DE69406618T2

DE69406618T2 - Akustische Oberflächenwellenanordnung

Info

Publication number: DE69406618T2
Application number: DE69406618T
Authority: DE
Inventors: Jun Koike
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1993-08-24
Filing date: 1994-08-19
Publication date: 1998-05-20
Anticipated expiration: 2014-08-20
Also published as: JP3298251B2; KR950007307A; EP0641072B1; CN1105491A; DE69406618D1; EP0641072A1; CN1052589C; KR0165849B1; US5625329A; JPH0766668A

Description

Die Erfindung betrifft eine akustische Oberflächenwellenanordnung (SAW) mit einem piezoelektrischen ZnO Dünnfilm insbesondere eine Verbesserung einer SAW-Anordnung, bei der an beiden Seiten eines Interdigitalwandlers (IDT) Drahtnetzreflektoren angeordnet sind.
In den vergangenen Jahren ist den mobilen Funkkommunikationsgeräten immer mehr Bedeutung zugekommen. Tabelle 1 zeigt die Frequenzbänder und die notwendigen Bandbreiten (Durchlaßbandbreiten/Mittenfrequenzen) derartiger Systeme.
Die in der Tabelle 1 verwendeten Abkürzungen der einzelnen Systeme haben folgende Bedeutung:
JDC: Japanisches Digitales Zellulares-System
PHP: Persönliches Handtelefon-System
DECT: Digitales Europäisches Schnurlos-Telefon-System
Wie in Tabelle 1 gezeigt, beträgt die spezifische Bandbreite bei jedem der Kommunikationssysteme mindestens ein Prozent. Folglich muß auch ein in einem Endgerät eines derartigen Systems verwendetes RF-Stufenfilter mindestens eine spezifische Bandbreite von 1 Prozent aufweisen, während die Einfügungsverluste in dem Band auf einen relativ kleinen Pegel von nur wenigen dB reduziert werden müssen.
Meistens wird als Filter ein SAW-Filter eines IIDT (interdigited interdigital type)- Typs mit einer großen Bandbreite und wenig Einfügungsverlustenverwendet, was folgenden Grund hat.
Wie in Figur 1 schematisch gezeigt, breitet sich eine in einem eingangsseitigen Interdigitalwandler (im folgenden als IDT bezeichnet) angeregte Oberflächenwelle in Richtung eines ausgangsseitigen IDTs 2 aus, so daß bei einem herkömmlichen SAW-Filter mit zwei IDTs in dem ausgangsseitigen IDT 2 eine Ausgangswelle erhalten wird. Die Oberflächenwelle wirdjedoch von den IDTs 1, 2 bidirektional abgestrahlt, wodurch, wie in Figur 1 durch gestrichelte Pfeile dargestellt, Verlustsignale erzeugt werden, was zu einem erheblichen bidirektionalen Verlust von etwa 6 dB führt.
Wie in Figur 2 schematisch dargestellt, sind bei einem SAW-Filter mit einer Dreielektrodenstruktur an beiden Seiten eines eingangsseitigen IDTs 3 ausgangsseitige IDTs 4 und 5 angeordnet, weshalb im IDT 3 keine bidirektionalen Verluste erzeugt werden. Jedoch werden, wie durch die gestrichelten Pfeile in Figur 2 gezeigt, von den ausgangsseitigen IDTs 4 und 5 immer noch Verlustsignale nach außen abgegeben, was ebenfalls zu einem großen bidirektionalen Verlust von etwa 3 dB führt.
Figur 3 zeigt eine typische Draufsicht auf ein SAW-Filter 6 eines IIDT Typs, in dem auf einem piezoelektrischen Substrat 7 eine Anzahl von IDTs 8 entlang einer Oberflächenwellenausbreitungsrichtung angeordnet sind. Gemäß dieser Struktur sind entlang einer Oberflächenwellenausbreitungsrichtung erste Kammelektroden der IDTs 8 abwechselnd mit Eingangs- und Ausgangsenden EIN und AUS verbunden. Bei einem SAW-Filter eines IIDT Typs ist es möglich, den bidirektionalen Verlust zu verringern, indem die Anzahl N der IDTs 8 erhöht wird, wodurch in Oberflächenwellenausbreitungsrichtung eine Reduktion der Energieverluste nach außen erfolgt.
Angenommen ein SAW-Filter eines IIDT Typs ist durch (N - 1)/2 eingangsseitige und (N + 1)/2 ausgangsseitige IDTs gebildet, also aus insgesamt N IDTs, so kann der bidirektionale Verlust folgendermaßen bestimmt werden:
10log {(N + 1) / (N - 1)} ... (1)
Bei einem Multielektrodenfilter mit z. B. insgesamt 9 IDTs ist es folglich möglich, den bidirektionalen Verlust bis auf etwa 0,97 dB zu verringern.
Obwohl es bei dem obengenannten SAW-Filter eines IIDTS Typs möglich ist, den bidirektionalen Verlust im Vergleich zu einem SAW-Filter mit zwei oder drei IDTs erheblich zu reduzieren, weist ein derartiges Filter immer noch einen Verlust von ungefähr 0,97 dB auf, der weiter reduziert werden muß.
Wie in Figur 4 gezeigt, werden daher entlang der Oberflächenwellenausbreitungsrichtung an den äußeren Seiten der Mehrzahl von IDTs 8 Reflektoren 9 und 10 angeordnet, um so Verluste bezüglich der Oberflächenwellenenergie der äußersten IDTs entlang der Oberflächenwellenausbreitungsrichtung zu verhindern. Durch die Anordnung derartiger Reflektoren 9 und 10 ist es theoretisch möglich, den bidirektionalen Verlust bis auf den Wert Null zu verringern.
Figur 5 zeigt ein SAW-Resonatorfilter 11 eines vertikal koppelnden Typs, das in letzter Zeit besondere Beachtung gefunden hat. Die Figur zeigt eine typische Draufsicht, bei der lediglich die Elektrodenstruktur zu sehen ist. Dabei sind die ausgangsseitigen IDTs 12 und 13 an beiden Seiten eines eingangsseitigen IDTs 11 angeordnet. Ferner sind an beiden Seiten der IDTs 11 bis 13 Reflektoren 14 und 15 angeordnet. Bei diesem Oberflächenwellenresonatorfilter 11 eines vertikal koppelnden Typs ist es möglich, das Band zu vergrößern und auf ähnliche Weise wie bei dem zuvor genannten SAW-Filter eines IIDT Typs die Verluste mit Hilfe der Reflektoren 9 und 10 zu reduzieren.
Wie oben beschrieben sind bei den bereits bekannten Strukturen in irgendeiner Form in der Oberflächenwellenausbreitungsrichtung Reflektoren an beiden Seiten der IDTs angeordnet, um so das Band zu vergrößern und die Verluste in einem SAW-Filter zu reduzieren.
Bei der Implementierung eines derartigen akustischen Oberflächenwellenfilters mit einem großen Band und geringen Verlusten wird oft ein Substrat mit einem großen elektromagnetischen Kopplungsfaktor verwendet. Typische Beispiele für ein derartiges Substrat sind ein 36º Y-X LiTaO&sub3; Substrat und ein 64º Y - X LiNbO&sub3; Substrat. Die Materialkonstanten dieser Substrate sind in Tabelle 2 dargestellt.
In Tabelle 2 bezeichnen Vp die Phasengeschwindigkeit, K² die elektromagnetischen Kopplungsfaktoren und α die Dämpfungskoeffizienten in metallischen Gitterteilen gemessen bei 1 GHz, einschließlich der Dämpfung durch Volumenwellenstrahlung.
Wie Tabelle 2 verdeutlicht, kann durch die Verwendung des 36º Y-X LiTaO&sub3; Substrats oder aber des 64º Y-X LiNbO&sub3; Substrats mit einem extrem großen elektromagnetischen Kopplungsfaktor K² das Band vergrößert werden. Jedoch ist aufgrund des relativ großen Dämpfungskoeffizienten α eine weitere Reduktion der Verluste nicht mehr möglich.
Tabelle 2 zeigt ferner die Materialkonstanten eines piezoelektrischen Substrats (im folgenden als ein ZnO/α - Al&sub2;O&sub3; Substrat bezeichnet) mit einem eine (0112)- Fläche aufweisenden [0111] α-Al&sub2;O&sub3; Substrats und einem auf dem Substrat ausgebildeten piezoelektrischen-[0001] ZnO-Dünnfilm mit einer (1120)Fläche. Wie Tabelle 2 verdeutlicht, weist das ZnO/α-Al&sub2;O&sub3; Substrat sowohl eine große Phasengeschwindigkeit Vp als auch einen großen elektromagnetischen Kopplungsfaktor K² auf. Folglich erfüllt dieses Substrat die Voraussetzung für eine hohe akustische Geschwindigkeit und starke Kopplungseigenschaften, während es andererseits eine extrem kleine Dämpfungskonstante α aufweist. Somit ist es durchaus möglich mit einem derartigen Substrat die Verluste eines Filters weiter zu reduzieren. Die US-A-4 051 987 offenbart eine derartige akustische Oberflächenwellenanordnung.
Vorzugsweise sollten also ein SAW-Filter eines IIDT Typs mit Reflektoren oder aber ein SAW-Resonatorfilter eines vertikal koppelnden Typs mit einem ZnO/α- Al&sub2;O&sub3; Substrat als RF-Stufenfilter in einem Endgerät eines jeden in Tabelle 1 genannten mobilen Kommunikationssystems verwendet werden.
Um den Durchlaßbereich zu vergrößern ist es ferner notwendig die Sperrbereiche der Reflektoren zu erweitern. Die in Tabelle 1 gezeigten spezifischen Bandbreiten der Durchlaßbereiche der jeweiligen mobilen Kommunikationsgeräte sind lediglich minimal notwendige Werte. In der Massenfertigung unterliegen die Mittenfrequenzen und spezifischen Bandbreiten jedoch unwillkürlich einer gewissen Streuung, so daß durch die Umgebungstemperatur etc. verursachte Frequenzschwankungen ebenfalls berücksichtigt werden müssen. Folglich müssen die Bandbreiten der Sperrbereiche der Reflektoren 1,5 mal größer sein als die in Tabelle 1 in der dritten Spalte genannten spezifischen Bandbreiten. In der ganz rechten Spalte der Tabelle 1 sind die durch Multiplikation der spezifischen Bandbreiten der jeweiligen mobilen Kommunikationssysteme mit dem Faktor 1,5 gewonnenen Werte dargestellt.
Falls das obengenannte Substrat für ein SAW- Filter verwendet wird, betragen die spezifischen Bandbreiten der Sperrbereiche der Reflektoren vorzugsweise mindestens ca. 1,5 %, wie Tabelle 1 verdeutlicht.
Um die spezifischen Bandbreiten der Sperrbänder der Reflektoren zu vergrößern, kann das Admittanzverhältnis der Reflektoren, also die Dicke der Reflektoren vergrößert werden. In diesem Fall erhöht sich dann jedoch die Strahlung der Volumenwelle in den Metallstreifenbereichen der Reflektoren, die sich senkrecht zur Oberflächenwellenrichtung erstrecken, so daß die Volumenwellenumwandlungsverluste vergrößert werden.
Ferner wird die Oberflächenwelle durch die Masse des Metallstreifens extrem gedämpft, wodurch die Ausbreitungsverluste vergrößert werden, was wiederum eine Vergrößerung der Dämpfungskonstanten a bedeutet.
In Anbetracht der Beziehung zwischen der durch die Vergrößerung der Dicken der Reflektoren verursachten Admittanzverhältniserhöhung und der durch die Masse der Metallstreifen verursachten Volumenwellenstrahlungserhöhung oder Dämpfungskonstantenerhöhung, sind die spezifischen Bandbreiten der Sperrbereiche zwangsläufig begrenzt. Es ist somit also notwendig in gewissem Maße auf die Reduktion der Einfügungsverluste zu verzichten, um die Bänder der Reflektoren vergrößern zu können.
Folglich kann durch die Verwendung eines ZnO/α-Al&sub2;O&sub3; Substrats mit einer kielnen Dämpfungskonstanten eine SAW-Anordnung mit einem kleineren Verlust als bei anderen Anordnungen gebildet werden, wobei keine konkreten Bedingungen genannt werden, um eine derartige SAW-Anordnung zu implementieren.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine SAW-Anordnung mit geringen Einfügungsverlusten und einem großen Bereich zu schaffen, wobei die spezifischen Bandbreiten der Sperrbereiche der Reilektoren auf effektive Weise durch die Verwendung eines ZnO/α-Al&sub2;O&sub3; Substrats vergrößert werden, wodurch Einfügungsverluste reduziert werden können.
Eine SAW-Anordnung gemäß der Erfindung enthält ein piezoelektrisches Substrat, das aus einem eine (0112)-Fläche aufweisenden a-Al&sub2;O&sub3; Substrat gebildet ist, auf dem ein piezoelektrischer ZnO Dünnfilm mit einer (1120) Fläche aufgebracht ist, mindestens einen auf dem piezoelektrischen Substrat ausgebildeten Interdigitalwandler und Reflektoren, die an beiden Seiten des mindestens einen Interdigitalwandlers entlang einer Oberflächenwellenausbreitungsrichtung angeordnet sind. Dabei ist jeder der Reflektoren derart ausgebildet, daß ein Verhältnis H/λ seiner Dicke H zu einer Wellenlänge λ einer Oberflächenwelle in einem Bereich zwischen 0,015 und 0,041 liegt.
Die Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß das ZnO/a-Al&sub2;O&sub3; Substrat als Substratmaterial verwendet wird, und daß jeder Reflektor die zuvor genannte spezifische Dicke aufweist. Folglich können auch andere Strukturen, wie etwa die Anordnung des Interdigitalwandlers zwischen den Reflektoren, auf geeigneter Weise angepaßt werden. Ebenso können auch die Strukturen eines bereits bekannten SAW-Filters eines zwei Elektroden-, eines drei Elektroden- oder eines IIDT-Typs oder aber die Struktur eines Oberflächenwellenresonatorfilters eines vertikal koppelndes Typs verändert werden.
Der Erfinder hat festgestellt, daß das obengenannte ZnO/a-Al&sub2;O&sub3; Substrat geringe Verlusteigenschaften aufweist, weshalb er auf der Grundlage eines derartigen piezoelektrischen Substrats verschiedene SAW-Filter gebildet hat. Dabei ist festgestellt worden, daß die spezifischen Bandbreiten der Sperrbänder der auf beiden Seiten eines IDTs gebildeten Reflektoren erheblich vergrößert werden können, ohne daß die Reduktion von Einfügungsverlusten eingebüßt wird. Dies wird dadurch erreicht, daß die Dicke der jeweiligen Reflektoren in einem spezifischen Bereich liegt. Durch die Erfindung ist es somit möglich, die Einfügungsverluste zu reduzieren und gleichzeitig die spezifischen Bandbreiten der Sperrbänder zu vergrößern, indem das Verhältnis H/λ der Dicke H jedes Reflektors zur Wellenlänge λ der Oberflächenwelle in dem Bereich zwischen 0,015 und 0,041 liegt, wie oben beschrieben. Dies haben vom Erfinder durchgeführte Experimente bestätigt.
Gemäß der Erfindung muß das Verhältnis H/λ der Dicke H Jedes Reflektors zur Wellenlänge λ der Oberflächenwelle in dem obengenannten spezifischen Bereich liegen, wodurch eine SAW-Anordnung gebildet werden kann, die wenige Einfügungsverluste bei großen spezifischen Bandbreiten der Sperrbänder von 1,5 bis 4,2 % aufweist und deren Dämpfungskonstante nicht größer als 0,003 Neper/λ ist, was durch die nachfolgenden Beispiele der Erfindung näher verdeutlicht wird.
Folglich ist es möglich eine SAW-Anordnung zu implementieren, bei der die Bandbreite vergrößert werden kann, ohne die geringen Verlusteigenschaften des ZnO/a-Al&sub2;O&sub3; Substrats einzubüßen. Dadurch kann eine SAW-Anordnung gebildet werden, die ideal als RF-Stufenfilter für irgendein mobiles Funkkommunikationssystems geeignet ist.
Die vorangegangene und andere Aufgaben, Merkmale, Aspekte und Vorteile der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
Figur 1 eine schematische Draufsicht auf ein herkömmliches SAW-Filter mit zwei IDTs:
Figur 2 eine schematische Draufsicht auf ein herkömmliches SAW-Filter mit drei IDTs;
Figur 3 eine typische Draufsicht auf ein SAW-Filter eines IIDT-Typs;
Figur 4 eine typische Draufsicht auf ein herkömmliches SAW-Filter eines IIDT- Typs mit Reflektoren;
Figur 5 eine typische Draufsicht auf ein herkömmliches SAW-Resonatorfilter eines vertikal koppelnden Typs;
Figuren 6A und 6B eine typische Draufsicht sowie einen Teliquerschnitt entlang der Linie B-B aus Figur 6A, in denen jeweils ein 1-Tor-SAW-Resonatorfilter gezeigt ist;
Figur 7 die Reflexionskennlinien der Reflektoren für den Fall, daß H/λ x 100 = 3,37 % ist;
Figur 8 die Reflexionskennlinien der Reflektoren für den Fall, daß H/λ x 100 = 2,81 % ist;
Figur 9 die Reflexionskennlinien der Reflektoren für den Fall, daß H/λ x 100 = 2,24 % ist;
Figur loreflexionskennlinien der Reflektoren für den Fall, daß H/λ x 100 = 1,68 % ist; und
Figur 11 die Beziehungen zwischen den Verhältnissen H/λ (%), den Dämpfungskonstanten α und den spezifischen Bandbreiten (%) der Sperrbänder.
Im folgenden wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ein Ausführungsbeispiel der Erfindung näher beschrieben.
Auf einer (0112) α-Al&sub2;O&sub3; Substratfläche wird mittels Aufdampfung epitaxisch eine (1120) ZnO-Dünnfilmfläche aufgebracht. Die kristallografischen Beziehungen zwischen dem Substrat und dem Dünnfilm sind wie folgt gegeben:
(1120) [0001] ZnO // (0112) [O111] α-Al&sub2;O&sub3;
Dadurch wird das obengenannte ZnO/a-Al&sub2;O&sub3; Substrat gebildet.
Wie In Figur 6A gezeigt. sind auf dem obengenannten piezoelektrischen Substrat Elektroden aus Aluminium ausgebildet, wodurch ein 1-Tor- Oberflächenwellenresonator 21 gebildet wird. Wie in Figur 6A weiter zu sehen, ist dieser 1-Tor-Oberflächenwellenresonator 21 mittels eines piezoelektrischen Substrats 22 gebildet, das aus dem obengenannten ZnO/o-Al&sub2;O&sub3; Substrat besteht. Dabei bezeichnen das Bezugszeichen 22a ein a-Al&sub2;O&sub3; Substrat und das Bezugszeichen 22b einen piezoelektrischen ZnO-Dünnfilm. Auf einer oberen Fläche des piezoelektrischen ZnO/a-Al&sub2;O&sub3; Substrats 22 sind ein einzelner Interdigitalwandler 23 sowie anbeiden Seiten des Interdigitalwandlers 23 entlang einer Oberflächenwellenausbreitungsrichtung angeordnete Reflektoren 24 und 25 gebildet. Der Interdigitalwandler 23 ist dabei durch ein Paar von Kammelektroden 23a und 23b mit mehereren ineinandereingreifenden Elektrodenfingern gebildet, wobei die Reflektoren 24 und 25, die auch Reflektoren eines Drahtgittertyps genannt werden, aus Aluminium hergestellt sind, und zwar ähnlich wie der IDT 23 in Form von Gittern, wie in den Figuren 6A und 6B gezeigt.
Bei einem derartigen 1-Tor-SAW-Resonator 21 beträgt ein Verhältnis h/λ einer Dicke h des ZnO-Dünnfilms 22b zu einer Wellenlänge λ einer Oberflächenwelle ungefähr 0,3. Die Wellenlänge λ der Oberflächenwelle ist dabei 3,52 µm, wobei der IDT 23 mit 10 Elektrodenfingerpaaren ausgebildet ist. Ferner wird die Zahl der Reflektorbereiche 24a (Metallstreifenbereiche, die senkrecht zur Oberflächenwellenausbreitungsrlchtung verlaufen) derart ausgewählt, daß die Reflexionskoeffizienten mindestens einen Wert von 0,97 aufweisen.
Bei dem obengenannten 1-Tor-SAW-Resonator 21 wurde ferner die Dicke derjewelligen Reflektoren 24 und 25 verändert, um so die Reflexionseigenschaften zu messen. In den Figuren 7 bis 10 sind die Ergebnisse dargestellt.
Die in den Figuren 7 bis 10 gezeigten Kennlinlen sind bei den Werten 3,37 %, 2,81 %, 2,24 % und 1,68 % gemessen, die Jeweils durch Multiplikation des Verhältnisses H/λ der Dicke H der Reflektoren 24 und 25 zur Wellenlänge λ der Oberflächenwellen mit dem Wert 100 gewonnenen wurden. Die Figuren 7 bis 10 zeigen auf ihren Abszissen auf die Mittenfrequenzen standardisierte Frequenzen und auf ihren Ordinaten Reflexionskoeffizienten.
Aus den Figuren 7 bis 10 wird deutlich, daß sich die Reflexionseigenschaften der Reflektoren mit dem Verhältnis H/λ verändern.
Aufgrund dieser Ergebnisse werden Sperrbandbreiten der Reflektoren 24 und 25 gewonnen und daraus spezifische Bandbreiten der Sperrbänder berechnet. Auf der anderen Seite werden die Dämpfungskonstanten a der Reflektoren 24 und 25 jeweils separat gemessen. Figur 11 zeigt die Beziehungen zwischen den Verhältnissen H/λ, den Dämpfungskonstanten α und den spezifischen Bandbreiten der Sperrbänder.
Angenommen, daß eine zur Bildung eines SAW- Filters mit Reflektoren notwendige Dämpfungskonstante α nicht größer als 0,003 Neper/λ ist, um so die Einfügungsverluste verglichen mit dem 36º Y - X LiTaO&sub3; Substrat oder dem 64º Y - X LiNbO&sub3; Substrat zu reduzieren, wie in Tabelle 2 gezeigt, dann liegt, wie in Figur 11 verdeutlicht, der Bereich H/λ mal 100 (%) zur Vergrößerung der spezifischen Bandbreiten der Sperrbänder bei mindestens 1,5 % in einem Bereich zwischen 1,5 % und 4,1 %. Das Verhältnis H/λ muß somit innerhalb eines Bereichs von 0,015 bis 0,041 liegen, wobei die spezifischen Bandbreiten der Sperrbänder bei einem Verhältnis H/λ von 0,41 ungefähr 4,2 % aufweisen. Folglich kann ein erfindungsgemäßes SAW-Filter gewonnen werden, das für die meisten mobilen Kommunikationssysteme anwendbar ist.
In diesem Fall wird ferner die geringe Verlusteigenschaft des ZnO/a-Al&sub2;O&sub3; Substrats aufgrund der Dämpfungskonstanten a von nicht mehr als 0.003 Neper/λ nicht eingebüßt.
Folglich können die spezifischen Bandbreiten der Sperrbänder vergrößert werden, ohne daß die geringe Verlusteigenschaft des ZnO/a-Al&sub2;O&sub3; Substrats verloren geht, falls das Verhältnis H/λ in dem Bereich zwischen 0,015 und 0,041 liegt, wodurch es möglich ist, ein SAW-Filter mit geringen Einfügungsverlusten und einem weiten Bereich zu bilden.
Obwohl das obengenannte Beispiel bezüglich eines in Figur 6 gezeigten Filters beschrieben ist, das einen 1-Tor-Resonator 21 bildet, ist die Erfindung ebenso auf andere mit Reflektoren versehene SAW-Filter, wie etwa auf ein SAW-Filter eines zwei IDTs aufweisenden Typs oder eines drei IDTs aufweisenden Typs, auf das in Figur 4 gezeigte Multitelektroden SAW-Filter oder aber z.B. auf das in Figur 5 gezeigte SAW-Resonatorfilter eines vertikal koppelnden Typs anwendbar.

Claims

11. Akustische Oberflächenwellenanordnung mit:

einem piezoelektrischen Substrat (22), das ein eine (0112) Fläche aufweisendes a-Al&sub2;O&sub3; Substrat (22a) enthält, auf dem ein eine (1120) Fläche aufweisender piezoelektrischer ZnO Dünnfilm (22b) aufgebracht ist;

mindestens einem auf dem piezoelektrischen Substrat (22) gebildeten Interdigitalwandler (23); und

Reflektoren (24,25), die an beiden Seiten des mindestens einen Interdigitalwandlers (23) entlang einer Oberflächenwellenausbreitungsrichtung angeordnet sind, wobei jeder Reflektor (24,25) derart ausgebildet ist, daß ein Verhältnis H/λ seiner Dicke H zu einer Wellenlänge λ einer Oberflächenwelle in einem Bereich zwischen 0,015 und 0,041 liegt.

2. Akustische Oberflächenanordnung nach Anspruch 1, die einen 1-Tor-Oberflächenwellenresonator mit einem solchen Interdigitalwandler (23) bildet.

3. Akustische Oberflächenwellenanordnung nach Anspruch 1, die ein akustisches Mehrelektroden-Oberflächenwellenfilter bildet, wobei mindestens drei solcher Interdigitalwandler (23) entlang der Oberflächenwellenausbreitungsrichtung angeordnet sind.

4. Akustische Oberflächenwellenanordnung nach Anspruch 1, die ein vertikal koppelndes akustisches Oberflächenwellenfilter mit mindestens drei solchen Interdigitalwandlern (23) bildet.

5. Akustische Oberflächenwellenanordnung nach Anspruch 1, bei der jeder der Reflektoren (24,25) mehrere senkrecht zur Oberflächenwellenausbreitungsrichtung verlaufende Metallstreifenbereiche (24a) aufweist.

6. Akustische Oberflächenwellenanordnung nach Anspruch 1, bei der der Interdigitalwandler (23) und die Reflektoren (24,25) aus Aluminium gebildet sind.