DE69708167T2

DE69708167T2 - Erfassungsschaltung

Info

Publication number: DE69708167T2
Application number: DE69708167T
Authority: DE
Inventors: Toru Koizumi
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1996-01-31
Filing date: 1997-01-30
Publication date: 2002-06-20
Anticipated expiration: 2017-01-31
Also published as: EP0788046A1; US5801581A; HK1001794A1; EP0788046B1; DE69708167D1

Description

Hintergrund der Erfindung

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft eine Erfassungsschaltung und insbesondere eine Erfassungsschaltung, die zur Verwendung an Schaltungen geeignet ist, welche externe Signale wie etwa Lichtsignale oder magnetische Signale in elektrische Signale wandeln und ein Signal mit einem vorbestimmten Schwellenwertpegel (ein im weiteren auch als Slice-Pegel bezeichneter Teil-Pegel bzw. Begrenzungspegel) als Bezug ausgeben.

Stand der Technik

Erfassungsschaltungen werden zur horizontalen Synchronisation von Vorrichtungen verwendet, an welchen Lichtsignale abgetastet werden, wie etwa bei Laserdruckern (LBP) oder Kompakt-Disk-Spielern beziehungsweise CD-Player.
Fig. 9 stellt ein Schaltbild zur Veranschaulichung eines Umstands dar, bei dem eine Erfassungsschaltung als eine horizontal Abtasterfassungsschaltung eines Laserstrahles eines Laserdruckers verwendet wird. Trifft gemäß Fig. 9 Licht an einer als Fotosensor dienenden Fotodiode D auf, fließt ein elektrischer Strom entsprechend dem Maß des einfallenden Lichts und steigt das elektrische Potential der Basis bzw. der Basiselektrode eines NPN- Bipolartransistors (nachstehend als Bipolartransistor bezeichnet) T4 an, dessen Basis mit der Fotodiode D verbunden ist. Folglich fließt ein elektrischer Strom durch den NPN-Bipolartransistors T4 und wird ein elektrischer Strom zum Fließen durch einen eine Last des Transistors T4 darstellenden Widerstands R1 veranlasst. Die elektrischen Basispotentiale der Bipolartransistoren T1 und T2, deren Basisanschlüsse gemeinsam mit dem Emitter des Bipolartransistors T4 verbunden sind, steigen dann an. Dabei ist das Größenverhältnis des Bipolartransistors T1 hinsichtlich des Bipolartransistors T2 auf ein Verhältnis auf 1:L (beispielsweise L = 10) festgelegt. Dieses Größenverhältnis kann durch Einstellen des Verhältnisses des Basis/Emitter-Übergangsbereichs auf ein Verhältnis von 1:L auf einfache Weise erreicht werden. Wenn der mit einem Wert von 1 angenommene Fotostrom durch den Bipolartransistor T1 fließt, fließt auf diese Weise ein elektrischer Strom über einen Widerstand R2 durch den Bipolartransistor T2, der L mal so groß wie der Fotostrom ist. Danach reduziert sich das elektrische Potential eines Ausgangsendes B. Das Signal wird durch den Ausgangspuffer B gewandelt und es wird ein Hochpegelsignal ausgegeben.
Die Fig. 10 zeigt eine Kennlinienansicht zur Veranschaulichung der Beziehung zwischen einem Lichtsignal und einer Ausgabe einer integrierten Schaltung beziehungsweise einer IC-Ausgabe.
Wird ein einen bestimmten Slicepegel überschreitendes Lichtsignal zum Zeitpunkt t1 eingegeben, wechselt die IC- Ausgabe von einem niedrigen L-Pegel zu einem hohen H- Pegel nahe dem Zeitpunkt t2. Gemäß der vorstehend angeführten Schaltung ist der Slicepegel durch das Maß an einfallendem Licht an der Fotodiode, den Widerstandswert des Widerstands R2 und das Größenverhältnis der Bipolartransistoren T1 und T2 definiert. Fällt das Lichtsignal unter den Slicepegel zum Zeitpunkt t3, wird in gleichartiger Weise die IC-Ausgabe nahe dem Zeitpunkt t4 invertiert.
Der vorstehend beschriebene Slicepegel muss bezüglich einem maximalen Lichtmaß eines optischen Systems mit einer Lichtquelle in einem bestimmten Bereich (beispielsweise 20 bis 50% des maximalen Lichtmaßes) gehalten werden, um die Leitungsfähigkeit zu gewährleisten.
Bei der Vergleicherfassungsschaltung gemäß Fig. 9 wird jedoch der Fotostrom der Fotodiode D durch die Bipolartransistoren T1 und T2 empfangen und ist der Ausgang durch den ein passives Element darstellenden Widerstand R2 belastet. Daher wird der Slicepegel eher durch das relative Lichtmaß für die Fotodiode D als durch das relative Maß des Anteils des auf die Fotodiode D auftreffenden Spitzenlichtmaßes bestimmt.
Wird daher eine Vergleichserfassungsschaltung gemäß der Darstellung von Fig. 9 in verschiedenen Typen von Laserstrahldruckern (LBP) verwendet, deren Strahlpegel für einen jeden Typ unterschiedlich ist, ist es erforderlich, dass der Widerstand R2 einem externen Widerstand entspricht, der separat von einem Bipolartransistoren T1, T2 und T4 aufweisenden IC-Chip vorgesehen wird, und dass der Slicepegel durch den externen Widerstand eingestellt wird.
Bei einem Schaltungstyp, bei dem ein Slicepegel durch einen externen Widerstand eingestellt ist, ist jedoch ein Lastwiderstand von dem Ausgangsanschluss des IC nach außen angeschlossen. Entsprechend tritt eine parasitäre Kapazität von einigen pF ist zu einem Vielfachen des Zehnfachen von pF auf und steigt die durch die RC- Zeitkonstante definierte Zeitkonstante an, was einen Anstieg einer Zeitkonstante wiederum veranlasst. Ist im Einzelnen der Slice-Pegel auf einen geringen Lichtpegel eingestellt, muss der externe Widerstandswert erhöht werden. In diesem Fall erreicht die Verzögerungszeit einige Mikrosekunden (usec).
Es besteht ebenso das Problem, dass in Verbindung mit den vorstehenden Problemen die Jitter-Charakteristik erhöht wird. Eine Änderung der Verzögerungszeitdauer entspricht einem Jitter-Ereignis, wie es gemäß Fig. 10 gezeigt ist. Ein großes Jitter-Maß bedeutet, dass sich Erfassungspositionen ändern. Dies führt zu einer horizontalen Abweichung von Zeichen im Falle eines Laserdruckers LBP. Ebenso wie die Auflösung erhöht wird, steigt bei Druckern auch der Bedarf nach einer höheren Abtastgeschwindigkeit. In Verbindung mit dem Erfordernis ist daher eine zufriedenstellende Jitter-Charakteristik erforderlich.
Bei einem identischen LBP-Typ, bei welchem der Laserstrahllichtpegel gleich festgelegt ist, muss der Slicepegel eingestellt werden, falls der Pegel des dem Sensor eingegebenen Lichts sich infolge einer Alterung des optischen Systems wie beispielsweise infolge von Änderungen der Ausgabe des Laserstrahls oder der Reflektion des Reflektionsspiegels stark verringert. Ferner ist zur Erzielung einheitlicher Slicepegel eine genaue Lichtempfindlichkeit erforderlich. Die Lichtempfindlichkeit der gesamten integrierten Schaltung ändert sich jedoch aufgrund von Änderungen in den Losen beziehungsweise Lieferungen und der Empfindlichkeit der Fotodioden. Ist daher Genauigkeit hinsichtlich der Lichtempfindlichkeit erforderlich, wird dieses Erfordernis zu einem Faktor, der die Leistung beziehungsweise den Ertrag beziehungsweise den Erfolg deutlich reduzieren wird.

Zusammenfassung der Erfindung

Aufgabe der Erfindung ist die Bereitstellung einer vielfältig anwendbaren Erfassungsschaltung.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Bereitstellung einer Erfassungsschaltung, die einen Slicepegel bezüglich dem Ausgangsspitzenwert der Signalquelle als einen Bezug bestimmen kann.
Gemäß der Erfindung wird eine Erfassungsschaltung bereitgestellt, mit einer Stromspiegelschaltung mit einem mit einer Signalzufuhreinrichtung verbundenen Eingangsanschluss und einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss, über welche elektrische Ströme entsprechend einem dem Eingangsanschluss zugeführten elektrischen Strom fließen, einer mit dem ersten Ausgangsanschluss verbunden und eine Steuerelektrode aufweisenden ersten aktiven Last, einer mit dem zweiten Ausgangsanschluss und mit einem externen Ausgangsanschluss verbundenen und eine Steuerelektrode aufweisenden zweiten aktiven Last und einer Steuerschaltung zur Steuerung eines elektrischen Potentials der Steuerelektrode der zweiten aktiven Last auf der Grundlage eines Spannungswerts oder des Stromwerts bei dem ersten Ausgangsanschluss.
Das vorstehende und weitere Ziele, Aspekte und neue Merkmale der Erfindung werden aus den nachstehend detaillierten Beschreibung in Verbindung mit der angefügten Zeichnung ersichtlich.

Kurzbeschreibung der Zeichnung

Fig. 1 zeigt prinzipiell eine Erfassungsschaltung gemäß der Erfindung,
Fig. 2 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung eines ersten Ausführungsbeispieles der Erfindung,
Fig. 3 zeigt ein Teilschaltbild zur Veranschaulichung eines zweiten Ausführungsbeispieles der Erfindung,
Fig. 4 zeigt die Verringerung von Jitter gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 5 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung einer Vergleichserfassungsschaltung gemäß einem dritten oder einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 6 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung einer Vergleichserfassungsschaltung gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 7 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung einer Vergleichserfassungsschaltung gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 8 zeigt eine Prinzipdarstellung eines Laserdruckers mit einer Vergleichserfassungsschaltung gemäß der Erfindung,
Fig. 9 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung eines Falls, in dem eine bekannte Erfassungsschaltung als eine Horizontalabtastungserfassungsschaltung eines Laserstrahls eines Laserdruckers verwendet wird, und
Fig. 10 zeigt eine Kennliniendarstellung zur Veranschaulichung der Beziehung zwischen einem Lichtsignal und einer Ausgabe einer integrierten Schaltung.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild zur schematischen Veranschaulichung einer Anordnung einer Erfassungsschaltung der Erfindung. Eine detaillierte Schaltungsanordnung wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 2 und die darauffolgenden erläutert.
In Fig. 1 sind ein mit einer (nicht dargestellten) Signalzufuhreinrichtung verbundener Eingangsanschluss Sin bzw. Sein einer Stromspiegelschaltung 2 und Ausgangsanschlüsse a und b der Stromspiegelschaltung 2 dargestellt.
In Fig. 1 sind ebenso eine mit dem Ausgangsanschluss a der Stromspiegelschaltung 2 verbundene erste Last 6, in welcher ein aktives Element verwendet wird, eine mit dem Ausgangsanschluss b der Stromspiegelschaltung 2 verbundene zweite Last 4, in welcher ein aktives Element verwendet wird, dargestellt, wobei der Ausgangsanschluss b als ein Ausgangsanschluss zur Ausgabe von Signalen Sout bzw. Saus an eine außerhalb der Erfassungsschaltung vorgesehene externe Quelle dient.
Ferner ist in Fig. 1 eine Steuerschaltung 3 zur Steuerung des elektrischen Potential einer Steuerelektrode der aktiven Last 4 gezeigt. Im Einzelnen steuert die Steuerschaltung 3 den durch die zweite aktive Last 4 fließenden elektrischen Strom auf der Grundlage des Spannungswerts oder des Stromwerts des Ausgabeanschlusses a.
Dabei ist das Verhältnis der Stromzufuhrfähigkeiten der zwei aktiven Lasten 4 und 6 oder das Verhältnis der Stromzufuhrfähigkeiten der zwei Ausgangsanschlüsse der Stromspiegelschaltung 2 vorab auf ein geeignetes Verhältnis eingestellt.
Wird ein Eingangssignalstrom 15 dem Eingangsanschluss Sein von der Signalzufuhreinrichtung zugeführt, dann fließt als Reaktion auf den elektrischen Strom is ein elektrischer Strom jeweils durch die Ausgangsanschlüsse a und b, der N-mal so groß wie der Strom 13 ist. N entspricht einem durch die Stromzufuhrfähigkeiten der die Stromspiegelschaltung 2 ausbildenden Transistoren bestimmtes Verhältnis.
Die Steuerschaltung 3 ist mit dem Ausgangsanschluss a verbunden. Die Steuerschaltung 3 steuert das elektrische Potential der Steuerelektrode (Gateelektrode oder Basiselektrode) der aktiven Last, so dass ein elektrischer Strom durch die aktiven Lasten 4 und 6 fließt, wenn das elektrische Potential des Ausgangsanschlusses a ein vorbestimmtes elektrisches Potential erreicht.
Sind dabei die Stromzufuhrfähigkeiten der zwei aktiven Lasten 4 und 6 auf ein Verhältnis 1 : 14 eingestellt, dann erfolgt ein Stromfluss durch den Anschluss b eines elektrischen Stroms mit einer Größe von is*N/M und es erfolgt ein Stromfluss durch den Anschluss a eines elektrischen Stroms mit der Größe is*N. Auf diese Weise wird am Anschluss b die Ausgabe mit einem Verhältnis 1/M des Spitzenwerts des Stroms 15 als einen Schwellenwert geschaltet.
Dabei muss die Signalzufuhreinrichtung lediglich einen elektrischen Strom zuführen können und ist nicht auf eine Einheit zur Wandlung eines externen Signals in einen elektrischen Strom beschränkt. Darüber hinaus ist die Einheit zur Wandlung eines externen Signals in einen elektrischen Strom nicht auf eine Einheit zur Wandlung eines externen Signals in einen elektrischen Strom begrenzt und kann einer Einheit zur Wandlung eines magnetischen Signals oder dergleichen in ein Stromsignal entsprechen.
Im Einzelnen entspricht die Signalzufuhreinrichtung einem Fotosensor oder einem magnetischen Sensor, wobei ein typisches Beispiel des erstgenannten eine Fotodiode ist. Darüber hinaus ist die Signalzufuhreinrichtung vorzugsweise auf dem gleichen TC-Chip wie die Erfassungsschaltung der Erfindung integriert. Die in der Erfindung verwendete Stromspiegelschaltung kann mit einem Feldeffekttransistor oder einem Bipolartransistor ausgebildet werden.
Als gemäß der Erfindung verwendete aktive Lasten werden ein oder mehrere Feldeffekttransistoren oder ein oder mehrere Bipolartransistoren verwendet werden. Wird ein Metalloxidhalbleiter-Transistor beziehungsweise MOS- Transistor als aktive Last verwendet, wird der Betriebsbereich auf die Quadratwurzel von Ip komprimiert, und, wenn ein Bipolartransistor verwendet wird, wird dieser Bereich auf den logarithmischen Wert von In (Ip) komprimiert und kann ein breiter dynamischer Bereich erzielt werden.
Die Stromzufuhrfähigkeit der Stromspiegelschaltung kann durch den Bereich des Basis-Emitter-Übergangs bestimmt werden und die Stromzufuhrfähigkeit des MOS-Transistors kann durch seine Gatebreite bestimmt werden.
Für den Fall, dass ein Bipolartransistor mit Multi- Emitterelektroden bzw. mehreren Emitterelektroden als aktive Last verwendet wird, kann die Stromzufuhrfähigkeit durch die Summe der Bereiche des Basis-Emitter-Übergang bestimmt werden.
Wird eine Vielzahl von Transistoren in einer jeden aktiven Last 4 und 6 verwendet, ist die Vielzahl der Transistoren parallelgeschaltet, so dass die Sourceelektroden (Emitterelektroden) und die Drainelektroden (Kollektorelektroden), welche als Hauptelektroden dienen, gemeinsam verbunden sind und die Steuerelektrode (die Gateelektrode oder die Basiselektrode) ebenso gemeinsam verbunden sind.

(Erstes Ausführungsbeispiel)

Fig. 2 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung eines ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung. In Fig. 2 sind eine Signalzufuhreinheit 1 wie beispielsweise eine Fotodiode D zur Zufuhr eines Stromsignals, eine mit der Fotodiode D verbundene und Ausgangsanschlüsse a und b aufweisende Stromspiegelschaltung 2, eine Schalteinheit 3 wie beispielsweise ein im weiteren als PMOS-Transistor bezeichneter P-Kanal-MOS-Transistor M1, der auf der Grundlage eines Spannungswerts oder eines Stromwerts des ersten Ausgangsanschlusses a gesteuert wird, eine aktive Last 4 wie beispielsweise ein PMOS-Transistor M3, welche mit dem zweiten Ausgangsanschluss b verbunden ist, eine Kapazitätseinheit 5 wie beispielsweise ein Kondensator C zum Halten des Spitzenwerts des Spannungswerts oder des Stromwerts und eine aktive Last 6 wie beispielsweise PMOS-Transistor M2 dargestellt, welche mit dem ersten Ausgangsanschluss a verbunden ist. Die Kapazitätseinheit 5 muss nicht einem Kapazitätselement entsprechen, falls der Kapazitätswert infolge der parasitären Verdrahtungskapazität und die parasitäre Gateelektrodenkapazität einen ausreichenden Wert hat.
Die Stromspiegelschaltung 2 beinhaltet Bipolartransistoren T1 bis T3, deren Basiselektroden gemeinsam verbunden sind, einen Bipolartransistor T4, dessen Emitterelektrode mit den gemeinsam verbundenen Basiselektroden verbunden ist, und einen Widerstand R1, von dem ein Anschluss mit dem gemeinsam verbundenen Basiselektroden verbunden ist. Die Kollektorelektrode des Bipolartransistors T4 ist mit einer als Bezugsspannungsquelle dienenden Energiequelle (Vdd) verbunden und seine Basiselektrode ist mit der Anodenseite der Fotodiode D und der Kollektorelektrode des Bipolartransistors T1 verbunden. Im Normalfall ist eine Sperrvorspannung der Fotodiode mit einem PN-Übergang zugeführt.
Das Größenverhältnis des Bipolartransistors T1 zu den Bipolartransistoren T2 und T3 ist auf ein Verhältnis 1 : N (N > 1) festgelegt und das Größenverhältnis des Bipolartransistor T2 bezüglich dem Bipolartransistors T3 ist auf ein Verhältnis 10 : M (M < 10) festgelegt.
Der Spitzenwerthaltevorgang der vorstehend angeführten Schaltung wird nachstehend beschrieben.
Es wird angenommen, dass das elektrische Potential der Gateelektroden der PMOS-Transistoren M2 und M3 sehr nahe der Energieversorgungsspannung Vdd ist und die PMOS- Transistoren M2 und M3 sich in einem ausgeschalteten Zustand befinden, in dem ein elektrischer Strom kaum fließt. Da ein elektrischer Strom durch die Stromspiegelschaltung 2 in einem Zustand nicht fließt, in dem ein Fotostrom nicht eingespeist wird, befindet sich das elektrische Potential des ersten Ausgangsanschlusses a und des zweiten Ausgangsanschlusses b in einem variablen bzw. nicht festen Zustand nahe dem Wert Vdd.
Fällt an dieser Stelle Licht auf die Fotodiode D fließt ein elektrischer Strom entsprechend dem Pegel des einfallenden Lichts und steigt das elektrische Basiselektrodenpotential des Bipolartransistors T4 an, dessen Basiselektrode mit der Fotodiode D verbunden ist, was einen elektrischen Stromfluss durch den NPN- Bipolartransistor T4 bewirkt. Daraufhin steigt ebenso das elektrische Basiselektrodenpotential der Bipolartransistoren T1 bis T3, deren Basiselektroden gemeinsam mit der Emitterelektrode des Bipolartransistors T4 verbunden sind. Da wie vorstehend beschrieben das Größenverhältnis des Bipolartransistors T1 zu den Bipolartransistoren T2 und T3 einem Verhältnis von 1:N entspricht, fließt der Fotostrom durch den Bipolartransistor T1 und fließt ein elektrischer Strom durch die Bipolartransistoren T2 und T3, der N-mal so groß wie der Fotostrom ist.
Da sich jedoch der PMOS-Transistor M2 in einem ausgeschalteten Zustand befindet, fließt kein elektrischer Strom über den PMOS Transistor M2. Fällt das elektrische Potential des ersten Ausgangsanschlusses a von dem Vdd-Pegel ab und erreicht einen Wert nahe dem elektrischen Massepotential als einer Bezugsspannung, wird die durch den PMOS-Transistor M1 ausgebildete Schalteinheit angeschaltet. Danach fällt das elektrische Gateelektrodenpotential des PMOS-Transistors M2 und erreicht einen Wert nahe dem elektrischen Massepotential als einer Bezugsspannung und wird der PMOS-Transistor M2 angeschaltet, womit ein elektrischer Stromfluss ermöglicht wird.
Wird die elektrische Gate-Source-Potentialdifferenz des PMOS-Transistors M2 mit Vgs2 bezeichnet, ist das Maß des elektrischen Stroms (IDpm²), den der PMOs-Transistor M2 fließen läßt, durch die nachstehende Gleichung gegeben:
IDpm2 = β2 (Vgs2 - Vth)²,
wobei β2 einer Transkonduktanz bzw. einem Gegenwirkleitwert entspricht.
Ist der Fotostrom als Ip bezeichnet, erreicht der erste Ausgangsanschluss einen geringen Pegel, falls eine Bedingung (1) gemäß der nachstehenden Ungleichung erfüllt ist β2 (Vgs2 - Vth)²N*Ip, und erreicht der erste Ausgangsanschluss a einen hohen Pegel, wenn die Bedingung (2) gemäß nachstehender Ungleichung erfüllt ist β2 (Vgs2 - Vth)²> N*Ip. Da der PMOS-Transistor M2 einer aktiven Last entspricht, erreicht der erste Ausgangsanschluss a einen hohen Pegel in dem Augenblick, wenn die Bedingung (2) erfüllt ist, was die durch den PMOS-Transistor M1 ausgebildete Schalteinheit zum Schließen bzw. Sperren veranlasst.
Folglich wird eine der nachstehend angeführten Beziehung genügende Spannung der Gateelektrode (oder der Gateelektrode und dem Kondensator C1) des PMOS- Transistors M2 zugeführt:
IDpm2 = β2(Vgs2-Vth)² = N*Ip,
wodurch das Halten des Spitzenwerts erzielt wird.
Die Einstellung und die Ausgabe des Slicepegels wird nachstehend beschrieben.
Da das Größenverhältnis des PMOS-Transistors M2 zu dem PMOS-Transistor M3 dem Verhältnis 10 : M (M < 10) entspricht, wird die Signalzufuhrfähigkeit des PMOS-Transistors M3 gleich einem Wert von M/10 (M < 10) des PMOS-Transistors M2. Erfolgt eine Erwägung, in welcher die vorstehend angeführte Gleichung der Bedingung (1) auf den PMOS- Transistor M3 angewendet wird, gibt der zweite Ausgangsanschluss b ein Niedrigpegelsignal mit einem Wert von M/10 des Spitzenstromwerts aus, da die Stromzufuhrfähigkeit einem Wert von M/10 entspricht. Das heißt, der zweite Ausgangsanschluss b gibt ein Niedrigpegelsignal bei einem Lichtpegel aus, der einem Wert von M/10 des Spitzenlichtpegels entspricht.
Wie vorstehend beschrieben ermöglicht gemäß der Erfindung die Verwendung einer aktiven Last, das Halten eines Spitzenwerts auf einfache Weise und mit hoher Geschwindigkeit zu erreichen und eine scharfe beziehungsweise genaue Ausgabe von dem zweiten Ausgangsanschluss zu erlangen.
Da ferner gemäß der Erfindung eine Spitzenwerthaltefunktion bereitgestellt ist und ein Slicepegel unter Bezugnahme auf diesen Spitzenwert bestimmt wird, besteht keine Notwendigkeit, Probleme hinsichtlich Empfindlichkeitsänderungen und Änderungen hinsichtlich des Lichtpegels in Erwägung zu ziehen.
Selbst wenn darüber hinaus der Slicepegel auf einen Pegel geringen Lichts eingestellt wird, erreicht die Zeitverzögerung nicht mehrere Mikrosekunden (usec), da hier nicht eine so große parasitäre Kapazität wie gemäß dem Stand der Technik vorhanden ist.

(Zweites Ausführungsbeispiel)

Fig. 3 zeigt eine Vergleicherfassungsschaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Der Abschnitt der Stromspiegelschaltung 2 ist so ausgestaltet, dass beispielsweise die gleiche Schaltung wie in Fig. 2 gezeigt verwendet wird. Die unterschiedlichen Punkte dieses Ausführungsbeispiels hinsichtlich des ersten Ausführungsbeispiels sind derart, dass die Kapazitätseinheit 5 durch serielles Verbinden der Kapazitäten C1 und C2 ausgebildet wird, der Verbindungspunkt zwischen den Kapazitäten C1 und C2 mit dem PMOS-Transistor M3 verbunden ist, der als eine aktive Last wirkt, und der weitere Anschluss des Kompensators C1 mit dem PMOS-Transistors M1 und dem PMOS-Transistor M2 verbunden ist, welche als aktive Lasten wirken. Bei der Schaltung der Anordnung von Fig. 2 kann das Größenverhältnis des PMOS-Transistors M2 bezüglich dem PMOS-Transistor M3 einem Wert von 1 : 1 entsprechen. Da die dem PMOS-Transistor M2 zugeführte Spannung und die Spannung Vdd kapazitiv geteilt und der Gateelektrode des PMOS-Transistors M3 zugeführt werden, wird die Stromzufuhrfähigkeit des PMOS-Transistors M3 geringer als die des PMOS-Transistors M2 und gibt der zweite Ausgangsanschluss b ein Niedrigpegelsignal bei einem im Vergleich zu dem Spitzenpegel des Lichts geringeren Lichtpegel aus (sein Wert ist durch das Kapazitätsverhältnis des Kondensator C1 bezüglich dem Kondensator C2 festgelegt).
Ferner kann gemäß der Erfindung Jitter, das einer Änderung der Verzögerungszeit gemäß der Fig. 10 entspricht, verringert werden. Die Erfinder der Erfindung führten eine sorgfältige Analyse durch, um Jitter zu verringern, und kamen zu dem Ergebnis, dass die das Jitter veranlassenden Hauptfaktoren den nachstehenden Faktoren entsprechen.
(1) Änderungen hinsichtlich einer Lichtquelle,
(2) Schrotrauschen von integrierten Schaltungen, welche eine Stromspiegelschaltung beinhalten,
(3) Änderung hinsichtlich des Slicepegels eines Ausgangspuffers infolge einer Energieversorgungsstörung bzw. eines Rauschens einer Energieversorgungseinrichtung.
Da gemäß der Erfindung ein Slicepegel in der integrierten Schaltung festgelegt wird, wird die parasitäre Kapazität im großen Umfang reduziert, womit im großen Umfang aus den vorstehend beschriebenen Punkten (1) und (3) resultierendes Jitter reduziert werden kann.
Aus dem vorstehend beschriebenen Punkt (1) resultierendes Jitter entspricht dem nachstehenden. Die Verzögerungszeit τ hängt von einem Lichtpegel Ip ab und die Verzögerungszeit τ steigt mit einer Reduzierung des Lichtpegels an. Ändert sich daher der Lichtpegel um ΔIp, ändert sich ebenso die Verzögerungszeit Δr, das heißt es tritt Jitter auf. Die Größe des Jitter kann durch die nachstehende Gleichung ausgedrückt werden:
Δτ = (∂τ/∂Ip) · ΔIp
Ist dabei der Wert τ gering, wird natürlicherweise Δτ klein. Da gemäß der Erfindung der Slicepegel in der integrierten Schaltung festgelegt wird, ist keine große parasitäre Kapazität vorhanden und fällt die Verzögerungsdauer τ. In Korrelation dazu wird das Jitter Δτ ebenso reduziert.
Nachstehend wird die Reduzierung des aus dem vorstehend erläuterten Punkt (3) resultierenden Jitter unter Bezugnahme auf Fig. 4 erläutert.
Wenn in der Praxis integrierte Schaltungen hergestellt sind, ist ein Ausgangspuffer bereitgestellt. Werden Signale zu diesem Ausgangspuffer gesendet, tritt Jitter auf. Werden integrierte Schaltungen hinsichtlich der Erfindung in breiter Weise interpretiert, wird ein Signalstrom (Fotostrom Ip) durch eine Last in eine Spannung gewandelt und wird diese Spannungsänderung zu dem Ausgangspuffer übertragen. Übersteigt diese Spannungsänderung einen bestimmten Wert (Slicepegel bzw. Teilpegel), gibt das Ausgangspuffer ein Signal aus. Ändert sich eine Energieversorgungsspannung, ändert sich der Slicepegel, das heißt der Slicepegel weist eine bestimmte Breite ΔV auf. Andererseits erfordert eine durch den Signalstrom verursachte Spannungsänderung Zeit. Ist die Zeitdifferenz dieser Spannung als g bezeichnet, kann das Jitter durch den Ausdruck ΔV/g ausgedrückt werden. Ist der Wert g groß, wird das Jitter klein. Gemäß der Erfindung wird die Verzögerungsdauer τ klein. Das heißt, der Wert g wird groß und das Jitter wird klein.

(Drittes Ausführungsbeispiel)

Fig. 5 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung einer Vergleichserfassungsschaltung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die Vergleichserfassungsschaltung von Fig. 5 wird als monolithischer Ein-Chip-IC an einem Siliziumhalbleitersubstrat ausgebildet.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist zusätzlich zu dem Spitzenwerthaltekondensator C eine sehr geringe Stromquelle Is1 von etwa einigen zehn pA mit der Gateelektrode des PMOS-Transistors M2 verbunden.
Es wird von einer Situation ausgegangen, bei der eine ausreichende Zeitdauer nach dem Anschalten der Energieversorgung verstrichen ist. Das elektrische Potential der Gateelektrode des PMOS-Transistors M2 erreicht nahezu die Energieversorgungsspannung Vdd infolge der sehr geringen Stromquelle Is1. Dies entspricht dem zurückgesetzten Zustand. Das Rücksetzverfahren ist nicht auf ein eine sehr geringe Stromquelle verwendendes Verfahren beschränkt und es kann ein Rücksetzen eines elektrischen Potentials über einen Rücksetzschalter gemäß einem externen oder internen Rücksetzsignal festgelegt werden.
Gemäß dem Ausführungsbeispiel ist das Größenverhältnis des Bipolartransistors T1 zur Eingabe hinsichtlich der Stromspiegelschaltung in Bezug auf die Bipolartransistoren T2 und T3 zur Ausgabe auf ein Verhältnis von 1 : 5 festgelegt. Folglich fließt ein in der Fotodiode erzeugter Fotostrom durch den Bipolartransistors T1 und fließt ein elektrischer Strom, der fünfmal so groß wie dieser Fotostrom ist, durch die Bipolartransistoren T2 und T3. Entspricht beispielsweise der Fotostrom 10 uA, kann ein elektrischer Strom von 50 uA durch die Bipolartransistoren T2 und T3 fließen.
Ferner ist gemäß diesem Ausführungsbeispiel das Größenverhältnis des PMOS-Transistors M2 hinsichtlich dem PMOS-Transistors M3 auf ein Verhältnis von 10 : 3 festgelegt. Folglich wird die Stromzufuhrfähigkeit des PMOS-Transistors M3 gleich einem Verhältnis von 3/10 der Stromzufuhrfähigkeit des PMOS-Transistors M2. Daher gibt gemäß diesem Ausführungsbeispiel der zweite Ausgangsanschluss b ein Niedrigpegelsignal auf einem L- Pegel von 3/10 = 30% des Spitzenwerts aus. Danach wird diese Ausgabe über einen Pufferverstärker B ausgegeben. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel kann der Slicepegel auf 30% des Spitzenlichtpegels ausgeführt werden.

(Viertes Ausführungsbeispiel)

Gemäß diesem Ausführungsbeispiel wird der Slicepegel durch Änderung des Größenverhältnisses des Bipolartransistors T2 hinsichtlich dem Bipolartransistor T3 ohne einer Änderung des Größenverhältnisses des PMOS- Transistors M2 bezüglich dem PMOS-Transistors M3 geändert.
Im Einzelnen ist gemäß Fig. 5 das Größenverhältnis des PMOS-Transistors M2 hinsichtlich dem PMOS-Transistor M3 auf ein Verhältnis von 1 : 1 festgelegt und ist das Größenverhältnis des Bipolartransistors T2 hinsichtlich dem Bipolartransistor T3 auf das Verhältnis 10 : 3 festgelegt. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel kann ebenso der Slicepegel auf 30% des Spitzenlichtpegels in der gleichen Weise wie gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ausgeführt werden.

(Fünftes Ausführungsbeispiel)

Fig. 6 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung einer Vergleichserfassungsschaltung gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung.
In diesem Ausführungsbeispiel ist gemäß der Darstellung von Fig. 6 eine Blindstromquelle (idling current source) Is2 mit einer Seite des ersten Ausgangsanschlusses a des PMOS-Transistors M2 verbunden, ist eine Blindstromquelle Is3 mit einer Seite des zweiten Ausgangsanschlusses b des PMOS-Transistors M3 verbunden und ist eine Blindstromquelle Ls4 mit der Kollektorseite des Bipolartransistors T1 verbunden. Ferner ist eine Pegelverschiebeschaltung 7 zwischen dem PMOS-Transistor M1 und dem ersten Ausgangsanschluss a vorgesehen.
Dieses Ausführungsbeispiel zielt darauf, die Genauigkeit der Spitzenwertaufzeichnung und die Anstiegszeit- Charakteristik der Stromspiegelschaltung zu verbessern.
Allgemein ausgedrückt, fließt ein Kollektorstrom nicht unmittelbar und es tritt eine feste Verzögerung auf, selbst wenn ein Signal der Basiselektrode eines Bipolartransistors zugeführt wird. Daher tritt bei der mit einem Bipolartransistor erzeugten Stromspiegelschaltung eine Verzögerung von dem Moment an auf, wenn ein Stromsignal eingegeben wird, bis die Stromspiegelschaltung mit dem Stromspiegelbetrieb beginnt. Um die Anstiegszeitcharakteristik der Stromspiegelschaltung in diesem Ausführungsbeispiel zu verbessern, fließt ein elektrischer Strom von der Blindstromquelle Is4 mit der Folge eines Basiselektrodenstromflusses und fließt ein elektrischer Strom von den Blindstromquellen Is2 und Is3 zu dem Ausgangsanschluss der Stromspiegelschaltung. Da das Größenverhältnis des Bipolartransistors T1 hinsichtlich den Bipolartransistoren T2 und T3 auf ein Verhältnis von 1 : 5 festgelegt ist, wird ein elektrischer Strom, der fünfmal so groß ist wie der Stromwert der Blindstromquelle Is4 ist, von den Blindstromquellen Is2 und Is3 zugeführt.
Ferner wird gemäß diesem Ausführungsbeispiel durch die Bereitstellung der Pegelverschiebeschaltung 7 zwischen dem ersten Ausgangsanschluss a und der Gateelektrode des PMOS-Transistors M1 das elektrische Gateelektrodenpotential des PMOS-Transistors M1 auf einen Wert erhöht, der höher als das elektrische Potential des Ausgangsanschlusses a ist, und wird die Spitzenwertaufzeichnungsgenauigkeit beziehungsweise die Spitzenwerterfassungsgenauigkeit erhöht.
Die Gründe des vorstehenden sind nachstehend erläutert:
Die Spitzenwertaufzeichnungsgenauigkeit erfordert, dass keine Verzögerung zwischen dem elektrischen Potential des ersten Ausgangsanschlusses a und dem Öffnen/Schließen des Schalters vorhanden ist. Falls kein Pegelversatz vorhanden ist, muss dafür, dass der PMOS-Transistors M2 einen elektrischen Stromfluss veranlasst, das elektrische Potential des ersten Ausgangsanschlusses a um ein Maß von 2Vth der Schwellenspannung Vth des PMOS-Transistors M2 und der Schwellenspannung Vth des PMOS-Transistors M1 zur Erlangung einer effektiven Aufzeichnung bzw. Erfassung reduziert werden. Eine Spannung von 2Vth entspricht daher einem umfangreichen Spannungsabfall und dieses Maß führt zu einer Verzögerung des Öffnens/Schließens des Schalters. Tritt eine Verzögerung im Schließen des Schalters auf, tritt eine übermäßige Aufzeichnung bzw. Erfassung auf. Erfolgt ein Versatz um ein Maß von 2Vth vorab durch die Pegelverschiebeschaltung, tritt kein umfangreicher Spannungsabfall auf und tritt ein Überschreiten bzw. eine übermäßige Aufzeichnung bzw. Erfassung nicht auf.

(Sechstes Ausführungsbeispiel)

Fig. 7 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung einer Vergleicherfassungsschaltung gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
In diesem Ausführungsbeispiel werden gemäß der Darstellung von Fig. 7 PMOS-Transistors als aktive Lasten nicht verwendet, aber es werden PNP-Bipolartransistoren T4 und T5 verwendet. Die Basiselektrode des PNP- Bipolartransistors T4 und die Basiselektrode des PNP- Bipolartransistors T4 sind gemeinsam verbunden und die zwei Basiselektroden sind über den PMOS-Transistor M4 geerdet und mit einer Spannung Vdd mit einem relativ großen Widerstandswert über einen Widerstand R3 verbunden. Die Gateelektrode des PMOS-Transistors M4 ist mit der Kapazität C und mit dem PMOS-Transistor M1 verbunden. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist das Größenverhältnis des Bipolartransistors T1 hinsichtlich der Bipolartransistoren T2 und T3 auf ein Verhältnis von 1 : 5 festgelegt und ist das Größenverhältnis des PNP- Bipolartransistors T4 hinsichtlich dem PNP- Bipolartransistor T5 auf ein Verhältnis von 10 : 3 festgelegt. Daher erlangt die Stromzufuhrfähigkeit des PNP-Bipolartransistors T5 einen Umfang von 3/10 der Fähigkeit des PNP-Bipolartransistors T4.
Das Maß des elektrischen Stroms (IDpm4), der mittels des PNP-Bipolartransistors T4 fließen kann, ist durch die nachstehende Gleichung gegeben:
IDpm4 = Ies·exp (q·Vbe/kT),
wobei Ies einem Emittersättigungsstrom entspricht.
Wird der Fotostrom als Ip bezeichnet, erreicht der erste Ausgangsanschluss a einen geringen Pegel, falls eine Bedingung (1) erfüllt ist: Ies·exp(q·Vbe/kT)< 5Ip, und erreicht der erste Ausgangsanschluss a einen hohen Pegel, falls eine Bedingung (2) erfüllt ist:
Ies·exp(q·Vbe/kT) > 5Ip.
Da der PNP-Bipolartransistor T4 einer aktiven Last entspricht, erreicht der erste Ausgangsanschluss a unmittelbar an dem Moment einen hohen Pegel, wenn die Bedingung (2) erfüllt ist, was den PMOS-Transistor M1 zum Abschalten veranlasst. Folglich wird der Gateelektrode des PMOS-Transistor M4 und dem Kondensator C eine Spannung zugeführt, die der nachstehend beschriebenen Beziehung genügt:
IDpm4 = Ies·exp(q·Vbe/kT) = 5Ip,
womit ein Spitzenwert gehalten wird.
Gemäß dem Ausführungsbeispiel entspricht wie vorstehend beschrieben die Stromzufuhrfähigkeit des Bipolartransistors T5 einem Wert von 3/10 der Fähigkeit des PNP-Bipolartransistors T4. Der zweite Ausgangsanschluss b gibt ein Niedrigpegelsignal bei einem Lichtpegel von 3/10 = 30% des Spitzenwerts aus und der Slicepegel kann ebenso auf 30% des Spitzenlichtpegels gemäß diesem Ausführungsbeispiel ausgeführt werden.
Fig. 8 zeigt eine Prinzipdarstellung zur Veranschaulichung eines Laserstrahldruckers (eine elektrofotographische Vorrichtung, welche ein Laserlicht als Belichtungslicht verwendet), welcher eine Erfassungsschaltung gemäß der Erfindung verwendet.
Gemäß Fig. 8 sind eine Laserlichtquelle 101 mit einem Laserlicht-emittierenden Partikellaser, ein Polygonspiegel 102 und ein Spiegel 103, welche ein optisches Belichtungssystem bilden, und ein fotosensitives Element 104 sowie eine Steuereinrichtung 105 dargestellt.
Die Erfassungsschaltung der Erfindung ist zusammen mit einem Lichtaufnahmeelement an einer Horizontalabtastungserfassungsschaltung 106 zur Synchronisation des Zeitverlaufs der horizontalen Abtastung einer Zeile mit dem Zeitverlauf der Drehung des fotosensitiven Elements vorgesehen.
Von der Laserlichtquelle 101 emittiertes Laserlicht wird in Folge des Polygonspiegels 102 zur horizontalen Abtastung veranlasst und strahlt auch die Fläche des fotosensitiven Elements 104 über den Spiegel 103.
Laserlicht wird für jede horizontale Abtastung durch die Horizontalabtastungserfassungsschaltung 106 erfasst und es wird der Zeitpunkt, an dem das Laserlicht empfangen wird, der Steuereinrichtung 105 zurückgeführt. Folglich wird der Zeitverlauf der horizontalen Abtastung entlang der SH-Richtung mit dem Zeitverlauf der Abtastung entlang der Richtung der Drehung VH des fotosensitiven Elements synchronisiert. Die Darstellung einer Entwicklungseinheit, einer Ladeeinheit und einer Transporteinrichtung des Aufzeichnungsträgers ist in Fig. 8 nicht enthalten.
Wie vorstehend bisher beschrieben worden ist, ermöglicht die Verwendung aktiver Lasten gemäß der Erfindung, das Halten eines Spitzenwerts auf einfache Weise und mit hoher Geschwindigkeit zu erreichen, und es kann eine scharfe bzw. genaue Ausgabe von dem Ausgangsanschluss erlangt werden. Ferner ist gemäß der Erfindung eine Spitzenwerthaltefunktion vorgesehen und wird der Slicepegel durch den Spitzenwert bestimmt. Daher besteht keine Notwendigkeit, Probleme hinsichtlich von Empfindlichkeitsänderungen und Änderungen hinsichtlich des Lichtpegels in Erwägung zu ziehen. Selbst wenn ferner der Slicepegel auf einen geringen Pegel festgelegt ist, erreicht die Verzögerungsdauer nicht mehrere Mikrosekunden (usec).
Viele verschiedene Ausführungsbeispiele der Erfindung können ohne einem Abweichen von dem Bereich der Erfindung ausgeführt werden. Es sollte verständlich sein, dass die Erfindung nicht auf die bestimmten, in der Beschreibung erläuterten Ausführungsbeispiele beschränkt ist. Vielmehr ist beabsichtigt, dass die Erfindung verschiedene Modifikationen und äquivalente Anordnungen innerhalb des Bereichs der wie nachstehend beanspruchten Erfindung abdeckt. Der Bereich dir nachstehenden Ansprüche entspricht der breitesten Interpretation, so das alle derartigen Modifikationen, äquivalente Strukturen und Funktionen umfasst sind.
Eine Erfassungsschaltung beinhaltet eine Stromspiegelschaltung, die elektrische Ströme an einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss als Reaktion auf einen seinem Eingangsanschluss zugeführten Strom erzeugt. Eine erste aktive Last ist mit dem ersten Ausgangsanschluss verbunden und eine zweite aktive Last ist mit dem zweiten Ausgangsanschluss und einem externen Ausgangsanschluss verbunden. Eine Steuerschaltung steuert das Potential der Steuerelektrode der zweiten aktiven Last gemäß der Spannung oder dem Strom bei dem ersten Ausgangsanschluss. Die Steuerschaltung kann eine kapazitive Einrichtung beinhalten, die die Spannung an den Steuerelektroden der aktiven Lasten gemäß dem Spitzenwert eines dem Eingangsanschluss der Stromspiegelschaltung zugeführten Stroms bestimmt.

Claims

1. Erfassungsschaltung mit

einer Stromspiegelschaltung (2) mit einem mit einer Signalzufuhreinrichtung verbundenen Eingangsanschluß und einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluß, über welche elektrische Ströme entsprechend einem dem

Eingangsanschluß zugeführten elektrischen Strom fließen, einer mit dem ersten Ausgangsanschluß verbundenen und eine Steuerelektrode aufweisenden ersten aktiven Last einer mit dem zweiten Ausgangsanschluß und einem externen Ausgangsanschluß verbundenen und eine Steuerelektrode aufweisenden zweiten aktiven Last (4), und

einer Steuerschaltung (3) zur Steuerung eines elektrischen Potentials der Steuerelektrode der zweiten aktiven Last auf der Grundlage eines Spannungswerts oder des Stromwerts bei dem ersten Ausgangsanschluß.

2. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Steuerelektroden der ersten und der zweiten aktiven Last (6, 4) miteinander verbunden sind.

3. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Steuerschaltung einen Transistor (M&sub1;) mit einem mit dem, ersten Ausgangsanschluß verbundenen Steueranschluß aufweist.

4. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Steuerschaltung eine Einrichtung zur Einstellung der Steuerelektrode der zweiten aktiven Last (4) entweder auf einen Hochimpedanzzustand oder auf einen bei einem vorbestimmten elektrischen Potential gehaltenen Zustand aufweist.

5. Erfassungsschaltung nach Anspruch 4, wobei die Einstelleinrichtung ein Widerstandselement (R&sub3;) und einen Transistor (M&sub4;) beinhaltet.

6. Erfassungsschaltung nach Anspruch 4, wobei die Einstelleinrichtung ein kapazitives Element (C) und einen Transistor (M&sub1;) beinhaltet.

7. Erfassungsschaltung nach Anspruch 4, wobei die Einstelleinrichtung ein kapazitives Element (C), ein Widerstandselement (R&sub3;) und einen Transistor (M&sub4;) beinhaltet.

8. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Steuerschaltung ein kapazitives Element (C) beinhaltet.

9. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Steuerschaltung eine Pegelverschiebungsschaltung (7) zur Verschiebung des elektrischen Potentials des ersten Ausgangsanschlusses beinhaltet.

10. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Stromspiegelschaltung ferner einen Transistor (T&sub4;) zur Steuerung eines elektrischen Potentials gemeinsam verbundener Steuerelektroden eines mit dem Eingangsanschluß verbundenen Transistors (T&sub1;), eines mit dem ersten Ausgangsanschluß verbundenen Transistors (T&sub2;) und eines mit dem zweiten Ausgangsanschluß verbundenen Transistors (T&sub3;) beinhaltet.

11. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Steuerelektroden der ersten und der zweiten aktiven Last (6, 4) miteinander kapazitiv gekoppelt sind.

12. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei eine Stromquelle (IS1) mit den Steuerelektroden der ersten und der zweiten aktiven Last (6, 4) verbunden ist.

13. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei eine Stromquelle (IS2, IS3) zur Verursachung eines Blindstromsflusses mit der Stromspiegelschaltung verbunden ist.

14. Erfassungsschaltung nach Anspruch 13, wobei die Stromquelle (IS2, IS5) einen elektrischen Strom veranlasst, von einer Energiequelle (Vdd) zu dem ersten und dem zweiten Ausgangsanschluß zu fließen.

15. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Steuerschaltung einen mit den Steuerelektroden der ersten und der zweiten aktiven Last verbundenen Transistor (M1) und ein mit einer Steuerelektrode des Transistors verbundenes kapazitives Element (C) beinhaltet.

16. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Steuerschaltung einen Transistor mit Hauptelektroden und einer mit dem ersten Ausgangsanschluß verbundenen Steuerelektrode beinhaltet, wobei eine der Hauptelektroden mit einer Bezugsspannungsquelle verbunden ist.

17. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei ein Trennverstärker (B) mit dem externen Ausgangsanschluß verbunden ist.

18. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Stromspiegelschaltung durch Bipolartransistoren (T&sub1; bis T&sub3;) ausgebildet ist.

19. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Stromspiegelschaltung durch Feldeffekttransistoren ausgebildet ist.

20. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei eine jede der ersten und der zweiten aktiven Last einem Feldeffekttransistor (M&sub2;, M&sub3;) entspricht.

21. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei eine jede der ersten und der zweiten aktiven Last einem Bipolartransistor (T&sub4;, T&sub5;) entspricht.

22. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei eine jede der ersten und der zweiten aktiven Last einem Feldeffekttransistor (M&sub2;, M&sub3;) entspricht und die Stromspiegelschaltung durch Bipolartransistoren (T&sub1; bis T&sub3;) ausgebildet ist.

23. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei eine Stromzufuhrfähigkeit der ersten aktiven Last (6) von der der zweiten aktiven Last (4) abweicht.

24. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei eine Stromzufuhrfähigkeit eines mit dem ersten Ausgangsanschluß der Stromspiegelschaltung verbundenen Transistors (T&sub2;) von der eines mit dem zweiten Ausgangsanschluß der Stromspiegelschaltung verbundenen Transistors (T&sub3;) abweicht.

25. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei der durch den ersten Ausgangsanschluß fließende elektrische Strom größer als der durch den zweiten Ausgangsanschluß fließende elektrische Strom ist.

26. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Signalzufuhreinrichtung einem Photosensor (D) entspricht.

27. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Signalzufuhreinrichtung einem magnetischen Sensor entspricht.

28. Erfassungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Erfassungsschaltung einem Ein-Chip-IC entspricht.

29. Gerät mit einer Erfassungsschaltung nach Anspruch 1 und einer Einrichtung zur Zufuhr eines Signals mit einer Lichtquelle (101) zur Erzeugung eines Lichts, das einem Photosensor (D) eingegeben wird.

30. Laserdrucker mit einer Erfassungsschaltung nach Anspruch 1 und einer Einrichtung zur Zufuhr eines Signals mit einer Lichtquelle (101) zur Erzeugung eines Lichts, das einem Photosensor (D) eingegeben wird.

31. Optische Platte mit einer Erfassungsschaltung nach Anspruch 1 und einer Einrichtung zur Zufuhr eines Signals mit einer Lichtquelle (101) zur Erzeugung eines Lichts, das einem Photosensor (D) eingegeben wird.