FI107476B - Vahvistimen taajuuskompensointi - Google Patents

Description

107476

Vahvistimen taajuuskompensointi

Keksintö liittyy vahvistimen, erityisesti regulaattorivahvistimen, jolla on suuri kapasitiivinen kuorma ja suuret kuormavirran vaihtelut, taajuuskom-5 pensointiin.

Jänniteregulaattoreita käytetään yleisesti elektronisissa laitteissa tuottamaan reguloitu stabiili käyttöjännite. Kuviossa 1 on esitetty erään jännite-regulaattorin periaatteellinen rakenne. Jänniteregulaattori muodostuu trans-konduktanssivahvistimesta 12, joka muuntaa sisääntulojännitteiden jännite-10 eron ulostulovirraksi. Kuviossa 1 vahvistimeen 12 on tehty takaisinkytkentä 14 (suora tai skaalattu) regulaattorin ulostulojännitteestä VOUT. Vahvistimen 12 ei-invertoivaan sisääntuloon on kytketty referenssijännite Vref, jonka suhteen ulostulojännite VOUT reguloidaan. Transkonduktanssi vahvistimella 12 on suuri sisääntuloimpedanssi ja suuri ulostuloimpedanssi sekä tyypillisesti pienet 15 impedanssit vahvistimen sisäisissä solmuissa. Vahvistimen 12 ulostulossa on taajuuskompensointi 10, joka muodostuu kompensointikondensaattorin CCOMP ja kompensointiresistanssin RCOMP sarjaankytkennästä solmun N1 ja käyttöjännitteen VDD välissä. Tämän vuoksi solmussa N1 muodostuu ensimmäinen dominoiva napa P1 regulaattorin taajuusvasteeseen, kuten kuvi-20 oissa 2A ja 2B on havainnollistettu. Kuvio 2A on bode-diagrammi, joka esittää regulaattorin amplitudivasteen taajuuden funktiona (yksikkö desibeli, DB). Kuvio 2B on bode-diagrammi, joka esittää regulaattorin vaihevasteen taajuuden funktiona (yksikkönä aste, deg). Matemaattisesti ensimmäisen dominoivan navan P1 muodostuminen solmussa N1 voidaan esittää yhtälöllä *·' 25 ωρι = (Rm + RCOMP)-CCOMP ' ^ missä RN1 on solmun N1 resistanssi. Resistanssi RN1 määräytyy pääasiallisesti transkonduktanssivahvistimen 12 ulostuloresistanssin perusteella.

30 Koska kapasitanssin CCOMP kanssa on sarjassa resistanssi RCOMP, solmussa N1 muodostuu myös siirtonolla Z1 seuraavan yhtälön mukaisesti

Wzi = RCOMP-CCOMP ‘ ^ 107476 2

Puskuri 11 sovittaa suuri-impedanssisen solmun N1 ulostuloasteen 13 pieni-impedanssiseen sisääntuloon. Puskuri 11 voi olla esimerkiksi kaksiasteinen emitteriseuraaja. Puskurin 11 mahdolliset sisäiset matalaimpedanssi-set solmut sekä ulostulosolmu tuottavat ei-dominoivia napoja PN regulaattorin 5 taajuusvasteeseen, kuten kuvioissa 2A ja 2B on havainnollistettu.

Ulostuloaste 13 käsittää suuritehoisen PMOS-transistorin T1 sekä ulkopuolisen kuormakapasitanssin CLOAD, joilla on suuri kapasitanssiako, tyypillisesti luokkaa 1 mikrofaradi. Ulostuloasteen 13 vahvistus on suurempi kuin 1 ja tämän vuoksi ulostulosolmussa VOUT muodostuu toinen dominoiva 10 napa P2 regulaattorin taajuusvasteeseen. Toisen dominoivan navan P2 muodostuminen voidaan esittää yhtälöllä

Sd6 /λ\ ωρ2 = CLOAD’ ^ missä gd6 = λ·Ι„6 on PMOS-transistorin T1 ulostulokonduktanssi, ld6 on tran-15 sistorin T1 virta.

Kuten kuviosta 2A nähdään, kukin dominoiva napa lisää taajuus-vasteen jyrkkyyttä -20 dB/dekadi (dekadi on taajuuden kymmenkertaistuminen; Kuvion 2A Boden diagarammissa x-akseli on logaritminen eli log(taajuus), jolloin taajuus kymmenkertaistuu tasavälein), jolloin kahden navan P1 ja P2 20 jälkeen jyrkkyys on -40 dB/dec. Toisaalta siirtonolla Z1 vähentää jyrkkyyttä 20 dB/dec. Regulaattorin stabiilisuuden kannalta on tärkeää, että jyrkkyys on enintään -20 dB/dekadi, kun käyrä kohtaa yksikkövahvistustaajuuden (0 dB -taajuuden), koska tämä antaa riittävän vaihemarginaalin stabiilia toimintaa varten. Koska esitetyssä regulaattorissa on kaksi dominoivaa napaa P1 ja P2, 25 on hyvin tärkeää, että siirtonolla Z1 on ennen 0 dB- taajuutta, jotta stabiili-suusehto täyttyisi. Tämä päämäärä saavutetaan kuviossa 2A, jolloin myös vaihemarginaali on riittävä. Vaihemarginaali on vaiheen, joka esiintyy 0 dB taajuudella, ja -180 -asteen vaiheen välinen ero.

Ongelmana on, että PMOS-transistorin T1 ulostulokonduktanssi gd6 :· 30 on verrannollinen transistorin T1 ulostulovirtaan ld6, joka voi vaihdella nollasta milliampeerista (mA) useisiin kymmeniin milliampeereihin. Tämän vuoksi dominoiva napa P2 liikkuu suhteellisen paljon taajuustasossa. Tämän liikkeen vaikutus voidaan nähdä kuvioiden 3A ja 3B bode-diagrammeissa. Oletetaan, että P2 on dominoiva napa solmussa VOUT suurella transistorin T1 virralla ld6 35 ja P2’ vastaava napa pienellä ulostulovirralla ld6. Oletetaan edelleen, että re-'* gulaattorin vaihemarginaali optimoidaan suurelle ulostulovirralle ld6, jolloin 107476 3 amplitudi- ja vaihevasteet navalle P2 ovat kuvioissa 3A ja 3B (kiinteä viiva) samanlaiset kuin kuvioissa 2A ja 2B. Toisin sanoen regulaattori on stabiili. Pienellä ulostulovirralla ld6 napa P2’ on siirtynyt hyvin pienelle taajuudelle. Tästä seuraa, että amplitudivaste saavuttaa yksikkövahvistustaajuuden ennen 5 siirtonollaa Z1 jyrkkyydellä -40 dB/dekadi, kuten kuviossa 3A on havainnollistettu katkoviivalla. Vastaava vaihekäyrä pienellä ulostulovirralla ld6 on esitetty kuviossa 3B katkoviivalla. Siitä voidaan nähdä, että vaihemarginaali voi olla liian pieni. Pienestä vaihemarginaalista voi puolestaan seurata värähtelyä (ringing) regulaattorin ulostulossa, kun kuormassa esiintyy transientteja.

10 Keksinnön päämääränä on taajuusstabilointi, joka poistaa yllä esi tetyt ongelmat.

Keksinnön kohteena on vahvistinpiiri, jolle on tunnusomaista patenttivaatimuksessa 1 esitetyt piirteet.

Keksinnön perusajatuksena on, että kompensointiresistanssin ar-15 voa säädetään adaptiivisesti kuormavirran funktiona. Säätösuhde valitaan siten, että kun kuormavirran muutos muuttaa toisen dominoivan navan ja sitä kautta yksikkövahvistustaajuuden paikkaa taajuustasossa, myös kompensointiresistanssin arvo ja sitä kautta siirtonolla paikka siirtyy taajuustasossa siten, että siirtonolla on aina pienemmällä taajuudella kuin vahvistinpiirin yksikkövah-20 vistustaajuus. Näin varmistetaan riittävä vaihemarginaali ja stabiilisuus kaikilla kuormavirran arvoilla ja näin vältetään haitallinen värähtely (ringing) vahvistimen ulostulossa.

Keksinnön ensisijaisessa suoritusmuodossa säädettävä kompen-sointiresistanssi toteutetaan yhdellä tai useammalla transistorilla, joista ainakin 25 yhdellä on kuormavirran mukaan säätyvä resistanssi. Kompensointiresistanssi voi olla kuitenkin mikä tahansa säädettävien tai säädettävien tai kiinteiden resistanssien yhdistelmä.

Keksintöä selitetään seuraavassa ensisijaisten suoritusmuotojen avulla viitaten oheisiin piirroksiin, joissa 30 kuvio 1 on kytkentäkaavio, joka havainnollistaa tekniikan tason mu- : kaista jänniteregulaattoria, kuviot 2A, 2B, 3A ja 3B ovat bode-diagrammeja, jotka havainnollistavat kuvion 1 jänniteregulaattorin amplitudia ja vaihetta taajuuden funktiona, kuvio 4 on kytkentäkaavio vahvistinpiiristä, jossa on keksinnön mu-35 kainen taajuuskompensointi, ja »· 107476 4 kuviot 5A ja 5B ovat bode-diagrammeja, jotka havainnollistavat kuvion 4 mukaisen vahvistinpiirin amplitudia ja vaihetta taajuuden funktiona.

Kuvioon 4 viitaten, keksinnön ensisijaisen suoritusmuodon mukainen vahvistinpiiri käsittää transkonduktanssivahvistimen 12, taajuuskompen-5 sointiyksikön 40, puskuriasteen 11 sekä ulostuloasteen 13. Transkonduktans-sivahvistin 12, puskuriaste 11 ja ulostuloaste 13 voivat olla samanlaisia kuin kuviossa 1, keksinnön kohdistuessa ensisijaisesti taajuuskompensointiyksikön 40 rakenteeseen ja toimintaan. Seuraavassa kuitenkin kuvataan esimerkinomaisia rakenteita myös transkonduktanssivahvistimelle 12, puskuriasteelle 11 10 ja ulostuloasteelle 13.

Transkonduktanssivahvistin 12 muodostuu P-tyypin bipolaaritran-sistoreiden QP1 ja QP2 ja PMOS-transistorin MP1 muodostamasta differenti-aaliasteesta, virtakuormista QP3 ja QP4 sekä N-tyypin bipolaaritransistoreiden QN3 ja QN4 muodostamasta ulostuloasteesta. VB1, VB2 ja VB3 ovat transis-15 toreiden MP1, QN1 ja QN2 sekä transistoreiden QN3 ja QN4 biasointijännit-teet. VDD merkitsee käyttöjännitettä ja GND maapotentiaalia. Sisääntulo INP on ei-invertoiva sisääntulo, joka on kuviossa 1 kytketty referenssijännitteeseen Vref. Sisääntulo INM on invertoiva sisääntulo, johon ulostulo VOUT on takaisinkytketty kuviossa 1. Vahvistimelle 12 on tunnusomaista korkea sisääntu-20 loimpedanssi ja korkea ulostuloimpedanssi sekä matalat impedanssit sisäisissä solmuissa. On kuitenkin huomattava, että keksintöä ei ole tarkoitus rajoittaa kuviossa 4 esitettyyn vahvistimen 12 esimerkkitoteutukseen.

Puskuriaste 11 on kaksiasteinen emitteriseuraaja. Ensimmäinen emitteriseuraaja muodostuu N-tyypin bipolaaritransistorista QN5 sekä sarjassa 25 olevasta NMOS-transistorista MN1. Tällä asteella on suuri sisääntuloimpe-danssi sekä pieni ulostuloimpedanssi solmussa N2. Toinen emitteriseuraaja-aste muodostuu P-tyypin bipolaaritransistorista QP5 sekä sarjassa olevasta PMOS-transistorista MP5. Myös tällä emitteriseuraajalla on suuri sisääntu-loimpedanssi ja matala lähtöimpedanssi solmussa N3. Näin puskuriaste 11 30 erottaa suuri-impedanssisen solmun N1 suurikapasitiivisesta ulostuloasteesta 13. Ulostuloastetta 13 on ajettava pienellä impedanssilla, jotta suuren MP&,n kapasitiivinen kuorma muodostaa ei-dominoivat navat PN. VP1 ja VP5 ovat biasointijännitteet transistoreille MP5 ja MN1. On huomattava, että keksintöä ei ole tarkoitus rajoittaa kuviossa 4 esitettyyn puskuripiirin 11 esimerkkitoteu-35 tukseen.

107476 5

Ulostuloaste 13 muodostuu suuresta, pass-tyyppisestä PMOS-transistorista MP6 ja sen kanssa sarjassa olevasta suuresta kuormakapasi-tanssista CLOAD, esimerkiksi 1 pF. Ulostuloaste 13 syöttää kuorman kuorma-virran ILAD, joka vaihtelee kuorman mukana. Samalla vaihtelee myös solmun 5 VOUT aiheuttama dominoivan navan P2 paikka, kuten yllä selitettiin viitaten kuvioihin 3A ja 3B.

Keksinnön ensisijaisen suoritusmuodon mukainen taajuuskompen-sointiyksikkö 40 käsittää kompensointikapasitanssin CCOMP sekä kompen-sointiresistanssin, joka on muodostettu PMOS-transistoreilla MP2, MP3 ja 10 MP4. Transistorit MP2 ja MP3 on kytketty sarjaan kapasitanssin CCOMP kanssa solmun N1 ja käyttöjännitteen VDD väliin. Transistorit MP2 ja MP3 on lisäksi biasoitu vakiojännitteellä VP4, jolloin niillä on vakioresistanssi. Transistorin MP2 rinnalle on kytketty transistori MP4, joka on biasoitu pass-PMOS-transistorin MP6 hilajännitteellä, niin että MP4 toimii lineaarisella alueella sää-15 dettävänä vastuksena. Koska transistorin MP6 hilajännite on suoraan verrannollinen kuormavirtaan ILOAD, myös transistorin MP4 konduktanssi muuttuu kuormavirtaan ld6 verrannollisesti. Näinollen kompensointiasteen 40 resistans-siarvo ja sitä kautta siirtonollan Z1 paikka taajuustasossa riippuu kuormavir-rasta ld6. Kun transistoreiden MP2, MP3 ja MP4 resistanssiarvot mitoitetaan 20 sopivasti, saadaan siirtonolla Z1 pysymään yksikkövahvistustaajuuden alapuolella kaikilla kuormavirran ld6 arvoilla. Tarkemmin kuvattuna siirtonollan Z1 taajuus saadaan yhtälöstä ®Z1 =-ΪΓ-. (4)

(*«+ Run II Run) CCOMP

25 missä RMP3 ja RMP2 ovat transistoreiden MP2 ja MP3 kiinteät resistanssit, ja RMP4 on transistorin MP4 säädettävä resistanssi, joka riippuu kuormavirrasta ld6 yhtälön (5) mukaisesti d __he*_ (k\ * ;·· IKMP4 V' W (V -V V V 1 Λ p rr GS* ' Tp* 30 missä LMP4 on MP4:n kanavan pituus, K’p on prosessiparametri, WMP4 on MP4:n kanavan leveys, VTp on MP4:n kynnysjännite ja jossa vas< = Vest = + VTr. (6) 107476 6 missä WMP6 on MP6:n kanavan leveys.

Siirtonollan Z1 taajuusriippuvuus kuormavirrasta lD6 ei ole yhtä lineaarinen kuin navan P2 taajuusriippuvuus mutta sen avulla on kuitenkin mahdollista stabiloida silmukka kaikilla kuormavirran lD6 arvoilla, kun säädettävä 5 vastus RMP4 yhdistetään sarja- ja rinnankytkennäksi kiinteiden resistanssien RMP2 ja Rmp3 kanssa. Tämän keksinnön mukaisen muuttuvan resistanssin vaikutusta stabiilisuuteen havainnollistetaan kuvioissa 5A ja 5B.

Napa P2 edustaa jälleen solmun VOUT aiheuttamaa dominoivaa napaa suurella virran lD6 arvolla. Tätä vastaava amplitudivaste ja vaihevaste 10 on esitetty kuvioissa 5A ja 5B kiinteällä viivalla. Vaihemarginaali on optimoitu tälle arvolle samalla tavoin kuin kuvioissa 2A, 2B, 3A ja 3B. P2’ edustaa solmun VOUT aiheuttamaa dominoivaa napaa pienellä kuormavirran lD6 arvolla samalla tavoin kuin kuvioissa 2A, 2B, 3A, ja 3B. Keksinnön mukaisen säätyvän kompensointiresistanssin vuoksi myös siirtonollan paikka siirtyy taajuusta-15 sossa taajuudelle, joka on uuden yksikkövahvistustaajuuden alapuolella, kuten siirtonolla ZT havainnollistaa kuvioissa 5A ja 5B. Tästä seuraa, että amplitudi-vaste kohtaa yksikkövahvistustaajuuden jyrkkyydellä -20 dB/dekadi, mikä puolestaan antaa riittävän vaihemarginaalin stabiilisuuden varmistamiseksi.

Näin keksinnön avulla vältetään kuviossa 3B esitetty riittämätön 20 vaihemarginaali pienillä kuormavirran arvoilla, mikä oli tekniikan tason toteutuksen epäkohta.

Kuviossa 4 esitetty säädettävän kompensointiresistanssin toteutus on vain yksi monista mahdollisuuksista, joita alan ammattimies voi sovelluksesta riippuen harkita.

25 Kuviot ja selitys kuvaavat vain keksinnön edullisia suoritusmuotoja.

Keksinnön toteutusta voidaan kuitenkin muuttaa ja modifioida oheisten patenttivaatimusten puitteissa ja hengessä.

• · <

Claims (10)

107476 7

1. Vahvistinpiiri, joka käsittää transkonduktanssivahvistimen (12), jolla on suuri sisääntuloimpe-5 danssi ja suuri ulostuloimpedanssi, ulostulovahvistinasteen (13), jolla on kapasitiivinen tuloimpedanssi ja jonka ulostulossa on suuri kuormakapasitanssi (CLOAD), puskuriasteen (11), joka sovittaa transkonduktanssivahvistimen (12) suuri-impedanssisen ulostulon ulostulovahvistinasteen (13) kapasitiivi-10 seen sisääntuloon, taajuuskompensointiasteen (10), joka sisältää kompensointikapa-sitanssin (CCOMP) ja kompensointiresistanssin (RCOMP· MP2-4) sarjaankyt-kennän transkonduktanssivahvistimen ulostulon ja käyttöjännitteen (VDD) välissä, 15 tunnettu siitä, että mainittu kompensointiresistanssin (RCOMP, MP2, MP3, MP4) arvo on säädettävissä ulostulovahvistinasteen (13) kuormavirtaan (ld6) verrannollisesti siten, että vahvistinpiirin hyvä taajuusstabiilisuus säilyy kaikilla kuor-mavirran arvoilla.

2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen vahvistinpiiri, tunnettu siitä, että kompensointiresistanssin (RCOMP, MP2, MP3, MP4) arvoa säädetään ulostulovahvistinasteen (13) kuormavirtaan (ld6) verrannollisesti siten, että kompensointikapasitanssin (CCOMP) ja kompensointiresistanssin aiheuttama siirtonolla (Z1) on kaikilla kuormavirran arvoilla taajuudella, joka on pienempi 25 kuin yksikkövahvistustaajuus vahvistinpiirin taajuusvasteessa.

3. Patenttivaatimuksen 1 ja 2 mukainen vahvistinpiiri, tunnettu siitä, että säädettävä kompensointiresistanssi käsittää vähintään yhden transistorin (MP4), jonka resistanssia säädetään kuormavirtaan verrannollisesti.

4. Patenttivaatimuksen 3 mukainen vahvistinpiiri, tunnettu 30 siitä, että kompensointiresistanssi käsittää vähintään yhden transistorin (MP4), m * * jonka resistanssia säädetään kuormavirtaan verrannollisesti, ja vähintään yhden transistorin (MP2, MP3), jolle on biasoitu kiinteä resistanssi.

5. Patenttivaatimuksen 3 mukainen vahvistinpiiri, tunnettu siitä, että kompensointiresistanssi käsittää vähintään yhden transistorin (MP4), 35 jonka resistanssia säädetään kuormavirtaan verrannollisesti, ja vähintään yhden kiinteän vastuksen. 107476 8

6. Patenttivaatimuksen 4 tai 5 mukainen vahvistinpiiri, tunnet-t u siitä, että kompensointiresistanssi käsittää kaksi sarjaankytkettyä transistoria (MP2, MP3), joille on biasoitu kiinteä resistanssi ja joista toisen rinnalle on kytketty kolmas transistori (MP4), jonka resistanssia säädetään kuormavirtaan 5 (ld6) verrannollisesti.

7. Patenttivaatimuksen 3, 4, 5 tai 6 mukainen vahvistinpiiri, tunnettu siitä, että transistorit (MP2, MP3, MP4) ovat kanavatransistoreja, edullisesti PMOS-kanavatransistoreja.

8. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen vahvistinpiiri, 10 tunnettu siitä, että ulostulovahvistinaste (13) käsittää transistorin (MP6, T1), edullisesti PMOS-kanavatransistorin, ja mainitun kuormakapasitanssin (CLOAD) sarjaankytkennän, ja että mainittu ulostulo (VOUT) on transistorin ja kuormakapasitanssin välissä.

9. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen vahvistinpiiri, 15 tunnettu siitä, että vahvistin on järjestetty toimimaan jänniteregulaattorina.

10. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen vahvistin-piiri, tunnettu siitä, että transkonduktanssivahvistimen (12) ulostulossa muodostuu ensimmäinen dominoiva napa (P1) ja ulostulovahvistinasteen (13) ulostulossa toinen dominoiva napa (P2) vahvistinpiirin taajuusvasteeseen, ja 20 että mainitun toisen dominoivan navan (P2) paikka ja sitä kautta yksikkövah-vistustaajuus siirtyy taajuustasossa kuormavirrasta (ld6) riippuvaisesti. 107476 9