DE69705924T2

DE69705924T2 - Selbstkalibriersystem für logarithmische Verstärker

Info

Publication number: DE69705924T2
Application number: DE69705924T
Authority: DE
Inventors: Vittorio Comino
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1997-01-03
Filing date: 1997-12-16
Publication date: 2002-04-11
Anticipated expiration: 2017-12-17
Also published as: JP3428886B2; DE69705924D1; MX9710467A; EP0852427B1; US5805011A; EP0852427A3; CA2222339C; EP0852427A2; JPH10294625A; CA2222339A1

Description

Hintergrund der Erfindung

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betritt im allgemeinen Differenzverstärker. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung den Abgleich und thermische Stabilisierung von Differenzverstärken.

Diskussion des Stands der Technik

Eine logarithmische Verstärkung stellt eine maximale inkrementelle Verstärkung für kleine Signale dar. Die Verstärkung dieser Verstärker ist nominell invers proportional zu der Größe des Eingangssignals. Logarithmische Verstärker akzeptieren Eingangssignale mit einem dynamischen Bereich von bis zu 56000 : 1 und liefern eine stark komprimierte Kopie dieses Signal an ihrem Ausgang. Diese ist insbesondere vorteilhaft für die Verwendung mit Analog/Digital-(A/D)Wandlern und anderen Dekodierungseinrichtungen, welche nicht so gut über einen derart weiten dynamischen Bereich reagieren. Logarithmische Verstärker sind insbesondere für Eingangsverstärkungs- und die Modulationseinrichtungen für FM- und PM-Modulationssysteme wichtig und insbesondere für Radar, faseroptische und Zellularempfänger, welche Eingangssignale mit einem hoch variablen dynamischen Bereich verarbeiten müssen, daß ein leiterplattengebundenes Verfahren zur Signalkompression keine Option darstellt.
Bei Frequenzen bis in den niedrigen Megaherzbereich, insbesondere für gleichstromartig langsam variierende Eingangssignale kann die logarithmische Beziehung zwischen dem Kollektorstrom und der Basis/Emitter-Spannung eines Transistors mit Bipolarübergang in translinearen logarithmischen Verstärkern genutzt werden, um die gewünschte logarithmische Übertragungsfunktion zu realisieren. Diese Verstärker weisen jedoch nicht die erforderliche Bandbreite auf, wenn sie mit einer hohen Regelungsverstärkung arbeiten, und im allgemeinen arbeiten sie an dem oberen Ende ihres Frequenzbereiches innerhalb eines sehr eingeschränkten dynamischen Bereiches. Somit haben sie in Hochfrequenzanwendungen nur einen geringen Nutzen.
Für hohe Frequenzen, wie z. B. solche in faseroptischen, Zellular- und Radaranwendungen wird eine Kaskade von Verstärkern benötigt. Die Kaskade erzeugt einen gewissen Grad an Signalkompression in jeder Stufe. Auf diese Weise wird eine hohe Verstärkung für kleine Signale bereitgestellt, ohne Information in der Antwort des Verstärkers auf größere Signale zu verlieren, wie es in dem Graph von Fig. 1A dargestellt ist. Logarithmische Verstärker, welche als Basisband- und Demodulationsverstärker bei den von Kommunikationseinrichtungen erforderlichen höheren Frequenzen verwendet werden, weisen eine Kaskade nicht-linearer Verstärkerstufen auf, welche einfach eine progressive Kompression des Signals bei jeder folgenden Verstärkerstufe, wie z. B. der Kette von (A/1)-Verstärkern mit zwei Verstärkungsfaktoren liefern, welche schematisch in Fig. 1B dargestellt sind.
Öfter ist jedoch die Kaskade aus Begrenzerverstärker- (A/0)-Stufen gemäß Darstellung in Fig. 1C und 1D aufgebaut. Jede Begrenzerstufe weist für sich eine Verstärkung von Null in Vout für Signalamplituden größer als ein vorgegebener Eingangswert Esat auf, bei welcher der jeweiligen Verstärker nicht mehr auf das Eingangssignal reagiert. Dort wo die kaskadierten Zwei-Steigungs-Verstärker identisch sind, endet das erste "Stück" einer Annäherung bei einem sogenannten "Log/Lin"-Knickpunkt oder einem "Knie"-Spannungswert Ek. Dieser Knickpunkt an dem Ende der von dem Verstärker A1 bereitgestellten ersten linearen Verstärkung "A" ist mit dem des zweiten Verstärkers A2 gemäß Darstellung in Fig. 1A verbunden.
Eine besondere Schwäche aller logarithmischen Verstärker ist deren inhärente "Verzerrung" des Eingangssignals bezogen auf das von linearen Verstärkern gelieferte Ausgangssignal, eine nominelle logarithmische Verzerrung, welche die Signalkompression liefert, welche üblicherweise in Volt pro Dekade pro Dezibel ausgedrückt wird. Wenn jedoch der fragliche Verstärker genau kalibriert ist und stabil bleibt, kann nahezu jede Kompressionsfunktion in der Theorie wieder aufgehoben oder anderweitig für spätere Signalverarbeitungsschritte kompensiert werden, unabhängig davon, ob er tatsächlich eine logarithmische Funktion ist. Es kann jede geeignete Funktion, die stabil und gut definiert ist, verwendet werden.
Somit ist die Stabilität und Genauigkeit in der "Verzerrung", welche das Eingangssignal des Verstärkers komprimiert, das Schlüsselmerkmal der Übertragungskurve der Einrichtung und nicht deren Genauigkeit als logarithmische Funktion. Die Genauigkeit und Stabilität der Kompressionsfunktion sind das, was sicherstellt, daß das von dem Verstärker ausgegebene komprimierte Signal später dekodiert werden kann. Genauigkeit und Stabilität sind insbesondere in Einrichtungen wichtig, welche für eine Mehrkanalkommunikation verwendet werden, eine Einrichtung, in welcher die Kanalübereinstimmung kritisch wichtig ist.
Logarithmische Verstärker für diese Anwendungen werden üblicherweise unter Verwendung von Zwei-Steigungs-Verstärkern äls Verstärkerstufen in einer Verstärkerkaskade mit progressiver Kompression implementiert, welche nur die Übertragungsfunktion eines translinearen logarithmischen Verstärkers annähert. Anders als die tatsächlich logarithmischen translinearen logarithmischen Verstärker arbeiten jedoch diese "pseudologarhithmischen" Kaskaden bei Frequenzen bis zu 3 GHz mit Bandbreiten von 500 MHz und mehr.
Obwohl die Elemente der in Fig. 1B bis 1D beschriebenen der Kaskade begrifflich als Zwei-Steigungs-Lineareinrichtungen mit einer Verstärkung von entweder A oder 1 und entweder A oder 0 beschrieben werden, weisen die Verstärker eine gekrümmte Übertragungsfunktion gemäß Darstellung in Fig. 1E und 1F auf. Breitbandbegrenzungsverstärkerstufen erzeugen insbesondere eine "weiche" Begrenzung. Die Übertragungsfunktion der Verstärkerstufe weist nicht nur einen nichtlinearen Übergang zwischen der Verstärkung "A" und begrenzenden "0"-Steigungen auf, sondern ist auch bevorzugt eine Hyperbeltangenzkurve statt einer schärfer geknickten parabolischen Kurve um so eine glattere, besser definierte Kompressionsfunktion zu erzeugen.
Für jeden Kurventyp ist die Ausgangsspannung an der Kniespannung nicht dieselbe wie die Sättigungsspannung. Das heißt, die sogenannte "Kniespannung" dieser Einrichtungen weist auch einen entsprechenden Ausgangspegel auf, welcher kleiner als der maximale Ausgangspegel ist. Ferner wird die Steigung "A" als konstant bezeichnet, obwohl diese Steigung sich zwischen A und 0 mit Veränderungen in der Eingangsspannung zu verändern beginnt, wenn sie sich Ek gemäß Darstellung in Fig. 1E und 1F annähert.
Die in Fig. 1B kaskadierten Verstärker weisen eine nominelle kombinierte Verstärkung von An-1 für sehr kleine Eingangssignale bis zu dem Signalpegel auf, wo die erste Stufe ihre Kniespannung Vk erreicht. Der Beginn der dritten Verstärkungsstufe A3 ist der erste "mitten-logarithmische" Knick und jeder anschließende mitten-logarithmische Knick Vlog = (A - 1)Ek + VN, und Vlog = (2A - 1)Ek + VN usw., wobei VN das Eingangssignal zu der Stufe nach dem letzten Knie ist. Somit sind gemeinsame Fehler in Ek und A über die Kaskadenkette hinweg additiv, so daß eine korrekte Vorspannungseinstellung und Trimmung aller Verstärkerstufen in der Kaskade, sowie eine effektive thermische Kompensation kritisch wichtig für die Steuerung der von einer Kaskade erzeugten Form der komplexen Übertragungsfunktion ist. Die Evaluierung und Steuerung der einzelnen Übertragungskurven der Verstärkungsstufen ist jedoch selbst problematisch. Das Problem besteht darin, daß die Kniespannung Ek und der Verstärkungsfaktor A, Werte die stabil und hochgenau sein müssen, damit die Kaskade die erforderliche "gut definierte" Kompressionsfunktion erzeugt, nur abstrakte, begriffliche Werte für die bevorzugte gekrümmte Übertragungsfunktion TF in jeder Begrenzerverstärkungsstufe sind.
Herstellung von Verstärkerkaskaden mit progressiver Kompression.
Wenn diskrete logarithmische Verstärkerstufen in Kaskade kombiniert werden, ist das Ergebnis eine nicht kalibrierte Anordnung, die schwierig abzugleichen ist. Alternativ können einstufige 1C- und hybride (A/1)-Verstärker mit zwei Verstärkungsfaktoren zur Ausbildung einer Kaskade gemäß Darstellung in Fig. 1B verwendet werden. A/1-Verstärkerstufen werden aber im allgemeinen für die sehr kostengünstigen, sehr erwünschten monolithischen Herstellungstechniken als nicht gut geeignet betrachtet, welche Anforderungen bezüglich Platz und Energieversorgung von Signalverarbeitungsschaltungen reduzieren. Begrenzer-(A/0)-Verstärker liefern andererseits eine Kaskade mit zunehmender Progression, welche für eine monolithische Herstellung gut geeignet ist.
Es wird eine Voll-Differenz-Implementation der Begrenzerkaskaden-Verstärkungsstufen angewendet, um das Gleichtaktrauschen zu verringern und um einen größeren dynamischen Bereich bereitzustellen. Die von der Differenzstruktur der kaskadierten Begrenzer bereitgestellte Vollwellengleichrichtung führt auch dazu, daß die Welligkeit am Ausgang mit der doppelten Frequenz von der auftritt, welche durch die von herkömmlichen logarithmischen Verstärkern bereitgestellte Halbwellengleichrichtung erzeugt wird, und somit die Aufgabe einer Tiefpaßfilterung des Ausgangssignals vereinfacht. Eine Differenzsignalverarbeitung verhindert auch, daß das Auftreten von induzierten HF-Strömen in den Versorgungsleitungen die Schaltung beeinträchtigt, was das Risiko einer Betriebsinstabilität verringert. Bei dem gegebenen extrem hohen Verstärkungs-/Bandweiten-Produkt, welches insbesondere bei Anwendungen von logarithmischen Verstärkern in HF-Bereich auftritt, ist dieser Anstieg in der Betriebsstabilität, welcher von den Differenzstrukturen bereitgestellt wird, sehr vorteilhaft.
Jede Zwei-Steigungs-Verstärkerstufe liefert eine weitere "Multiplikation" des anfänglichen Signals mit der Spannungsverstärkung. Diese Spannungen können gemäß Darstellung in Fig. 1C summiert werden, aber bevorzugt stellen Hilfs-Transkonduktanz-(G/O)-Stufen, wie z. B. Dioden oder Strom-Schalter-Transistorschaltungen eine sukzessive Detektion bereit und die sich ergebenden Ströme, welche das Spannungsausgangssignal jeder Stufe repräsentieren, werden wie in Fig. 1D direkt summiert. Die Verwendung von Hilfs- Transkonduktanzstufen verhindert die Rückkopplung von Ausgangssignalen auf die empfindlichen Knoten am Beginn der Kaskade, und verbessern dadurch die Betriebsstabilität der Verstärker. Für die meisten Hochfrequenz-(HF)-Anwendungen wird dann der summierte Strom in eine Ausgangsspannung wie in Fig. 3D zurückverwandelt und dann tiefpaßgefiltert, um die Hüllkurve des Signals oder deren Videoinhalt usw. zurückzugewinnen.
Hilfs-Transkonduktanzstufen G/O werden üblicherweise dazu genutzt, um die an der Kleinsignalsteigung A jeder Verstärkungsstufe durchgeführten Anpassungen von der Kniespannung Vk unabhängig zu machen. Das Verhalten der Verstärkungsstufen ist dann durch den Vorstrompegel IB bzw. den Lastwiderstand RL steuerbar, was die Skalierung monolithischer logarithmischer Verstärker, welche Differenzpaar-Verstärkerelemente in ihren Verstärkungsstufen verwenden, vereinfacht. Selbst wenn die Prozeßstreuung genau gesteuert werden kann, ist die Kniespannung Ek sowohl von den Transkonduktanzstufen als auch den Verstärkungsstufen in diesen Differenzverstärkerkaskaden immer noch sehr temperaturempfindlich; weshalb eine bestimmte Art von Steuerung immer erforderlich ist.

Herkömmliche Prozeß/Temperatur-Kompensation

Herkömmliche bipolare Paare versuchen für den Zweck einer thermischen Stabilität und zur Reduzierung der Auswirkung der Prozeßstreuung auf das Verstärkerverhalten die Ek-Korrekturen proportional zu der absoluten Temperatur (PTAT) sowohl in den Verstärkungsstufen des Begrenzerverstärkers als auch in den G/O- Transkonduktanzstufen zu machen. Fig. 2A bis 2B sind die Verstärkerschaltung und PTAT-Kompensationsschaltung einer derartigen temperaturstabilisierten bipolaren Verstärkerstufe einer stromsummierenden Begrenzerkaskade. In diesen Schaltungen werden prozeßinduzierte Streuungen in dem Innenwiderstand (re), dem Verstärkungsfaktor (beta) und der Schwellenspannung (VT) von bipolaren Differenzverstärkerstufen in herkömmlicher Weise einzeln behandelt. Zuerst wird die Größe der Transistoren T1 und T2 um einen Faktor "B" vergrößert, um so die ohmschen Widerstände ihrer entsprechenden Basis/Emitter-Übergänge R31 und R32 auf R31/B und R32/B zu verringern. Ferner werden individuelle Kompensationenswiderstände R11, R12 in jede Stufe eingefügt, um einen mäßigen Betrag an Emitterverschlechterung (5 bis 25 mal VT) in den Verstärkungsstufen zu erzeugen. Diese Widerstände wirken Prozeßstreuungen in den Emitter/Basis-Widerständen re entgegen, um die Vorströme IB aller Verstärkungsstufen auf dem Chip aneinander anzupassen.
Die von der in Fig. 2B dargestellten PTAT-Vorspannungs- Korrekturschaltung erzeugte Spannung Vbias stellt eine Vorstromsteuerung bereit, welche die Kniespannung Vk der Verstärkungszelle in Fig. 2A temperaturstabilisiert, sowie die ohmschen und Beta-Fehler ihrer eigenen Bipolartransistoren. Wie in dem U.S. Patent Nr. 4,920,909 offenbart, hebt diese temperaturabhängige Spannung Vbias die angenommene Streuung in dem Vorstrom (IB) des Verstärkers, welcher auch als der Endstrom (IT) bezeichnet wird, eine Veränderung, die proportional zu der absoluten Temperatur ist (PTAT), auf. Der Widerstand R6 weist einen Widerstandswert Rg auf, welcher die Verstärkung dieser Schaltung einstellt. Ein Widerstand R7, 8 in jeder Schaltung ist dafür vorgesehen, Prozeßstreuungen in den Emitter/Basis-Widerständen Re entgegenzuwirken, um eine Anpassung zwischen den Vorströmen 1B für alle PTAT-Schaltungen auf dem Chip sicherzustellen. Der Widerstand R8 ist so gewählt, daß er einen Strom aufweist, der "C/2"-mal so groß wie der Strom in R7 ist. Die absoluten Werte der Widerstände R7 und R8 sind nicht kritisch, sind aber so hoch, wie es Versorgungsspannungsbeschränkungen erlauben, eingestellt. Die Widerstände R9 und R10 sind üblicherweise gleich.
Die Emitterfläche des Stromquellentransistors T3 der Verstärkerstufe ist ebenfalls so gewählt, daß sie bei der Cfachen Stromdichte der Einheitseinrichtung T5 in der PTAT- Schaltung arbeitet. Die Emitterflächenverhältnisse von T4 und T5 "M" werden so groß wie möglich gemacht, um die Auswirkung von Rauschen- und prozeßbezogenen Fehlern, welche M beeinflussen, auf den Wert von Vbias zu minimieren und unter der Voraussetzung, daß die Kollektorlasten R9 und R10 in der PTAT-Schaltung gleich sind, bestimmt M die Korrektur der Spannung Vbias, so daß:
Equation.3
ist. Zum Schluß müssen die Werte für B, C und M so gewählt und implementiert werden, daß:
2(B/C)(1 - 1/M) = ln M
ist. Die Hinzufügung der Verstärkungsstufenwiderstände und der PTAT-Schaltung und ihrer Kompensationswiderstände erzeugt dann eine temperaturunempfindliche Verstärkung:
Equation.3
In Fig. 2B ist jedoch eine andere Art von Kompensation erwünscht. Die Verwendung von Pegelverschiebungseinrichtungen oder anderen Arten dazwischen liegender aktiver Komponenten, wie z. B. von Emitterfolgern, um Verstärkungsstufen zu koppeln ist nicht erwünscht, da diese Kopplungseinrichtungen in etwa den Gesamtenergieverbrauch des Verstärkers verdoppeln. Anderseits erfordert eine direkte Kopplung der in Fig. 2A dargestellten kaskadierten bipolaren Verstärkerstufen eine Kompensation für die begrenzte Beta-Funktion ihrer Transistoren. Selbst wenn Emitterfolger verwendet werden, ist eine derartige Kompensation erforderlich.
In Fig. 2B ist ein Rückkopplungswiderstand Rbeta in die Rückkopplungsleitung eingefügt, welche Vbias an die PTAT- Schaltung zurückführt. Dieses verringert die Empfindlichkeit von Vout auf die Effekte der Temperatur und Produktionsprozeßstreuung auf Beta. Der korrekte Wert von RBeta für die Erzielung der gewünschten niedrigen Empfindlichkeit gegenüber Beta in der PTAT- Vorstromerzeugungsschaltung ist durch den Lastwiderstand RL der Verstärkungsstufe bestimmt. Beispielsweise ist dann, wenn Emitterfolger zwischen den Verstärkungsstufen verwendet werden, der geeignete Faktor = 2 und die erforderliche Betakorrektur wird erzeugt, wenn Rbeta 2(R7 + re/2) ist. Dieser Einzelelement-mäßige Lösungsansatz zur Anpassung und thermischen Stabilisierung ist teuer, da ein zusätzlicher Oberflächenbereich auf dem Chip für trimmbare Flächen auf den Schaltkreiselementen und für Pufferzonen, welche eine unbeabsichtigte Beschädigung an anderen Schaltkreiselementen während des Trimprozesses irgendeines gegebenen Elementes verhindern, zugegeben werden muß. Ferner würde man zur Minimierung von Fehlern aufgrund von Dotierungsgradienten während der Fertigung, von mechanischen Beanspruchung während der Verpackung und thermischer Gradienten während des Betriebs das Transistorelement T4 in zwei Elemente aufspalten, jeweils einen auf jeder Seite des kleineren Elementes T5. Diese Flächenbedarfsvergrößerung für die Schaltung erhöht die Stückkosten.

Temperaturabhängigkeit in COMS-Verstärkungsstufen

Für kleine Signale ist A = Rc/re, wobei Rc die Last ist, wenn bipolare Verstärkerstufen verwendet werden. Anders als in bipolaren Verstärkerstufen, in welchen Faktoren, welche deren Verstärkung beeinflussen, im wesentlichen linear sind, beispielsweise A = RL/re = RLIt/2VT sind die Anpassungs- und Tempeaturkompensionsfaktoren, welche die Verstärkung von CMOS-Verstärkerstufen beeinflussen, nicht-linear.
Beispielsweise ist:
Equation.3
Somit sind Streuungen in der Gateoxiddicke, welche die "Oxidkapazität" (Cox) des Aufbaus verändern und Streuungen in den Mobilitäten (u) der negativen und positiven Materialien, und in der Schwellenspannung (VT) nicht der Art einer elementweisen, Verhältnis-basierenden Kompensation zugänglich, welche üblicherweise zur Kompensation von Verstärkerschaltungen verwendet wird, welche eine bipolare Technologie nutzen. Somit müssen einige andere Mittel gefunden werden.
Die herkömmlichen Lösungsansätze zur Steuerung des Abgleichs und der thermischen Stabilität von C-MOS-Elementen liefern keine zufriedenstellende Lösung dieses Problems. Eine Herstellung von C-MOS-Verstärkungsstufen wird entweder streng kontrolliert, was zu hohen Verlusten führt, wenn Chips außerhalb der Toleranz weggeworfen werden, oder es werden alternativ herkömmliche logarithmische C-MOS-Verstärkerchips nach der Herstellung individuell abgeglichen. Ein Abgleich erfordert spezialisierte Testvorrichtungen. Ferner ist wie bei den elementweise Schaltungskompensationsverfahren in der bipolaren Technik der Abgleich durch Abtrag im Hinblick auf die zusätzlich benötigte Chipfläche teuer.
Selbst nach einem erfolgreichen Abgleich von C-MOS- Elementen streuen die Übertragungskurven der nominell logarithmischen Verstärkerschaltungen auf diesen Chips immer noch, da sich u und VT mit der Temperatur verändern. Insbesondere wird die "Knie"-Eingangsspannung Ek für den Knick zwischen den zwei Steigungen stark von den Temperaturveränderungen in allen Typen von Zwei-Steigungs- Verstärkungsstufen beeinflußt. Somit sind sogar dann, wenn C- MOS-Kaskaden außerhalb der Toleranz ausgesondert wurden, einige Einrichtung für die Bereitstellung einer thermischen Stabilisierung sowohl für A als auch Vk für die kaskadierten C-MOS-Verstärkungsstufen erforderlich, damit diese als ein brauchbarer Verstärker funktionieren.

Zusammenfassung der Erfindung

Gemäß der vorliegenden Erfindung stellt eine selbstkompensierende, selbst kalibrierende Differenzverstärkerschaltung eine Temperaturstabilität und genaue Skalierung ohne Abgleich bereit. Die erfindungsgemäße Schaltung ermöglicht somit die Produktion kleinerer, preisgünstigerer, robusterer, monolithischer logarithmischer Verstärkerchips. Insbesondere überwindet sie die nichtlinearen Temperatur- und Prozeßstreuungsbdingten Skalierungsprobleme in Verbindung mit der Implementierung dieser Begrenzerverstärker in C-MOS-Technologie.
Der Differenzverstärker weist eine Verstärkungsschaltung mit einem ersten Paar von Differenzverstärkern auf. Eine Differenzvorspannungs-Replikatorschaltung ist so geschaltet, daß sie ein Vorspannungskorrektursignal an die ersten, zweiten und dritten Vorspannungseingangssteuereingänge der Verstärkungsschaltung, der Vorspannungsreplikatorschaltung bzw. einer Stromspiegelschaltung liefert. Die Stromspiegelschaltung ist so geschaltet, daß sie ein Spannungsanpassungssignal an einen variablen Kalibrierungswiderstand bzw. an variable Lastwiderstände der Verstärkungsschaltung liefert.
Das Vorspannungskorrektursignal wird durch die Vorspannungs-Replikatorschaltung als Antwort auf eine Veränderung in einer Differenz zwischen Vorströmen in entsprechenden Verstärkern eines zweiten Differenzpaares erzeugt, das von einer Differenzvorspannungs-Referenzspannung gesteuert wird. Die Differenzvorspannung-Referenzspannung ist so gewählt, daß sie in dem linearen Bereich der Kennlinie der Verstärker in dem zweiten Differenzverstärkerpaar während der Verstärkerbetriebs bleibt. Das Vorspannungskorrektursignal ist so angepaßt, daß die Veränderung in der Vorspannungs- Replikatorschaltung aufgehoben wird.
Das Spannungsabgleichsignal wird durch die Stromspiegelschaltung als Anwort auf eine Differenz zwischen einer Abgleichsreferenzspannung und einer über dem variablen Kalibrierungswiderstand abgefühlten Spannung erzeugt. Das Spannungsabgleichsignal ist so abgepaßt, daß es die abgefühlte Differenz zwischen der Abgleichsreferenzspannung und der über dem variablen Kalibrierungswiderstand in der Stromspiegelschaltung abgefühlten Spannung eliminiert.
In einer Ausführungsform sind die Differenzverstärker Verstärkungsstufen in einem aus Differenzbegrenzerverstärkerstufen bestehenden sukzessiven Kompressionsverstärkersystem, wovon jedes ein Transkonduktanzelement enthält. In einer speziellen Ausführungsform weist jedes Transkonduktanzelement einen Vorstromeingang auf, welcher durch das Vorstromkorrektursignal der Differenzvorspannungs- Replikatorschaltung verändert wird.
Bevorzugt repräsentiert das Spannungsabgleichsignal Vfb eine Differenz zwischen einem Spannungsreferenzwert gleich der Grenzspannung der Verstärker in dem zweiten Differenzverstärkerpaar und der Spannung über dem variablen Kalibrierungswiderstand.
In einer speziellen Ausführungsform werden das zweite Differenzverstärkerpaar, der zweite und der dritte Eingangsvorspannungs-Steuereingang und der variable Kalibrierungswiderstand so hergestellt, daß sie auf das erste Differenzverstärkerpaar, den ersten Vorspannungseingabe- Steuereingang und die variablen Lastwiderstände abgestimmt sind.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Die Erfindung wird besser verständlich, wenn die nachstehend gegebene detaillierte Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform in Verbindung mit den bereitgestellten Zeichnungen betrachtet wird, in welchen:
Fig. 1A ein Graph ist, welcher den Anteil darstellt, welcher von dem linearen Abschnitt der Übertragungsfunktion jedes von den in Fig. 1B bis 1D dargestellten A/0- oder A/1-Verstärkers, zu der quasi-logarithmischen Ausgangsspannung Vlog in jeder Kaskade erzeugt wird;
Fig. 1B eine schematische Darstellung einer herkömmlichen Kaskade aus Verstärkern mit zwei Verstärkungsfaktoren ist;
Fig. 1C ein schematische Darstellung einer herkömmlichen Kaskade aus Begrenzerverstärkern unter Verwendung von Summierknoten ist, um einen logarithmischen Spannungsausgang bereitzustellen;
Fig. 1D ist eine schematische Darstellung einer herkömmlichen Kaskade aus Begrenzerverstärkern ist, welche einen logarithmischen Stromausgang durch entsprechende Transkonduktanzstufen G/O bereitstellen;
Fig. 1E und F sind Graphen, welche die Abweichung der Differenzbegrenzerverstärkungsstufen von der bekannt unverzögerten Veränderung von einem linearen Verstärkungszustand zu dem 0- Verstärkungs-Abschaltzustand in dem Begrenzerverstärkern darstellt;
Fig. 2A ist ein Schaltbild einer Verstärkungsschaltung einer Verstärkungsstufe für einen bipolaren logarithmischen Verstärker nach dem Stand der Technik;
Fig. 2B ist ein Schaltbild einer herkömmlichen PTAT- Schaltung für die Verstärkungsstufe von Fig. 2A nach dem Stand der Technik;
Fig. 2C ist ein Graph, welcher eine Kaskade der Differenzverstärkerstufen von Fig. 2A und 2B darstellt;
Fig. 3A bis C sind Schaltbilder von Komponententeilen eines erfindungsgemäßen sich selbst kompensierenden logarithmischen C-MOS-Spannungsverstärkers mit stromsummierenden Differenzbegrenzerverstärkungsstufen;
Fig. 3D ist ein Schaltbild einer Stromsummierkaskade mit sukzessiver Detektion von Differenzverstärkern einer bevorzugten ersten Ausführungsform unter Verwendung der in Fig. 3A bis 3C dargestellten selbst kompensierenden Verstärkerstufe, um das Ausgangssignal Vlog zu erzeugen;
Fig. 3E ist ein Schaltbild einer bevorzugten Transkonduktanzstufe des logarithmischen Verstärkers von Fig. 3D gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 ist eine schematische Darstellung des unkorrigierten Effekts der Temperatur auf den an den Verstärker von Fig. 3C gelieferten Strom Ib;
Fig. 5 ist eine schematische Darstellung des unkorrigierten Effekts der Temperatur auf die von dem Verstärker von Fig. 3C gelieferte Spannung Vout;
Fig. 6A bis C sind Schaltbilder von Komponententeilen einer selbst kompensierenden bipolaren spannungssummierenden Differenzbegrenzerverstärkerstufe für einen logarithmischen Spannungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6D ist eine Einleiter-Schaltbild einer spannungssummierenden Kaskade von Differenzverstärkern, in welchem eine zweite bevorzugte Ausführungsform die in Fig. 6A bis 6C dargestellte selbst kompensierende Verstärkungsstufe verwendet; und
Fig. 6E ist ein Schaltbild eines Bandabstands- Referenzspannungsgenerators für die Kalibrierungsspannungen von Fig. 6A bis 6C.
In diesen Zeichnungen sind gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

In Fig. 3A bis 3C und 3E ist ein selbst kompensierendes System für jede Verstärkungsstufe 10 und entsprechende Transkonduktanzstufen 12 in der in Fig. 3D dargestellten sukzessiven Kompressionsverstärkerkaskade vorgesehen, um die Auswirkungen von Temperatur- und Prozeßstreuungen auf die von Ek und A definierte Übertragungsfunktion zu steuern. Beispielsweise verflacht sich die Kurve und die Grenzspannungen Vb fällt auf Vg, wenn die Temperatur ansteigt. Umgekehrt steigt die Grenzspannung Vb dann auf Vf' an, wie in Fig. 4 und 5 dargestellt, wenn die Temperatur fällt. Prozeßstreuungen während der Herstellung erzeugen auch Differenzen in der Gateoxiddicke und in der Ladungsmobilität in den fertig gestellten Chips, welche ebenfalls eine Veränderung der Werte Ek und Fb bewirken.
Bevorzugt ist der in Fig. 3C dargestellte C-MOS-Begrenzerverstärker, eine Verstärkerstufe 10 in einer monolithischen stromsummierenden Kaskade aus Differenzbegrenzerverstärkungsstufen 10 gemäß Darstellung in Fig. 3D, um die Kosten zu minimieren, und um die Anforderungen des logarithmischen Verstärkers an den Gesamtstromverbrauch, den Platzbedarf zu minimieren. Alternativ könnten sukzessive Kompressionsverstärkerstufen gemäß der vorliegenden Erfindung in monolithischen stromsummierenden oder spannungssummierenden Kaskaden bipolarer Differenzbegrenzerverstärker, wie in der in Fig. 6A bis 6D dargestellten zweiten Ausführungsform, verwendet werden.
In Fig. 3A sind Vorspannungs-Replikatortransistoren Q21, Q22 und der Stromquellentransistor Q1 als Kopien von daneben gelegenen Schaltungselementen Q31, Q32 und Q1c aufgebaut. Die Transistoren Q21, Q22 sind ein symmetrisches Differenztransistorpaar, das von symmetrischen Vorspannung Elin/2+ und Elin/2- gesteuert wird. Die Lasten des Vorspannungsreplikators sind asymmetrisch, wobei beispielsweise die Emitterfolger Q23, Q24 Emitterverhältnisse von 25/3 und 15/3 aufweisen können, während die Verstärkungsschaltungslasten R14, R16 symmetrisch sind und denselben Wert aufweisen.
Erfindungsgemäß wird ein zweckmäßiger Strom-Referenzwert rhytmischem Knie-Spannungswert Ek und dem Wert A der Kleinsignalverstärkung berechnet, welche durch die Auslegung dieser Verstärkungsstufe bestimmt ist. Der Grenzwert Vb für die Ausgangsspannung und für die Kleinsignalverstärkung A werden als Kalibrierungssteuerwerte in der Auslegung der kaskadierten Verstärkungsstufen 10 verwendet. Der Spannungsgrenzwert Vbcal und die Differenzstromwerte Elin/2( werden bevorzugt von einer 1,2 Volt Bandabstandsreferenzspannung Vcal abgeleitet, welche von den Schwankungen der Versorgungsspanung Vcc unabhängig ist, wie die in Fig. 6E dargestellte Bandabstandsquelle.
Der Stromquellentransistor Q1a wird von der Ausgangsspannung Vfb des Operationsverstärkers A1 gesteuert. Die negativen und positiven Eingänge des Verstärkers A1 sind mit den Ausgängen von Q21 bzw. Q22 so verbunden, daß das Verhältnis der Differenz zu vermeiden, die Vorspannungs- Replikatorschaltung, welche mit jeder Verstärkungsstufe verbunden ist, für jede G/0-Transkonduktanzstufe 12 zu duplizieren, wird jede Transkonduktanzstufe so hergestellt, daß sie eine benachbarte Verstärkungsschaltung 10C von ihren Vorspannungseingangs- bis zur ihren Vout-Verbindungen repliziert, welche mit dem Vlog-Ausgang des logarithmischen Verstärkers verbunden sind, aber ohne die Lastwiderstände R31, R32. Somit kann die für eine beliebige Stufe bestimmte Vorspannungskorrektur sowohl an eine benachbarte Verstärkungsstufe als auch eine benachbarte Transkonduktanzstufe 12 angelegt werden, wenn sie genügend nahe nebeneinander liegen, daß Prozeß- und Umgebungsdifferenzen zwischen diesen minimal sind.
Zu allererst wird in der Vorspannungsreplikatorschaltung 10a jeder Offset in der Kniespannung Vk auf fehlerhafte Werte fk oder gk korrigiert, indem die Stromquellenvorspannung Vfb so erhöht wird, daß fk erhöht wird. Die Stromquellenvorspannung Vfb wird dynamisch als eine Spannung bestimmt, welche benötigt wird, um den Differenzstrom I1-I2 in den Replikatorschaltungstransistoren Q21, Q22 auf den Wert des proportional bestimmten Differenzstromreferenzwertes Elin in der Vorspannungs-Replikatorschaltung von Fig. 3A zurückzubringen. Da die Replikatorschaltung 10a einen Stromquellentransistoraufbau Q1a aufweist, der identisch mit den Verstärkungszellen-Stromquellentransistor Q1c ist, ist dieselbe Stromquellenvorspannung Ffb auch die Vorspannung, welche für die Korrektur des Vorstroms IB in der Verstärkungszelle 10c benötigt wird. Dieselbe Korrektur ist auch auf weitere benachbarte Zellen 10b und 12 anwendbar, welche ebenfalls identische Stromquellentransistorstrukturen Q1b und Q1d aufweisen. Jedoch kann, obwohl der Kniewert für alle Schaltungen in einer Verstärkungsstufe nun korrekt ist, die Skalierung der von einer gegebenen Verstärkungsstufe an den Eingang einer nachfolgenden Stufe gelieferte Ausgangsspannung noch unkorrekt sein, was kumulative Skalierungsfehler im Vlog erzeugt.
Somit wird zweitens in dem Stromspiegel 10b die Skalierung von Vout, reflektiert von Schwankungen in dem nicht korrigierten Wert von Vb, beobachtet über VR1 durch die Stromspiegelschaltung 10b, gemäß Darstellung in Fig. 3B durch das System korrigiert, indem die angepaßten Lastwiderstände R31, R32 in der Verstärkungsschaltung 10c verändert werden. Diese Lastwiderstände R31, R32 weisen jeder dieselbe Größe wie der Spiegelwiderstand R1 auf, so daß sie denselben durch Prozeß- und Umweltveränderungen induzierten Fehlern unterliegen. Der Operationsverstärker A2 erhöht die Korrekturspannung Vadj, welcher den Spiegelwiderstand R1 verringert, bis die Spannung Vb über R1 mit dem Referenzwert Vbcal übereinstimmt, welcher der Wert des korrekten Grenzspannungswertes Vb, ermittelt für die Verstärkungsstufe durch A und Vk und geliefert unter Verwendung der temperaturstabilen Bandabstands-Referenzspannung Vcal ist.
Die Vorspannungsreplikatorschaltung von Fig. 3A legt Stromkalibrierungsspannungen Vlin2( an. Die Differenz Vlin zwischen mit einer Tangente an die Kurve überein, welche sich durch des Ursprung des Graphen hindurcherstreckt. Diese Tangente ist die theoretische Kleinsignalverstärkung A der Verstärkungsschaltung. Bei gegebenem bekannten Verhältnis Elin/Ek und dem Strom 1B ist dann Ea/Elin = Fig. 3C und auf die Verstärkung A dieser Schaltung selbst dar. Fig. 5 stellt die restlichen Skalierungsfehler in der Grenzspannung Vb dar, welche zurückbleiben würden, nachdem die Verstärkungskompensation an die Verstärkungsschaltung durch die Vorspannungs-Replikatorschaltung von Fig. 3A angelegt ist, wenn die in Fig. 3B dargestellte Stromspiegelkompensationsschaltung fehlt. Beispielsweise würde, wenn die gewünschte Grenzspannung Vb ist und die nominelle Verstärkung = 10 gB ist, ein Ek von 0,316 Volt alle Schaltungen in dem unmittelbaren Bereich stabilisiert. In der bevorzugten Ausführungsform ist dieser Bereich auf die eine Verstärkungsstufe beschränkt.
Die Stromspiegelschaltung von Fig. 3B gleicht dann die drei übereinstimmenden variablen Widerstände R1, R31, R32 so an, daß die Spannung über R1 nach Masse gleich Vb ist, wenn der Strom durch den variablen Kalibrierungswiderstand R1 temperaturkompensiert durch das Vfb-Signal gleich IB ist. Die Steuerspannung Vadj, welche zur Anpassung von R1 verwendet wird, wird parallel den Verstärkungsstufenlastwiderständen R31, R32 zugeführt. Der Graph in Fig. 5 stellt die nicht korrigierte Auswirkung der Temperatur auf eine verstärkungskompensierte Spannung Vout dar, welche von dem Verstärker von Fig. 3C bestimmt und geliefert wird. Die von dem Stromspiegel von Fig. 3B gelieferte Korrekturspannung Vadj bewirkt eine Temperaturstabilisierung des effektiven Lastwiderstandes VR31, VR32, um die Skalierung der Ausgangsspannung zu stabilisieren, indem die temperaturstabile Korrekturgrenzspannung Vbcal als Referenzwert verwendet wird. In der Stromspiegelschaltung erzeugt diese Referenzspannung ein Null-Ausgangssignal von A2, solange die tatsächliche Vb-Grenzspannungsschaltung gleich der dieser Beschreibung ist. Nicht-Null- Ausgangssignale von A1 wirken jeder Veränderung entgegen, welche er in der Spannung Vb über VR1 durch die Veränderung von VR1 detektiert.
Fig. 6A bis 6C stellten die Komponententeile einer analogen selbst kompensierenden bipolaren spannungssummierenden Differenzbegrenzerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung dar. In Fig. 6A sind die Vorspannungs- Replikatortranssitoren T21, T22 und der Stromquellentransistor Q1a als Kopien benachbart gelegener Verstärkungsschaltungselemente T31, T32 bez. T1c aufgebaut. Die Transistoren T21, T22 sind ein Differenzpaar identischer Transistoren, welche von symmetrischen Vorspannungen Vlin/2+ oder Vlin/2- gesteuert werden. Die lastsymmetrischen Emitterfolger T23, T24 weisen unterschiedliche Emitter/Basis- Verhältnisse von beispielsweise 25/3 und 15/3 auf, während die Verstärkungsschaltungslasten VR31, VR32 identisch sind. Die Transistorpaare in dieser Ausführungsform weisen jeweils ein Beta von 100 und ein Emitter/Basis-Verhältnis von 1/1 auf. Die in diesen Schaltungen durch allgemeine Symbole dargestellten variablen Widerstände können unter Verwendung einer von verschiedenen geeigneten Technologien, welche im Fachgebiet allgemein bekannt sind, implementiert werden.
Die Verstärkungsstufenschaltung eines selbst kompensierenden logarithmischen Verstärkers von Fig. 6A bis 6C kann alternativ auch als die Verstärkungsstufe hergestellt werden, welche in der monolithischen stromsummierenden Kaskade gemäß Darstellung in Fig. 3D verwendet wird, anstelle von der, welche in Fig. 6D für diese Ausführungsform dargestellt ist. Die in Fig. 3D dargestellte stromsummierende Kaskade ist insbesondere für Hochfrequenzkommunikationsanwendungen vorteilhaft.
Die Erfindung wurde unter spezieller Bezugnahme auf deren momentan bevorzugten Ausführungsformen beschrieben. Somit wurden fundamentale neue Merkmale der Erfindung angewendet auf eine bevorzugte Ausführungsform davon dargestellt und beschrieben und näher ausgeführt, wobei sich aber verstehen dürfte, daß verschiedene Weglassungen, Ersetzungen und Veränderungen in Form und Detail der dargestellten Elemente und in deren Betrieb von dem Fachmann auf dem Gebiet ohne Abweichung von der Idee und dem Schutzumfang der Erfindung vorgenommen werden können. Beispielsweise könnten der Knie- und Ausgangspegel in den Übertragungsfunktionen anderer Zwei-Steigungs-Verstärker in einer ähnlichen Weise angepaßt werden. Ferner sind verschiedene topologische Varianten möglich. Beispielsweise kann die Position der Stromquelle im Bezug auf das Differenzpaar wie im Fachgebiet allgemein bekannt invertiert werden. Die vorstehend offenbarte Erfindung kann jedoch von dem Fachmann auf diesem Gebiet leicht angepaßt werden, um die gewünschte Selbstkompensation zu liefern.
Es ist ausdrücklich beabsichtigt, daß alle Kombinationen dieser Elemente und/oder Verfahrensschritte, welche im wesentlichen dieselbe Funktion im wesentlichen in derselben Weise ausführen, um dieselben Ergebnisse zu erzielen, innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung liegen. Ferner sollte anerkannt werden, daß Strukturen und/oder Elemente und/oder Verfahrensschritte, welche in Verbindung mit einer offenbarten Form oder Ausführungsform der Erfindung dargestellt und/oder beschrieben wurden, in jeder anderen offenbarten oder beschriebenen oder vorgeschlagenen Form oder Ausführungsform in Form einer Auslegungswahl beinhaltet sein kann. Daher ist die Erfindung nur durch den Schutzumfang der nachstehend beigefügten Ansprüche begrenzt.

Claims

1. Selbstkompensierender Differenzverstärker, umfassend:

eine Verstärkungsschaltung, die einen ersten Eingangsvorspannungs-Steuereingang, ein erstes Paar von Differenzverstärkereinrichtungen mit entsprechenden Spannungsausgangsanschlüssen und variable Lastwiderstände beinhaltet;

eine Differenzvorspannungs-Replikatorschaltung mit einem zweiten Eingangsvorspannungs-Steuereingang und einem zweiten Paar von Differenzverstärkereinrichtungen und mit einem Vorspannungskorrekturausgang, der mit dem ersten und dem zweiten Eingangsvorspannungs- Steuereingang verbunden ist, wobei das zweite Differenzverstärkerpaar durch eine Differenzvorspannungs-Referenzspannung gesteuert wird, die so gewählt ist, dass sie während des Verstärkerbetriebs in einem linearen Abschnitt einer Kennlinie des zweiten Differenzverstärkerpaares bleibt, und eine erste Abfühleinrichtung zum Erzeugen eines Signals an dem Vorspannungskorrekturausgang, welches eine Änderung in einer Differenz zwischen Vorströmen in jeweiligen Verstärkern des zweiten Differenzverstärkerpaares darstellt, wobei das Vorspannungskorrektursignal so abgestimmt ist, dass die Änderung aufgehoben wird; und

eine Stromspiegelschaltung, wobei jede Stromspiegelschaltung einen dritten Eingangsvorspannungs-Steuereingang aufweist, der mit dem Vorspannungskorrekturausgang verbunden ist, einen variabler Kalibrierungswiderstand, der so geschaltet ist, dass er den Vorstrom leitet, einen Spannungsabgleichsausgang, und eine zweite Abfühleinrichtung zum Erzeugen eines Abgleichsignals an dem Spannungsabgleichsausgang, welches eine Differenz zwischen einer Abgleichsreferenzspannung und einer über dem variablen Kalibrierungswiderstand abgefühlten Spannung darstellt, wobei der Spannungsabgleichsausgang mit dem variablen Kalibrierungswiderstand und mit den variablen Lastwiderständen verbunden ist, wobei das Abgleichsignal so abgestimmt ist, dass die abgefühlte Differenz aufgehoben wird.

2. Monolithischer selbstkompensierender Verstärker nach Anspruch 1, bei welchem das zweite Differenzverstärkerpaar, der zweite und der dritte Eingangsvorspannungs-Steuereingang und der variable Kalibrierungswiderstand so hergestellt sind, dass sie auf das erste Differenzverstärkerpaar, den ersten Eingangsvorspannungs-Steuereingang und die variablen Lastwiderstände abgestimmt sind.

3. Monolithischer selbstkompensierender Verstärker nach Anspruch 1, bei welchem die Abgleichsreferenzspannung eine Grenzspannung des ersten Differenzverstärkerpaares ist.

4. Monolithisches selbstkompensierendes Verstärkersystem mit sukzessiver Komprimierung, umfassend:

mehrere Verstärkungsstufen, wobei jede Verstärkungsstufe eine Verstärkungsschaltung aufweist, die einen ersten Eingangsvorspannungs-Steuereingang, ein erstes Paar von Differenzverstärkereinrichtungen mit jeweiligen Spannungsausgangsanschlüssen und variable Lastwiderstände beinhaltet;

eine Differenzvorspannungs-Replikatorschaltung mit einem zweiten Eingangsvorspannungs-Steuereingang und einem zweiten Paar von Differenzverstärkereinrichtungen mit einem Vorspannungskorrekturausgang, der mit dem ersten und dem zweiten Eingangsvorspannungs- Steuereingang verbunden ist, wobei das zweite Differenzverstärkerpaar durch eine Differenzvorspannungs-Referenzspannung gesteuert wird, die so gewählt ist, dass sie während des Verstärkerbetriebs in einem linearen Abschnitt einer Kennlinie des zweiten Differenzverstärkerpaares bleibt, und eine erste Abfühleinrichtung zum Erzeugen eines Signals an dem Vorspannungskorrekturausgang, welches eine Änderung in einer Differenz zwischen Vorströmen in jeweiligen Verstärkern des zweiten Differenzverstärkerpaares darstellt, wobei das Vorspannungskorrektursignal so abgestimmt ist, dass es die Änderung aufhebt; und

eine Stromspiegelschaltung, wobei jede Stromspiegelschaltung einen dritten Eingangsvorspannungs-Steuereingang aufweist, der mit dem Vorspannungskorrekturausgang verbunden ist, einen variablen Kalibrierungswiderstand, der so geschaltet ist, dass er den Vorstrom leitet, einen Spannungsabgleichsausgang, und eine zweite Abfühleinrichtung zum Erzeugen eines Abgleichsignals an dem Spannungsabgleichsausgang, welches eine Differenz zwischen einer Abgleichsreferenzspannung und einer über dem variablen Kalibrierungswiderstand abgefühlten Spannung darstellt, wobei der Spannungsabgleichsausgang mit dem variablen Kalibrierungswiderstand und mit den variablen Lastwiderständen verbunden ist, wobei das Abgleichsignal so abgestimmt ist, dass die abgefühlte Differenz aufgehoben wird.

5. Monolithisches selbstkompensierendes Verstärkersystem mit sukzessiver Komprimierung nach Anspruch 4, ferner umfassend: mehrere Transkonduktanzstufen, die jeweils mit einer entsprechenden Verstärkungsstufe verbunden sind, wovon jede einen vierten Eingangsvorspannungs- Steuereingang aufweist, der mit dem Vorspannungskorrekturausgang verbunden ist, und ein viertes Paar von Differenzverstärkereinrichtungen, wobei der Eingangsvorspannungs-Steuereingang so hergestellt ist, dass er auf den ersten Eingangsvorspannungs- Steuereingang und das erste und zweite Paar von Differenzverstärkereinrichtungen abgestimmt ist.

6. Monolithisches selbstkompensierendes Verstärkersystem mit sukzessiver Komprimierung nach Anspruch 4, bei welchem die Verstärkungsstufen Grenzverstärkungsstufen sind.

7. Monolithisches selbstkompensierendes Verstärkersystem mit sukzessiver Komprimierung nach Anspruch 4, wobei das System ferner einen Systemausgangslastwiderstand und eine jeweilige Transkonduktanzstufe für jede der Verstärkungsstufen beinhaltet, wobei ein Eingangsvorspannungs-Steuereingang der jeweiligen Transkonduktanzstufe mit dem Vorspannungskorrekturausgang der Differenzvorspannungs- Replikatorschaltung verbunden ist, wobei der Systemausgangslastwiderstand und die Transkonduktanzstufen verbunden sind, um Spannungen an diesen Spannungsausgangsanschlüssen der Verstärkungsstufen zusammenzufassen, um einen Spannungsausgang mit sukzessiver Komprimierung für das Verstärkersystem bereitzustellen.

8. Verfahren der selbstkompensierenden Differenzverstärkung, welches folgende Schritte umfasst:

Anlegen einer Differenzvorspannungs- Referenzspannung, die so gewählt ist, dass sie während des Verstärkerbetriebs in einem linearen Abschnitt einer Kennlinie des zweiten Differenzverstärkerpaares bei einem zweiten Differenzverstärkerpaar bleibt, um das zweite Differenzverstärkerpaar in einer Vorspannungs- Replikationsschaltung zu steuern;

Anlegen eines Vorspannungskorrektursignals an den ersten, zweiten und dritten Eingangsvorspannungs- Steuereingang der Verstärkungsschaltung, einer Vorspannungs-Replikatorschaltung bzw. einer Stromspiegelschaltung, wobei das Vorspannungskorrektursignal durch die Vorspannungs- Replikatorschaltung erzeugt wird, in Reaktion auf die Änderung einer Differenz zwischen Vorströmen in jeweiligen Verstärkern eines zweiten Differenzverstärkerpaares, das durch die Differenzvorspannungs-Referenzspannung gesteuert wird, wobei das Vorspannungskorrektursignal so abgestimmt ist, dass es die Änderung in der Vorspannungs- Replikatorschaltung aufhebt;

Anlegen einer Abgleichsreferenzspannung, die dazu angepasst ist, den Eingangsvorstrom in die Stromspiegelschaltung zu leiten;

Anlegen eines Spannungsabgleichsignals an einen variablen Kalibrierungswiderstand und einen variablen Lastwiderstand in der Vorspannungs-Replikatorschaltung bzw. der Verstärkungsschaltung, wobei das Spannungsabgleichsignal durch die Stromspiegelschaltung erzeugt wird, in Reaktion auf eine Differenz zwischen einer Abgleichsreferenzspannung und einer über dem variablen Kalibrierungswiderstand abgefühlten Spannung, wobei das Spannungsabgleichsignal die Differenz in der Stromspiegelschaltung aufhebt.

9. Verfahren nach Anspruch 8, welches ferner folgenden Schritt umfasst: Abstimmen des zweiten Differenzverstärkerpaares, des zweiten und dritten Eingangsvorspannungs- Steuereingangs und des variablen Kalibrierungswiderstandes auf das erste Differenzverstärkerpaar, den ersten Eingangsvorspannungs-Steuereingang bzw. die variablen Lastwiderstände während der Herstellung.

10. Verfahren nach Anspruch 8, welches ferner folgenden Schritt umfasst: Zusammenfassen der Ausgangsspannungen der Differenzverstärker in jeweiligen Verstärkungsstufen eines Verstärkersystems, um eine Ausgangsspannung mit sukzessiver Komprimierung zu erzeugen.

11. Verfahren nach Anspruch 10, welches ferner folgenden Schritt umfasst: Anlegen der Vorspannungs-Korrekturspannung an einen Eingangsvorspannungs-Steuereingang in einer Transkonduktanzstufe in jeder Verstärkungsstufe des Verstärkersystems.