DE69414053T2

DE69414053T2 - Schaltung zur Frequenzdemodulation

Info

Publication number: DE69414053T2
Application number: DE69414053T
Authority: DE
Inventors: Atsushi C/O Sony Corporation Shinagawa-Ku Tokyo Hirabayashi
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1993-08-10
Filing date: 1994-08-09
Publication date: 1999-04-15
Anticipated expiration: 2014-08-10
Also published as: KR950007290A; US5450033A; MY111902A; EP0638992B1; CN1063891C; CN1101180A; EP0638992A1; DE69414053D1; JPH0758551A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Fregenzdemodulationsschaltung zum Erfassen eines modulierten Signals aus einem FM-(Frequenzmodulations-)Trägersignal.
Die Frequenzmodulation (im folgenden als "FM" bezeichnet) hat in bezug auf externe Rauschspannungen einen höheren Rauschabstand S/N als die Amplitudenmodulation, und allgemein wird zum Übertragen von Information mittels Fernsehtonsignalen, Stereophonie-FM-Rundfunksignalen und dgl. ein Modulationssystem benutzt.
Als ein FM-Detektor zum Erfassen eines modulierten Signals aus einem FM-modulierten Trägersignal werden allgemein ein Brückendemodulator (Ratiodetektor), ein Foster-Seely-Detektor usw. benutzt, jedoch haben sich mit der Entwicklung der Halbleiter-Technologie Quadratur-Detektoren, PLL-Detektoren oder dgl. für den Einsatz in Empfängern durchgesetzt. Die Druckschrift US 4,079,330 offenbart mehrere unterschiedliche Formen von Quadratur-Detektoren.
Fig. 6A zeigt ein Blockschaltbild eines Quadratur-Detektors der zuvor erwähnten Art. In dieser Figur bezeichnet das Bezugszeichen 1 eine 90º-Phasenschieberschaltung, die einen FM-Trägersignaleingang hat. Das Bezugszeichen 2 bezeichnet ein Bandpaßfilter (BPF), das derart abgestimmt worden ist, daß die FM-Trägerfrequenz seine Mittenfrequenz ist, und das Bezugszeichen 3 bezeichnet einen Multiplizierer, der die Phasendifferenz zwischen dem zuvor genannten FM-Trägersignal und dem Ausgangssignal des BPF 2 erfaßt, um dadurch ein FM-Signal zu erfassen. Dann wird das erfaßte Signal durch ein Tiefpaßfilter (LPF) 4 als Tonsignal ausgegeben.
Unter der Annahme, daß die Kreisfrequenz des FM-Trägersignals ω ist, erzeugt das BPF 2 ein Signal einer voreilenden Phase in bezug auf die Mittenfrequenz f&sub0; (ω&sub0;) desselben, wenn sich die Beziehung ω&sub0; > ω einstellt, während es ein Signal einer nacheilenden Phase erzeugt, wenn sich die Beziehung ω&sub0; < ω ergibt.
Dementsprechend wird, wie in Fig. 6B gezeigt, wenn das Produkt der Signal-Wellenform eines FM-Trägersignals ω + 90º, das dem BPF 2 eingegeben wird, und der Ausgangssignal-Wellenform ω des BPF 2 nur dann, wenn das Signal positiv ist, erfaßt wird, das Erfassungsausgangsignal in einer Periode, in welcher sowohl das FM-Trägersignal ω + 90º als auch die Ausgangssignal-Wellenform ω positiv ist, erfaßt. Die mittlere Spannung dieses Ausgangssignals erfährt eine Änderung um die Beziehung ω = ω&sub0;. Dementsprechend kann die Modulationsignalkomponente des FM-Trägersignals durch Integration dieses Ausgangssignals mit dem LPF 4 erfaßt werden.
Fig. 7 zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines PLL- FM-Demodulators, in dem das Bezugszeichen 5 einen Phasenkomparator, das Bezugszeichen 6 ein Tiefpaßfilter (LPF) und das Bezugszeichen 7 einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) bezeichnet, dessen Schwingungsfrequenz durch das Ausgangssignal des LPF 6 gesteuert wird.
Wie bekannt, wird auf diese Schaltung eine Rückkopplungsregelung angewendet, so daß der VOC 7 bei der Frequenz des eingegeben FM-Trägersignals einrastet. Dem LP 7 wird ein Differenzsignal entnommen, welches der Änderung der Mittenfrequenz des VCO 7 und der Frequenz des FM-Trägersignals entspricht.
Jede FM-Demodulationsschaltung der Art, wie sie zuvor beschrieben ist, benutzt eine phasenvariable Schaltung, die ein BPF umfaßt, substituiert die Differenz zwischen der FM- Trägerfrequenz f&sub0; für eine Phasenabweichung und wandelt sie dann unter Benutzung eines Phasenkomparators in eine Spannungsamplitude, um dadurch eine FM-Signalwelle zu erfassen.
Dementsprechend ist es notwendig, daß die Referenzfrequenz f&sub0; so festgelegt wird, daß sie mit der Mittenfrequenz des FM-Trägersignals zusammenfällt. Die Demodulationseigenschaften des Detektors hängen von der Genauigkeit der Koinzidenz ab.
Aus diesem Grunde ist die Änderung von f&sub0;, welche durch die Nichtkonformität der Werte der Bauelemente (wie einer Spule L und eines Kondensators C) einer Variabelphasen-Einrichtung auftritt, bisher durch Abgleichen des Wertes einer solchen Spule oder eines solchen Kondensators korrigiert worden. Indessen erfordert ein derartiges Abgleichen nicht nur ein großes Maß an Genauigkeit, sondern auch eine genaue Einhaltung des Temperaturbereichs der Änderungen der Wärme der umgebenden Luft und der Wärme der Bauelemente der Einrichtung, was zu einem Ansteigen der Kosten des ganzen Systems führt.
Ferner ist festzuhalten, daß in dem Fall, in dem das zuvor beschriebene FM-Demodulationssystem für die Tonsignal-Demodulationsschaltung eines Fernsehempfängers benutzt wird, wenn das Fernsehsystem das NTSC-System ist, die Tonträgerfrequenz in der Größenordnung von 4,5 MHz liegt, während wenn Buropa in Betracht gezogen wird, wenn es sich um das B/G-System handelt, die Tonträgerfrequenz in der Größenordnung von 5,5 MHz liegt, wenn es sich um das D/K-System handelt, diese Frequenz in der Größenordnung von 6,5 MHz liegt, und wenn es sich um das I-System handelt, die Trägerfrequenz des Ton-FM-Signals in der Größenordnung von 6,0 MHz liegt, was davon abhängt, wo der Fernsehempfänger benutzt wird.
Dementsprechend hat sich ein Problem dahingehend ergeben, daß diese Fernsehempfänger mit FM-Demodulationsschaltungen zu versehen sind, die unterschiedliche Mittenfrequenzen f&sub0; haben, und daher die Anzahl von Teilen, die abgeglichen werden müssen, zwangsläufig ansteigt, womit die Fertigungsleistungsfähigkeit herabgesetzt wird.
Die vorliegende Erfindung sieht eine Schaltung zur Demodulation eines frequenzmodulierten Trägersignals vor, welche Schaltung umfaßt:
ein Mittel zur Filterung des frequenzmodulierten Trägersignals nach Art eines Bandpasses,
ein Mittel zur Verstärkung des Ausgangssignals aus dem Mittel zur Filterung um einen vorbestimmten Betrag,
ein Mittel zur Erzeugung eines verschobenen Signals, das eine 90º-Phasendifferenz von dem Eingangssignal des Mittels zur Filterung hat, und
ein Mittel zur Erfassung einer Phasendifferenz zwischen dem verschobenen Signal und einem Signal, das von dem Ausgangssignal des Mittels zur Filterung abgeleitet ist, um ein demoduliertes Signal aus dem Ausgangssignal desselben zu gewinnen,
gekennzeichnet durch ein Mittel zur Subtraktion des Eingangssignals des Mittels zur Filterung von dem Ausgangssignal des Mittels zur Verstärkung und dadurch, daß das Signal, das von dem Ausgangssignal des Mittels zur Filterung abgeleitet ist, das Ausgangssignal des Mittels zur Subtraktion ist.
Ferner kann der Phasendetektor gemäß der vorliegenden Erfindung auch derart aufgebaut sein, daß die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters so geregelt werden kann, daß sie mit der Trägerfrequenz ohne ein Abgleichen selbst dann, wenn sich die FM-Trägerfrequenz ändert, zusammenfällt, und zwar dadurch, daß die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters mittels eines Steuersignals einstellbar ist, das mit dem Ausgangssignal des Phasendetektors, der das FM-Signal erfaßt, identisch ist.
Wie zuvor beschrieben, sind gemäß der vorliegenden Erfindung in der hinteren Stufe eines Bandpaßfilters zum Erfassen der Frequenzabweichung eines eingegebenen FM-Trägersignals ein Verstärker zum Verdoppeln der Amplitude des Ausgangssignals des Bandpaßfilters und ein Subtrahierer vorgesehen, wodurch mittels des Subtrahierers eine Subtraktion zwischen dem Signal, das dem Bandpaßfilter eingegeben wird, und dem Ausgangssignal des Verstärkers durchgeführt wird, so daß ein Allpaß-Entzerrer gebildet ist. In diesem Fall kann die Empfindlichkeit der Erfassung der Phasenabweichung, wenn das Ausgangssignal des Entzerrers als ein Zielsignal zum Erfassen ein Phasenabweichung benutzt wird, verglichen mit dem herkömmlichen Quadratur-FM-Detektor verdoppelt werden, um dadurch die Erfassungsempfindlichkeit des Detektors zu steigern.
Ferner ist gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung eine Frequenzdemodulationsschaltung zur Demodulation eines frequenzmodulierten Trägersignals vorgesehen, welche Schaltung umfaßt:
einen Phasendetektor, von dem ein demoduliertes Signal zugeführt wird, und
eine Differenzierschaltung zur Differenzierung des frequenzmodulierten Trägersignals,
gekennzeichnet durch
einen Frequenzentzerrer, der Allpaßfilter- Kennlinien zweiter Ordnung hat, wobei das Ausgangssignal desselben einem der Eingänge des Phasendetektors zugeführt wird, und dadurch, daß
das Ausgangssignal der Differenzierschaltung einem weiteren Eingang des Phasendetektors oder dem Eingang des Frequenzentzerrers zugeführt wird.
Im folgenden wird die vorliegende Erfindung anhand mehrerer Figuren näher beschrieben.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer FM-Demodulationsschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 2A zeigt ein Diagramm, das die Phasenschiebe-Kennlinie eines einen Phasenschieber bildenden Teils der FM- Demodulationsschaltung gemäß Fig. 1 darstellt.
Fig. 2B zeigt ein Diagramm, das die Phasenschiebe-Kennlinie eines ein Bandpaßfilter bildenden Teils der FM-Demodulationsschaltung gemäß Fig. 1 darstellt.
Fig. 2C zeigt ein Diagramm, das die Phasenschiebe-Kennlinie eines einen Subtrahierer bildenden Teils der FM- Demodulationsschaltung gemäß Fig. 1 darstellt.
Fig. 3A zeigt ein Diagramm in Form eines Vektordiagramms der Phasen von Signalen aus den Elementen, welche die FM-Demodulationsschaltung gemäß Fig. 1 bilden.
Fig. 3B zeigt ein Diagramm, das die Erfassungsempfindlichkeit der Schaltung gemäß Fig. 1 veranschaulicht.
Fig. 4 zeigt ein Diagramm, das eine Operation zum Korrigieren der Mittenfrequenz eines Bandpaßfilters veranschaulicht.
Fig. 5 zeigt ein Prinzipschaltbild, das ein Beispiel für ein Bandpaßfilter darstellt, welches in der Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung benutzt werden kann.
Fig. 6A zeigt ein Blockschaltbild einer Quadraturerfassungs-FM-Demodulationsschaltung.
Fig. 6B zeigt Wellenformen, welche die Beziehungen zwischen der Kreisfrequenz eines FM-Trägersignals und dem Ausgangssignal eines Bandpaßfilters veranschaulichen.
Fig. 6C zeigt ein Impuls/Zeit-Diagramm der Beziehungen der Wellenformen eines FM-Trägersignals und des Bandpaßfilters zueinander gemäß Fig. 6B veranschaulicht.
Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild einer PLL-FM-Demodulationsschaltung.
Gemäß Fig. 1, die ein Blockschaltbild einer grundlegende FM-Demodulationsschaltung nach der vorliegenden Erfindung zeigt, wird ein FM-Trägersignal Cfm, das über einen Eingangsanschluß T1 eingegeben ist, einem 90º-Phasenschieber und dann einem Bandpaßfilter (BPF) 12 zugeführt, das eine Mittenfrequenz hat, die im wesentlichen gleich einer Trägerfrequenz f&sub0; ist.
Das Trägersignal, dessen Phase aufgrund der Frequenzkennlinien des BPF 12 verschoben ist, wird dann einem Verstärker 13 zur Verdoppelung der Amplitude des Signals eingegeben und dann einem von Eingangsanschlüssen eines Subtrahierers 14 (eines Addierers in bezug auf ein negatives Signal) zugeführt.
Dem anderen Eingangsanschluß des Subtrahierers 14 wird ein Ausgangssignal (SA) des Phasenschiebers 11 zugeführt, und es wird eine Subtraktion zwischen dem Ausgangssignal (SA) und einem Ausgangssignal (SB) des BPF 12 durchgeführt. Dann wird ein Subtraktionsausgangssignal V&sub0;&sub3; aus dem Subtrahierer einem Phasenkomparator 15 zugeführt, um eine Phasendifferenz von dem FM-Trägersignal Cfm, das eingegeben ist, zu erfassen.
Das Bezugszeichen 16 bezeichnet ein LPF (Tiefpaßfilter), dem das zuvor genannte Phasendifferenzsignal eingegeben wird. Das Ausgangssignal dieses LPF wird ein moduliertes Signal Afm.
Das Bezugszeichen 17 bezeichnet ein LPF (Tiefpaßfilter) zur Einstellung der Mittenfrequenz des BPF, wie dies im folgenden beschrieben wird.
Fig. 2A zeigt die Phasenschiebe-Kennlinie des zuvor genannten Phasenschiebers 11, und Fig. 2B zeigt die Phasenschiebe-Kennlinie des BPF 12, dessen Mittenfrequenz auf f&sub0; eingestellt ist. Das bedeutet, daß wenn die Mittenfrequenz der FM-Trägerfrequenz zu f&sub0; angenommen wird, der Schiebebetrag des BPF Null sein wird und das Signal des BPF abhängig von der Frequenzabweichung der modulierten Welle in einem Bereich zwischen +90º und -90º phasenverschoben wird.
Wenn der Subtrahierer 14 den Pegel des Ausgangssignals (SB) des BPF 12 verdoppelt und das phaseninvertierte Signal und das Ausgangssignal (SA) des Phasenschiebers 11 addiert, ist die Phasenschiebe-Kennlinie desselben derart beschaffen, daß eine Phasenverschiebung in dem Bereich zwischen -90º und -450º gegeben ist, wie dies in Fig. 2C gezeigt ist.
Fig. 3A zeigt die Phasen der zuvor genannten Signale jeweils in Form von Vektoren, wobei das Ausgangssignal des Phasenschiebers 11 als EA gezeigt ist und das Ausgangssignal des Verstärkers 13 in bezug auf das RFM-Trägereingangssignal Vin (Cfm) als 2EB gezeigt ist. Das Signal 2EB ist durch das Moment eines Vektors ausgedrückt, der sich längs eines Kreises entsprechend dem Verschiebungsbetrag des BPF 12 bewegt, und eine Summe von Vektoren des Signals 2EB und des Ausgangssignals EA des Phasenschiebers 11, die bezeichnend für das Ausgangssignal V&sub0;&sub3; des Subtrahierers 14 ist, wird auf einem Kreis um einen Nullpunkt 0 liegen.
Dementsprechend ist bei der Mittenfrequenz f&sub0; des FM-Trägersignals das Ausgangssignal V&sub0;&sub3; um -270º phasenver schoben, und der Verschiebungsbetrag liegt abhängig von der Frequenzabweichung des FM-Signals in dem Bereich +180º und -180º.
Dann wird die Phasendifferenz zwischen dem verschobenen Signal V&sub0;&sub3; und dem eingegebenen FM-Trägersignal Vin mittels des Phasenkomparators 15 erfaßt, dessen Ausgangssignal als als ein FM-Demodulationssignal durch das LPF 16 erzeugt wird. In diesem Fall kann das LPF 16 abhängig von dem Typ des Phasenkomparators 15 fortgelassen werden.
Eine mathematische Beschreibung des zuvor Ausgeführten wird im folgenden gegeben.
Ein allgemeiner Ausdruck für die Übertragungsfunktion T (S) des BPF ist:
Das Ausgangssignal V&sub0;&sub3; des Subtrahierers 14 ist:
V&sub0;&sub3; = ein - 2A · T(S) (2)
Demzufolge wird aus G1. (1) u. G1.(2) das Folgende gewonnen:
Da der Ausdruck 2 des Nenners gleich dem Ausdruck 2 des Zählers in den Klammern von G1. (3) ist, stellt diese Gleichung eine Übertragungsfunktion dar, die bezeichnend für ein Allpaß-Sekundärfilter, d. h. für einen Entzerrer ist.
Ferner kann unter der Annahme, daß das FM-Trägersignal Cfm Vin ist, der Phasenschieber 11 als eine Differenzierschaltung (S) betrachtet werden, so daß die Gleichung A = S · Vin aufgestellt wird und G1. (3) wird zu:
Aus der vorstehenden G1. (4) ist ersichtlich, daß die Erfassungskennlinie des Ausgangssignals V&sub0;&sub1;, welche die Phasendifferenz zwischen Vin und V&sub0;&sub3; zeigt, die in Fig. 3B gezeigte Phasendemodulationskennlinie zuläßt, welche infolge der Abweichung der FM-Trägerfrequenz zu gewinnen ist.
Das Ausgangssignal V&sub0;&sub1; ist eine momentane Phasendifferenz zwischen Vin und V&sub0;&sub3;, und daher wird Dasjenige, was sich aus der Differentiation der Phasendifferenz ΔΦ zwischen Vin und V&sub0;&sub3; ergeben hat, als eine Frequenzdifferenz ausgegeben, um dadurch die FM-Demodulationskennlinie zu gewinnen. Natürlich ist es auch möglich, eine derartige Kennlinie umzukehren.
Die FM-Demodulationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist durch eine Signalerfassung bei einer Phasenverschiebung von 270º im Gegensatz zu dem herkömmlichen Quadratur-Detektor gekennzeichnet, der die Erfassung bei einer Phasenverschiebung von 90º bei der Mittenfrequenz durchführt. Da sie den doppelten Betrag der Phasenänderung bewältigen kann, ist es möglich, einen doppelten Signalpegel des Erfassungsausgangsignals zu gewinnen. Folglich ist es möglich, den Rauschabstand S/N zum Zeitpunkt der Demodulation um 6 dB zu verbessern.
Wie in bezug auf das Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben, wird das Ausgangssignal des zuvor genannten Phasenkomparators 15 in dem LPF 17 bei einem mittleren Pegel erzeugt, der als ein Steuersignal zum Einstellen der Mittenfrequenz f&sub0; des BPF 12 rückgekoppelt wird. Folglich ist es möglich, eine Funktion zum automatischen Einstellen der Mittenfrequenz des Filtersystems in Entsprechung zu der FM-Trägerfrequenz zuzufügen.
Es kann daher festgestellt werden, daß das Ausgangssignal V&sub0;&sub1;, welches Information über die mitttlere Phase des Phasenkomparators 15 angibt, die in Fig. 4 gezeigt ist, als ein Signal betrachtet werden kann, das die Frequenzdifferenz zwischen der eingegebenen FM-Trägerfrequenz und der Mittenfrequenz f&sub0; (ω&sub0;) des BPF 12 erfaßt hat.
Folglich ist dieses Signal V&sub0;&sub1;, wie in Fig. 3B gezeigt, und in diesem Fall wird, falls die Mittenfrequenz des BPF 12 f&sub2; ist, wenn die Mittenfrequenz durch das Signal V&sub0;&sub1; eingestellt wird, um niedriger als f&sub2; zu werden, die Gleichung VC1 = 0 aufgestellt, was dazu führt, daß die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters mit der Trägerfrequenz ω&sub0; zusammenfällt.
Dementsprechend kann die FM-Demodulationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung in einem Anwendungsfall nichtabgleichbar sein, in dem die FM-Trägerfrequenz abhängig von dem Sendesystem differiert, wie dies zuvor beschrieben ist.
Obgleich ein Einsatz der nichtabgleichbaren Schaltung auch für die herkömmliche FM-Demodulationsschaltung durch Ausnutzung der Phasenschiebe-Kennlinie des Bandpaßfilters möglich ist, wird die herkömmliche Schaltung durch die Übertragungsfaktor-Charakteristik des Bandpaßfilters beeinflußt, so daß der Bereich, der durch den Regelungskreis abgedeckt wird, begrenzt ist.
Das bedeutet, daß da der Übertragungsfaktor infolge der Änderung der Mittenfrequenz abnimmt, kein Phasenvergleich über den vollen Frequenzbereich durchgeführt werden kann.
Da indessen im Falle der vorliegenden Erfindung das Ausgangssignal V&sub0;&sub3;, welches dem Phasenkomparator 15 einzugeben ist, umgesetzt worden ist, um einen vorbestimmten Pegel zu haben, kann theoretisch ein Übergehen zu irgendeiner FM- Trägerfrequenz vorgenommen werden, wodurch ein automatischer Schaltungsbetrieb erreicht ist.
Ferner ist es, wenn ein zweiter Phasenkomparator 18 in der Weise vorgesehen ist, wie dies in Fig. 1 gestrichelt angedeutet ist, möglich, auch ein herkömmliches Quadratur-Erfassungsausgangsignal V&sub0;&sub2; zu gewinnen.
Fig. 5 zeigt ein konkretes Schaltungsbeispiel für das zuvor erwähnte BPF. Diese Schaltung enthält als ihre Hauptkomponenten ein Paar von Transistoren Q1 u. Q2, die einen ersten Differenzialverstärker bilden, ein Paar von Transistoren Q3 u. Q4, die einen zweiten Differenzialverstärker bilden, und ein Paar von Transistoren Q5 u. Q6, die einen dritten Differenzialverstärker bilden. An die Basis des Transistors Q1 wird ein FM-Trägersignal als ein Signal Vin gelegt.
Die zweiten und dritten Transistorpaare bilden ein sekondäres Tiefpaßfilter, und durch das Vorsehen des ersten Transistorpaares in diesem Filter ist ein Bandpaßfilter gebildet, wobei die Emitter des ersten Transistorpaares durch einen Kondensator Co mit dem Filter verbunden sind.
Die Übertragungs-Charakteristik V&sub0;/V&sub1; dieser Schaltung kann ausgedrückt werden durch
und die Resonanzfrequenz derselben kann ausgedrückt werden durch
Wenn sich R&sub1; und R&sub2;, womit Emitterwiderstände der zweiten und dritten Transistorpaare bezeichnet sind, abhängig von Stromquellen i&sub2; und i&sub3; ändern, wenn sich ein Differenzialstrom i&sub3;, der durch das dritte Transistorpaar Q&sub5; u. Q&sub6; fließt, z. B. durch Transistoren QA, QB' QC u. QD ändert, ändert sich die Resonanzfrequenz der Schaltung. Das bedeutet, das wenn das Aussgangssignal des Phasenkomparators 15 durch eine mittlere Phasendifferentialspannung ΔV gesteuert wird, die durch Mittelung des Ausgangssignals des Komparators mit dem LPF 17 gewonnen wird, sich in äquivalenter Weise der Widerstand R&sub3; ändert, um die zuvor genannte Resonanzfrequenz zu ändern, so daß die FM-Demodulationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung die Funktion einer automatischen Korrektur der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters derart, daß diese zu der FM-Trägerfrequenz wird, haben kann.
Obgleich die in Fig. 1 gezeigte Demodulationsschaltung durch ein Bandpaßfilter, einen Übertragungsfaktor-Verdoppelungsverstärker und eine Subtrahierschaltung einen Vollbandpaß-Entzerrer bildet, muß nicht, betont werden, daß irgendeine Entzerrerschaltung benutzt werden kann, ohne auf das zuvor beschriebene Ausführungsbeispiel beschränkt zu sein, jedoch nur dann, wenn die Schaltung eine 180º-Phasenverschiebungsoperation mit einem bestimmten Übertragungsfaktor durchführt.
Wie zuvor beschrieben, hat die FM-Demodulationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung den Vorteil, daß da ein Entzerrer, der eine Bandabdeckung von zumindest der Abweichung der Trägerfrequenz, die diesen durchlaufen soll, in einem Quadratur-Demodulator vorgesehen ist und die Frequenzabweichung der FM-modulierten Welle durch das Ausgangssignal des Entzerrers erfaßt wird, die Erfassungsempfindlichkeit um ungefähr 6 dB verglichen mit dem herkömmlichen Quadratur-Demodulator verbessert werden kann. Ferner wird, da sich die Mittenfrequenz des BPF mit dem Träger der FM-Trägerfrequenz ändert, kein Abgleich der Mittenfrequenz f&sub0; benötigt, so daß der Gleichstromversatz des Erfassungsausgangsignal zu Null gemacht werden kann und demzufolge die Anzahl von Teilen verringert werden kann, die Fertigungsleistungsfähigkeit verbessert werden kann und ein FM- Demodulator, der in hohem Maße vielseitig verwendbar ist, gewonnen werden kann.

Claims

1. Schaltung zur Demodulation eines frequenzmodulierten Trägersignals (SA), welche Schaltung umfaßt:

ein Mittel (12) zur Filterung des frequenzmodulierten Trägersignals (SA) nach Art eines Bandpasses,

ein Mittel (13) zur Verstärkung des Ausgangssignals (SB) aus dem Mittel zur Filterung um einen vorbestimmten Betrag,

ein Mittel (11) zur Erzeugung eines verschobenen Signals (Cfm), das eine 90º-Phasendifferenz von dem Eingangssignal (SA) des Mittels zur Filterung (12) hat, und

ein Mittel (15) zur Erfassung einer Phasendifferenz zwischen dem verschobenen Signal (Cfm) und einem Signal (V&sub0;&sub3;), das von dem Ausgangssignal des Mittels zur Filterung (12) abgeleitet ist, um ein demoduliertes Signal (Afm) aus dem Ausgangssignal desselben zu gewinnen,

gekennzeichnet durch

ein Mittel (14) zur Subtraktion des Eingangssignals (SA) des Mittels zur Filterung (12) von dem Ausgangssignal des Mittels (13) zur Verstärkung und dadurch, daß

das Signal (V&sub0;&sub3;), das von dem Ausgangssignal des Mittels zur Filterung abgeleitet ist, das Ausgangssignal des Mittels (14) zur Subtraktion ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, in der das Mittel (13) zur Verstärkung das Ausgangssignal aus dem Mittel zur Filterung auf das Zweifache seiner Amplitude verstärkt.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, in der das Mittel zur Filterung (12) aus einem Bandpaßfilter besteht, das eine Mittenfrequenz hat, die der Trägerfrequenz des frequenzmodulierten Trägersignals entspricht.

4. Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, in der das Bandpaßfilter (12) aus einem aktiven Bandpaßfilter besteht, dessen Mittenfrequenz durch das Ausgangssignal des Mittels (15) zur Erfassung geregelt wird.

5. Frequenzdemodulationsschaltung zur Demodulation eines frequenzmodulierten Trägersignals, welche Schaltung umfaßt:

einen Phasendetektor (15), von dem ein demoduliertes Signal (Afm) zugeführt wird, und

eine Differenzierschaltung (11) zur Differenzierung des frequenzmodulierten Trägersignals (Cfm)

gekennzeichnet durch

einen Frequenzentzerrer (12, 13, 14), der Allpaßfilter- Kennlinien zweiter Ordnung hat, wobei das Ausgangssignal desselben einem der Eingänge des Phasendetektors zugeführt wird, und dadurch, daß

das Ausgangssignal der Differenzierschaltung einem weiteren Eingang des Phasendetektors (15) oder dem Eingang des Frequenzentzerrers (12, 13, 14) zugeführt wird.

6. Frequenzdemodulationsschaltung nach Anspruch 5, in der der Frequenzentzerrer umfaßt:

ein Bandpaßfilter (12), das eine Mittenfrequenz hat, die der Trägerfrequenz des frequenzmodulierten Trägersignals entspricht,

einen Verstärker (13) zur Verstärkung des Ausgangssignals des Bandpaßfilters um einen vorbestimmten Betrag und

einen Subtrahierer (14) zur Subtraktion des Eingangssignals des Bandpaßfilters von dem Ausgangssignal des Verstärkers.

7. Frequenzdemodulationsschaltung nach Anspruch 6, in der der Verstärker (13) die Amplitude des Ausgangssignals aus dem Bandpaßfilter auf das Zweifache verstärkt.

8. Frequenzdemodulationsschaltung nach Anspruch 5, 6 oder 7, in der das Bandpaßfilter (12) aus einem Variabelfre quenz-Bandpaßfilter besteht,

wobei eine Mittenfrequenz desselben durch das Ausgangssignal des Phasendetektors (15) geregelt wird.

9. Frequenzdemodulationsschaltung nach Anspruch 5, 6, 7 oder 8, in der die Differenzierschaltung (11) einen 90º- Schieber umfaßt.

10. Fernsehempfänger, der eine Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche enthält.