.MWE200 4，pp.523-532,2004に説明されている。

発明の開示

[0005] 従来の伝送方式は、受信信号に比べて振幅が比較的小さく信号全体に分布する白色ガウス雑音への対処を考慮して開発されている。

しかし、都市雑音のように、受信信号よりも大きな瞬時電力を持つインパルス性の雑音（図 18参照）は、白色ガウス雑音モデルとは振る舞いが異なる。このため、都市雑音のような雑音が存在すると、従来の伝送方式ではうまく復調できないことが多い。しかも、都市雑音は、時間的にはブロック中に局所的に存在し、かつ振幅が大きい。この結果、周波数領域等化処理時において、全周波数帯域に悪影響を与え、等化処理がうまくできなくなる。

このように、インパルス性の都市雑音のように受信信号よりも大きな瞬時電力を持つ雑音は、受信を不可能にするか伝送誤り率を低下させる重大な要因となる。

[0006] ところ力従来、ブロック伝送方式において、受信信号よりも大きな瞬時電力を持つ雑音（以下、局所ノイズともいう）をキャンセルする手法は存在しなかった。

そこで、本発明は、受信信号よりも大きな瞬時電力を持つ雑音による影響を低減するための新たな技術を提供することを目的とする。

[0007] 本発明は、送信側から送信された信号ブロックを受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方式用の受信機において、受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出する局所ノイズ検出部と、受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部と、局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う等化器と、を備えている。

[0008] 本発明によれば、受信機は、局所ノイズが存在していても、これを消失させる。そして、局所ノイズが消失した受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う。したがって、局所ノイズが、等化処理の際に、広範な周波数領域に与える悪影響を低減することができる。

[0009] 前記局所ノイズ検出手段は、受信信号ブロックの信号振幅が所定のしきい値を超えた範囲を局所ノイズとして検出するのが好ましい。

[0010] また、前記局所ノイズ検出手段は、少なくとも受信信号ブロックにおける局所ノイズの位置及びノイズ幅を検出するのが好ましレ、。

[0011] 局所ノイズ消失受信信号ブロックをとしたときに、前記等化器は、下記式により等化処理を行うのが好ましい。

[数 7]

ただし、 Dは、離散フーリエ変換行列であって、下記式で与えられる _c

園

D^tfD=I (Ι は ΜΧΜの単位行列）

Μはプロック長。また、 Γは、 { γ „, ···, jを対角成分にもつ対角行列であって下記式で与えられる。

[数 9]

₊ —

M² ^U ) al

ト cos ^

Μ- σ_ηは rの雑音成分の分散値。

は r'の信号成分の分散値。

Pは局所ノィズ幅。えは複素共役。

/1 = U₀， --- , —丄 }は伝送路のインパルス応答 h …，）の離散フーリエ変換。前記局所ノイズ消失受信信号ブロックの生成の際に局所ノイズとともに消失させた信号成分を表す消失信号レプリカを、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて生成する消失信号レプリカ生成部を備え、前記等化器は、前記消失受信信号ブロックに前記消失信号レプリカを補充した消失信号補充受信信号ブロックに対して等化処理を行うのが好ましい。局所ノイズ消失受信信号ブロックの生成の際に局所ノイズとともに消失させた信号成分を表す消失信号レプリカを、前記消失受信信号ブロックに加算した消失信号補充受信信号ブロックに対して、等化処理を行えば、局所ノイズ消失処理を行ったことによって発生する悪影響を低減することができる。

[0013] 送信側から送信された送信信号ブロックを、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて、仮推定する送信信号ブロック仮推定部を更に備え、前記消失信号レブリカ生成部は、前記消失信号レプリカを、仮推定された送信信号ブロックに基づいて生成するのが好ましい。

[0014] 前記消失信号レプリカ生成部は、前記消失信号のレプリカを、以下に定義される消失送信信号に基づいて生成するのが好ましい。消失信号レプリカを演算する場合に、実際に必要な信号は、下記式で定義される消失送信信号であるから、これを利用することで、演算を効率化することができる。

[数 10]

' ί-L, i+P -1」

消失送信信号 L≤ i≤ M— P

M-L-ii ' ^S i+P -l 0≤i≤L -l ただし、送信信号ブロック S (77) = M-l

2は局所ノィズの始まり位置。 Pは局所ノィズ幅。 ^はブロック長。 Lは伝送路の次数。

[0015] 前記消失信号レプリカ生成部は、仮推定された送信信号ブロックのうち消失送信信号以外の成分を、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックから取り除くことによって得られる消失受信信号を演算し、前記消失受信信号に基づいて前記消失送信信号を復元し、復元された消失送信信号に基づいて、消失信号のレプリカを生成する、のが好ましい。

仮推定された送信信号ブロックのうち、消失送信信号は、電力が小さぐ比較的不確かである。そこで、仮推定された送信信号ブロックのうち消失送信信号以外の成分 (比較的確力な成分)を、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックから取り除くことによつて得られる消失受信信号を演算する。そして、前記消失受信信号に基づいて前記消失送信信号を復元することで、精度が高まる。

[0016] 消失信号補充受信信号ブロックを r"としたときに、前記等化器は、下記式により等化処理を行うのが好ましい。

[数 11]

[数 12]

は送信信号振幅の分散値、は受信機の熱雑音振幅の分散値尸は局所ノイズ幅。 :は/^の複素共役。

A = { Z _Q ,■■■ ，/2 —丄 }は伝送路のインパルス応答 h = { ?₀，， …， ^の離散フーリエ変換。

[0017] 受信機は、局所ノイズのノイズ幅及び/又は信号伝送路の伝達関数の次数に関する情報を送信機に送信可能に構成されているのが好ましい。送信機は、局所ノイズのノイズ幅及び/又は信号伝送路の伝達関数の次数に関する情報を受信機から受信できるため、送信機において、送信信号に適切な遅延量を与えることができる。

[0018] 送信機に係る本発明は、受信信号ブロックから局所ノイズを除去して等化処理を行うことができる信号ブロックを受信機に対して送信するための送信機であって、前記受信機において認識される信号伝送路の伝達関数の次数が、実際の伝送路の伝達関数の次数よりも大きくなるように、送信される信号ブロックの遅延信号を発生させる遅延発生部を備えてレ、ることを特徴とする。

受信機において認識される次数が、実際の伝送路の次数よりも大きくなるように、送信される信号ブロックの遅延信号を発生させると、受信機では、局所ノイズ消失処理によって消失した信号成分を復元することができる。

[0019] 前記遅延発生部は、前記受信機において認識される信号伝送路の伝達関数の次数が大きくなるように、送信信号ブロックを異なる位置から送信する複数のアンテナによって構成されてレ、るのが好ましレ、。 [0020] また、前記遅延発生部は、前記受信機において認識される信号伝送路の伝達関数の次数が大きくなるように、送信信号ブロックに遅延を持つ遅延送信信号ブロックを合波して送信するよう構成されてレヽてもよレヽ。

[0021] さらに、前記遅延発生部によって発生する遅延を Dとし、実際の伝送路の伝達関数の次数を Lとし、局所ノイズのノイズ幅を Pとすると、前記遅延発生部によって発生する遅延 Dは、 P≤D + Lを満たすのが好ましい。

[0022] また、受信信号ブロックに含まれる局所ノイズのノイズ幅及び/又は信号伝送路の伝達関数の次数に関する情報を受信機力受信可能な送信機であって、前記受信機において検出される信号伝送路の伝達関数の次数が、実際の伝送路の伝達関数の次数よりも大きくなるように、送信される信号ブロックの遅延信号を発生させる遅延発生部を備え、前記遅延発生部は、前記受信機から送信された局所ノイズ幅及び/ 又は伝達関数次数に関する情報に応じた遅延量の遅延信号を発生するのが好ましレ、。

[0023] ブロック伝送システムに係る本発明は、送信側から送信された信号ブロックを受信側で受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送システムにおいて、受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出する局所ノイズ検出部と、受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部と、局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う等化器と、を備えていることを特徴とする。

[0024] ブロック伝送方法に係る本発明は、送信側から送信された信号ブロックを受信側で受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方法において、受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出するステツプと、受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成するステップと、局所ノィズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行うステップと、を含むことを特徴とする。

図面の簡単な説明 [0025] [図 1]SC— CP伝送システムの基本構成図である。

[図 2]SC— CP伝送方式におけるデータ構造図である。

[図 3]第 1実施形態に係る伝送システムの構成図である。

[図 4]局所ノイズ検出原理を示す図である。

[図 5]局所ノイズ消失前後の受信信号ブロックを示す図である。

[図 6]等化器のブロック図である。

[図 7]第 2実施形態に係る伝送システム構成図である。

[図 8]第 3実施形態に係る消失信号レプリカ生成部を示すブロック図である。

[図 9]局所ノイズ消失受信信号ブロック及び消失信号レプリカの特徴を示す図である

[図 10]関係式 Aの証明図である。

[図 11]関係式 A力変形式 B及び変形式 Cを導く説明図である。

[図 12]第 4実施形態に係る伝送システムの構成図である。

[図 13]局所ノイズ消失処理を行っても信号が復元されることの原理図である。

[図 14]第 5実施形態に係る伝送システムの送信機を示す図である。

[図 15]第 5実施形態に係る伝送システムの構成図である。

[図 16]実施例の BER特性 (P = 1 )を示すグラフである。

[図 17]実施例の BER特性 (P = 6)を示すグラフである。

[図 18]局所ノイズを示す図である。

発明を実施するための最良の形態

[0026] 以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

まず、理解の容易のため、ブロック伝送方式の一例である SC— CP方式における伝送システム基本構成を説明し、その後、本発明を適用した SC— CP方式伝送システムについて説明する。

[0027] [SC— CP方式伝送システムの基本構成]

図 1は、 SC— CP方式伝送システムの基本構成を示している。この伝送システムは、送信機 10及び受信機 20を含んでおり、送信機 10から送信された信号は伝送路 3 0を経由して受信機 20によって受信される。 [0028] また、図 2は、上記伝送システムにおける伝送データ形式 (フレーム構造)を示している。図 2に示すように、複数のデータブロックに対してプリアンブルブロックを付加したものをフレームと呼ぶ。データブロック（以下、単にブロックということもある）は、複数の複素ベースバンド信号（M個のシンボル）力なるブロック本体部に対し、サイクリツクプレフィックス（K個のシンボル）を付加したものである。なお、以下では、サイタリックプレフィックスを単に CPということもある。また、シンボルといった場合、通常、複数ビットを 1つのシンボルに割り当てたものをいう力ここでは 1ビットだけが 1つのシンポルに害 ijり当てられたものであってもよい。

[0029] 前記プリアンブルブロック（以下、単にプリアンブルということもある）とは、フレームの先頭に付加した既知信号のことをいう。プリアンブルは、シングルキャリアブロック伝送においては周波数伝達関数を推定するのに用いられ、そのほか受信機でクロックや周波数の同期を取るのにも用いられる。

[0030] プリアンブルとしては、例えば、 PN (Psuedorandom Noise)信号系列、チヤープ（chi rp)信号などが考えられる。ここで、 PN信号の詳細は [横山光雄「スペクトラム拡散通信システム」科学技術出版社 P.393, 6.3 PN系歹 IJ]を参照。

[0031] チヤープ信号は「線形に周波数が増加する正弦波」であり、文献 [J. Cioffi and J. A.

C. Bingham, A Data— Driven Multitone Echo し anceller, IEEE Transactions on し o mmunications, Vol.42, No.10， p.2853-2869, 1994B]に生成法が記載されている。時間軸と周波数軸の両方で振幅を一定にできるメリットがある。

[0032] 前記パイロット信号は、データブロックに坦め込まれた既知信号である。シングルキャリアブロック伝送方式においては周波数伝達関数を推定するのに用いられる。そのほか受信機でクロックや周波数の同期を取るのにも用いられる。例えば、文献 [K. Ha yashi and b. Hara, A New spatio - Temporal Equalization Method Based on Estimat ed Channel Response, IEEE Transactoins on Vehicular Technology, Vol. 50， No.5, p.1250-1259, 2001.]の Fig.3では、データチャネルに抑圧された PN系列を使う例が示されている。

[0033] CPは、ブロック本体部の最後の K個（K < M)の成分をそのままの順序でブロック本体部の先頭にコピーしたものである。 CPを送信信号ブロックに付加すると、ブロック間干渉を除去でき、周波数領域等化時の性能が向上する。

ブロック間干渉（Inter - Block Interference,以下 IBIともいう）は、信号伝送経路において生じた前ブロックの遅延信号が現ブロックの信号と重なることによって生じるものである。

CPが付加されていると、前ブロックの遅延信号が現ブロックの CP内にとどまつている限り、ブロック間干渉による影響を除去することが可能である。この点についての詳細は、前記の「林和則「変復調と等化方式の基礎（Fundamentals of Modulation/De modulation and Equalization Technologies)」 Proc.MWE2004,pp.523 - 532,2004」に説明されている。

[0034] 以下では、送信機 10及び受信機 20の主要な機能を、数式を用いつつ説明する。

まず、送信機 10は、送信データを、 M個のシンボルごとにブロック化する（ブロック本体部生成処理)。式（1)は、ブロック本体部 s (n)を示している。なお、下記式（1)において、 nはブロック毎に付けられた番号であり、 nを現ブロックの番号とすると、 n— 1は前ブロックの番号である。

[数 13] s (n) = [ s₀(n) , _Sl (n) , … ， ^^―丄（") (1)

[0035] 続いて、送信機 10は、式（1)で示すブロック本体部に、 CPを付カロし、 CP付きブロックを生成する。式（2)は、 CP付加処理を示している。送信機 10は、この CP付きプロックを変調し、送信する。

[数 14] s (") = T_CP s ( (2)

[0036] 上記式（2)におレ、て、 T は、ブロック本体部 s (n)の最後の K個の成分をそのまま

CP

の順序で先頭にコピーする操作を表しており、具体的には、式（3)で示される操作である。

[数 15] 行列サイズ：（ + ) X (3)

[0037] 送信機 10から送信された信号ブロックは、信号伝送路 30による影響を受けた状態で、受信機 20によって受信され、復調される。

受信機 20は、伝送路 30の伝達関数推定部 21を備えており、この伝達関数推定部 21は、プリアンブルやパイロット信号に基づいて、伝送路 30の伝達関数 (インパルス応答) h= {h， h， · · ·， h }を推定する。伝達関数の推定は、プリアンブルやパイロッ

0 1 L

ト信号をフーリエ変換 (FFT)した結果に基づいて行われる。推定された伝達関数は、受信信号ブロックの等化処理のために等化器 23に与えられる。

[0038] なお、伝達関数推定は、フレーム先頭のプリアンブルだけでも行うことができるが、ブロックに合成されたパイロット信号によって推定された伝達関数を更新 (修正)することで、時々刻々と変化する伝送路の伝達関数をより正確に推定することができる。

[0039] また、受信機 20は、伝送路 30の次数判定部 22も備えており、この次数判定部 22 によって伝送路 30の次数 Lを判定する。次数 Lの判定は、伝達関数推定部 21と同様にフーリエ変換（FFT)によって行ってもよいし、 AIC (AKAIE Information Criterion) や MDL (Minimum Description Length)などの次数判定アルゴリズムによって行っても良い。

なお、フーリエ変換によって次数判定を行う場合、フーリエ変換結果に基づき、信号以外の熱雑音部分を所定のしきい値によって除去した場合の信号の最大遅延から求めればよい。求めた次数 Lは、受信機 20における様々な演算などに用いられる。

[0040] さて、前述のように、伝送路（通信路）のインパルス応答を h= {h , h , · · · , h }とす

0 1 L ると、受信機 20における受信信号ブロックは、式 (4)のように表される。

[数 16] r (n) = [ r₀(n) , … ， — ) ]

1

s ( ） )1 ⁽⁴⁾

[0041] ただし、 Hは式（5)のように表せる。

[数 17] 行列サイズ：（j +jf) X2(if+ ） (5)

^H

o o さらに、 Hを（M + K) X (M + K)の 2つの部分行列 H , H

o……

(6)

に分解すると、受信信号ブロックは、

[数 20]

r (Λ)= + H₀s (n) + n (n)

= HJcp s(n-l)+ H₀T_CP s (^) + n 行列サイズ：（ T+Zr) X 1 (8) となる。ここで、式 (8)の右辺第 1項は、（n_l)番目の送信信号ブロック（前ブロック) からの信号成分であり、ブロック間干渉 (IBI)成分を表してレ、る。

受信機 20では、受信したブロックから CPを除去する処理を行う。数式で表すと式 ( 9)のようになる。

[数 21] 行列サイズ： MX 1

= R_CP H₁T_CPs(^-l) + R_CPH₀T_Cp s (n) + R (n)

式（9)において、 R は、 CPを除去する操作を表しており、 CP除去操作は、式（10 )のとおりである。

[数 22]

- 行列サイズ： MX ( M+ K) (10)

[0045] このとき、 CP長 Kと伝送路の次数 L (物理的には伝送路のインパルス応答長 Lに相当）に関し、 K≥L、すなわち、 CP長 Kが伝送路の次数 L以上であれば、送信信号ブロックにかかわらず、 R H =0なので、 CP除去後の受信信号 r(n)は、

CP 1

Λ，， o■…·■

[数 23]

r (") = R_CPH₀ "(") + R_CPn( 3)

(11)

= R_CpH₀T_CPs(/2) + R_CP n(") となり、ブロック間干渉成分が除去される。

[0046] さて、式（11)の R HT を展開すると以下のようになる _c

CP 0 CP

[数 24] o… o _L

h

^CP HQT CP = o = c (12)

0 O ,

[0047] 式（12)のような構造を持つ行列は、巡回行列（Circulant Matrix)と呼ばれ、「離散フーリエ変換（DFT： Discrete Fourie Transform)行列によってュニタリ相似変換が可能である。」という性質を持つ。

[0048] 巡回行列の性質を用いると、

[数 25]

C =D^ffAD (¹³) と書ける。

[0049] ただし、

[数 26]

[数 27]

O^ffO=l_M (I は MXMの単位行列）である。

[0050] 式（11)の右辺第 2項の雑音成分を n (n)とおくと、 CP除去後の受信信号 r (n)は、以下のように書き表せる。

[数 28]

r ( ) = D^ADs (n) + n (ή) (16)

[0051] 等化器 23において行われる周波数領域等化処理は、 CP除去後の受信信号ブロックを離散フーリエ変換し、変換領域で各周波数成分毎にウェイトを乗算し、離散フーリエ変換によって再び時間領域の信号に戻す、ことで等化を実現する。このため、広範な周波数帯域に影響を与えるバースト状の局所ノイズが存在すると、周波数領域等化時に広範な周波数帯域で、悪影響を受ける。

さて、離散周波数領域でのウェイトを { γ , · · ·， γ }とし、これを対角成分にも

0 M- 1

つ対角行列を Gとすると、等化器出力の信号は、下記式のようになる。

[数 29]

i (77)

[0052] また、前記の「林和則「変復調と等化方式の基礎（Fundamentals of Modulation/De modulation and Eaualization Technologies) J Proc.MWE2004, p.523-532, 2004 Jには、ゼロフォーシング（ZF, zero forcing)基準の等化器ウェイトと最小 2乗誤差（Minim urn Mean;Square - Error, MMSE)基準の等化器ウェイトが示されている。

[0053] [数 30]

ZF等化器ウェイト

yi = -^— , i =0，… ， M-1 (18)

.

[0054] [数 31]

丽 SE等化器ウェイト

*

= _{| 2} ， ₂ , ^0 , ·■· , M-l (19) び】は信号 s ( の分散値、は雑音 n (^の分散値

はの複素共役

[0055] ここで、 L= { , · · · , λ }は式（14)より伝送路のインパルス応答の離散フーリエ

0 M- 1

変換である。これらのウェイトを用いたシミュレーション例も前記の「林和則「変復調と等ィ匕方式の楚 (Fundamentals of Modulation/Demodulation and Equalization Tec hnologies)」 Pro MWE2004,卯 .523-532, 2004」に示されてレ、る。シングルキャリアブロック伝送方式の MMSE基準等化器は ZF基準等化器に比べて特性が優れている。

ZF基準等化器が MMSE基準等化器に劣る主な要因は、雑音増強（Noise ENhancement) である。雑音増強とは「ある周波数での通信路の応答 λが 0または 0 i

に近レ、値を取った場合、その周波数におけるウェイトは非常に大きな値をとり雑音が増幅されてしまう」現象である。

[0056] 等化器 23の等化処理によって、伝送路による影響を低減させた送信信号ブロックを受信機 20において再現できる。続いて、信号判定部 24において、シンボルを決定すること力 Sできる。信号判定部 24は、同じシンボルを示す信号であっても、雑音の影響等によって、位相や振幅が一定でないことから、所定の基準（しきい値）によって、シンボルを決定するためのものである。

[0057] [第 1実施形態]

図 3は、本発明の第 1実施形態に係るブロック伝送システムを示している。なお、第 1実施形態において、特に説明しない点は、図 1の伝送システムと同様である。

図 4に示すように、都市雑音の影響を受ける伝送路 30の場合、受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズ (以下、バーストノイズとレ、うこともある）が含まれることがある。

[0058] 図 3に示すように、受信機 20は、受信信号ブロックに含まれる局所ノイズを検出するための局所ノイズ検出部 25を備えている。局所ノイズ検出部 25は、所定のしきい値より大きな信号振幅を持つ範囲の信号を局所ノイズ (バーストノイズ)として検出する。

[0059] また、受信機 10は、受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノィズ消失処理部 27を備えている。なお、以下では、説明の簡単化のため、局所ノイズは、受信信号ブロックにおいて、 1箇所だけ出現しているものとするが、実際には、局所ノイズは受信信号ブロック中の複数箇所に存在していてもよい。

[0060] 図 4に示すように、局所ノイズを検出するためのしきい値は、受信信号ブロックの通常の信号振幅よりも大きい値に設定されている。具体的には、しきい値は、受信信号ブロックの通常の信号振幅よりも 20dB〜30dB以上大きいのが好ましい。

局所ノイズ検出部 25は、受信信号ブロックにおける局所ノイズの位置と、そのノイズ幅を検出する。本実施形態では、局所ノイズの位置は、ノイズの始まり位置 iとして検出され、ノイズ幅は、ノイズの始まり位置 iからノイズが存在する幅（時間幅） Pとして検出される。

なお、局所ノイズが存在する範囲を特定する仕方は、上記 i, Pに限られるものではなぐ例えば、局所ノイズの始まり位置及び終わり位置で、局所ノイズ範囲を特定してもよレ、。以下では、 iと Pによって局所ノイズの範囲を特定した場合についての処理を説明する。

[0061] 図 5 (a)は、局所ノイズ消失処理部 27によって局所ノイズを消失させる前のブロックを示し、図 5 (b)は、局所ノイズを消失させた後のブロックを示している。図 5 (a) (b)から明らかなように、局所ノイズ消失処理部 27では、検出された局所ノイズが存在する時間の信号をすベて 0にする。すなわち、受信信号ブロック中、局所ノイズが存在する範囲のシンボル（位置 iから P個のシンボル）が 0になっている。局所ノイズ消失処理によって、局所ノイズが存在する範囲における本来的な受信信号成分 (データ信号)も消失するが、等化処理において広い周波数領域に悪影響を与える局所ノイズを除去することができる。

[0062] 局所ノイズ消失処理後の受信信号ブロック (局所ノイズ消失受信信号ブロック) r'を数式化すると下記の通りである。なお、図 3では、 CPを除去する前のブロックを対象にして、局所ノイズを検出するとともに当該局所ノイズを消失させているが、以下では、理解を容易とするため、 CPを除去したブロック（ブロック長 =M)から局所ノイズを消失させた場合にっレ、て説明する。

まず、局所ノイズが考慮されていない受信信号を表す式 (8)において、局所ノイズを考慮すると、式 (8)は式（20)のようになる。つまり、局所ノイズ消失処理前の受信信号ブロックは、式（20)のように表される。

[数 32] r (n)= H₁s (n -l )+ E_(}s (n) + η (η) + ν (ή) ^ = H₁T_CPs(^-l)+ H₀T_CPs (η) + η (η) + ν (η)

ただし、 ΫΟ)は局所ノイズ

なお、式（20)において、局所ノイズは、連続した Ρ個の複素ベースバンド信号区間にわたつて大きな振幅を持つバースト状の雑音と仮定している。

[0063] そして、 CP除去及び局所ノイズ消失処理がなされた局所ノイズ消失受信信号プロック r 'は、式（9)、式（16)に示す CP除去後受信信号 r(n)に対して局所ノイズ消失処理を行ったものと等価であるから、式（21)のようになる。

[数 33]

r'(n)= P^_pr(n)

= P._{j P} s (n) + P-_{j P}n(n) (²¹) [0064] ただし、 P は、

i, P

[数 34]

P_y p = diag [ 1···1 0_1Xf 1-'·1 ] 行列サイズ： X (22)

J'-I個な- -尸個であり、 CP除去後の M個の信号のうち、 i番目力 P個分の信号（シンボル）が局所ノィズ消失処理により、 0に置き換えられたことを意味する（図 5 (a) (b)参照）。なお、式 (22)中の diagは対角行列を意味する。

[0065] 以上のようにして得られた局所ノイズ消失受信信号ブロックに対して、等化器 23によって周波数領域での等化処理を行っても、広範な周波数領域に対して悪影響を与える局所ノイズが消失しているため、誤り率を良好にすることができる。

[0066] しかも、通常の伝送路 30では、伝搬遅延が発生するものであり、このような伝搬遅延信号の存在により、局所ノイズによって消失した本来的なデータ信号 (消失信号）が、自然に復元される。つまり適切な遅延信号が存在する伝送環境下では、消失信号は、受信機 20において復元可能であり、精度良い伝送が実現される。なお、この点についての詳細は後述する。

[0067] 等化器 23は、図 6に示すような構造を持ち、式（23)の処理を行うものが好ましい。

[数 35]

s_fde(n) = D^r Dr' (^) (23)

[0068] ただし、式（23)において、 Dは、式（15)で表される DFT行列である。 Γは、離散周波数領域での等化器 23のウェイトを { γ ， · · ·， γ }としたときに、これを対角成分に持つ対角行列である。そして、等化器 23のウェイト { γ―， · · ·， }には、式（18 )や式（19)を用いてもよいが、式（24)がより望ましい。

[数 36]

ηι = 0 M- \ σ_ηは受信信号 r ( の雑音成分 ,_P )の分散値。

は受信信号 r ( の信号成分 P，pC_S (")の分散値。

はの複素共役。

[0069] 式（24)は、式（19)に示す MMSE等化器ウェイトにおいて、局所ノイズを消失させたことによる影響を反映させた局所ノイズ消失受信信号ブロック用 MMSE等化器ゥエイトを示している。

式（24)の等化器ウェイトを持つ等化器 23であれば、式（19)の従来の MMSE等化器ウェイトよりも、局所ノイズ消失受信信号ブロックに適した等化器ウェイトとなり、従来の MMSE等化器ウェイトを用いた場合よりも特性が向上する。

[0070] [第 2実施形態]

図 7は、第 2実施形態に係る伝送システムを示している。なお、第 2実施形態において、特に説明しない点は、図 1の伝送システム及び第 1実施形態に係る伝送システムと同様である。

第 1実施形態の受信機 20と同様に、第 2実施形態の受信機 20は、局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行うものである。ただし、第 1実施形態の受信機 20では、局所ノイズ消失受信信号ブロックに対して、直接、等化処理を行うのに対し、第 2実施形態の受信機 20は、局所ノイズ消失受信信号ブロックに更に処理を施してから等化処理を行うように構成されている。

[0071] 具体的には、第 2実施形態の受信機 20は、送信信号ブロック仮推定部 28及び消失信号レプリカ生成部 29aを備えている。そして、送信信号ブロック仮推定部 28及び消失信号レプリカ生成部 29aによって、局所ノイズ消失処理時に受信信号力消去してしまった信号成分 (消失信号)のレプリカを生成する。そして、第 2実施形態の受信機 20では、この消失信号レプリカを、式（21)で示される局所ノイズ消失受信信号ブロックに加算し、消失信号補充受信信号ブロックを生成する。

[0072] 消失信号補充受信信号ブロックは、局所ノイズ消失受信信号ブロックに比べて、消失信号のレプリカが補充されている分、良好な等化処理が行える。また、消失信号補充受信信号ブロックでは、式（24)のような複雑な演算を要する等化器ウェイトではなぐ式（18)式（19)に示すような従来の等化器ウェイトで等化処理を行うこともできるため、演算を簡素化（高速化)することができる。

[0073] 以下では、送信信号ブロック仮推定部 28及び消失信号レプリカ生成部 29aの処理を数式に基づいて更に詳細に説明する。

まず、局所ノイズ消失受信信号ブロックは、式（25)のように表される。なお、式（25) の 1行目の式は、式（21)の 2行目の式と同じものである _c

[数 37]

r n) = P_i. _pCs { ) + P_{y p}^ {n)

(25)

= Cs (n)—c _ISI s (n) + p . _pn {n)

[0074] ただし、

[数 38]

ISI = C - P_{y i} C (26) とおく。ここで Cは式（12)で表される巡回行列である。

[0075] 式（16)との対比から明らかなように、理論的には、式（25)の局所ノイズ消失受信信号ブロックに、 C s (n)を加算できれば、局所ノイズの影響を受けてレ、なレ、受信信

ISI

号ブロック式（16)と等しくなる。つまり、 C s (n)が局所ノイズ消失処理において局所

ISI

ノイズとともに消失した消失信号であると考えることができる。

消失信号レプリカ生成部 29aでは、この消失信号のレプリカを推定する。そして、受信機 20は、当該消失信号レプリカを、式 (25)で示される局所ノイズ消失受信信号ブロック!:' (n)に加算し、消失信号補充受信信号ブロック r" (n)を生成する。

[0076] つまり、消失信号補充受信信号ブロック r" (n)は、式（27)の 1行目の式のようになる。消失信号補充受信信号ブロックは、局所ノイズの影響を受けていない受信信号ブロック（式（27)の 2行目の式）とほぼ等しくなる（式（16)及び式（13)も参照）。

[数 39]

s (n)は送信信号ブロック s (n)の推定値

[0077] 消失信号補充受信信号ブロックは、局所ノイズの影響を受けていない受信信号ブロックとほぼ等しくなること力ら、式（18)式（19)に示すような従来の等化器ウェイトを持つ等化器 23で等化処理が行える。

[0078] さて、消失信号レプリカ生成部 29aにおいては、式（26)で示される C と、送信信

ISI

号ブロック _s (n)の推定値と、があれば、消失信号レプリカを生成できる。ここで、 C

ISI

は、伝達関数推定部 21によって推定された伝達関数に基づき、式 (26)を用いて演算すること力 Sできる。また、送信信号ブロック s (n)の推定値は、送信信号ブロック仮推定部 28によって算出される。

送信信号ブロック仮推定部 28は、送信信号ブロック s (n)の推定値を式（28)のようにして演算する。

[数 40]

送信信号プロックの推定値 s (n)

[0080] 式（28)で求められる送信信号ブロック s (n)の推定値は、式（23)によって算出される推定送信信号ブロック (局所ノイズ消失受信信号ブロックを式 (24)のウェイトで等化処理したもの）を信号判定処理したものを利用している。つまり、第 2実施形態における送信信号ブロック仮推定部 28は、図 3 (第 1実施形態）の受信機 20における等化器 23及び信号判定部 24と同じ機能を有している。

なお、送信信号ブロック s (n)の推定値を求めるための等化器ウェイトは、式（24)のものに限らず、他のウェイトを用いても良い。

[0081] このように、第 2実施形態の受信機 20においては、消失信号レプリカを生成するための送信信号ブロック推定値として、第 1実施形態の受信機 20の持つ機能（図 3の等化器 23及び信号判定部 24)で推定される送信信号ブロックを用いたのである。

[0082] [第 3実施形態]

図 8は、第 3実施形態に係る伝送システムの受信機 20における送信信号ブロック仮推定部 28と消失信号レプリカ生成部 29bを示している。なお、第 3実施形態において、特に説明しない点は、図 1および図 7の伝送システム、並びに第 1及び第 2実施形態に係る伝送システムと同様である。

[0083] 第 3実施形態の受信機 20は、第 2実施形態の消失信号レプリカ生成部 29aを改良した消失信号レプリカ生成部 29bを有するものであり、消失信号レプリカ生成部 29b 以外の構成については、図 7に示す第 2実施形態と同様である。したがって、第 3実施形態の説明の際には、必要に応じて図 7を参照する。 [0084] 第 3実施形態の消失信号レプリカ生成部 29bの特徴を説明する前に、式（21)に示す局所ノイズ消失信号受信ブロックと式 (26)に示す消失信号レプリカの特徴について説明する。

[0085] [式 (21)に示す局所ノイズ消失信号受信ブロックの特徴]

式（21)は図 9 (a)のように図示される。図中、行列 P Cを示す図は、式（12)で定

i， P

義される巡回行列 Cのうち、 hが存在する行列成分の範囲が斜線で示され、行列成分が 0の範囲が白地で示されている。さらに、行列 P Cを示す図中、横帯状の白地

i, P

部分は、 P による 0範囲である。

i, P

[0086] 図 9 (a)から明らかなように、局所ノイズ消失受信信号ブロック r' (n)の全電力のうち、 s^subに起因する部分の電力は大半が失われて少なくなつている。以下では、この s^sub を消失送信信号という。したがって、式 (28)のように、局所ノイズ消失受信信号ブロック（n)から、直接、送信信号ブロック s (n)の推定値を計算しておいて、当該推定値力消失送信信号 s^subを抽出しても十分な精度は得られない。

[0087] [式（26)に示す消失信号レプリカの特徴]

式（26)は、図 9 (b)のように図示される。図中、行列 C を示す図は、式（12)で定

ISI

義される巡回行列 Cから図 9 (a)で示す行列 P Cを引いたものであり、斜線部分だけ

i, P

に hが存在している。

[0088] 図 9 (b)から明らかなように、消失信号レプリカを生成するためには、送信信号プロック全体の推定値ではなぐ局所ノイズ消失処理によって消失するシンボル近傍の値 (消失送信信号)の推定値 (復元値)があれば足り、これを利用することで演算を高速ィ匕すること力できる。なお、消失送信信号のシンボル数としては、局所ノイズ長さ Pに、伝達関数の次数 Lをカ卩えた値となっている。

[0089] 図 9 (b)に示す消失信号レプリカの特徴を利用して、消失信号レプリカを生成する演算式が、下記式（29)及び式（30)である。式（29)では、消失信号レプリカを求めるのに、送信信号ブロックの部分推定値である消失送信信号の復元値 (式 (30) )を用いている。

なお、式（29)〜式（33)では、局所ノイズの位置 iによって、式の形が異なる場合があるので、位置 iに応じて分けて式を表記している力基本的な考え方は、位置 iにかかわらず同じである。

[数 41]

消失信号

消失送信信号は、式（30a) (30b)によって演算される _c

[数 42] 消失送信信号復元値

(30a) f i-L, ·", ^i+P -lj L≤ i≤ M- P

〜 ¾ ¾ ¾ (30b)

0≤i≤ -l ここで、式（30a)において、

[数 43] o

-i … 。

E = 行列サイズ： X +P) (31 )

h「

0 h,

[数 44] 消失受信信号の

部分行列

(32) ≤M -P

r

消失受信信号 ϊ' ( ) = 仮推定送信信号プロックのうち

消失送信信号以外の成分

局所ノイズ消失受信

信号ブロックである。

以下、式 (30)〜式 (33)を説明する。

まず、説明の前提となる関係式 Aを説明する。図 10に示す関係式 Aの左辺第 1項は、局所ノイズ消失受信信号ブロックの理論値 (熱雑音が 0)を示している。関係式 A の左辺第 2項は、送信信号 sのうち、消失送信信号 s^SUB (図 9 (a)参照）以外の成分に伝送路 30の伝達関数に応じた影響 Cを与えたものである。また、関係式 Aの右辺で定義される信号を「消失受信信号」とよぶ。消失受信信号は、消失送信信号が受信機 20で受信されたときの信号の理論値 (熱雑音が 0)である。

つまり、関係式 Aは、局所ノイズ消失受信信号ブロックから、送信信号 sのうち消失送信信号 s^SUB以外の成分に信号伝送路による影響 Cを与えたもの、を取り除くと、消失受信信号になることを示してレ、る。

[0093] 関係式 Aより、消失受信信号は、関係式 Aの左辺の式の演算によって求めることが可能である。関係式 Aの左辺には、送信機 10から送信された送信信号が含まれているが、関係式 Aの左辺を受信機 20で演算するには、受信機 20の送信信号ブロック仮推定部 28で仮推定した、送信信号ブロック推定値 (式（28) )を用いればょレ、。また、関係式 Aの左辺第 1項の P Csは、実際に受信した局所ノイズ消失受信信号

i, P

ブロック (熱雑音を含む) _r' (_n)にほぼ等しい。

つまり、関係式 Aの左辺は、図 11に示す変形式 Bのように表され、これが、消失受信信号（関係式 Aの右辺）に、ほぼ等しくなる。

[0094] 以上を整理したのが前記式（33)である。このように、消失受信信号は、式（33)の演算によって抽出することができる。なお、図 8において、式（33)の演算は、消失受信信号抽出部 29b— 1によって行われる。

[0095] 続いて、式（33)で求めた消失受信信号から、消失送信信号 s^subの復元が行われる

。消失送信信号 s^subの復元値は、式（30a) (31) (32)によって求めることができる。なお、消失送信信号 s^subの復元は、受信機 20の消失送信信号復元部 29b— 2によって行われる（図 8参照）。

[0096] 式（30a)は、図 11の変形式 Bを簡略化した同図中の変形式 Cに基づくものである。

図 11中に、変形式 Bから変形式 Cに簡略化できることを図示した。変形式 Cでは、行列サイズが小さくなつているので、演算を高速化することができる。

なお、図 11中では、 P Cを簡略化した E (式 31)も示されている。

i, P

[0097] 式（32)は、式（33)で求めた消失受信信号のうち、式（30)において消失受信信号部分行列として必要な信号が、局所ノイズの位置 iによって異なるため、位置 iに応じて、消失受信信号部分行列を定義したものである。

[0098] 式（30b)では、式（30a)で求めた消失送信信号復元値を、式（29)に適用できるように、消失送信信号復元値の並べ替え処理が行われる。この並べ替え処理は、受信機 20の消失送信信号並べ替え部 29b— 3によって行われる（図 8参照）。

[0099] このようにして、受信機 20では、並べ替えられた消失送信信号復元値と、行列 C

ISI

とから、消失信号レプリカを生成する（式 (29)、図 8参照）。

[0100] 図 7に示すように、生成された消失信号レプリカは、局所ノイズ消失受信信号ブロッ外こ加えられて、消失信号補充受信信号ブロック! ·'' (η)が生成される。消失信号補充受信信号ブロック r" (n)に対して等化処理を行う等化器 23は、式 (34)で示すウェイトで等化を行う。

[数 46]

^ ま ^の複素共役。

[0101] 式（34)のウェイトは、消失信号が補充された受信信号ブロック r" (n)に適した係数となっており、良好な等化処理が行える。なお、式（34)のウェイトは、第 2実施形態の消失信号補充受信信号ブロック r" (n)を等化する等化器 23にも用いることができる。

[0102] [第 4実施形態]

図 12に示す第 4実施形態に係る伝送システムは、送信信号を送信機 10の複数のアンテナ 10a, 10bから送信することで、受信機 20の次数判定部 22で判定される次数が大きくなるようにしたものである。なお、第 4実施形態において、特に説明しない点については、図 1の伝送システム及び第 1〜第 3実施形態の伝送システムと同様である。

[0103] 図 12の構成を採用することで、第 1アンテナ 10aから受信機 20への伝送路 A1と、第 2アンテナ 10bから受信機 20への伝送路 B 1とは異なる伝送路となる。したがって、同じ送信信号が送信機 10から送信されても、第 1アンテナ 10aから送信されて受信機 20で受信される第 1受信信号と、第 2アンテナ 10bから送信されて受信機 20で受信される第 2受信信号との間には、伝搬遅延 Dが生じる。

つまり、アンテナ 10a, 10bは、送信信号の遅延発生部を構成している。アンテナ 10a, 10bによる伝搬遅延 Dは、伝送路 30の本来の伝搬遅延 Lに加えて、アンテナを複数にしたことによって生じる作為的な伝搬遅延である。つまり、受信機 2 0の次数判定部 22で検出される伝搬遅延（次数) L1は、（D + L)となる。

[0104] ここで、第 1〜第 3実施形態の受信機 20において、局所ノイズ消失処理によって局所ノイズとともに信号を消失させても、受信機 20における一連の処理によって、その信号を復元することが可能であった理由を説明する。まず、図 13 (a)に示すように、送信機 10のアンテナ 10aが 1つだけであっても、伝送路中における信号の反射等によって、受信機 20では、伝搬遅延の異なる伝送路 A, Bを通ってきた信号を受信する

[0105] 図 13 (b)に示すように、両信号には、伝搬遅延 Lによる時間的ズレがあるため、局所ノイズがあった場合、伝送路 Aを通ってきた信号では、 5番目のシンボルと 6番目のシンボルが消失する一方、伝送路 Bを通ってきた信号では、 3番目のシンボルと 4番目のシンボルが消失する。

本発明の受信機 20では、 3番目及び 4番目のシンボルは、伝送路 Aを通ってきた信号によって復元し、 5番目及び 6番目のシンボルは、伝送路 Bを通ってきた信号から復元する。

したがって、伝送路の伝搬遅延 Lは、局所ノイズの時間幅 Pよりも大きい（P≤L)ことが望ましい。

[0106] 図 12のようにアンテナ 10a, 10bを異なる位置に複数設けて、送信信号を複数にわけて送信することで、本来の伝送路伝搬遅延 Lに、アンテナの位置が異なることによる伝搬遅延 Dが加わる。したがって、受信機 20からみた遅延量 (伝達関数の次数）は、 D + Lとなる。よって、アンテナ 10a, 10bの位置によって遅延量を適切に設定すれば、 P >Lであっても、 P≤D + Lとすることができ、信号の復元を適切に行えるようになる。

なお、ブロック間干渉の影響を回避するため、 D + Lは、 CP長 Kよりも小さいのが好ましレ、。すなわち、 P≤D + Lく Kが成り立つように、アンテナ 10a， 10bの位置を設定するのが好ましい。

[0107] [第 5実施形態]

図 14及び図 15は、第 5実施形態に係る伝送システムを示している。なお、第 5実施形態において、特に説明しない点については、図 1の伝送システム及び第 1〜第 4実施形態の伝送システムと同様である。

図 14に示す送信機 10は、送信信号ブロックに合波させるための遅延送信信号ブロックを発生させる遅延発生部 11を備えている。送信機 10は、遅延送信信号ブロックを送信信号ブロックに合波して、受信機へ送信する。

[0108] この結果、本来の伝送路伝搬遅延 Lに、遅延発生部 11による伝搬遅延 Dが加わる

。したがって、受信機 20からみた遅延量 (伝達関数の次数）は、 D + Lとなる。よって、遅延量 Dを適切に設定すれば、 P >Lであっても、 P≤D + Lとすることができ、信号の復元を適切に行えるようになる。

なお、第 5実施形態においても、ブロック間干渉の影響を回避するため、 D + Lは、

CP長 Kよりも小さいのが好ましい。すなわち、 P≤D + Lく Kが成り立つように、アンテナ 10a, 10bの位置を設定するのが好ましい。

[0109] 遅延発生部 11における遅延量 Dの値は、固定されていてもよいし、可変であってもよい。伝送路 30の状況によって、適宜、遅延量を変更することで、確実に P≤D + L を満たして、信号復元が可能となる。

[0110] 図 15は、遅延発生部 11によって発生させる遅延 Dを決めるための情報を、受信機

20側から獲得するための構成を示している。適切な遅延 Dを設定するには、伝送路の次数 L、局所ノイズ幅 P、及び必要であれば CP長（ガード区間長） Kがあればよぐこのうち、 Kは送信機 10にとつて既知であり、 L及び Pは受信機 20の次数判定部 22 及び局所ノイズ検出部 25によって検出される。

図 15に示すように、受信機 20は、次数 L及び局所ノイズ幅 Pを送信機 10へ送信する。受信機 10の遅延発生部 11では、 P≤D + L、又は P≤D + Lく Kが成り立つ遅延送信信号ブロックを生成し、送信信号ブロックに合波する。

[0111] なお、遅延 Dに関し、受信機 20から送信機 10へ送る情報は、次数 Lと局所ノイズ幅

Pの一方だけであってもよい。例えば、伝送路の次数があまり変化しない環境下や、次数の最大値が分かっている環境下で使用される伝送システムの場合、次数 Lは送信機 10に予め設定されていてもよレ、。また、局所ノイズ幅 Pの最大値が分かっている環境下で使用される伝送システムの場合、局所ノイズ幅 Pは送信機 10に予め設定されていてもよい。

また、次数 Lと局所ノイズ幅 Pは、そのままの数値で、送信機 10へ送信される必要はなぐ P— L (最低限必要な遅延 D)のように、次数 Lと局所ノイズ幅 Pを間接的に示す情報で送信されてもよい。

実施例

[0112] 本発明の実施例のシミュレーション結果を以下に示す。図 16, 17は、シミュレーション結果として、 10パスの周波数選択性レイリーフェージング伝送路における BER (ビットエラー率： Bit Error Rate)特性を示している。図 16, 17において、縦軸は BE Rを、横軸はビットあたりの電力/白色ノイズ電力密度（E /N )を示している。また、 b 0

図 16は、局所ノイズ幅 Pが 1、図 17は局所ノイズ幅 Pが 6の場合を示している。

[0113] システムパラメータは、下記の通りである。

変復調： QPSK

ブロック長 M = 64

CP長 K= 16

伝送路の次数 L= 16

伝送路モデル： 10パスの周波数選択性レイリーフェージング伝送路

[0114] [実施例 1]

図 3に示す伝送システム（第 1実施形態）において、式（19)のウェイトを持つ等化器 23を用いた。

[実施例 2]

図 3に示す伝送システム（第 1実施形態）において、式（24)のウェイトを持つ等化器 23を用いた。

[実施例 3]

図 7, 8に示す伝送システム (第 3実施形態）と同様。

[0115] 都市雑音のような局所ノイズが存在する場合、本発明の局所ノイズ消失処理機能を持たない受信機であると、通信が不可能になる程の影響を受けるが、実施例：!〜 3に示すものでは、ある程度のビット誤り率を有するものの、良いパフォーマンスであること力 ^sわ力る。

また、従来のウェイトを持つ実施例 1よりも、実施例 2の BERパフォーマンスの方が良いことがわかる。さらに、消失信号補充受信信号ブロックを等化する実施例 3ではさらに良好な BERパフォーマンスを示している。

本発明は、上記実施形態に限定されるものではなぐ本発明の意図を逸脱しないかぎり、様々な変形が可能である。例えば、本発明は、無線通信だけでなぐ超音波通信などの他の通信にも利用することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 送信側から送信された信号ブロックを受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方式用の受信機において、

受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出する局所ノイズ検出部と、

受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部と、局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う等化器と、を備えてレ、ることを特徴とする受信機。

[2] 前記局所ノイズ検出手段は、受信信号ブロックの信号振幅が所定のしきい値を超えた範囲を局所ノイズとして検出することを特徴とする請求項 1記載の受信機。

[3] 前記局所ノイズ検出手段は、少なくとも受信信号ブロックにおける局所ノイズの位置及びノイズ幅を検出することを特徴とする請求項 1記載の受信機。

[4] 局所ノイズ消失受信信号ブロックを r'としたときに、前記等化器は、下記式により等化処理を行うことを特徴とする請求項 1記載の受信機。

[数 1]

ただし、 Dは、離散フーリエ変換行列であって、下記式で与えられる。

[数 2]

V>^H =lM (Ι は ΜΧΜの単位行列）

Μはブロック長。また、 Γは、 { γ ， · · ·， γ }を対角成分にもつ対角行列であって下記式で与えられる。

[数 3]

= 0 M- σ_ηは rの雑音成分の分散値。

は r'の信号成分の分散値。

Pは局所ノィズ幅。えは複素共役。

A = { _Q ,■■■ , — }は伝送路のインパルス応答 h = { 7₀ , ， ' ..，^}の離散フーリエ変換。前記局所ノイズ消失受信信号ブロックの生成の際に局所ノイズとともに消失させた信号成分を表す消失信号レプリカを、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて生成する消失信号レプリカ生成部を備え、

前記等化器は、前記消失受信信号ブロックに前記消失信号レプリカを補充した消失信号補充受信信号ブロックに対して等化処理を行うことを特徴とする請求項 1記載の受信機。

送信側から送信された送信信号ブロックを、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて、仮推定する送信信号ブロック仮推定部を更に備え、

前記消失信号レプリカ生成部は、前記消失信号レプリカを、仮推定された送信信号ブロックに基づいて生成することを特徴とする請求項 5記載の受信機。

前記消失信号レプリカ生成部は、前記消失信号のレプリカを、以下に定義される消失送信信号に基づいて生成することを特徴とする請求項 5記載の受信機。

[数 4] 消失送信信号 " 6 = Ρ

ただし、送信信号ブロック s (")

iは局所ノィズの始まり位置。 Pは局所ノィズ幅。はブロック長。 Lは伝送路の次数。

[8] 前記消失信号レプリカ生成部は、仮推定された送信信号ブロックのうち消失送信信号以外の成分を、前記局所ノイズ消失受信信号ブロックから取り除くことによって得られる消失受信信号を演算し、

前記消失受信信号に基づいて前記消失送信信号を復元し、

復元された消失送信信号に基づいて、消失信号のレプリカを生成する、ことを特徴とする請求項 7記載の受信機。

[9] 消失信号補充受信信号ブロックを r"としたときに、前記等化器は、下記式により等化処理を行うことを特徴とする請求項 5記載の受信機。

[数 5]

[数 6]

は送信信号振幅の分散値、は受信機の熱雑音振幅の分散値尸は局所ノイズ幅。はの複素共役。

Λ = { 1₀ ,■■■ ， —丄 }は伝送路のインパルス応答 h = {A₀ , ，の離散フーリヱ変換。局所ノイズのノイズ幅及び/又は信号伝送路の伝達関数の次数に関する情報を送信機に送信可能に構成されていることを特徴とする請求項 1記載の受信機。

受信信号ブロックから局所ノイズを除去して等化処理を行うことができる信号ブロックを受信機に対して送信するための送信機であって、

前記受信機において認識される信号伝送路の伝達関数の次数が、実際の伝送路の伝達関数の次数よりも大きくなるように、送信される信号ブロックの遅延信号を発生させる遅延発生部を備えていることを特徴とする送信機。

[12] 前記遅延発生部は、前記受信機において認識される信号伝送路の伝達関数の次数が大きくなるように、送信信号ブロックを異なる位置から送信する複数のアンテナによって構成されていることを特徴とする請求項 11記載の送信機。

[13] 前記遅延発生部は、前記受信機において認識される信号伝送路の伝達関数の次数が大きくなるように、送信信号ブロックに遅延を持つ遅延送信信号ブロックを合波して送信するよう構成されていることを特徴とする請求項 11記載の送信機。

[14] 前記遅延発生部によって発生する遅延を Dとし、実際の伝送路の伝達関数の次数を Lとし、局所ノイズのノイズ幅を Pとすると、

前記遅延発生部によって発生する遅延 Dは、 P≤D + Lを満たすことを特徴とする請求項 11〜： 13のいずれかに記載の送信機。

[15] 受信信号ブロックに含まれる局所ノイズのノイズ幅及び/又は信号伝送路の伝達関数の次数に関する情報を受信機から受信可能な送信機であって、

前記受信機において検出される信号伝送路の伝達関数の次数が、実際の伝送路の伝達関数の次数よりも大きくなるように、送信される信号ブロックの遅延信号を発生させる遅延発生部を備え、

前記遅延発生部は、前記受信機から送信された局所ノイズ幅及び/又は伝達関数次数に関する情報に応じた遅延量の遅延信号を発生することを特徴とする送信機

[16] 送信側から送信された信号ブロックを受信側で受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送システムにおいて、

受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成する局所ノイズ消失処理部と、局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行う等化器と、を備えてレ、ることを特徴とする伝送システム。

送信側から送信された信号ブロックを受信側で受信して、受信信号ブロック毎に等化処理を行うブロック伝送方法にぉレ、て、

受信信号ブロック中に局所的に存在しかつ信号よりも振幅の大きい局所ノイズを検出するステップと、

受信信号ブロック中で局所ノイズが存在する範囲の信号を当該局所ノイズとともに消失させた局所ノイズ消失受信信号ブロックを生成するステップと、

局所ノイズ消失受信信号ブロックに基づいて等化処理を行うステップと、を含むことを特徴とする伝送方法。