JPH1079766A - 搬送波を使わない振幅位相変調用周波数領域復調器 - Google Patents
搬送波を使わない振幅位相変調用周波数領域復調器Info
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- JPH1079766A JPH1079766A JP9196107A JP19610797A JPH1079766A JP H1079766 A JPH1079766 A JP H1079766A JP 9196107 A JP9196107 A JP 9196107A JP 19610797 A JP19610797 A JP 19610797A JP H1079766 A JPH1079766 A JP H1079766A
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- filter
- signal
- receiver
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0004—Modulated-carrier systems using wavelets
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0038—Correction of carrier offset using an equaliser
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＣＡＰ信号を復調するために必要な演算回数
を減少させる周波数領域ＣＡＰモデム受信器と方法を開
示する。 【解決手段】 本周波数領域ＣＡＰモデム受信器は、デ
ータチャネル８１０に接続されたロウパスフィルタ８１
２と、このフィルタに接続されたアナログ／ディジタル
変換器（Ａ／Ｄ）８１４と、このＡ／Ｄ変換器に接続さ
れた周波数領域ＣＡＰ等化器８１８と、このＣＡＰ等化
器に接続されたダウンサンプラ８２２とを備える。Ａ／
Ｄ変換器８１４から得られたディジタル信号をＣＡＰ周
波数領域で等化するとともに復調する。このため、等価
な時間領域ＣＡＰ受信器に比較して計算量の点で有利で
ある。
を減少させる周波数領域ＣＡＰモデム受信器と方法を開
示する。 【解決手段】 本周波数領域ＣＡＰモデム受信器は、デ
ータチャネル８１０に接続されたロウパスフィルタ８１
２と、このフィルタに接続されたアナログ／ディジタル
変換器（Ａ／Ｄ）８１４と、このＡ／Ｄ変換器に接続さ
れた周波数領域ＣＡＰ等化器８１８と、このＣＡＰ等化
器に接続されたダウンサンプラ８２２とを備える。Ａ／
Ｄ変換器８１４から得られたディジタル信号をＣＡＰ周
波数領域で等化するとともに復調する。このため、等価
な時間領域ＣＡＰ受信器に比較して計算量の点で有利で
ある。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はモデムに関し、より
詳細にはモデム用周波数領域ＣＡＰ受信器に関する。
詳細にはモデム用周波数領域ＣＡＰ受信器に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】モデムに使用するため
の搬送波を使わない振幅位相変調（Carrierless AM-PM:
ＣＡＰ）送信器は、通過帯域に対して変調およびアップ
コンバートを組み合わせて、通過帯域の伝送符号(line
code）を直接発生する。送信するデータは、必要な通過
帯域範囲のスペクトルのエネルギをつくり出す通過帯域
形成フィルタによってフィルタリングされる。ＣＡＰ
は、後でアップコンバートが伴う直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）と非常によく似ているが、送信された信号の通過帯
域中心周波数がその信号の帯域幅に近い場合、ＱＡＭよ
りも容易にディジタル的に実現できる。
の搬送波を使わない振幅位相変調（Carrierless AM-PM:
ＣＡＰ）送信器は、通過帯域に対して変調およびアップ
コンバートを組み合わせて、通過帯域の伝送符号(line
code）を直接発生する。送信するデータは、必要な通過
帯域範囲のスペクトルのエネルギをつくり出す通過帯域
形成フィルタによってフィルタリングされる。ＣＡＰ
は、後でアップコンバートが伴う直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）と非常によく似ているが、送信された信号の通過帯
域中心周波数がその信号の帯域幅に近い場合、ＱＡＭよ
りも容易にディジタル的に実現できる。
【０００３】従来のＣＡＰ送信器を図１に示す。送信す
る複素データ符号１１０が、Ｍ１１２の因子によってア
ップサンプリングされ、実数部１１４および虚数部１１
６に分割されると、この実数部および虚数部は、同相の
ＣＡＰ送信フィルタ（ｇ1 ［ｎ］）１１８および直交す
るＣＡＰ送信フィルタ（ｇ2 ［ｎ］）１２０によってそ
れぞれフィルタリングされる。フィルタの出力は加算器
１２２で結合され、その結果はＤ／Ａ変換器１２４を中
継し、ロウパスフィルタ１２６でフィルタリングされ
て、伝送媒体に要求されるアナログ信号１２８を発生さ
せる。
る複素データ符号１１０が、Ｍ１１２の因子によってア
ップサンプリングされ、実数部１１４および虚数部１１
６に分割されると、この実数部および虚数部は、同相の
ＣＡＰ送信フィルタ（ｇ1 ［ｎ］）１１８および直交す
るＣＡＰ送信フィルタ（ｇ2 ［ｎ］）１２０によってそ
れぞれフィルタリングされる。フィルタの出力は加算器
１２２で結合され、その結果はＤ／Ａ変換器１２４を中
継し、ロウパスフィルタ１２６でフィルタリングされ
て、伝送媒体に要求されるアナログ信号１２８を発生さ
せる。
【０００４】直交する長さ３５の平方根で累乗されたコ
サインＣＡＰフィルタ（orthogonallength-35 square-r
oot raised-cosine CAP filters）の実用的な２つの例
が図２に示されているが、本図において同相フィルタ１
４０はｇ1 ［ｎ］、直交フィルタ１５０はｇ2 ［ｎ］で
ある。
サインＣＡＰフィルタ（orthogonallength-35 square-r
oot raised-cosine CAP filters）の実用的な２つの例
が図２に示されているが、本図において同相フィルタ１
４０はｇ1 ［ｎ］、直交フィルタ１５０はｇ2 ［ｎ］で
ある。
【０００５】モデム用ＣＡＰ受信器は等化し、通過帯域
からダウンコンバートを実行して、並列フィルタリング
演算を１回実施することにより伝送符号を復調する。チ
ャネルに品質劣化がない場合、受信フィルタは送信フィ
ルタによく似ているので、容易に実現することができ
る。しかし、チャネルの特性に問題が生じた場合は、受
信フィルタの長さに対する要求が大きくなる。適度の性
能を得るためには、フィルタの長さをかなり増加しなけ
ればならない。フィルタの長さを増加すると、受信符号
ごとにより多くの計算量が必要になる。
からダウンコンバートを実行して、並列フィルタリング
演算を１回実施することにより伝送符号を復調する。チ
ャネルに品質劣化がない場合、受信フィルタは送信フィ
ルタによく似ているので、容易に実現することができ
る。しかし、チャネルの特性に問題が生じた場合は、受
信フィルタの長さに対する要求が大きくなる。適度の性
能を得るためには、フィルタの長さをかなり増加しなけ
ればならない。フィルタの長さを増加すると、受信符号
ごとにより多くの計算量が必要になる。
【０００６】従来のモデム用ＣＡＰ受信器を図３に示
す。受信したアナログ信号２１０は、ロウパスフィルタ
２１２でフィルタリングされてＡ／Ｄ変換器２１４に送
られる。ディジタル信号２１６が、フィルタ（ｈ
1 ［ｎ］）２１８およびフィルタ（ｈ 2 ［ｎ］）２２０
によって処理されると、これらのフィルタはチャネルを
等化するとともにＣＡＰ信号の復調を実行する。ｈ
1 ［ｎ］，ｈ2 ［ｎ］に必要となる値を計算するため、
何らかの形式のチャネル推定と等化基準とが使用され
る。フィルタリングの後、これらの信号はブロック２２
２で結合されて複素データストリーム２２４を形成し、
Ｍの因子によりダウンサンプリングされて、複素データ
符号ストリーム２２８を形成し、この複素データ符号ス
トリームから送信された情報が復号される。
す。受信したアナログ信号２１０は、ロウパスフィルタ
２１２でフィルタリングされてＡ／Ｄ変換器２１４に送
られる。ディジタル信号２１６が、フィルタ（ｈ
1 ［ｎ］）２１８およびフィルタ（ｈ 2 ［ｎ］）２２０
によって処理されると、これらのフィルタはチャネルを
等化するとともにＣＡＰ信号の復調を実行する。ｈ
1 ［ｎ］，ｈ2 ［ｎ］に必要となる値を計算するため、
何らかの形式のチャネル推定と等化基準とが使用され
る。フィルタリングの後、これらの信号はブロック２２
２で結合されて複素データストリーム２２４を形成し、
Ｍの因子によりダウンサンプリングされて、複素データ
符号ストリーム２２８を形成し、この複素データ符号ス
トリームから送信された情報が復号される。
【０００７】送信チャネルに歪が無い場合、受信器のフ
ィルタは、最適な受信をするフィルタ（ｇ1 ［ｎ］およ
びｇ2 ［ｎ］）に一致するはずである。しかし、チャネ
ル歪が検出される場合は、ＣＡＰ信号を復調するだけで
なく歪を等化するように受信フィルタを調整しなければ
ならない。チャネル歪を補償するためのフィルタの能力
は、フィルタに選択された実際の長さを含め、いくつか
の要因の影響を受ける。かなり大きなチャネル歪がある
場合は、より長いフィルタが必要となるであろう。フィ
ルタの長さを、時間領域のフィルタリングで実現できる
長さに限定すると、計算資源が有限なＣＡＰ受信器の性
能が限定されうることは確かである。これらの条件のも
とで本発明による周波数領域ＣＡＰ受信器は、計算量が
集中する時間領域フィルタリングに対して魅力的な代替
技術を提供している。
ィルタは、最適な受信をするフィルタ（ｇ1 ［ｎ］およ
びｇ2 ［ｎ］）に一致するはずである。しかし、チャネ
ル歪が検出される場合は、ＣＡＰ信号を復調するだけで
なく歪を等化するように受信フィルタを調整しなければ
ならない。チャネル歪を補償するためのフィルタの能力
は、フィルタに選択された実際の長さを含め、いくつか
の要因の影響を受ける。かなり大きなチャネル歪がある
場合は、より長いフィルタが必要となるであろう。フィ
ルタの長さを、時間領域のフィルタリングで実現できる
長さに限定すると、計算資源が有限なＣＡＰ受信器の性
能が限定されうることは確かである。これらの条件のも
とで本発明による周波数領域ＣＡＰ受信器は、計算量が
集中する時間領域フィルタリングに対して魅力的な代替
技術を提供している。
【０００８】その上、本発明はこれらの欠点および他の
欠点を克服している。
欠点を克服している。
【０００９】
【課題を解決するための手段】複雑さを減らした周波数
領域等化器（frequency-domain equalizer：ＦＤＥ）を
使用するＣＡＰ受信器が提供されている。本発明による
ＦＤＥ形（FDE-based）ＣＡＰ受信器が有利であること
を示すため、時間領域フィルタの長さの関数として必要
となる演算回数が比較されている。
領域等化器（frequency-domain equalizer：ＦＤＥ）を
使用するＣＡＰ受信器が提供されている。本発明による
ＦＤＥ形（FDE-based）ＣＡＰ受信器が有利であること
を示すため、時間領域フィルタの長さの関数として必要
となる演算回数が比較されている。
【００１０】より詳細に述べると、本発明は、データチ
ャネルに接続されたロウパスフィルタと、前記ロウパス
フィルタの出力に接続されたアナログ／ディジタル（Ａ
／Ｄ）変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器に接続されたＣＡＰ
周波数領域等化器と、前記ＣＡＰ周波数領域等化器に接
続され復号化用複素データ信号ストリームを出力するダ
ウンサンプラとを備えた周波数領域ＣＡＰモデム受信器
を提供する。
ャネルに接続されたロウパスフィルタと、前記ロウパス
フィルタの出力に接続されたアナログ／ディジタル（Ａ
／Ｄ）変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器に接続されたＣＡＰ
周波数領域等化器と、前記ＣＡＰ周波数領域等化器に接
続され復号化用複素データ信号ストリームを出力するダ
ウンサンプラとを備えた周波数領域ＣＡＰモデム受信器
を提供する。
【００１１】さらに、本発明は、通過帯域信号をロウパ
スフィルタでフィルタリングし、フィルタリングされた
前記通過帯域信号をディジタル信号に変換し、前記ディ
ジタル信号をＣＡＰ周波数領域において等化し、前記デ
ィジタル信号を復調することにより、前記通過帯域信号
からＣＡＰ信号を発生させる方法を提供する。
スフィルタでフィルタリングし、フィルタリングされた
前記通過帯域信号をディジタル信号に変換し、前記ディ
ジタル信号をＣＡＰ周波数領域において等化し、前記デ
ィジタル信号を復調することにより、前記通過帯域信号
からＣＡＰ信号を発生させる方法を提供する。
【００１２】
【発明の実施の形態】２つの離散時系列ｘ［ｎ］，ｈ
［ｎ］のたたみ込みを実行することに対して、計算が効
率的な周波数領域アルゴリズムが存在することは公知で
ある（Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ，Ａｌａｎ Ｖ．およびＳｃ
ｈａｆｅｒ，Ｒｏｎａｌｄ Ｗ．による「離散時間処理
（Discrete-Time Processing）」，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ
Ｈａｌｌ，Ｎｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ，１９８９；Ｒａｂｉ
ｎｅｒ，Ｌａｗｒｅｎｃｅ Ｒ．およびＳｃｈａｆｅ
ｒ，Ｒｏｎａｌｄ Ｗ．による「音声信号のディジタル
処理（Digital Processing of Speech Signals）」，Ｐ
ｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，Ｎｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ，１
９７８；Ｂｒｉｇｈａｍ，Ｅ．Ｏｒａｎによる「高速フ
ーリエ変換（The Fast Fourier Transform）」，Ｐｒｅ
ｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，Ｎｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ，１９７
４；Ｂｒｉｇｈａｍ，Ｅ．Ｏｒａｎによる「高速フーリ
エ変換とその応用(The Fast Fourier Transform and It
s Applocations）」，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，Ｎ
ｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ，１９８８；Ｗｉｎｔｈｒｏｐ，
Ｗ．ＳｍｉｔｈおよびＳｍｉｔｈ，Ｊｏａｎｎｅ Ｍ．
による「実時間高速フーリエ変換ハンドブック(Handboo
k of Real-Time Fast Fourier Transforms）ＩＥＥＥ
Ｐｒｅｓｓ，Ｐｉｓｃａｔａｗａｙ，Ｎｅｗ Ｊｅｒｓ
ｅｙ，１９９５）。これを達成する１つのアルゴリズム
を図４に示す。２つの系列ｘ［ｎ］４１０，ｈ［ｎ］４
３０は、長さがＬおよびＰの並列データストリーム４１
２，４３２にそれぞれ変換され、ついでゼロ４１６，４
３６が埋め込まれて長さＮの系列４１８，４３８を形成
する。つぎに、この２つの系列のＮ点離散フーリエ変換
（ＤＦＴ）Ｘ［ｋ］４２０およびＨ［ｋ］４４０がそれ
ぞれ計算される。ＤＦＴには、計算が効率的な高速フー
リエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムを使用して実行しても
よい。次に、積４５０、すなわちＹ［ｋ］＝Ｘ［ｋ］Ｈ
［ｋ］４５６が計算される。最後に、逆ＤＦＴ、ｙ
［ｎ］４５４が計算され、結合アルゴリズム４５８に従
って、直列ストリーム４６２に変換される。系列ｙ
c 「ｎ］４６４は２つの入力系列の巡回たたみ込みであ
り、次式で示される。
［ｎ］のたたみ込みを実行することに対して、計算が効
率的な周波数領域アルゴリズムが存在することは公知で
ある（Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ，Ａｌａｎ Ｖ．およびＳｃ
ｈａｆｅｒ，Ｒｏｎａｌｄ Ｗ．による「離散時間処理
（Discrete-Time Processing）」，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ
Ｈａｌｌ，Ｎｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ，１９８９；Ｒａｂｉ
ｎｅｒ，Ｌａｗｒｅｎｃｅ Ｒ．およびＳｃｈａｆｅ
ｒ，Ｒｏｎａｌｄ Ｗ．による「音声信号のディジタル
処理（Digital Processing of Speech Signals）」，Ｐ
ｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，Ｎｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ，１
９７８；Ｂｒｉｇｈａｍ，Ｅ．Ｏｒａｎによる「高速フ
ーリエ変換（The Fast Fourier Transform）」，Ｐｒｅ
ｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，Ｎｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ，１９７
４；Ｂｒｉｇｈａｍ，Ｅ．Ｏｒａｎによる「高速フーリ
エ変換とその応用(The Fast Fourier Transform and It
s Applocations）」，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，Ｎ
ｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ，１９８８；Ｗｉｎｔｈｒｏｐ，
Ｗ．ＳｍｉｔｈおよびＳｍｉｔｈ，Ｊｏａｎｎｅ Ｍ．
による「実時間高速フーリエ変換ハンドブック(Handboo
k of Real-Time Fast Fourier Transforms）ＩＥＥＥ
Ｐｒｅｓｓ，Ｐｉｓｃａｔａｗａｙ，Ｎｅｗ Ｊｅｒｓ
ｅｙ，１９９５）。これを達成する１つのアルゴリズム
を図４に示す。２つの系列ｘ［ｎ］４１０，ｈ［ｎ］４
３０は、長さがＬおよびＰの並列データストリーム４１
２，４３２にそれぞれ変換され、ついでゼロ４１６，４
３６が埋め込まれて長さＮの系列４１８，４３８を形成
する。つぎに、この２つの系列のＮ点離散フーリエ変換
（ＤＦＴ）Ｘ［ｋ］４２０およびＨ［ｋ］４４０がそれ
ぞれ計算される。ＤＦＴには、計算が効率的な高速フー
リエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムを使用して実行しても
よい。次に、積４５０、すなわちＹ［ｋ］＝Ｘ［ｋ］Ｈ
［ｋ］４５６が計算される。最後に、逆ＤＦＴ、ｙ
［ｎ］４５４が計算され、結合アルゴリズム４５８に従
って、直列ストリーム４６２に変換される。系列ｙ
c 「ｎ］４６４は２つの入力系列の巡回たたみ込みであ
り、次式で示される。
【数１】
【００１３】離散時系列が有限の場合、ゼロを埋め込ん
だ系列の巡回たたみ込みがその系列の線形たたみ込みに
等しくなるようにＤＦＴのサイズを十分な大きさにする
ことができる。ｘ［ｎ］の長さをＬ、ｈ［ｎ］の長さを
Ｐで示すと、ｘ［ｎ］およびｈ［ｎ］から得られる線形
たたみ込みの長さはＬ＋Ｐ−１となる。Ｎ＞Ｌ＋Ｐ−１
となるようにＮを選択すると、周波数領域における実行
から得られる巡回たたみ込みは、２つの系列の線形たた
み込みと同じであり、ｙ［ｎ］＝ｙc ［ｎ］となる。
だ系列の巡回たたみ込みがその系列の線形たたみ込みに
等しくなるようにＤＦＴのサイズを十分な大きさにする
ことができる。ｘ［ｎ］の長さをＬ、ｈ［ｎ］の長さを
Ｐで示すと、ｘ［ｎ］およびｈ［ｎ］から得られる線形
たたみ込みの長さはＬ＋Ｐ−１となる。Ｎ＞Ｌ＋Ｐ−１
となるようにＮを選択すると、周波数領域における実行
から得られる巡回たたみ込みは、２つの系列の線形たた
み込みと同じであり、ｙ［ｎ］＝ｙc ［ｎ］となる。
【００１４】入力系列ｘ［ｎ］が長すぎて、１つの変換
を計算するのに実際的でない場合、あるいはｘ［ｎ］が
連続データストリームである場合、その系列は処理可能
な長さのセグメントに分割され、一回に１セグメントが
処理されるようにしてよい。個別に処理されたセグメン
トは、２つの系列の線形たたみ込みを形成するように結
合される。このセグメント結合手順は、多数の隣接する
セグメントの巡回たたみ込みを１つの線形たたみ込みに
変換する。巧みに確立された２つの結合手順は、オーバ
ラップアッド(overlap-add）アルゴリズムとオーバラッ
プセーブ（overlap-save）アルゴリズムである（Ｏｐｐ
ｅｎｈｅｉｍ，Ａｌａｎ Ｖ．およびＳｃｈａｆｅｒ，
Ｒｏｎａｌｄ Ｗ．による「離散時間処理（Discrete-T
ime Processing）」，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，Ｎ
ｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ，１９８９）。
を計算するのに実際的でない場合、あるいはｘ［ｎ］が
連続データストリームである場合、その系列は処理可能
な長さのセグメントに分割され、一回に１セグメントが
処理されるようにしてよい。個別に処理されたセグメン
トは、２つの系列の線形たたみ込みを形成するように結
合される。このセグメント結合手順は、多数の隣接する
セグメントの巡回たたみ込みを１つの線形たたみ込みに
変換する。巧みに確立された２つの結合手順は、オーバ
ラップアッド(overlap-add）アルゴリズムとオーバラッ
プセーブ（overlap-save）アルゴリズムである（Ｏｐｐ
ｅｎｈｅｉｍ，Ａｌａｎ Ｖ．およびＳｃｈａｆｅｒ，
Ｒｏｎａｌｄ Ｗ．による「離散時間処理（Discrete-T
ime Processing）」，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，Ｎ
ｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ，１９８９）。
【００１５】周波数領域においてたたみ込みを実行する
ことから得られる効率の向上は、系列の大きさに比例す
るＤＦＴの大きさと同様、畳み込まれる２つの系列の大
きさによって決定される。一般に、系列の長さが増加す
ると、必要となる時間領域のたたみ込みは、これらの系
列のどちらか１つの大きさに関連して直線的に大きくな
る。周波数領域法を使用すると、長さはゆっくりと大き
くなる。
ことから得られる効率の向上は、系列の大きさに比例す
るＤＦＴの大きさと同様、畳み込まれる２つの系列の大
きさによって決定される。一般に、系列の長さが増加す
ると、必要となる時間領域のたたみ込みは、これらの系
列のどちらか１つの大きさに関連して直線的に大きくな
る。周波数領域法を使用すると、長さはゆっくりと大き
くなる。
【００１６】複素入力系列ｘ［ｎ］および複素フィルタ
ｈ［ｎ］の場合、時間領域フィルタリングを実行するた
めに必要となる演算回数は、次式で示される。
ｈ［ｎ］の場合、時間領域フィルタリングを実行するた
めに必要となる演算回数は、次式で示される。
【数２】
【００１７】周波数領域におけるたたみ込みを実施する
ために必要となる演算回数は、次式で示される。
ために必要となる演算回数は、次式で示される。
【数３】
【００１８】２つの方法５１０，５２０に必要となる演
算回数のグラフが、フィルタｈ［ｎ］の長さの関数とし
て図５に示されている。
算回数のグラフが、フィルタｈ［ｎ］の長さの関数とし
て図５に示されている。
【００１９】入力系列ｘ［ｎ］およびフィルタｈ［ｎ］
が実数の場合、時間領域フィルタリングを実施するため
に必要となる演算回数は、次式で示される。
が実数の場合、時間領域フィルタリングを実施するため
に必要となる演算回数は、次式で示される。
【数４】
【００２０】入力および出力が実数であることを利用す
ると、周波数領域等化器に２倍長(double-length）高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して、ＦＦＴおよび高速
逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）に必要となる演算回数を低
減させることができる（Ｗｉｎｔｈｒｏｐ，Ｗ．Ｓｍｉ
ｔｈおよびＳｍｉｔｈ，Ｊｏａｎｎｅ Ｍ．による「実
時間高速フーリエ変換ハンドブック(Handbook of Real-
Time Fast Fourier Transforms）ＩＥＥＥ Ｐｒｅｓ
ｓ，Ｐｉｓｃａｔａｗａｙ，Ｎｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ，１
９９５）。周波数領域におけるたたみ込みを実行するた
めに必要となる演算回数は、次式で示される。
ると、周波数領域等化器に２倍長(double-length）高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して、ＦＦＴおよび高速
逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）に必要となる演算回数を低
減させることができる（Ｗｉｎｔｈｒｏｐ，Ｗ．Ｓｍｉ
ｔｈおよびＳｍｉｔｈ，Ｊｏａｎｎｅ Ｍ．による「実
時間高速フーリエ変換ハンドブック(Handbook of Real-
Time Fast Fourier Transforms）ＩＥＥＥ Ｐｒｅｓ
ｓ，Ｐｉｓｃａｔａｗａｙ，Ｎｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ，１
９９５）。周波数領域におけるたたみ込みを実行するた
めに必要となる演算回数は、次式で示される。
【数５】
【００２１】２つの方法６１０，６２０に必要となる演
算回数のグラフが、フィルタｈ［ｎ］の長さの関数とし
て図６に示されている。
算回数のグラフが、フィルタｈ［ｎ］の長さの関数とし
て図６に示されている。
【００２２】ＣＡＰ受信器は、受信フィルタを実現する
（等化および復調用マッチドフィルタ）ため、周波数領
域におけるたたみ込み方法を組込むことができる。この
ように実現された受信フィルタを、周波数領域等化器
（frequency-domain equalizer：ＦＤＥ）と呼称する。
ＣＡＰ受信器の場合、ＦＤＥも復調を実行する。最も簡
単な実現方法は、図７に示すように、２つの受信フィル
タを直接交換することである。２つのＦＤＥ７１８，７
２０はそれぞれ実数系列上で動作するので、実数系列７
２２，７２４を生成する。
（等化および復調用マッチドフィルタ）ため、周波数領
域におけるたたみ込み方法を組込むことができる。この
ように実現された受信フィルタを、周波数領域等化器
（frequency-domain equalizer：ＦＤＥ）と呼称する。
ＣＡＰ受信器の場合、ＦＤＥも復調を実行する。最も簡
単な実現方法は、図７に示すように、２つの受信フィル
タを直接交換することである。２つのＦＤＥ７１８，７
２０はそれぞれ実数系列上で動作するので、実数系列７
２２，７２４を生成する。
【００２３】従来のＣＡＰ受信器においては、図３に示
すように、受信した信号を実数成分と虚数成分とに分割
し実数部のたたみ込みを実行することにより計算量に関
する利点が得られている。本受信器においては、同相フ
ィルタおよび直交フィルタを使用して入力信号をフィル
タリングし、つぎにその結果を結合することにより、信
号ｙ［ｎ］を発生する。これを数学的に表現すると次式
になる。
すように、受信した信号を実数成分と虚数成分とに分割
し実数部のたたみ込みを実行することにより計算量に関
する利点が得られている。本受信器においては、同相フ
ィルタおよび直交フィルタを使用して入力信号をフィル
タリングし、つぎにその結果を結合することにより、信
号ｙ［ｎ］を発生する。これを数学的に表現すると次式
になる。
【数６】 ここで、符号＊は２つの系列のたたみ込みを示す。次式
に示すように、２つの実数フィルタを結合して１つの複
素フィルタｈ［ｎ］を形成することができる。
に示すように、２つの実数フィルタを結合して１つの複
素フィルタｈ［ｎ］を形成することができる。
【数７】 ここに、
【数８】 である。
【００２４】したがって、図８に示すとおり、ＣＡＰ受
信器の２つのＦＤＥを、実数入力を取り入れて複素出力
を生成する１つのＦＤＥと入れ換えることができる。周
波数領域で実現されるフィルタは複素フィルタであり、
その時間領域のインパルス応答はｈ［ｎ］であって、こ
の複素フィルタは同相ＣＡＰ復調器および直交ＣＡＰ復
調器と受信フィルタとを組み合わせたものである。
信器の２つのＦＤＥを、実数入力を取り入れて複素出力
を生成する１つのＦＤＥと入れ換えることができる。周
波数領域で実現されるフィルタは複素フィルタであり、
その時間領域のインパルス応答はｈ［ｎ］であって、こ
の複素フィルタは同相ＣＡＰ復調器および直交ＣＡＰ復
調器と受信フィルタとを組み合わせたものである。
【００２５】実数入力系列のＦＦＴを計算するために２
倍長ＦＦＴアルゴリズムを使用することにより、ＣＡＰ
受信器のＦＤＥの複雑さを減らすことができる。また、
常に入力系列が、Ｌ個のサンプルとＮ−Ｌ個のゼロを埋
め込んだブロックに取り込まれることを利用できるので
あるから、第１のＦＦＴ段では、複素乗算がＬ回だけ必
要となる。
倍長ＦＦＴアルゴリズムを使用することにより、ＣＡＰ
受信器のＦＤＥの複雑さを減らすことができる。また、
常に入力系列が、Ｌ個のサンプルとＮ−Ｌ個のゼロを埋
め込んだブロックに取り込まれることを利用できるので
あるから、第１のＦＦＴ段では、複素乗算がＬ回だけ必
要となる。
【００２６】ＦＤＥからの系列はダウンサンプリングさ
れる、つまりＭ番目ごとの標本だけが使用されるという
ことを利用することにより、ＣＡＰ受信器のＦＤＥの複
雑さをさらに減らすことができる。ＦＤＥにおけるＩＦ
ＦＴは、時間分割法（decimation-in-time algorithm）
により実行することができるので、ＩＦＦＴ構造を簡潔
にして不必要な計算を排除することができる。
れる、つまりＭ番目ごとの標本だけが使用されるという
ことを利用することにより、ＣＡＰ受信器のＦＤＥの複
雑さをさらに減らすことができる。ＦＤＥにおけるＩＦ
ＦＴは、時間分割法（decimation-in-time algorithm）
により実行することができるので、ＩＦＦＴ構造を簡潔
にして不必要な計算を排除することができる。
【００２７】Ｍ＝４という特殊ケースの場合、周波数領
域ＣＡＰ復調を実行するために必要となる全演算回数の
近似値は次式で示される。
域ＣＡＰ復調を実行するために必要となる全演算回数の
近似値は次式で示される。
【数９】
【００２８】（フィルタリング後のダウンサンプリング
を利用する）時間領域ＣＡＰ復調器を実現するために必
要となる演算回数は次式で示される。
を利用する）時間領域ＣＡＰ復調器を実現するために必
要となる演算回数は次式で示される。
【数１０】
【００２９】２つの方法９１０，９２０に必要となる演
算回数のグラフが、フィルタｈ［ｎ］の長さの関数とし
て図９に示されている。
算回数のグラフが、フィルタｈ［ｎ］の長さの関数とし
て図９に示されている。
【００３０】ＣＡＰ伝送システムにおけるアップサンプ
ル／ダウンサンプル因子Ｍの選択は周波数領域ＣＡＰ受
信器の効率に影響を及ぼすであろう。Ｍが大きくなるの
に従って、フィルタリングの後にダウンサンプリングを
使用して不必要な計算を排除すると、受信器の時間領域
フィルタリングに必要となる計算量はほぼ同じ大きさに
とどまっている。しかし、周波数領域ＣＡＰ受信器につ
いては、出力ブロックの大きさを同じにしたとしても、
ＦＦＴのサイズやＩＦＦＴのサイズがより大きくなり、
さらにＨ［ｋ］による乗算回数がもっと多くなるに違い
ない。したがって、アップサンプル因子を使用すると、
必要となる計算量は増加する。しかし、Ｍ＝２，３，４
のようにＭの値が小さい場合は、周波数領域ＣＡＰ受信
器が有利なことを立証することができる。ＩＦＦＴ後の
ダウンサンプリングによりＩＦＦＴ演算において排除可
能な演算回数は、Ｍの特定の値によって直接的な効果が
生じる。ＩＦＦＴ構造を利用しているので、２，４，８
の値を使用すると最も大きな計算量の節約になる。
ル／ダウンサンプル因子Ｍの選択は周波数領域ＣＡＰ受
信器の効率に影響を及ぼすであろう。Ｍが大きくなるの
に従って、フィルタリングの後にダウンサンプリングを
使用して不必要な計算を排除すると、受信器の時間領域
フィルタリングに必要となる計算量はほぼ同じ大きさに
とどまっている。しかし、周波数領域ＣＡＰ受信器につ
いては、出力ブロックの大きさを同じにしたとしても、
ＦＦＴのサイズやＩＦＦＴのサイズがより大きくなり、
さらにＨ［ｋ］による乗算回数がもっと多くなるに違い
ない。したがって、アップサンプル因子を使用すると、
必要となる計算量は増加する。しかし、Ｍ＝２，３，４
のようにＭの値が小さい場合は、周波数領域ＣＡＰ受信
器が有利なことを立証することができる。ＩＦＦＴ後の
ダウンサンプリングによりＩＦＦＴ演算において排除可
能な演算回数は、Ｍの特定の値によって直接的な効果が
生じる。ＩＦＦＴ構造を利用しているので、２，４，８
の値を使用すると最も大きな計算量の節約になる。
【００３１】アルゴリズム間で周波数領域の各係数を１
回だけ乗算するＦＦＴおよびＩＦＦＴを連続して実行す
ることを利用することにより、複雑さをさらに減らすこ
とが可能である。ＦＦＴ計算の最終段階を、等化器の乗
算およびＩＦＦＴの第１段階と結合できるように、アル
ゴリズムにおける動作を調整することができる。３段階
に対する１つの乗算因子（乗算係数）(multiplication
factor）を計算することによりこのようにすることがで
きるが、この１つの乗算因子とは３つの個別の乗算因子
の積である。しかし、この１つの乗算因子が、受信器に
おいていろいろに変わる等化条件を満足するように適応
できなければならない。
回だけ乗算するＦＦＴおよびＩＦＦＴを連続して実行す
ることを利用することにより、複雑さをさらに減らすこ
とが可能である。ＦＦＴ計算の最終段階を、等化器の乗
算およびＩＦＦＴの第１段階と結合できるように、アル
ゴリズムにおける動作を調整することができる。３段階
に対する１つの乗算因子（乗算係数）(multiplication
factor）を計算することによりこのようにすることがで
きるが、この１つの乗算因子とは３つの個別の乗算因子
の積である。しかし、この１つの乗算因子が、受信器に
おいていろいろに変わる等化条件を満足するように適応
できなければならない。
【００３２】静的伝送チャネルでは、一度歪の推定をす
ると、適切な等化をするために必要となるフィルタ係数
を計算しなければならない。
ると、適切な等化をするために必要となるフィルタ係数
を計算しなければならない。
【００３３】時間とともに大きく変動する伝送チャネル
には、時間とともに変動する歪を補償する等化器を適用
しなければならない。チャネル推定を連続的に実行し
て、動的伝送チャネルを適切に等化しなければならな
い。チャネルが変動するレートと等化基準とによって、
チャネル推定と等化器の係数の調整に使用しなければな
らない受信器の資源量が決定される。移動体通信システ
ムなどに見られるような、非常に急激に変動するチャネ
ルの場合、等化器は迅速に適応できなければならない。
実際には、サンプルをとるごとに等化器の係数を調整す
るのが最も良い方法である。時間領域等化器は、サンプ
ルごとに等化器の演算が実行されるから、サンプルを処
理するたびに、その後で係数を調整する機能を備えてい
る。
には、時間とともに変動する歪を補償する等化器を適用
しなければならない。チャネル推定を連続的に実行し
て、動的伝送チャネルを適切に等化しなければならな
い。チャネルが変動するレートと等化基準とによって、
チャネル推定と等化器の係数の調整に使用しなければな
らない受信器の資源量が決定される。移動体通信システ
ムなどに見られるような、非常に急激に変動するチャネ
ルの場合、等化器は迅速に適応できなければならない。
実際には、サンプルをとるごとに等化器の係数を調整す
るのが最も良い方法である。時間領域等化器は、サンプ
ルごとに等化器の演算が実行されるから、サンプルを処
理するたびに、その後で係数を調整する機能を備えてい
る。
【００３４】たいていの（加入者線ディジタル信号方式
の）地上回線通信システムに見られる伝送チャネルは、
非常に緩慢に変動する。チャネルの推定と等化器係数の
調整を迅速に行う必要はない。Ｎ個のサンプルの間、チ
ャネルが比較的安定しているとすれば、全期間中にＮ個
のサンプルをもつブロックについて等化を実行してもよ
い。必要な場合は、次の期間の前にもう一度チャネル歪
を推定し、次のブロックを処理する前に、等化器を調整
すればよい。一般には、他の推定値を計算する前にチャ
ネルがその推定値から大きく変動しないように、ブロッ
クの継続期間を選択しなければならない。
の）地上回線通信システムに見られる伝送チャネルは、
非常に緩慢に変動する。チャネルの推定と等化器係数の
調整を迅速に行う必要はない。Ｎ個のサンプルの間、チ
ャネルが比較的安定しているとすれば、全期間中にＮ個
のサンプルをもつブロックについて等化を実行してもよ
い。必要な場合は、次の期間の前にもう一度チャネル歪
を推定し、次のブロックを処理する前に、等化器を調整
すればよい。一般には、他の推定値を計算する前にチャ
ネルがその推定値から大きく変動しないように、ブロッ
クの継続期間を選択しなければならない。
【００３５】ブロック形(block-based）受信器のタイミ
ングと同期は、サンプル形（sample-based）受信器用に
設計されたいくつかのアルゴリズムのどれか１つを使用
して実行可能である（Ｐｒｏａｋｉｓ，Ｊ．Ｇ．による
「ディジタル通信第３版（Digital Communications Thi
rd Edition）」，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，ＮｅｗＹｏ
ｒｋ，１９９５；Ｌｅｅ，Ｅｄｗａｒｄ Ａ．ａｎｄ
Ｍｅｓｓｅｒｓｃｈｍｉｔｔ，Ｄａｖｉｄ Ｇ．による
「ディジタル通信（Digital Communication)」，Ｋｌｕ
ｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，Ｂ
ｏｓｔｏｎ，１９９４）。ＦＤＥ形ＣＡＰ受信器に容易
に実現できる特に興味のある１つの方法は、通過帯域の
タイミングを直接回復するアルゴリズム(a direct pass
band timing recovery algorithm）を使用している（Ｇ
ｏｄａｒｄ，Ｄｏｍｉｎｉｑｕｅ Ｎ．による「全ディ
ジタルモデム受信器における通過帯域タイミングの回復
(Passband Timing Recovery in an All-Digital Modem
Receiver）ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ
Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＣＯＭ−２６：５１
７−５２３，Ｍａｙ，１９７８；Ｇｏｄａｒｄ，Ｄｏｍ
ｉｎｉｑｕｅ Ｎ．による、米国特許第４，９６９，１
６３号、「全ディジタルモデム受信器における通過帯域
タイミングの回復(Passband Timing Recovery in an Al
l-DigitalModem Receiver）」、１９９０年１１月）。
タイミング情報は実数値の通過帯域信号から抽出され、
タイミング調整ループの遅延を防ぎ、迅速な収束を可能
にする。基本的には、サンプリング時間を調整して、周
波数
ングと同期は、サンプル形（sample-based）受信器用に
設計されたいくつかのアルゴリズムのどれか１つを使用
して実行可能である（Ｐｒｏａｋｉｓ，Ｊ．Ｇ．による
「ディジタル通信第３版（Digital Communications Thi
rd Edition）」，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，ＮｅｗＹｏ
ｒｋ，１９９５；Ｌｅｅ，Ｅｄｗａｒｄ Ａ．ａｎｄ
Ｍｅｓｓｅｒｓｃｈｍｉｔｔ，Ｄａｖｉｄ Ｇ．による
「ディジタル通信（Digital Communication)」，Ｋｌｕ
ｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，Ｂ
ｏｓｔｏｎ，１９９４）。ＦＤＥ形ＣＡＰ受信器に容易
に実現できる特に興味のある１つの方法は、通過帯域の
タイミングを直接回復するアルゴリズム(a direct pass
band timing recovery algorithm）を使用している（Ｇ
ｏｄａｒｄ，Ｄｏｍｉｎｉｑｕｅ Ｎ．による「全ディ
ジタルモデム受信器における通過帯域タイミングの回復
(Passband Timing Recovery in an All-Digital Modem
Receiver）ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ
Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＣＯＭ−２６：５１
７−５２３，Ｍａｙ，１９７８；Ｇｏｄａｒｄ，Ｄｏｍ
ｉｎｉｑｕｅ Ｎ．による、米国特許第４，９６９，１
６３号、「全ディジタルモデム受信器における通過帯域
タイミングの回復(Passband Timing Recovery in an Al
l-DigitalModem Receiver）」、１９９０年１１月）。
タイミング情報は実数値の通過帯域信号から抽出され、
タイミング調整ループの遅延を防ぎ、迅速な収束を可能
にする。基本的には、サンプリング時間を調整して、周
波数
【外１】 におけるチャネルの位相が、２πを法とする（moduro 2
π）位相に等しい瞬間にサンプリングが行われる。ここ
に、ｆ0 は通過帯域中心周波数、Ｔはサンプリング間隔
である。これは最適サンプリング位相を近似するために
以前から示されているものであって（Ｕｎｇｅｒｂｏｅ
ｃｋ，Ｇ．による「搬送波を変調したデータ伝送システ
ムに使用する適応形最尤受信器（Adaptive Maximum Lik
elyhood Receiver for Carrier Modulated Data Transm
ission Systems）」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏ
ｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＣＯＭ−
２２：６２４−６３６、Ｍａｙ，１９７４）、ＦＤＥ形
ＣＡＰ受信器のＦＤＥと一緒に実現することができる。
π）位相に等しい瞬間にサンプリングが行われる。ここ
に、ｆ0 は通過帯域中心周波数、Ｔはサンプリング間隔
である。これは最適サンプリング位相を近似するために
以前から示されているものであって（Ｕｎｇｅｒｂｏｅ
ｃｋ，Ｇ．による「搬送波を変調したデータ伝送システ
ムに使用する適応形最尤受信器（Adaptive Maximum Lik
elyhood Receiver for Carrier Modulated Data Transm
ission Systems）」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏ
ｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＣＯＭ−
２２：６２４−６３６、Ｍａｙ，１９７４）、ＦＤＥ形
ＣＡＰ受信器のＦＤＥと一緒に実現することができる。
【００３６】本発明の特定の一実施例を説明してきたの
で、当業者には各種の変更、改造および改良が容易にで
きるであろう。かかる変更、改造および改良は本開示に
よりあきらかになったものであり、ここに明確に記述さ
れていなくても本説明の一部であることを意図するとと
もに、本発明の趣旨と範囲内にあることを意図してい
る。したがって、前述の説明は実施例を示しているだけ
であるが、それに限定されるものではなく、本発明は以
下に添付する特許請求の範囲とそれと等価なものに定義
されるとおり限定されているだけである。
で、当業者には各種の変更、改造および改良が容易にで
きるであろう。かかる変更、改造および改良は本開示に
よりあきらかになったものであり、ここに明確に記述さ
れていなくても本説明の一部であることを意図するとと
もに、本発明の趣旨と範囲内にあることを意図してい
る。したがって、前述の説明は実施例を示しているだけ
であるが、それに限定されるものではなく、本発明は以
下に添付する特許請求の範囲とそれと等価なものに定義
されるとおり限定されているだけである。
【００３７】以上の説明に関して更に以下の項を開示す
る。 （１）ａ）データチャネルに接続されたロウパスフィル
タと、 ｂ）該ロウパスフィルタの出力に接続されたアナログ／
ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、 ｃ）該Ａ／Ｄ変換器に接続されたＣＡＰ周波数領域等化
器と、 ｄ）該ＣＡＰ周波数領域等化器に接続され、復号化用複
素データ信号ストリームを出力するダウンサンプラと、
を含むことを特徴とする周波数領域ＣＡＰモデム受信
器。
る。 （１）ａ）データチャネルに接続されたロウパスフィル
タと、 ｂ）該ロウパスフィルタの出力に接続されたアナログ／
ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、 ｃ）該Ａ／Ｄ変換器に接続されたＣＡＰ周波数領域等化
器と、 ｄ）該ＣＡＰ周波数領域等化器に接続され、復号化用複
素データ信号ストリームを出力するダウンサンプラと、
を含むことを特徴とする周波数領域ＣＡＰモデム受信
器。
【００３８】（２）通過帯域信号からＣＡＰ信号を発生
する方法であって、前記通過帯域信号をロウパスフィル
タでフィルタリングし、前記フィルタリングされた信号
をディジタル信号に変換し、前記ディジタル信号を等化
して復調するため、ＣＡＰ周波数領域で前記ディジタル
信号を等化する、ことを特徴とする方法。
する方法であって、前記通過帯域信号をロウパスフィル
タでフィルタリングし、前記フィルタリングされた信号
をディジタル信号に変換し、前記ディジタル信号を等化
して復調するため、ＣＡＰ周波数領域で前記ディジタル
信号を等化する、ことを特徴とする方法。
【００３９】（３）第２項記載の方法であって、複素デ
ータストリームを供給するため前記ディジタル信号をダ
ウンサンプルすることをさらに特徴とする方法。
ータストリームを供給するため前記ディジタル信号をダ
ウンサンプルすることをさらに特徴とする方法。
【００４０】（４）ＣＡＰ信号を復調するために必要な
演算回数を減少させる周波数領域ＣＡＰ受信器が提供さ
れている。時間領域ＣＡＰ受信器は、必要となるフィル
タの長さが増加するので、周波数領域ＣＡＰ受信器は、
等価な時間領域ＣＡＰ受信器よりも計算量の点で有利で
ある。
演算回数を減少させる周波数領域ＣＡＰ受信器が提供さ
れている。時間領域ＣＡＰ受信器は、必要となるフィル
タの長さが増加するので、周波数領域ＣＡＰ受信器は、
等価な時間領域ＣＡＰ受信器よりも計算量の点で有利で
ある。
【図１】従来の技術によるＣＡＰ送信器を示す図。
【図２】従来の技術による、直交する長さ３５の平方根
で累乗されたコサインＣＡＰ送信フィルタの２つを示す
図。
で累乗されたコサインＣＡＰ送信フィルタの２つを示す
図。
【図３】従来の技術によるＣＡＰ受信器を示す図。
【図４】周波数領域における乗算により実行されるたた
み込みを示す図。
み込みを示す図。
【図５】時間領域および周波数領域における複素フィル
タによる複素信号の線形たたみ込みを実行するために必
要な演算回数の比較を示す図。
タによる複素信号の線形たたみ込みを実行するために必
要な演算回数の比較を示す図。
【図６】時間領域および周波数領域における実数部フィ
ルタによる実数信号の線形たたみ込みを実行するために
必要な演算回数の比較を示す図。
ルタによる実数信号の線形たたみ込みを実行するために
必要な演算回数の比較を示す図。
【図７】２つの周波数領域等化器を使用して、本発明に
よるＣＡＰ受信器を実現する一例を示す図。
よるＣＡＰ受信器を実現する一例を示す図。
【図８】１つの周波数領域等化器によって実現された本
発明によるＣＡＰ受信器を示す図。
発明によるＣＡＰ受信器を示す図。
【図９】従来のＣＡＰ復調器および本発明による周波数
領域ＣＡＰ復調器の実現に必要となる演算回数の比較を
示す図。
領域ＣＡＰ復調器の実現に必要となる演算回数の比較を
示す図。
１１０、２２８、７３２、８２４ 複素データ符号 １１２ アップサンプラ １１４ 実数部 １１６ 虚数部 １１８、１２０ フィルタ １２２、４５０ 加算器 １２８ 送信アナログ信号 ２１０、７１０、８１０ 受信アナログ信号 １２６、２１２、７１２、８１２ ロウパスフィルタ １２４、２１４、７１４、８１４ Ａ／Ｄ変換器 ２１８、２２０ 受信フィルタ ２２２、７２６ 複素化 ２２４、７２８ 出力複素データ列 ４１０、４３０ 入力データ列 ４１２、４３２ 直並列変換 ４１４、４３４ 長さＬ、Ｐの入力データ列 ４１６、４３６ ゼロの埋め込み ４１８、４３８ 長さＮのデータ列 ４２０、４４０ Ｎ点高速フーリエ変換 ４２２、４４２ 長さＮの入力データ列 ４５２ フーリエ変換された長さＮのデータ列 ４５４ Ｎ点高速逆フーリエ変換 ４５６ 逆フーリエ変換された長さＮのデータ列 ４５８ 結合アルゴリズム ４６０ 長さＬの出力信号 ４６２ 並直列変換 ４６４ 出力データ列 ７１８、７２０、８１８ ＣＡＰＦＤＥ ２２６、７３０、８２２ ダウンサンプラ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ドナルド ピー．シェーバー アメリカ合衆国テキサス州ダラス，フォー ルメドウ レーン 7938
Claims (2)
- 【請求項１】 ａ）データチャネルに接続されたロウパ
スフィルタと、 ｂ）該ロウパスフィルタの出力に接続されたアナログ／
ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、 ｃ）該Ａ／Ｄ変換器に接続されたＣＡＰ周波数領域等化
器と、 ｄ）該ＣＡＰ周波数領域等化器に接続され、復号化用複
素データ信号ストリームを出力するダウンサンプラと、
を含むことを特徴とする周波数領域ＣＡＰモデム受信
器。 - 【請求項２】 通過帯域信号からＣＡＰ信号を発生する
方法であって、 前記通過帯域信号をロウパスフィルタでフィルタリング
し、 前記フィルタリングされた信号をディジタル信号に変換
し、 前記ディジタル信号を等化して復調するため、ＣＡＰ周
波数領域で前記ディジタル信号を等化する、ことを特徴
とする方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US684356 | 1996-07-19 | ||
| US08/684,356 US5809069A (en) | 1996-07-19 | 1996-07-19 | Frequency-domain carrierless AM-PM demodulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1079766A true JPH1079766A (ja) | 1998-03-24 |
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Family
ID=24747711
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19610797A Expired - Fee Related JP3909123B2 (ja) | 1996-07-19 | 1997-07-22 | 搬送波を使わない振幅位相変調用周波数領域復調器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5809069A (ja) |
| EP (1) | EP0820174B1 (ja) |
| JP (1) | JP3909123B2 (ja) |
| KR (1) | KR100492206B1 (ja) |
| DE (1) | DE69738283T2 (ja) |
| SG (1) | SG119131A1 (ja) |
| TW (1) | TW353840B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US6891887B1 (en) * | 1998-05-27 | 2005-05-10 | 3Com Corporation | Multi-carrier LAN adapter device using interpolative equalizer |
| SE517525C2 (sv) * | 1999-09-07 | 2002-06-18 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning för konstruktion av digitala filter |
| US6650700B1 (en) * | 1999-10-22 | 2003-11-18 | Zenith Electronics Corporation | Dual path ghost eliminating equalizer with optimum noise enhancement |
| US6731682B1 (en) * | 2000-04-07 | 2004-05-04 | Zenith Electronics Corporation | Multipath ghost eliminating equalizer with optimum noise enhancement |
| US7290021B2 (en) * | 2001-04-24 | 2007-10-30 | California Institute Of Technology | Method and apparatus for parallel signal processing |
| EP1483841A1 (en) * | 2002-03-05 | 2004-12-08 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Mobile terminal with down-link synchronisation via an iterative correlation system |
| US8451933B2 (en) | 2002-07-18 | 2013-05-28 | Coherent Logix, Incorporated | Detection of low-amplitude echoes in a received communication signal |
| US7346013B2 (en) * | 2002-07-18 | 2008-03-18 | Coherent Logix, Incorporated | Frequency domain equalization of communication signals |
| US20070053417A1 (en) * | 2005-09-08 | 2007-03-08 | Toshio Nagata | Methods and apparatus to perform fractional-spaced channel estimation for frequency-domain equalizers |
| WO2007109040A2 (en) * | 2006-03-15 | 2007-09-27 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for switching operating modes of a receiver |
| EP1879293B1 (en) * | 2006-07-10 | 2019-02-20 | Harman Becker Automotive Systems GmbH | Partitioned fast convolution in the time and frequency domain |
| JP2010219582A (ja) * | 2009-03-13 | 2010-09-30 | Sony Corp | フィルタリング装置、フィルタリング方法、プログラムおよびサラウンドプロセッサ |
| US8705604B2 (en) * | 2010-12-08 | 2014-04-22 | Massachusetts Institute Of Technology | Method and apparatus for complex in-phase/quadrature polyphase nonlinear equalization |
| ES2726624T3 (es) * | 2013-07-24 | 2019-10-08 | Huawei Tech Co Ltd | Método, dispositivo y sistema para el envío y la recepción de una señal |
| DE112015003597T5 (de) * | 2014-08-05 | 2017-06-08 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Wasserpumpe und Verfahren zum Herstellen einer Wasserpumpe |
Family Cites Families (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US550479A (en) * | 1895-11-26 | Pyrometer | ||
| US3864632A (en) * | 1973-10-01 | 1975-02-04 | Rockwell International Corp | Fast Equalization System |
| US4087654A (en) * | 1975-11-28 | 1978-05-02 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Echo canceller for two-wire full duplex data transmission |
| USRE31253E (en) * | 1976-09-07 | 1983-05-24 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Echo cancellation in two-wire, two-way data transmission systems |
| US4247940A (en) * | 1979-10-15 | 1981-01-27 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Equalizer for complex data signals |
| US4464545A (en) * | 1981-07-13 | 1984-08-07 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Echo canceller |
| US4682358A (en) * | 1984-12-04 | 1987-07-21 | American Telephone And Telegraph Company | Echo canceller |
| US4800573A (en) * | 1987-11-19 | 1989-01-24 | American Telephone And Telegraph Company | Equalization arrangement |
| US4924492A (en) * | 1988-03-22 | 1990-05-08 | American Telephone And Telegraph Company | Method and apparatus for wideband transmission of digital signals between, for example, a telephone central office and customer premises |
| US4943980A (en) * | 1989-05-02 | 1990-07-24 | Intelligent Modem Corporation | Multi-carrier high speed modem |
| US5052000A (en) * | 1989-06-09 | 1991-09-24 | At&T Bell Laboratories | Technique for improving the operation of decision feedback equalizers in communications systems utilizing error correction |
| US5285474A (en) * | 1992-06-12 | 1994-02-08 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Method for equalizing a multicarrier signal in a multicarrier communication system |
| US5317596A (en) * | 1992-12-01 | 1994-05-31 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Method and apparatus for echo cancellation with discrete multitone modulation |
| US5479447A (en) * | 1993-05-03 | 1995-12-26 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Method and apparatus for adaptive, variable bandwidth, high-speed data transmission of a multicarrier signal over digital subscriber lines |
| US5400322A (en) * | 1993-08-20 | 1995-03-21 | Amati Communications Corp. | Updating of bit allocations in a multicarrier modulation transmission system |
| US5461640A (en) * | 1994-06-03 | 1995-10-24 | Texas Instruments Incorporated | Method and system for optimizing an equalizer in a data transmission system |
| US5504479A (en) * | 1995-06-07 | 1996-04-02 | Western Atlas International, Inc. | Carrierless amplitude and phase modulation telementry for use in electric wireline well logging |
| US5646957A (en) * | 1995-07-28 | 1997-07-08 | Lucent Technologies Inc. | Burst update for an adaptive equalizer |
-
1996
- 1996-07-19 US US08/684,356 patent/US5809069A/en not_active Expired - Lifetime
-
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