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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zum Schätzen des
Frequenz-Offsets, insbesondere für
einen Mobiltelephon-Demodulator.
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Die
Frequenzmodulation ist die Modulationstechnik, die in Mobilfunksystemen
am umfassendsten verwendet wird.
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Bei
der Frequenzmodulation enthalten die Signale all ihre Informationen
in der Phase oder der Frequenz des Trägers.
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Um
die Daten zurückzugewinnen,
muss der verwendete Demodulator die Phase oder die Frequenz des
Signals schätzen.
Falls die Trägerfrequenz
nicht genau die erwartete Frequenz ist (infolge einer Frequenzdifferenz
zwischen den Frequenzen der Oszillatoren des Senders und des Empfängers), kann
dies zu einer Ungenauigkeit führen
und deshalb die Fehlerrate des Demodulators vergrößern.
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Es
wird im Folgenden angenommen, dass der Oszillator des Empfängers perfekt
ist, dass jedoch der Oszillator des Senders unvollkommen ist. In der
Realität
sind beide unvollkommen.
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Eines
der größten Probleme
bei Funksystemen ist das der Verringerung des Einflusses des Frequenzfehlers
des empfangenen Signals, indem er lokal kompensiert wird.
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Um
die Gesamtsystemkosten zu verringern, verwenden die Hersteller in
der Tat nur ungern Oszillatoren, die genau und deshalb teuer sind.
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Es
gibt normalerweise zwei Arten, um den Frequenzfehler des Trägers zu
kompensieren:
- a) die Frequenz des Oszillators
des Empfängers wird
geändert,
um sie an die Frequenz des Trägers
anzupassen.
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Dies
umfasst eine externe Kompensation unter Verwendung eines VTCXO;
- b) die Frequenz wird direkt innerhalb des Demodulators
korrigiert. Dies umfasst deshalb die interne Kompensation.
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In
beiden Fällen
ist es notwendig, einen guten Schätzwert des Frequenzfehlers
in einer wahrscheinlich unvollkommenen Umgebung (geringer Rauschabstand)
in einer ziemlich kurzen Zeit zu erhalten.
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Außerdem muss
der Empfänger,
falls er nacheinander Signale von verschiedenen Sendern empfängt, häufig neue
Frequenzfehler schätzen.
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In
diesem Fall muss die Frequenzfehler-Schätzeinrichtung einen zuverlässigen Schätzwert anhand
einer sehr kleinen Anzahl von Abtastungen liefern.
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Das
Dokument
EP 0 533 208
A2 beschreibt ein Verfahren, um ein mehrphasiges analoges PSK-IF-Signal
kohärent
zu erfassen, das die folgenden Schritte umfasst: Erzeugen eines
digitalen Basisbandsignals, Multiplizieren dieses digitalen Basisbandsignals
mit einem lokalen Signal, Eingeben des erhaltenen Signals in mehrere
einzeln abgestimmte Filter, die gestaffelte Abstimmfrequenzen besitzen, wobei
diese Filter ein resultierendes Signal, ein Frequenzfehlersignal
und einen Korrelationskoeffizienten erzeugen, Auswählen eines
der resultierenden Signale und Erzeugen eines reproduzierten Trägers durch
das Teilen dieses resultierenden Signals.
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Das
Dokument EP-0 252 500 beschreibt einen 8-phasigen Phasenumtastungsdemodulator,
der einen Transversalentzerrer, der ein Transversalfilter und einen
Generator für
ein Anzapfungs-Verstärkungssteuersignal
enthält,
erste Mittel, um das entzerrte Signal kohärent zu demodulieren, zweite
Mittel, um mehrere Fehlersignale zu erzeugen, dritte Mittel, um
die Fehlersignale zu empfangen und um zu bestimmen, ob ein Signalpunkt
des 8-phasigen phasenmodulierten Signals verwendbar ist, um den Transversalentzerrer
zu steuern, vierte Mittel, um eine Asynchronität des Demodulators zu erfassen, fünfte Mittel,
die mit den vierten Mitteln verbunden sind und den Generator für ein Anzapfungs-Verstärkungssteuersignal
steuern, wenn die vierten Mittel eine Asynchronität des Demodulators
angeben, umfasst.
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Das
Dokument EP-0 564 361 bezieht sich auf eine Demodulationsvorrichtung
für ein
durch die pi/4-QPSK-Modulationstechnik auf zwei Quadraturachsen
moduliertes Signal, die zwei phasenverschobene Konstellationen abwechselnd
verwendet. Diese Vorrichtung umfasst einen spannungsgesteuerten
Oszillator, der ein lokales Signal mit der Trägerfrequenz bereitstellt, Demodulationsmittel,
die die Phasen- und Quadraturkomponenten P bzw. Q des demodulierten
empfangenen Signals bereitstellen, und Phasenverriegelungsmittel,
die ein Steuersignal erzeugen, um den Oszillator zu steuern. Die
Phasenveiegelungsmittel umfassen Mittel, um die Polarität im Tempo
mit dem Abwechseln der Konstellationen abwechselnd umzukehren und
um das Steuersignal bereitzustellen, um den Oszillator zu steuern.
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Das
Dokument EP-01 08358 beschreibt einen Phasendemodulator, der einen
ersten Phasendetektor, der eine modulierte Trägerwelle empfängt, eine
variable Phasenschiebersteuerung durch ein Steuersignal, einen zweiten
Phasendetektor, der die modulierten Trägerwellen empfängt und
mit dem variablen Phasenschieber in Beziehung steht, A/D-Umsetzer
für die
Mehramplituden-Unterscheidungsausgänge der ersten und zweiten
Phasendetektoren; und Logikmittel, um die Ausgangssignale des A/D-Umsetzers
zu verarbeiten und um ein Orthogonalitätsfehlersignal als das Steuersignal
bereitzustellen, umfasst.
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Der
Aufsatz "A comparison
study of low bit rate DE-QPSK and TCM 8-PSK fully digital demodulators
over a land mobile satellite link" stellt die Leistung eines anderen digitalen
trelliscodierten (TMC) kohärenten
8-PSK-Demodulators dar, der über
einen mobilen Satellitenkanal arbeitet.
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Der
Aufsatz "VLSI implemented
60 Mb/s QPSK/OQPSK barst digital demodulator for radio application" stellt einen vollständig digitalen
Hochgeschwindigkeits-Vierphasenumtatungs-Offset-QPSK-Burst-Demodulator
(Hochgeschwindigkeits-QPSK-OQPSK-Burst-Demodulator) für Funkanwendungen
dar, der auf einer 0,5-μm-Komplementär-Metall-Oxid-Halbleiter-Master-Slice-Größtintegrationsschaltung
(0,5-μm-CMOS-Master-Slice-VLSI)
implementiert worden ist.
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Es
ist die Aufgabe der Erfindung, eine sehr effiziente Frequenzfehler-Schätzeinrichtung
zu erzeugen, die mit einem differentiellen Phasendemodulator verwendet
wird.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine Frequenzfehler-Schätzeinrichtung
zu erzeugen, die für
einen π/4-QPSK-Demodulator
besonders gut geeignet ist, der eine Vierzustands-Phasenmodulation
mit einem Sprung von π/4
besitzt, der für
Funkanwendungen, wie z. B. PHS- und PDC-Mobiltelephone, gewidmet
ist.
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Die
Erfindung bezieht sich deshalb auf ein Verfahren zum Schätzen des
Frequenz-Offsets in einem Signal, das von einem Demodulator eines
Mobiltelephongeräts
empfangen wird. Das Verfahren ist durch das Merkmal des Anspruchs
1 charakterisiert.
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Die
Erfindung bezieht sich außerdem
auf eine Schätzvorrichtung
entsprechend Anspruch 3.
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Die
Erfindung wird mit Hilfe der folgenden Beschreibung, die nur beispielhaft
gegeben wird, und unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung deutlicher
verstanden, worin:
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1 eine
graphische Darstellung ist, die die Phasenpunkte einer QPSK-Modulation repräsentiert;
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2 eine
graphische Darstellung ist, die zu der in 1 ähnlich ist
und den Einfluss des Frequenz-Offsets auf die differentielle QPSK-Demodulation
zeigt;
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3 eine
graphische Darstellung ist, die die Wirkung des Frequenzfehlers
auf die phasengleiche Komponente I des Signals in der π/4-QPSK-Modulation
repräsentiert;
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4 ein
Histogramm des Signals I ist;
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5 eine
graphische Darstellung ist, die das Histogramm von I in einer verrauschten
Umgebung ohne Frequenzfehler repräsentiert;
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6 eine
graphische Darstellung ist, die das Histogramm von I in einer verrauschten
Umgebung mit Frequenzfehler repräsentiert;
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7 eine
graphische Darstellung ist, die den Einfluss des Frequenz-Offsets
auf den Qualitätsschätzwert repräsentiert;
und
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8 ein
Blockschaltplan der Schaltung für das
Schätzen
des Frequenz-Offsets
gemäß der Erfindung
ist.
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In
der folgenden Beschreibung wird zuerst der Einfluss des Frequenzfehlers
auf den Wert der Phase der demodulierten Abtastungen erklärt.
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Dann
wird das Prinzip der Erfindung beschrieben.
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Schließlich wird
die Frequenzfehler-Schätzeinrichtung,
die in PHS-Mobiltelephonanwendungen verwendet wird, beschrieben.
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Der
Einfluss des Frequenzfehlers wird zuerst untersucht, indem die PSK-Modulation
untersucht wird.
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In
dem Fall der Phasenmodulation sind die Informationen in der Phase
des Signals enthalten: U(t) = Acos(2πf0t + ϕ(t)),wobei
U(t)
das modulierte Signal ist,
f0 die Trägerfrequenz
ist und
ϕ(t) die Phase des Signals als eine Funktion
der Informationen ist.
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Am
Abtastpunkt gehört ϕ(kT)
im Allgemeinen zu einer bestimmten Gruppe möglicher Werte.
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1 zeigt
vier Phasenpunkte der QPSK-Modulation.
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Nun
wird der Einfluss des Frequenzfehlers betrachtet.
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Es
gibt im Prinzip zwei Wege, um das Signal zu demodulieren:
- a) Multiplizieren des empfangenen Signals mit
einer internen Frequenz, die auf die erwartete Trägerfrequenz
abgestimmt ist, (kohärente
Demodulation),
- b) Multiplizieren des empfangenen Signals mit dem ein Symbol
davor gespeicherten selben Signal (differentielle Demodulation).
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Im
Fall der kohärenten
Demodulation wird das Folgende erhalten: M(t)
= Acos(2πf1t + ϕ(t)) × Bcos(2πf0t
+ ϕ0),wobei – M(t) der
erste Schritt in der Demodulation ist,
– f0 die
Trägerfrequenz
ist,
f1 die um einen Frequenzfehler
vergrößerte Trägerfrequenz
ist (f1 = fo + ferror),
ϕ(t)
die Phase des Signals als eine Funktion der Informationen ist und
ϕ0 die Anfangsphase des internen Signals ist.
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Um
die Schreibweise zu vereinfachen, wird angenommen, dass ϕ0 = 0 gilt. M(t) = AB[cos(2π(f1 + f0)t + ϕ(t))
+ cos(2π(f1 – f0)t + ϕ(t))] = X + Z
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Der
erste Ausdruck X wird im Demodulator gefiltert.
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Der
zweite Z Ausdruck enthält
die Informationen.
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Wenn
es keinen Fehler in der Frequenz des Senders gibt, gilt Z = cos(ϕ(t)).
Wenn es einen Fehler in der Frequenz des Senders gibt, gilt Z =
cos(2πferrort + ϕ(t)).
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Im
Fall der inkohärenten
differentiellen Demodulation wird die folgende Gleichung erhalten: M(t) = Acos(2πf1t + ϕ(t))·Bcos(2πf1(t
+ T) + ϕ(t + T)),worin
- – M(t) der
erste Schritt in der Demodulation ist,
- – f1 die Trägerfrequenz
plus ein Frequenzfehler ist (f1 = fϕ + ferror),
- – ϕ(t)
die Phase des Signals ist, die von den Informationen abhängig ist,
und
- – T
die Periode des Symbols: M(t) = AB[cos(2πf1(2t + T) + ϕ(t)) + ϕ(t
+ T)) + cos(2πf1T + ϕ(t + T) – ϕ(t))] = X + Zist.
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Der
erste Ausdruck X wird im Demodulator gefiltert.
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Der
zweite Ausdruck Z enthält
die Informationen.
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Wenn
es keinen Fehler in der Frequenz des Senders gibt, gilt Z = cos(2πf0T + ϕ(t + T) – ϕ(t)).
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f0 und T werden üblicherweise so gewählt, dass
T = n × 1/fϕ gilt.
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In
diesem Fall gilt Z = cos(ϕ(t)).
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Wenn
es einen Fehler in der Frequenz des Senders gibt, gilt: Z = cos(2πferrorT + ϕ(t + T) – ϕ(t)), Z = cos(ϕe + ϕ(t
+ T) – ϕ(t)),wobei ϕe ein auf den Frequenzfehler zurückzuführender
konstanter Phasenfehler ist.
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Der
Einfluss des Frequenz-Offsets im Fall der inkohärenten Demodulation ist folglich
ein konstanter Phasenfehler.
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Dieser
Phasenfehler kann leicht korrigiert werden.
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Die
Rolle der Frequenz-Offset-Fehlerschätzeinrichtung besteht darin,
einen Schätzwert
von ϕe so schnell wie möglich und
mit der besten Zuverlässigkeit
zu liefern, sogar in einer im hohen Grade ungünstigen Umgebung.
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Der
Einfluss des Frequenz-Offsets auf die differentielle PSK-Demodulation
ist in 2 dargestellt.
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Die
allgemeine Verwendung einer Frequenz-Offset-Schätzeinrichtung wird nun beschrieben.
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Ein
normaler Demodulator berechnet die phasengleichen und Quadraturkomponenten
I und Q des Signals, um die Daten zurückzugewinnen.
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Deshalb
wird die Wirkung der Frequenz-Offset-Schätzeinrichtung auf die Signale
I und Q erklärt.
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Das
Prinzip bleibt jedoch dasselbe, falls der Demodulator die Phase
des Signals oder eine weitere monotone Funktion der Phase direkt
schätzt.
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Als
Beispiel wird die π/4-QPSK-Modulation verwendet,
die z. B. in PHS-, PDC-, PACS-Systemen verwendet wird.
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Das
Prinzip ist bei anderen differentiellen Demodulationen des PSK-Typs
dennoch gültig.
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Die
Frequenz-Offset-Schätzeinrichtung
verwendet den Fehler zwischen der Abtastung (der weiße Punkt
in 2) und der idealen Abtastung (der graue Punkt).
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Dieser
Fehler wird als ε bezeichnet.
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Wie 3 deutlich
entnommen werden kann, kann im Fall des Schätzens von I und Q entnommen
werden, dass das Vorzeichen des Einflusses eines Frequenz-Offsets von dem Quadranten
abhängig
ist, in dem die Abtastung liegt.
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Falls
die Abtastung im grauen Abschnitt liegt, beträgt der Fehler in I +ε.
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Falls
die Abtastung im weißen
Abschnitt liegt, beträgt
der Fehler –ε.
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Die
Wirkung des Frequenzfehlers auf die Komponente I ist in 3 dargestellt.
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Es
wird im Folgenden angenommen, dass das Vorzeichen kompensiert wird,
sodass der Einfluss des Frequenzfehlers ungeachtet der Abtastung immer ε ist.
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Im
Fall der π/4-QPSK-Modulation
ist das Histogramm von I (oder Q) mit oder ohne Offset unter perfekten
Bedingungen in 4 dargestellt.
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Dies
erklärt,
warum eine normale Offset-Schätzeinrichtung
den Mittelwert des Fehlers ε verwendet,
um einen Schätzwert
des Frequenzfehlers zu erhalten. Dieser Schätzwert wird im Folgenden als
FO-RAW = Mittelwert(ε)
bezeichnet.
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Im
Fall einer ungünstigen
Umgebung, z. B. beim Vorhandensein von (additivem) weißem Gaußcchen Rauschen
(AWGN), wird das Histogramm von I größer, wobei Demodulationsfehler
auftreten, insbesondere im Fall eines Frequenz-Offset-Fehlers.
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5 zeigt
das Histogramm der phasengleichen Komponente I in einer verrauschten
Umgebung und ohne Frequenzfehler.
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Wenn
eine fehlerhafte Demodulation auftritt, wird der Fehlerschätzwert ε außerdem fehlerhaft.
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In 6 ist ε1 der wahre
Fehler in den "dunklen" Abtastungen.
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Infolge
der fehlerhaften Demodulation ist der Fehlerschätzwert jedoch ε2.
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6 zeigt
das Histogramm der von I in einer verrauschten Umgebung mit einem
Frequenzfehler.
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Infolge
dieser Fehler ist der Schätzwert FO-RAW
kleiner als der, der erwartet wird.
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Der
Fehler in FO-RAW nimmt mit dem Frequenzfehler und der Menge des
Rauschens zu.
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Es
ist deshalb ersichtlich, dass der Schätzwert FO-RAW vom Frequenz-Offset
und außerdem von
der Qualität
des empfangenen Signals abhängt. FO-RAW = FO-RAW(Frequenz-Offset, Qualität)
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Nun
wird der Qualitätsschätzwert beschrieben.
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Es
ist ersichtlich, dass es wichtig ist, die Qualität des Signals zu bewerten,
um einen zuverlässigen
Schätzwert
des Frequenz-Offsets zu erhalten.
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Der übliche Weg,
die Qualität
eines Signals zu schätzen,
besteht darin, die Varianz des Signals zu bewerten, d. h. den Mittelwert
des Absolutwerts des Phasenfehlers zu bewerten, der als Q-RAW = Mittelwert(ε) bezeichnet
wird.
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In
dieser Schätzeinrichtung
ist der Einfluss eines Demodulationsfehlers nicht so bedeutend,
weil der Absolutwert verwendet wird.
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Sogar
in einer im hohen Grade günstigen Umgebung
muss jedoch der Schätzwert
Q-RAW zwangsläufig
mit dem Frequenz-Offset zunehmen.
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In
dem Fall eines großen
Frequenz-Offsets liefert Q-RAW einen hohen Wert, selbst wenn die Qualität des Signals
sehr gut ist.
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7 zeigt
den Einfluss des Frequenz-Offsets auf den Qualitätsschätzwert.
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Das
Ergebnis des Vorhergehenden ist, dass der Schätzwert Q-RAW von der Qualität des Signals und
außerdem
vom Frequenzfehler abhängt. Q-RAW = Q-RAW(Frequenz-Offset, Qualität)
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Gemäß der Erfindung
werden die Frequenz-Offset-Informationen, die in den beiden Signalen
FO-RAW und Q-RAW enthalten sind, verwendet, wobei die Qualitätsinformationen
entfernt werden.
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Um
dies auszuführen,
ist es notwendig, die folgende Funktion Ω zu bewerten. Ω(FO-RAW,
Q-RAW) = Frequenz-Offset.
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Eine
Näherung
von Ω wird
unter Verwendung eines ROM-Speichers ausgeführt. Der ROM-Speicher kann
selbstverständlich
durch kombinatorische Logik synthetisiert sein, um eine effizientere
Ausführungsform
zu erhalten.
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Um
den ROM-Speicher zu programmieren, gibt es zwei Arten, die Funktion Ω zu bewerten,
d. h., die besten Koeffizienten zu berechnen, die im ROM zu speichern
sind.
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Ω kann direkt
unter Verwendung der Systemgleichungen berechnet werden.
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In
diesem Fall ist alles, was getan werden muss, die Funktion Ω entsprechend
den möglichen Werten
von Q-RAW und FO-RAW zu quantifizieren.
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In
den meisten Fällen
ist es schwierig, die Funktion Ω explizit
zu definieren, insbesondere wenn ein Versuch unternommen wird, die
Wirkung des Rauschens zu berücksichtigen.
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Die
Koeffizienten könnten
durch Simulation oder durch Experimentieren berechnet werden.
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Der
beste Art besteht darin, den Frequenzfehler für jede Prüfung n in einer Folge von Prüfungen auf
einem bestimmten bekannten Wert beliebig zu fixieren.
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Es
sei δn der
Frequenzfehler während
der Prüfung
Nummer n.
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Für diese
Prüfung
Nummer n seien FO-RAWn und Q-RAWn die entsprechenden Werte von FO-RAW und
Q-RAW.
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Ω(FO-RAW,
Q-RAW) ist durch den Mittelwert aller δn definiert,
sodass FO-RAW = FO-RAWn und Q-RAW = Q-RAWn gilt.
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In
dem Fall eines differentiellen π/4-QPSK-Demodulators
(Vierzustands-Phasenmodulation mit einem Sprung von π/4) ist die
Erfindung wie folgt implementiert.
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Der
Demodulator versieht die Frequenz-Offset-Schätzeinrichtung mit einem Schätzwert der
phasengleichen und Quadraturkomponenten I und Q des Signals, das
er empfangen hat.
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Diese
Komponenten I und Q werden mit den Komponenten I0 und
Q0 der idealen Position verglichen.
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Der
Fehler ε in
I wird dann geschätzt
und korrigiert, um die Variation im Vorzeichen entsprechend dem
Wert Q der Abtastung zu entfernen, wie am Anfang der Beschreibung
angegeben worden ist.
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Die
Schätzwerte
FO-RAW und Q-RAW werden über
die Menge der verfügbaren
Abtastungen berechnet.
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Bei
nur 12 Abtastungen erhält
die Ausführungsform
selbst in einer ungünstigen
Umgebung ein sehr gutes Ergebnis.
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nFO-RAW und nQ-RAW sind
die Anzahl der in FO-RAW bzw. Q-RAW verwendeten Bits, nfreq.offset ist die
Anzahl der Bits im Schätzwert
des Frequenz-Offsets.
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Die
Gesamtgröße des ROM
ist: ROM-Größe = 2(nFO-RAW + nQ-RAW)·nfreq.offset
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Der
ROM-Speicher kann durch eine Logikschaltung ersetzt sein. In diesem
Fall kann die Größe der Ausführungsform
aufgrund der Redundanz und der Symmetrie in Ω beträchtlich verbessert werden.
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Die
Schaltung zum Schätzen
des Frequenz-Offsets gemäß der Erfindung
ist in 8 dargestellt.
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Sie
umfasst eine Fehlerberechnungsschaltung 1, die an ihren
Eingängen
die Signale I, Q, die aus dem gesendeten Signal entnommen werden, und
I0, Q0, die der
idealen Phase entsprechen, empfängt.
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Die
Schaltung 1 ist an ihrem Ausgang direkt mit einem ersten
Addierer 2 und über
eine Schaltung 4 zum Bilden des Absolutwerts ABS des Fehlersignals ε, das am
Ausgang der Fehlerberechnungsschaltung 1 erscheint, mit
einem zweiten Addierer 3 verbunden.
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Der
Ausgang des ersten Addierers 2 ist mit einer FO-RAW-Schaltung 5 verbunden,
die dazu vorgesehen ist, n FO-RAW-Bits von den verfügbaren FO-RAW-Bits zu erfassen.
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Der
Ausgang des zweiten Addierers 3 ist mit dem Eingang einer
Q-RAW-Schaltung 6 verbunden, die
dazu vorgesehen ist, n Q-RAW-Bits von den verfügbaren Q-RAW-Bits zu erfassen.
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Die
Ausgänge
des ersten und des zweiten Addierers 2 und 3 sind
außerdem über entsprechende
Ein-Symbol-Verzögerungsschaltungen 7, 8 auf die
zweiten Eingänge
zurückgeschleift.
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Die
Ausgänge
der Schaltungen 5 und 6 sind mit den entsprechenden
Adresseneingängen
eines ROM-Speichers 10 verbunden, der in der oben angegebenen
Weise programmiert ist und der die Mittel zum Modellieren der Funktion Ω(FO-RAW,
Q-RAW) bildet.
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Das
Frequenz-Offset-Signal erscheint am Ausgang dieses ROM-Speichers.
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Es
wird angemerkt, dass dieselbe Ausführungsform verwendet werden
kann, um einen Qualitätsschätzwert zu
erhalten, der vom Frequenzfehler unabhängig ist.
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Bestimmte
durch die Schaltung zum Schätzen
des Frequenz-Offsets gemäß der Erfindung
gelieferte Ergebnisse sind im Folgenden angegeben.
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In
dem Fall der Ausführungsform
in 8 ist das Ergebnis des Frequenz-Offsets mit einer
Genauigkeit von 3 ppm gegeben.
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Der
Anwendungsbereich beträgt –9 ppm bis 9
ppm.
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Das
Verfahren und die Vorrichtung zum Schätzen des Frequenz-Offsets,
die gerade beschrieben worden sind, sind für Funkanwendungen besonders
gut geeignet, die durch eine kurze Lernfolge und eine ungünstige Kommunikationsumgebung gekennzeichnet
sind.
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Der
Algorithmus schätzt
zuerst den Mittelwert des Phasenfehlers des demodulieren Signals und
seine Varianz.
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Aufgrund
dieser zwei statistischen Parameter und der Beteiligung des ROM-Speichers oder der kombinatorischen
Logik wird ein im hohen Grade zuverlässiger Schätzwert des Frequenz-Offsets
mit Mitteln erhalten, die einen sehr niedrigen Grad der Komplexität besitzen.
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Die
Effizienz des Verfahrens und der Vorrichtung der Erfindung machen
es möglich,
die Frequenz innerhalb eines Pakets zu korrigieren und nicht auf das
nächste
Datenpaket zu warten, um den Schätzwert
anzuwenden.
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Diese
Eigenschaft ist im Fall des Demodulierens mehrerer Basisstationen,
die verschiedene Frequenz-Offsets besitzen, im hohen Grade vorteilhaft.