DE69633043T2 - Spannungsregelung mit Lastpolstabilisation - Google Patents

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Description

  • Diese Erfindung betrifft elektronische Schaltungen, die als Spannungsregler eingesetzt werden, insbesondere Schaltungen und Verfahren, die zum Stabilisieren eines Spannungsreglers dienen.
  • Die von dieser Erfindung angesprochene Aufgabe ergibt sich in Schaltungen zur Spannungsregelung. Spannungsregler sind an sich Schaltungen mit mittlerem bis hohem Verstärkungsfaktor von typisch mehr als 50 dB und geringer Bandbreite. Bei dieser hohen Verstärkung und geringen Bandbreite wird die Stabilität häufig erzielt, indem man einen dominanten Pol mit dem Lastkondensator einstellt. Es ist schwierig, die Stabilität über einen breiten Bereich der Lastströme mit einem niedrigen Wert des Lastkondensators (etwa 0,1 μF) zu erzielen, weil der mit dem Lastkondensator und dem Lastwiderstand gebildete Lastpol über mehr als drei Frequenzdekaden variieren und mehrere Zehnkilohertz erreichen kann, so daß die Schaltungen eine sehr große Bandbreite von über 3 MHz aufweisen müssen, was aber mit dem für Spannungsregler eingesetztem Leistungsverfahren unvereinbar ist.
  • 1 zeigt eine Lösung der Stabilisierungsaufgabe entsprechend dem Stand der Technik. Der Spannungsregler 2 in 1 konvertiert eine nichtregulierte Spannung Vdd, 12 Volt in diesem Beispiel, in eine regulierte Spannung Vreg von 5 Volt in diesem Beispiel. Der Verstärker 6, der Widerstand 10 und der Kondensator 12 sind als Integrator konfiguriert, womit sich ein Nullpunkt ergibt, um den Pol der Last (Lastpol) zu kompensieren. Der Integrator steuert den Leittransistor 8 an. Die Widerstände 14 und 16 bilden eine Spannungsteilerschaltung, die eingesetzt wird, um die Ausgangsspannung so zu skalieren, daß die Ausgangsspannung an den invertierenden Eingang eines Fehlerverstärkers 4 zurückgeführt werden kann. Der Widerstand 18 und der Kondensator 20 sind nicht Bestandteil des Spannungsreglers 2, sondern die schematische Darstellung der typischen Last für die Spannungsreglerschaltung.
  • In diesem Beispiel gemäß dem Stand der Technik kann der mit der Last zusammenhängende Pol gemäß folgender Formel berechnet werden: fPol = 1/(2piCLRL) wobei RL = der Widerstandswert der Last ist und CL = die Kapazität von C20, typisch um 0,1 Mikrofarad, ist.
  • Deshalb ist der mit der Schaltung gemäß dem Stand der Technik gegebene Pol lastabhängig und kann von 16 Hz bis 32 kHz variieren mit einem Wert von 100 Kiloohm für R14 + R16 und einen Variationsbereich von 50 Ohm bis 1 Megaohm für R18. Dem Fachmann dürfte bekannt sein, daß es schwierig ist, den breiten Variationsbereich der Polfrequenz zu stabilisieren. Eine Lösung dieses Problems nach dem Stand der Technik ist die Veränderung des Pulldown-Widerstands R14 + R16 von 500 Kiloohm zu etwa 500 Ohm, womit sich die Polfrequenz zu einem Bereich von 3,2 kHz bis 32 kHz verändert, was einem Frequenzänderungsbereich von einer statt drei Dekaden entspricht. Dabei erhöht sich jedoch die Leistungsaufnahme des Pulldown-Widerstands R18 gemäß folgender Formel: Leistung = (12 V – 5 V)(ILast + IPulldown) = (7 V)(100 mA) + (7 V)(10 mA)
  • Somit fügt der 500 Ohm Widerstand der Verlustleistung des Chips etwa 70 Milliwatt hinzu, entsprechend einer Erhöhung der Verlustleistung um 10% für die hinzugefügte Stabilität.
  • EP 0531945 beschreibt ebenfalls einen Spannungsregler, welcher aus einer unregulierten Spannung eine regulierte Spannung gewinnt. Der Spannungsregler weist einen Leistungstransistor, Ausgangsanschlüsse, die mit einer Last verbunden sind, sowie einen Steueranschluß, der von einem Operationsverstärker angesteuert wird, auf. Um die Regelung zu verbessern ohne Gefährdung der Stabilität, ist ein Netzwerk vorgesehen zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers.
  • Deshalb ist es ein Ziel der Erfindung, die Stabilität eines Spannungsreglers ohne Erhöhung der Verlustleistung in der Schaltung zu verbessern. Zusätzlich ist es ein Ziel der Erfindung, einen lastkompensierenden Nullpunkt zur erzielen, welcher dem Lastpol folgt. Ferner ist es ein Ziel der Erfindung, eine Integratorschaltung zu gestalten, die einen lastkompensierenden Nullpunkt (Kompensationsnullpunkt) aufweist, welcher mit dem Lastpol variiert. Diese und andere Gegenstände, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden dem Fachmann an Hand der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung verständlich, wenn diese zusammen mit den Figuren und Ansprüchen gelesen wird.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung Ist eine Spannungsregler-Schaltung vorgesehen, welche einen Fehlerverstärker, eine Integratorschaltung, einen Leittransistor, eine Rückkopplungsschaltung, in welcher die Integratorschaltung weiterhin einen Verstärker mit Eingang und Ausgang aufweist, einen getakteten Kondensator und einen in Reihenschaltung zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verstärkers angeschlossenen Kondensator aufweist, wobei der getaktete Kondensator einen Taktsignaleingang aufweist, der über eine frequenzvariable Schaltung mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden ist, wobei die frequenzvariable Schaltung ein Taktsignal erzeugt, welches mit dem vom Spannungsregler gelieferten Ausgangsstrom variiert, wobei der getaktete Kondensator und das Taktsignal mit einer entsprechenden Frequenz eine Variation der effektiven Impedanz des getakteten Kondensators bewirken, um den Nullpunkt des Spannungsreglers in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom des Spannungsreglers zu variieren.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung ist auch ein Verfahren vorgesehen, um eine regulierte Spannung von einem Spannungsregler mit einem Lastpol zu stabilisieren, indem ein lastpol-kompensierender Nullpunkt erzeugt wird mit den folgenden Schritten: Erzeugen eines Taktsignals mit einer Frequenz, die entsprechend dem Laststrom des Spannungsreglers variiert; Ansteuerung eines getakteten Kondensators mit dem erzeugten Taktsignal, um den Nullpunkt des Spannungsreglers in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung des Reglers zu variieren.
  • Die Erfindung kann zusammengefaßt werden als Spannungsregler mit Lastpolstabilisierung. Der Spannungsregler umfaßt einen Fehlerverstärker, einen Integrator mit einem getakteten Kondensator, einen Leittransistor und eine Rückkopplungsschaltung. In einer Ausführungsform umfaßt die Integratorschaltung einen Verstärker, einen Kondensator und einen getakteten Kondensator, der von einem spannungsgesteuerten Oszillator angetrieben wird. Der spannungsgesteuerte Oszillator verändert seine Oszillationsfrequenz in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom des Spannungsreglers. In einer anderen Ausführungsform wird der getaktete Kondensator von einem stromgesteuerten Oszillator angetrieben, dessen Oszillationsfrequenz ebenfalls vom Ausgangsstrom des Spannungsreglers abhängt. Wenn der Ausgangsstrombedarf groß ist erhöht sich die Oszillationsfrequenz der gesteuerten Oszillatoren, was zu einer Abnahme der effektiven Impedanz des getakteten Kondenstors führt, womit die Frequenz des Kompensationsnullpunkts verändert wird, um der Veränderung des Lastpols zu entsprechen. Umgekehrt nimmt die effektive Impedanz zu, wenn der Strombedarf geringer wird, um ebenfalls der Abnahme des Lastpols zu entsprechen. Folglich weist der offenbarte Spannungsregler hohe Stabilität auf ohne übermäßige Verlustleistung.
  • Einige Ausführungsformen der Erfindung werden nun als Beispiele mit Bezugnahme auf die begleitenden Figuren beschrieben, in welchen:
  • 1 ein schematisches Diagramm eines gemäß dem Stand der Technik bekannten Spannungsregelers zeigt,
  • 2 ein schematisches Diagramm eines Spannungsreglers mit einem getakteten Kondensator zeigt, der von einem spannungsgesteuerten Oszillator in der Integratorschaltung angesteuert wird,
  • 3 ein schematisches Diagramm eines getakteten Kondensators bekannter Art gemäß den Stand der Technik zeigt,
  • 4 ein Zeitdiagramm enthält, welches die Funktionsweise eines getakteten Kondensators beschreibt,
  • 5 ein schematisches Diagramm einer Spannungs-Sensorschaltung zeigt, die zusammen mit einem spannungsgesteuerten Oszillator eingesetzt werden kann,
  • 6 eine weitere Ausführungsform eines Spannungsreglers zeigt mit einem getakteten Kondensator, der von einem stromgesteuerten Oszillator angesteuert wird.
  • Nun wird ein Spannungsregler beschrieben, der gemäß der Ausführungsform der Erfindung in 2 konstruiert ist. Der Fehlerverstärker 24 weist einen nichtinvertierenden Eingang zum Empfang einer Spannung Vref auf. Der Ausgang des Fehlerverstärkers 24 ist mit der Integratorschaltung gekoppelt, genauer gesagt mit dem Eingang des Verstärkers 26 und mit dem ersten Ende des getakteten Kondensators 30. Das zweite Ende des getakteten Kondensators 30 ist mit dem ersten Ende des Kondensators 32 verbunden. Das zweite Ende des Kondensators 32 ist mit dem Ausgang des Verstärkers 26, dem Gate des P-Kanal MOSFET-Leittransistors 28 und dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 42 verbunden. Der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 42 ist mit dem Eingang des getakteten Kondensators 30 verbunden. Der Sourceanschluß des Leittransistors 28 ist mit einer Spannungsquelle Vdd verbunden. Der Drain des Leittransistors 28 bildet den Ausgang des Spannungsreglers 22 und ist mit dem ersten Ende des Widerstands 34 verbunden. Das zweite Ende des Widerstands 34 ist mit dem ersten Ende des Widerstands 36 und mit dem invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers 24 verbunden. Das zweite Ende des Widerstandes 36 ist mit Massepotential verbunden.
  • Im Betrieb wird die Referenzspannung Vref mit der geregelten Spannung Reg verglichen mittels der Rückkopplungsschaltung, die mit dem Widerstand 34 und dem Widerstand 36 gebildet wird. Genauer gesagt, die Widerstände 34 und 36 sind als Spannungsteiler konfiguriert, um die Spannung Vreg zu skalieren, die dann an den invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers zurückgeführt wird.
  • Der mit dem Verstärker 26, dem geschalteten Kondensator 30 und dem Kondensator 32 gebildete Integrator weist einen Nullpunkt auf mit Frequenz bei fzero = 1/(2piV32Reff)wobei Reff = 1/(FvcoC30)
  • Somit regelt der Leittransistor 28 die Spannung Vreg entsprechend dem Fehlerverstärker 24 und dem Integratorausgang.
  • 2 zeigt auch den getakteten Kondensator 30, der mit einer Frequenz getaktet wird, die vom spannungsgesteuerten Oszillator 42 gesteuert wird. Der Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 42 ist mit dem Ausgang der Integratorschaltung verbunden. Die Funktionsweise dieser Schaltung kann mit den folgenden Gleichungen beschrieben werden: fpole = 1/(2piRLCL) fzero = 1/2piC32Reff
  • Indem die Lastpolfrequenz gleich der Nullpunktfrequenz gesetzt und für die VCO-Frequenz gelöst wird, erhalten wir: fVCO = (C32/C30)(1/RLCL)und fVCO = (C32/C30)(ILast/Vreg)(1/CL)
  • Deshalb ist die VCO-Frequenz proportional zum getakteten Kondensator C32 und zum Ausgangsstrom in diesem Beispiel. Somit folgt der vom Integrator erzeugte Kompensationsnullpunkt dem Lastpol bei Laständerungen. Der Fachmann kann diese Gleichungen benutzen, um einen Spannungsregler zu gestalten, der seine Gestaltungskriterien erfüllt.
  • Die Erfindung verbessert die Stabilität des Spannungsreglers 22 ohne die Verlustleistung der Schaltung zu erhöhen. Dies wird erreicht mit einem lastkompensierenden Nullpunkt, der dem Lastpol folgt, ohne daß dafür Pulldown-Widerstände mit niedrigem Wert verwendet werden müssen, die wie oben beschrieben hohe Verlustleistung aufweisen würden.
  • Nun wird die Konstruktion eines getakteten Kondensators gemäß der Darstellung in 3 beschrieben. In 3 ist das erste Ende des getakteten Kondensators mit dem Drain des MOSFET-Transistors 40 und dem Drain des MOSFET-Transistors 42 verbunden, wobei ein zweites Ende mit Massepotential verbunden ist. Die Source des Transistors 40 bildet den Eingang zum getakteten Kondensator, und die Source des Transistors 42 bildet den Ausgang des getakteten Kondensators. Das Gate des Transistors 40 ist als Empfänger eines Signals ϕ dargestellt, während das Gate des Transistors als Empfänger des invertierten Signals ϕbar dargestellt ist. Der Fachmann erkennt, daß die Transistoren 40 und 42 hier zwar als N-Kanal-Transistoren dargestellt sind, sie jedoch p-Kanal-MOSFETs, bipolare Transistoren oder beliebige äquivalente Typen sein könnten.
  • Die 4 zeigt die Eingangs-Taktsignale sowie die effektive Impedanz der Schaltung als Funktion der Frequenz. Die 4a zeigt die Eingangskurvenform ϕ, die dem Gate des Transistors 40 zugeführt wird. Die 4b zeigt die Taktsignalkurvenform für das Signal ϕbar, welches dem Eingang des Transistors 42 zugeführt wird. Zu beachten ist, daß sich diese Kurvenformen nicht überlappen. Deshalb ist der Transistor 40 niemals gleichzeitig eingeschaltet, wenn der Transistor 42 eingeschaltet ist. 4c zeigt, daß die effektiven Impedanzwerte Reff des getakteten Kondensators abnehmen, wenn die Frequenz zunimmt. Umgekehrt, die effektive Impedanz Reff wird bei abnehmender Frequenz größer.
  • Dir 5 zeigt eine Schaltung, die eine Spannung liefert, die dem Ausgangsstrom des Spannungsreglers proportional ist. Die Schaltung in 5 stellt eine alternative Ausführungsform für die Ansteuerung des spannungsgesteuerten Oszillators in 2 dar.
  • Genauer gesagt, 5 zeigt einen Leittransistor 44, der mit einem Sensorwiderstand Rsense in Reihe geschaltet ist, um eine Spannung zu gewinnen, die von einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) verwendet werden kann. Die 5 zeigt eine Alternative für die Verbindung des VCO mit dem Gate des Leittransistors 28 in 2. Ferner zeigt 5 das erste Ende der Widerstands Rsense mit der Source des Leittransistors 48 verbunden. Das zweite Ende von Rsource bildet den Ausgang des Spannungsreglers und ist mit dem ersten Ende des Widerstands 54 verbunden. Das zweite Ende des Widerstands 54 ist mit dem ersten Ende des Widerstands 56 verbunden. Das zweite Ende des Widerstands 56 ist mit Massepotential verbunden. Dem Fachmann dürfte es klar sein, daß Rsense so gewählt werden sollte, daß der Spannungsabfall über Rsense minimiert ist.
  • Mit Rsense in dieser Weise konfiguriert, ergibt sich eine Spannung Vsense, die dem Ausgangsstrom des Spannungsreglers proportional ist. Diese Spannung kann danach als Ansteuerung für den VCO verwendet werden.
  • Noch eine weitere Ausführungsform ist in 6 dargestellt. Die Ausführungsform in 6 unterscheidet sich von der Ausführungsform in 2, indem der getaktete Kondensator 70 von einem stromgesteuerten Oszillator (ICO) gesteuert wird, während der getaktete Kondensator 30 in 2 von einem spannungsgesteuerten Oszillator gesteuert wird.
  • Der Spannungsregler in 6 weist in seiner Konstruktion einen Fehlerverstärker 64 auf, der eine Referenzspannung Vref an seinem nichtinvertierenden Eingang empfängt. Der Ausgang des Fehlerverstärkers 64 ist mit dem Eingang des Verstärkers 66 und dem ersten Ende des geschalteten Kondensators 70 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 66 ist mit einem Gate des P-Kanal-Transistors 82 und dem Gate des P-Kanal-Transistors 68 sowie mit dem zweiten Ende des Kondensators 72 verbunden. Das erste Ende des Kondensators 72 ist mit dem zweiten Ende des getakteten Kondensators 70 verbunden. Der Frequenzeingang des getakteten Kondensators 70 ist mit dem Ausgang des ICO 80 verbunden. Der Eingang des ICO 80 ist mit dem Drain des Transistors 82 verbunden. Der Drain des Transistors 68 bildet den Ausgang des Spannungsreglers und ist mit dem ersten Ende des Widerstands 74 verbunden. Das zweite Ende des Widerstands 74 ist mit dem invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers sowie mit dem ersten Ende des Widerstands 76 verbunden. Das zweite Ende des Widerstands 76 ist mit Massepotential verbunden.
  • Die Spannungsreglerschaltung in 6 funktioniert im wesentlichen in gleicher Weise wie die Schaltung in 2. Der Unterschied zwischen diesen beiden Schaltungen liegt darin, daß die Schaltung in 6 den Ausgangsstrom spiegelt, indem das Gate des Transistors 82 mit dem Gate des Transistors 68 verbunden ist. Deshalb nimmt der in den ICO 80 fließende Strom ebenfalls zu, wenn der Strom durch den Transistor 68 zunimmt. Mit zunehmendem Eingangsstrom zum ICO nimmt die Ausgangsfrequenz des ICO, die zum getakteten Kondensator 70 geleitet wird, zu. Folglich nimmt die Impedanz des getakteten Kondensators 70 ab. Wie in der Schaltung in 2, der vom Integrator erzeugte Kompensationsnullpunkt folgt dem Lastpol bei Laständerungen.
  • Deshalb verbessert die Erfindung die Stabilität des Spannungreglers 22 ohne die Verlustleistung der Schaltung zu erhöhen. Dies wird mit einem lastkompensierenden Nullpunkt erreicht, der dem Lastpol folgt.
  • Obwohl die Erfindung mit einer gewissen Besonderheit beschrieben und illustriert wurde, ist zu verstehen, daß diese Offenbarung nur als Beispiel erfolgt ist, wobei viele Änderungen in der Kombination und Anordnung der Bauteile vom Fachmann eingeführt werden können, ohne den hiernach in den Ansprüchen definierten Rahmen der Erfindung zu verlassen.

Claims (13)

  1. Spannungsreglerschaltung mit einem Fehlerverstärker (24; 64), einer Integratorschaltung, einem Leittransistor (28; 68) und einer Rückkopplungsschaltung, wobei die Integratorschaltung weiter aufweist: einen Verstärker (26; 66) mit Eingang und Ausgang; einen getakteten Kondensator (30; 70) und einen Kondensator (32; 72) in Reihe geschaltet zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verstärkers, wobei der getaktete Kondensator einen Taktsignaleingang aufweist, der über eine frequenzvariable Schaltung mit dem Ausgang des Verstärkers gekoppelt ist, wobei die frequenzvariable Schaltung (42; 80) ein Taktsignal erzeugt als Ansteuerung für den getakteten Kondensator, wobei das Taktsignal eine Frequenz aufweist, die sich mit dem Ausgangsstrom des Spannungsreglers ändert, wobei die effektive Impedanz des getakteten Kondensators variiert wird, um den Nullpunkt des Spannungsreglers in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom des Spannungsreglers zu variieren.
  2. Spannungsreglerschaltung gemäß Anspruch 1, wobei: der Fehlerverstärker (24; 64) einen nichtinvertierenden Eingang zum Empfang einer Referenzspannung (VREF), einen invertierenden Eingang und einen Ausgang aufweist; der Verstärkereingang mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers (24; 64) gekoppelt ist; der Leittransistor (28; 68) einen Strompfad umfaßt mit einem ersten Ende an einer Spannungsquelle angeschlossen und einem zweiten Ende am Ausgang des Spannungsreglers angeschlossen, und ein Steuerelement aufweist, welches mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden ist; und die Rückkopplungsschaltung zwischen dem zweiten Ende der leitenden Strecke des Leittransistors und dem invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers (24; 64) angeschlossen ist.
  3. Spannungsreglerschaltung gemäß Anspruch 1 bis 2, wobei die Schaltung mit variabler Frequenz einen spannungsgesteuerten Oszillator (42) umfaßt mit einem Eingang mit dem Ausgang des Verstärkers (26) verbunden und einem Ausgang mit dem Taktsignal Eingang des getakteten Kondensators (30) verbunden.
  4. Spannungsreglerschaltung gemäß Anspruch 1 bis 2, wobei die frequenzvariable Schaltung einen stromgesteuerten Oszillator (80) umfaßt mit einem Eingang an den Ausgang des Verstärkers (66) gekoppelt und mit einem Ausgang mit dem Taktsignaleingang des getakteten Kondensators (70) gekoppelt.
  5. Spannungsreglerschaltung gemäß Anspruch 1 bis 2, wobei der geschaltete Kondensator (30; 70) umfaßt: einen ersten Transistor (40), der einen Drain, eine Source und ein Gate zum Empfang des Taktsignals von der frequenzvariablen Schaltung aufweist; einen Kondensator (44) mit einem ersten Ende gekoppelt mit der Drain des ersten Transistors und einem zweiten Ende an Massepotential angeschlossen; und einen zweiten Transistor (42) mit einer Drain mit dem ersten Ende des Kondensators verbunden, mit einer Source und mit einem Gate für den Empfang eines invertierten Taktsignals von der frequenzvariablen Schaltung.
  6. Spannungsreglerschaltung gemäß Anspruch 5, wobei die frequenzvariable Schaltung einen spannungsgesteuerten Oszillator (42) oder einen stromgesteuerten Oszillator (80) aufweist.
  7. Spannungsreglerschaltung gemäß Anspruch 5, wobei der erste Transistor (40) und der zweite Transistor (42) MOSFET-Transistoren sind.
  8. Stromversorgung, in welcher die Spannungsreglerschaltung gemäß Anspruch 1 enthalten ist, wobei: der Fehlerverstärker (24; 64) einen nichtinvertierenden Eingang zum Empfang einer Referenzspannung, einen invertierenden Eingang und einen Ausgang aufweist, der Verstärkereingang mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers (24; 64) verbunden ist; der Leittransistor (28; 68) einen Strompfad aufweist, mit erstem Ende an einer Stromquelle angeschlossen und zweitem Ende an einem Ausgang des Spannungsreglers angeschlossen, und mit einem am Ausgang des Verstärkers angeschlossenem Steuerelement; und die Rückkopplungsschaltung zwischen dem zweiten Ende des Strompfads des Leitttransistors und dem invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers (24; 64) angeschlossen ist.
  9. Verfahren zum Stabilisieren einer Regelspannung eines Spannungsreglers mit einem Lastpol, indem ein lastpolkompensierender Nullpunkt mit folgenden Schritten erzeugt wird: Erzeugung eines Taktsignals, welches eine entsprechend dem Laststrom des Spannungsreglers variierende Frequenz aufweist; und Ansteuerung eines getakteten Kondensators (30; 70) mit dem erzeugten Taktsignal, um den Nullpunkts des Spannungsreglers in Abhängigkeit vom Ausgang des Spannungsreglers zu variieren.
  10. Verfahren gemäß Anspruch 9, wobei der getaktete Kondensator (30; 70) mit einer Frequenz getaktet wird, die proportional zur Stromentnahme aus dem Spannungsregler ist.
  11. Verfahren gemäß Anspruch 9, wobei der Schritt des Erzeugens eines Taktsignals implementiert ist, indem ein spannungsgesteuerter Oszillator (42) in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom des Spannungsreglers angesteuert wird.
  12. Verfahren gemäß Anspruch 9, wobei der Schritt des Erzeugens eines Taktsignals implementiert ist, indem ein stromgesteuerter Oszillator (80) in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom des Spannungsreglers angesteuert wird.
  13. Verfahren gemäß Anspruch 9, wobei das Taktsignal erzeugt wird mit einer Frequenz, die umgekehrt proportional zum Laststrom ist.
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