DE69738283T2

DE69738283T2 - Empfänger für trägerlose AM-PM Modulation mit Frequenzbereichsentzerrer

Info

Publication number: DE69738283T2
Application number: DE69738283T
Authority: DE
Inventors: Donald P. Dallas SHAVER; Michael O. Garland Polley; Walter Y. Plano Chen
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1996-07-19
Filing date: 1997-07-17
Publication date: 2008-09-18
Anticipated expiration: 2017-07-18
Also published as: TW353840B; KR980012843A; EP0820174A2; DE69738283D1; JPH1079766A; SG119131A1; EP0820174B1; JP3909123B2; KR100492206B1; EP0820174A3; US5809069A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Modems und insbesondere auf einen Frequenzbereichs-CAP-Empfänger für ein Modem.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Ein trägerloser AM-PM-(CAP)-Sender für ein Modem erzeugt direkt einen Durchlassbandleitungscode, wobei er eine Modulation und eine Aufwärtsumsetzung zu Durchlassbandfrequenzen kombiniert. Die zu sendenden Daten werden mit durchlassbandformenden Filtern gefiltert, die in den erforderlichen Durchlassbandbereichen des Spektrums Energie erzeugen. CAP ist der Quadratamplitudenmodulation (QAM), gefolgt von einer Aufwärtsumsetzung, sehr ähnlich, hat jedoch eine zweckmäßigere digitale Implementierung, wenn die Durchlassbandmittenfrequenz des gesendeten Signals nahe bei der Bandbreite des Signals liegt.
Ein herkömmlicher CAP-Sender ist in 1 gezeigt. Zu sendende komplexe Datensymbole 110 werden um einen Faktor M abtastwerterhöht (112) und in ihre reellen 114 und ihre imaginären 116 Teile aufgeteilt, die mit dem gleichphasigen 118 und dem Quadratur-CAP-Übertragungsfilter 120 g₁[n] bzw. g₂[n] gefiltert werden. Die Filterausgänge werden kombiniert (122), und das Ergebnis wird durch einen D/A-Umsetzer 124 und ein Tiefpassfilter 126 geführt, um das für das Übertragungsmedium erforderliche analoge Signal 128 zu erzeugen.
Ein Beispiel für zwei praktische orthogonale Quadratwurzel-CAP-Filter der Länge 35 mit erhöhtem Kosinus ist in 2 gezeigt, wobei g₁[n] das gleichphasige Filter 140 und g₂[n] das Quadraturfilter 150 ist.
Ein CAP-Empfänger für ein Modem entzerrt, führt eine Abwärtsumsetzung aus dem Durchlassband durch und demoduliert den Leitungscode mit einer einzigen Parallelfilterungsoperation. Bei Abwesenheit einer Kanalverschlechterung sind die Empfängerfilter den Sendefiltern sehr ähnlich und können zweckmäßig implementiert werden. Wenn die Kanalmerkmale jedoch schwieriger werden, steigen die Anforderungen an die Länge der Empfangsfilter an. Für eine ausrei chende Leistungsfähigkeit muss die Filterlänge ggf. wesentlich erhöht werden. Diese Längenzunahme erfordert pro empfangenem Symbol mehr Berechnungen.
Ein herkömmlicher CAP-Empfänger für ein Modem ist in 3 gezeigt. Das empfangene analoge Signal 210 wird tiefpassgefiltert (212) und durch den A/D-Umsetzer 214 geführt. Das digitale Signal 216 wird dann mit den Filtern h₁[n] 218 und h₂[n] 220 verarbeitet, die die CAP-Demodulation wie auch die Kanalentzerrung ausführen. Eine Form des Kanalschätzungs- und Entzerrungskriteriums dient dazu, die erforderlichen Werte für h₁[n] und h₂[n] zu berechnen. Nach der Filterung werden die Signale kombiniert (222), um einen komplexen Datenstrom 224 zu erzeugen, und dann um einen Faktor M abtastwertreduziert, damit ein Strom von komplexen Datensymbolen 228 erzeugt wird, aus denen die gesendeten Informationen decodiert werden können.
Wenn der Übertragungskanal verzerrungslos ist, sollten die Filter im Empfänger angepasste Filter (angepasst auf g₁[n] und g₂[n]) sein, damit ein optimaler Empfang erzielt wird. Wenn jedoch eine Kanalverzerrung ermittelt wird, müssen die Empfangsfilter angepasst werden, damit die Verzerrung entzerrt und das CAP-Signal demoduliert wird. Die Fähigkeit der Filter, die Kanalverzerrung zu kompensieren, wird durch eine Anzahl von Faktoren beeinflusst, darunter die für das Filter gewählte praktische Länge. Wenn eine erhebliche Kanalverzerrung festgestellt wird, können längere Filter erforderlich sein. Tatsächlich kann eine Beschränkung der Filterlänge auf diejenige, die durch eine Zeitbereichsfilterung praktisch ausgeführt werden kann, die Leistungsfähigkeit eines CAP-Empfängers begrenzen, der endliche rechentechnische Ressourcen hat. Unter diesen Bedingungen bietet ein Frequenzbereichs-CAP-Empfänger der vorliegenden Erfindung eine attraktive Alternative zu der rechentechnisch intensiven Zeitbereichsimplementierung.
Weiterhin werden diese und andere Unzulänglichkeiten durch die vorliegende Erfindung überwunden.
Im US-Patent 5.504.479 wird ein trägerloser Amplituden- und Phasenmodulationsempfänger mit einem Analog-zu-Digital-Umsetzer, einem Entzerrer und einem Abtaster offenbart.
Außerdem wird in der Abhandlung von Berberidis, K. u. a.: "A FREQUENCY-DOMAIN DECISION FEEDBACK EQUALIZER FOR MULTIPATH ECHO CANCELLATION", IEEE GLOBAL TELECOMMUNICATIONS CONFERENCE (GLOBECOM), USA, NEW YORK, IEEE, 14. November 1995 (1995-11-14), Seiten 98–102, XP000621463, ISBN: 0-7803-2510-9, ein Entzerrer beschrieben, bei dem im Frequenzbereich ein Rückkopplungsfilter implementiert ist.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung schafft Vorrichtungen und Verfahren, wie sie in den Ansprüchen dargelegt sind.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Die vorliegende Erfindung wird nun mit Bezug auf die beigefügte Zeichnung beispielhaft weiter beschrieben, in der:
1 einen herkömmlichen CAP-Sender des Standes der Technik zeigt;
2 ein orthogonales Quadratwurzel-CAP-Übertragungsfilter der Länge 35 mit erhöhtem Kosinus nach dem Stand der Technik zeigt;
3 einen herkömmlichen CAP-Empfänger zeigt;
4 eine durch Multiplikation im Frequenzbereich ausgeführte Faltung zeigt;
5 einen Vergleich der Anzahl von Operationen zeigt, die erforderlich ist, um eine lineare Faltung eines komplexen Signals mit einem komplexen Filter im Zeitbereich und im Frequenzbereich auszuführen;
6 einen Vergleich der Anzahl von Operationen zeigt, die erforderlich ist, um eine lineare Faltung eines reellen Signals mit einem reellen Filter im Zeitbereich und im Frequenzbereich auszuführen;
7 eine einfache Realisierung eines CAP-Empfängers der vorliegenden Erfindung zeigt, der Zweifrequenzbereichsentzerrer verwendet;
8 einen CAP-Empfänger der vorliegenden Erfindung zeigt, der mit einem Einzelfrequenzbereichsentzerrer realisiert ist; und
9 einen Vergleich der Anzahl von Operationen zeigt, die erforderlich ist, um einen herkömmlichen CAP-Demodulator und einen Frequenzbereichs-CAP-Demodulator der vorliegenden Erfindung zu realisieren.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Es ist allgemein bekannt, dass rechentechnisch effiziente Frequenzbereichsalgorithmen zum Ausführen einer Faltung von zwei Diskretzeit-Sequenzen x[n] und h[n] existieren (Oppenheim, Alan V. und Schafer, Ronald W., Discrete-Time Processing, Prentice Hall, New Jersey, 1989; Rabiner, Lawrence R. und Schafer, Ronald W., Digital Processing of Speech Signals, Prentice Hall, New Jersey, 1978; Brigham, E. Oran, The Fast Fourier Transform, Prentice Hall, New Jersey, 1974; Brigham, E. Oran, The Fast Fourier Transform and Its Applications, Prentice Hall, New Jersey, 1988; Winthrop, W. Smith and Smith, Joanne M., Handbock of Real-Time Fast Fourier Transforms, IEEE Press, Piscataway, New Jersey, 1995). Ein Algorithmus, mit dem dies ausgeführt wird, ist in 4 veranschaulicht. Zwei Sequenzen x[n] 410 und h[n] 430 werden in einen parallelen Datenstrom 412, 432 der Länge L bzw. P umgesetzt und dann mit Nullen aufgefüllt (416, 436), um Sequenzen der Länge N zu erzeugen (418, 438). Dann werden diskrete N-Punkt-Fourier-Transformationen (DFTs) X[k] 420 und H[k] 440 der beiden Sequenzen berechnet (422, 442). Die DFT kann mit dem rechentechnisch effizienten Algorithmus der schnellen Fourier-Transformation (FFT) ausgeführt werden. Danach wird das Produkt 450 berechnet: Y[k] = X[k] H[k] (456). Schließlich wird die inverse DFT y_c[n] berechnet (454), einem Kombinationsalgorithmus 458 unterzogen und in einen seriellen Strom 462 umgesetzt. Die Sequenz y_c[n] (464) der zirkularen Faltung der zwei Eingangssequenzen ist
Wenn die Diskretzeit-Sequenzen endlich sind, kann die DFT-Größe ausreichend groß ausgelegt werden, sodass die zirkulare Faltung der mit Nullen aufgefüllten Sequenzen die gleiche wie die lineare Faltung der Sequenzen ist. Wenn L die Länge von x[n] und P die Länge von h[n] darstellt, dann ist die resultierende lineare Faltung von x[n] und h[n] von der Länge L + P – 1. Wenn N so gewählt wird, dass N > L + P – 1 ist, dann ist die aus der Frequenzbereichsimplementierung er haltene zirkulare Faltung die gleiche wie die lineare Faltung der zwei Sequenzen, und es ist y[n] = y_c[n].
Wenn die Eingangssequenz x[n] zum praktischen Berechnen einer einzelnen Transformation zu lang ist oder wenn x[n] ein kontinuierlicher Datenstrom ist, kann die Sequenz in handhabbare Längen aufgeteilt werden, und es kann immer nur ein einziges Segment verarbeitet werden. Die einzelnen verarbeiteten Segmente werden dann auf eine Weise kombiniert, die die lineare Faltung der zwei Sequenzen bildet. Dieses Verfahren der Segmentkombination setzt die zirkulare Faltung vieler aneinandergrenzender Segmente in eine lineare Faltung um. Zwei gut eingeführte Kombinationsverfahren sind der Überlappungsadditions- und der Überlappungssicherungs-Algorithmus (Oppenheim, Alan V. und Schafer, Ronald W., Discrete-Time Processing, Prentice Hall, New Jersey, 1989).
Die Effizienzgewinne, die durch Ausführen einer Faltung im Frequenzbereich erhalten werden, hängen von den Größen der zwei zu faltenden Sequenzen sowie von der DFT-Größe relativ zu den Sequenzgrößen ab. Im Allgemeinen wächst bei zunehmenden Sequenzlängen die erforderliche Zeitbereichsfaltung linear mit der Größe einer der Sequenzen. Beim Frequenzbereichsverfahren wächst die Länge langsam.
Bei einer komplexen Eingangssequenz x[n] und einem komplexen Filter h[n] ist die Anzahl von Operationen, die erforderlich ist, um die Zeitbereichsfilterung auszuführen: 4P + 2(P – 1) Operationen/Abtastung (2)
Die Anzahl von Operationen, die erforderlich ist, um die Faltung im Frequenzbereich auszuführen, ist:
Die erforderlichen Anzahlen von Operationen für die zwei Ansätze 510, 520 sind in 5 in Abhängigkeit von der Länge des Filters h[n] aufgetragen.
Wenn die Eingangssequenz x[n] und das Filter h[n] reell sind, ist die Anzahl von Operationen, die erforderlich ist, um die Zeitbereichsfilterung auszuführen: 2P – 1 Operationen/Abtastung (4)
Unter Ausnutzung der Tatsache, dass der Eingang und der Ausgang reell sind, kann die FFT mit doppelter Länge im Frequenzbereichsentzerrer genutzt werden, um die Anzahl von für die FFT und die IFFT erforderlichen Operationen zu verringern (Winthrop, W. Smith und Smith, Joanne M., Handbook of Real-Time Fast Fourier Transforms, IEEE Press, Piscataway, New Jersey, 1995). Die Anzahl von Operationen, die erforderlich ist, um die Faltung im Frequenzbereich auszuführen, ist:
Die erforderlichen Anzahlen von Operationen für die zwei Ansätze 610, 620 sind in 6 in Abhängigkeit von der Länge des Filters h[n] aufgetragen.
Ein CAP-Empfänger kann das Frequenzbereichsverfahren der Faltung integrieren, um die Empfangsfilter zu implementieren (Entzerrung und angepasste Filterung zur Demodulation). Ein auf diese Weise realisiertes Empfangsfilter wird als Frequenzbereichsentzerrer (FDE) bezeichnet. Für den CAP-Empfänger führt der FDE auch die Demodulation durch. Die einfachste Implementierung ersetzt die zwei Empfangsfilter einfach direkt, wie in 7 gezeigt ist. Die doppelten FDEs 718, 720 wirken jeweils auf eine reelle Sequenz und erzeugen eine reelle Sequenz 722, 724.
Bei dem herkömmlichen CAP-Empfänger, wie er in 3 gezeigt ist, wird ein rechentechnischer Vorteil durch Aufspalten der reellen und der imaginären Komponente des empfangenen Signals und Ausführen der reellen Faltung erzielt. Im Empfänger wird das Signal y[n] durch Filterung des Eingangssignals mit dem gleichphasigen Filter und den Quadraturfiltern sowie anschließendes Kombinieren der Ergebnisse erzeugt. Dies kann mathematisch folgendermaßen dargestellt werden: y[n] = r[n]*h1[n] + jr[n]*h2[n] (6)
Darin stellt das Symbol * die Faltung der zwei Sequenzen dar. Die reellen Filter können zum Erzeugen eines komplexen Filters h[n] wie folgt kombiniert werden: y[n] = r[n]*(h1[n] + jh2[n]) = r[n]*h[n] (7)wobei gilt: h[n] = h1[n] + jh2[n] (8)
Daher können die zwei FDEs im CAP-Empfänger durch einen einzigen FDE ersetzt werden, der eine reelle Eingabe aufnimmt und eine komplexe Ausgabe erzeugt, wie in 8 gezeigt ist. Das im Frequenzbereich implementierte Filter ist ein komplexes Filter, dessen Zeitbereichsimpulsantwort h[n] ist, die die Kombination des gleichphasigen CAP-Demodulators und des Quadratur-CAP-Demodulators sowie der Empfangsfilter ist.
Die Komplexität des FDE im CAP-Empfänger kann vermindert werden, indem der FFT-Algorithmus mit doppelter Länge zum Berechnen der FFT einer reellen Eingangssequenz genutzt wird. Außerdem nutzen die Erfinder die Tatsache aus, dass die Eingangssequenz stets in Blöcken von L Abtastungen angenommen und mit N-L Nullen aufgefüllt wird. Daher sind in der ersten FFT-Stufe nur L komplexe Vielfache erforderlich.
Die Komplexität des FDE im CAP-Empfänger kann weiter vermindert werden, indem die Tatsache ausgenutzt wird, dass die Sequenz aus dem FDE abtastwertreduziert wird, d. h. dass nur jede M-te Abtastung verwendet wird. Die IFFT im FDE kann mit einem Algorithmus mit zeitlicher Dezimierung ausgeführt werden, und die IFFT-Struktur kann beschnitten werden, um unnötige Berechnungen auszuschließen.
Im Spezialfall M = 4 ist die gesamte Anzahl von Operationen, die erforderlich ist, um die Frequenzbereichs-CAP-Demodulation auszuführen, näherungsweise gegeben durch
Die Anzahl von Operationen, die erforderlich ist, um den Zeitbereichs-CAP-Demodulator (Ausnutzung der Abtastwertreduktion nach der Filterung) auszuführen, ist: 4P – 2 Operationen/Symbol (10)
Die erforderlichen Anzahlen von Operationen für die zwei Ansätze 910, 920 sind in 9 in Abhängigkeit von der Länge des Filters h[n] aufgetragen.
Die Wahl des Abtastwerterhöhungs-/Abtastwertreduktions-Faktors M bei einem CAP-Übertragungssystem beeinflusst die Effizienz des Frequenzbereichs-CAP-Empfängers. Wenn M steigt, bleiben die für die Zeitbereichsfilterung im Empfänger erforderlichen Berechnungen etwa die gleichen, wie wenn nach einer Filterung eine Abtastwertreduktion verwendet wird, um nicht benötigte Berechnungen auszuschließen. Jedoch müssen beim Frequenzbereichs-CAP-Empfänger die FFT-Größe, die IFFT-Größe und die Multiplikation mit H[k] auch dann größer ausgelegt werden, wenn die Größe der Ausgangsblöcke die gleiche bleibt. Dadurch nehmen die erforderlichen Berechnungen mit dem Abtastwerterhöhungsfaktor zu. Jedoch kann sich der Frequenzbereichs-CAP-Empfänger für niedrige Werte von M, wie etwa M = 2, 3, 4, als vorteilhaft erweisen. Die Anzahl von Operationen, die bei der IFFT-Operation aufgrund der Abtastwertreduktion nach der IFFT ausgeschlossen werden können, wird direkt durch den bestimmten Wert von M beeinflusst. Da die IFFT-Struktur ausgenutzt wird, ergeben Werte von 2, 4 und 8 die größten Einsparungen.
Eine weitere Verminderung der Komplexität kann durch Ausnutzen der Tatsache erzielt werden, dass die FFT und die IFFT doppelseitig, mit nur einer einzigen Multiplikation jedes Frequenzbereichskoeffizienten zwischen den Algorithmen, ausgeführt werden. Die Operationen können in den Algorithmen so angeordnet werden, dass die letzte Stufe der FFT-Berechnung mit der Entzerrermultiplikation und der ersten Stufe der IFFT kombiniert werden kann. Dies kann erreicht werden, indem für die drei Stufen ein einziger Multiplikationsfaktor berechnet wird, wobei der einzige Multiplikationsfaktor das Produkt der drei einzelnen Multiplikationsfaktoren ist. Jedoch muss dieser einzige Multiplikationsfaktor so beschaffen sein, dass er den veränderlichen Entzerrungsanforderungen im Empfänger entspricht.
Ein statischer Übertragungskanal erfordert eine einmalige Schätzung der Verzerrung und dann eine Berechnung der Filterkoeffizienten für eine angemessene Entzerrung.
Übertragungskanäle, die mit der Zeit erheblich variieren, erfordern eine Anpassung des Entzerrers, um eine zeitlich veränderliche Verzerrung kompensieren zu können. Die Kanalschätzung sollte kontinuierlich ausgeführt werden, um den dynamischen Übertragungskanal angemessen zu entzerren. Die Rate, mit der der Kanal variiert, und das Entzerrungskriterium bestimmen das Ausmaß an Ressourcen in einem Empfänger, das für die Kanalschätzung und die Anpassung der Entzerrerkoeffizienten angewendet werden muss. Bei äußerst schnell variierenden Kanälen, wie etwa den in einem mobilen Kommunikationssystem anzutreffenden, muss sich der Entzerrer schnell anpassen. In der Tat ist es am besten, die Entzerrerkoeffizienten nach jeder Abtastung anzupassen. Zeitbereichsentzerrer bieten die Fähigkeit, die Koeffizienten nach der Verarbeitung jeder Abtastung anzupassen, da die Entzerrungsoperationen Abtastung für Abtastung ausgeführt werden.
Die Übertragungskanäle, die bei den meisten Kommunikationssystemen mit erdgebundenen Leitungen (wie etwa der digitalen Teilnehmerleitungs-Signalisierung) anzutreffen sind, variieren äußerst langsam. Eine schnelle Schätzung des Kanals und eine schnelle Anpassung der Entzerrerkoeffizienten sind nicht erforderlich. Wenn der Kanal während einer Periode von N Abtastungen relativ statisch bleibt, kann die Entzerrung während der gesamten Periode bei einem Block von N Abtastungen ausgeführt werden. Wenn erforderlich, wird die Kanalverzerrung vor der nächsten Periode erneut geschätzt, und der Entzerrer wird vor dem Verarbeiten des nächsten Blocks angepasst. Im Allgemeinen muss die Blockdauer so gewählt werden, dass sich der Kanal gegenüber der Schätzung nicht erheblich verändert, bevor eine weitere Schätzung berechnet wird.
Zeitgebung und Synchronisation können in einem blockbasierten Empfänger ausgeführt werden, wobei irgendeine Anzahl von Algorithmen verwendet wird, die für abtastungsbasierte Empfänger entworfen sind (Proakis, J. G., Digital Communications, dritte Auflage, McGraw Hill, New York, 1995; Lee, Edward A. und Messerschmitt, David G., Digital Communication, Kluwer Academic Publishers, Boston, 1994). Ein besonders attraktives Schema, das in einem FDE-basierten CAP-Empfänger leicht zu implementieren ist, verwendet einen Algorithmus für die direkte Durchlassband-Zeitgebungs-Wiedergewinnung (Godard, Dominique N., Passband Timing Recovery in an All-Digital Modem Receiver, IEEE Transactions an Communications, COM-26: 517–523, Mai 1978; Godard, Domi nique N., US-Patent Nr. 4.969.163 , Passband Timing Recovery in an All-Digital Modem Receiver, November, 1990). Die Zeitgebungsinformationen werden aus dem reellwertigen Durchlassbandsignal abgeleitet, wobei Verzögerungen in der Zeitgebungsanpassungs-Schleife vermieden werden und eine schnelle Konvergenz ermöglicht wird. Grundsätzlich werden die Abtastungszeiten so angepasst, dass sie bei Zeitpunkten liegen, zu denen die Kanalphasen bei Frequenzen f₀(+1/–2T) gleich modulo 2p sind, wobei f₀ die Durchlassbandmittenfrequenz und T das Abtastungsintervall ist. Es wurde gezeigt, dass dies die optimale Abtastungsphase annähert (Ungerboeck, G., Adaptive Maximum Likelihood Receiver for Carrier Modulated Data Transmission Systems, IEEE Transactions an Communications, COM-22: 624–636, Mai 1974) und in Verbindung mit dem FDE in einem FDE-basierten CAP-Empfänger implementiert werden kann.
Indem dadurch eine bestimmte Ausführungsform der Erfindung beschrieben wurde, sind für den Fachmann auf dem Gebiet ohne Weiteres verschiedene Abwandlungen, Veränderungen und Verbesserungen zu finden. Derartige Abwandlungen, Veränderungen und Verbesserungen, wie sie durch diese Offenbarung offensichtlich gemacht wurden, sind dazu bestimmt, Teil dieser Beschreibung zu sein, auch wenn sie hierin nicht ausdrücklich angegeben sind. Dementsprechend ist die obige Beschreibung lediglich beispielhaft und nicht einschränkend.

Claims

Trägerloser Frequenzbereichs-AM-PM-CAP-Modemempfänger, mit: einem Analog/Digital-A/D-Umsetzer (714, 814); einem Entzerrer (716, 720, 818), der mit dem A/D-Umsetzer verbunden ist; und einem Downsampler bzw. Abtastwertreduzierer, der mit dem Entzerrer verbunden ist, um einen Strom komplexer Datensignale zum Decodieren auszugeben, gekennzeichnet durch ein Tiefpassfilter (712, 812), das mit einem Datenkanal (710, 810) verbunden ist; und dadurch, dass der Analog/Digital-A/D-Umsetzer (714, 814) mit dem Ausgang des Tiefpassfilters verbunden ist; und der Entzerrer (716, 720, 818) ein CAP-Frequenzbereichsentzerrer ist, der so beschaffen ist, dass er eine Entzerrung und eine angepasste Filterung für eine im Frequenzbereich implementierte Demodulation ausführt.
Verfahren zum Erzeugen eines trägerlosen AM-PM-CAP-Signals aus einem Durchlassbandsignal, das umfasst: Tiefpassfiltern des Durchlassbandsignals; Umsetzen des gefilterten Signals in ein digitales Signal; und CAP-Frequenzbereichsentzerren des digitalen Signals durch Ausführen einer Entzerrung und einer angepassten Filterung für die Demodulation des digitalen Signals im Frequenzbereich.
Verfahren nach Anspruch 2, das ferner ein Downsampling bzw. Reduzieren von Abtastwerten des digitalen Signals umfasst, um einen komplexen Datenstrom zu schaffen.