DE69224643T2

DE69224643T2 - Elektronischer durchflussmesser

Info

Publication number: DE69224643T2
Application number: DE69224643T
Authority: DE
Inventors: Noel Annandale Nsw 2038 Bignell; Colin Walter Naremburn Nsw 2065 Braathen; Anthony Francis Turramurra Nsw 2074 Collings; Kenneth James West Pymble Nsw 2073 Hews-Taylor; Barry John Guildford Nsw 2161 Martin; Charles Malcolm Kariong Nsw 2250 Welsh
Original assignee: Commonwealth Scientific and Industrial Research Organization CSIRO; AGL Consultancy Pty Ltd
Current assignee: Commonwealth Scientific and Industrial Research Organization CSIRO; AGL Consultancy Pty Ltd
Priority date: 1991-06-25
Filing date: 1992-06-25
Publication date: 1998-10-15
Anticipated expiration: 2012-06-26
Also published as: PL169741B1; JPH07500662A; NZ243293A; US5553505A; TW246714B; AU2172792A; ATE163756T1; HU9303695D0; CA2112094A1; IE922038A1; HUT68387A; CN1070473A; SG45209A1; EP0591349A4; IN178275B; GR3026606T3; WO1993000569A1; FI935822A0; EP0591349B1; FI935822A

Description

Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist allgemein ein elektronischer Durchflussmesser für ein Fluid, und insbesondere ein Gasmengenmessgerät (Gasuhr) zur häuslichen und kommerziellen Verwendung.
Herkömmliche Durchflussmesser für Heimanwendung und kommerzielle Verwendung enthalten im allgemeinen einige mechanische Anordnungen, wie bspw. Bälge, ein Flügelrad oder Propeller, der einen Zählmechanismus betätigt. Allgemein zeigt ein mechanischer Anzeigemechanismus das Gesamtvolumen des Fluids an, das durch ein solches Messgerät gegangen ist. Solche mechanischen Anordnungen sind insbesondere bei niedrigen Durchflussgeschwindigkeiten nicht genau, wie sie bspw. gefordert sind, um eine Zündflamme zu unterhalten. Demgemäß können Ungenauigkeiten bei der Messung geringer Flussraten einen wesentlichen Einkommensverlust von Gas- und Wasserlieferanten darstellen.
In den letzten Jahren gab es eine Reihe vor Vorschlägen die Elektroniktechnologie nutzen, um eine wesentlich höhere Genauigkeit bei Durchflussmessungen zu erhalten. Solche Systeme enthalten üblicherweise Ultraschallwandler, die sowohl stromaufwärts als auch stromabwärts Ultraschallsignale aussenden, um die Laufzeiten der Signale zu messen, aus denen die Relativgeschwindigkeit der Fluidströmung berechnet werden kann. Beispiele solcher Einrichtungen zur Verwendung bei der Messung von Flüssigkeitsströmungsgeschwindigkeiten sind in den US-Patenten Nr. 3.898.878 und 3.329.017 zu finden, die eine auf der Amplitude basierende Messung nutzen. Die britische Offenlegungsschrift GB 2.222.254 A führt aus, dass die Amplitudenmessung bei der Messung von Gasströmungen infolge der wesentlichen Veränderungen der Amplitude zwischen den Wandlern generell nicht praktikabel ist. Dies führt dazu, dass es schwierig ist, den Zeitpunkt zu erfassen, wenn ein Signal empfangen wird, und daraus die Laufzeit präzise zu bestimmen. Die GB 2.222.254 A offenbart ein System, das als Pakete übertragene Ultraschallsignale nutzt, wobei in der Mitte jedes Pakets eine Phasenverschiebung eingeschoben wird, was eine identifizierbare Zeitmarkierung darstellt, aus der die Laufzeit berechnet werden kann.
Jedoch ergeben sich Probleme mit der Erfassung der Phasenveränderung, wenn der Fluidfluss in einem engen Kanal oder einer engen Leitung erfasst werden soll, weil das Ultraschallsignal von der Wand (den Wänden) des Kanals reflektiert wird, was eine Mehrwege-Fortpflanzung verursacht. Die Mehrwegefortpflanzung ändert die Phasenbeziehung der den Empfangswandler erreichenden Energie und somit ist der Zeitpunkt des Phasenwechsels nicht verläßlich erfassbar. Außerdem verursacht die Übertragung akustischer Moden höherer Ordnung, die sich mit Geschwindigkeiten fortpflanzen, die niedriger sind als das primäre Wellenpaket, in Differenz mit nachfolgenden Signalen. Dies kann zu weiteren Fehlern führen.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einige oder alle Probleme des Stands der Technik weitgehend zu überwinden oder zu mildern.
Die US-A-4.603.589 offenbart ein Verfahren zur Bestimmung der Strömungsgeschwindigkeit eines Fluids durch Zeitbestimmung der Übertragung akustischer Wellenpakete in entsprechenden Richtung zwischen einem ersten Wandler und einem zweiten Wandler, die beide in der Flüssigkeit angeordnet sind. Die Ankunftszeit des Wellenpakets an einem Wandler wird erfasst durch: (a) das Erfassen des Wellenpakets und die Bildung eines empfangenen Signals aus diesem; (b) die Bestimmung von Hüllkurven des empfangenen Signals, und (c) die Erfassung des Nulldurchgangspunkts der Hüllkurven als Ankunftszeit.
Die WO-A-85/00654 offenbart ein Verfahren zur Bestimmung der Sürömungsgeschwindigkeit eines Fluids durch Zeitbestimmung der Übertragung akustischer Wellenpakete in entsprechenden Richtungen zwischen einem ersten Wandler und einem zweiten Wandler, die beide in der Flüssigkeit angeordnet sind. Die Ankunftszeit des Wellenpakets an einem zweiten Wandler wird erfasst durch: (a) Erfassung des Wellenpakets und Ausbildung eines Empfangssignals aus diesem; (b) Integration des empfangenen Signals; (c) Feststellen, wann das Ausgangssignal des Integrators eine Erfassungsschwelle durchquert; (d) nachdem die Erfassungsschwelle überquert ist, Erfassen des Nulldurchgangs des empfangenen Signals, der als die Ankunftszeit des Impulses festgelegt ist.
Die US-A-4.022.058 offenbart ein Verfahren zur Bestimmung der Strömungsgeschwindigkeit eines Fluids durch Synthetisierung von Schwingungen einer Frequenz, die umgekehrt proportional zu den Übertragungszeiten akustischer Wellenpakete in entsprechenden Richtungen zwischen einem ersten Wandler und einem zweiten Wandler ist, die beide in dem Fluid angeordnet sind, woraus die Strömungsgeschwindigkeit abgeleitet wird. Die Schwingfrequenz wird synthetisiert, indem sie durch die Differenz zwischen der tatsächlichen Laufzeit und einer geschätzten Laufzeit, die aus der Schwingung ableitet ist, wiederholt nachgestellt wird.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zur Bestimmung der Strömungsgeschwindigkeit eines Fluids geschaffen, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: (i) Übertragen eines akustischen Wellenpakets mit einer speziellen Frequenz von einem ersten zu einem zweiten Wandler, die beide in dem Fluid angeordnet sind, und damit gleichzeitiges Starten eines Zeitgebers; (ii) Erfassung einer Ankunftszeit des Wellenpakets an dem zweiten Wandler, durch (a) Erfassung des Wellenpakets und Formung eines Empfangssignals aus diesem,
(b) Gleichrichten und Filtern des Empfangssignals, um eine Hüllkurvensignal zu bilden, und (c) feststellen, wann das Hüllkurvensignal seinerseits eine Nachweisschwelle durchläuft, (d) nachdem das Hüllkurvensignal die Nachweisschwelle durchlaufen hat, Erfassen des Durchgangs des Empfangssignals durch ein vorbestimmtes Niveau, so dass der Durchgang durch das vorbestimmte Niveau eine bestimmbare Zyklenzahl des empfangenen Signals mit der speziellen Frequenz nach der Ankunft des akustischen Wellenpakets repräsentiert, (e) Anhalten des Zeitgebers bei Durchgang durch das vorbestimmte Niveau; (iii) die Korrektur eines Zeitwerts, der durch den Zeitgeber geliefert worden ist um eine vorbestimmte Zeitspanne, die der bestimmbaren Anzahl der Zyklen entspricht; und (iv) Benutzung des korrigierten Zeitwerts, der Entfernung der Wandler und der bekannten Schallgeschwindigkeit in dem stehenden Fluid, zur Bestimmung der Strömungsgeschwindigkeit.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein elektronisches Messgerät zur Bestimmung der Strömungsgeschwindigkeit eines Fluids geschaffen, das einen ersten und einen zweiten Wandler, die in einem Fluid plazierbar sind, Sendermittel zur Erregung eines der Wandler, um das Aussenden eines oder mehrerer akustischer Wellenpakete mit einer speziellen Frequenz von diesem zum Empfang durch den anderen Wandler zu veranlassen, Steuermittel die mit dem Sendermittel verbunden sind, um die Übertragungsrichtung des akustischen Wellenpakets umzukehren, Empfängermittel, die mit den Wandlern verbunden und dazu eingerichtet sind, ein empfangenes Signal zu filtern, um dabei eine ansteigende Hüllkurve zu erfassen, die von dem empfangenen Signal abgeleitet ist, um, nachdem eine vorbestimmte Schwelle von dem Hüllkurvensignal durchlaufen worden ist, ein Triggersignal bei dem nächsten Durchgang des Empfangssignals durch ein vorbestimmtes Niveau auszugeben, so dass der nächste Übergang eine bestimmbare Zyklenzahl eines Empfangssignals repräsentiert, die einem Wellenpaket entspricht, nachdem das eine Wellenpaket empfangen worden ist, und das Zeitgebermittel aufweist, die zur Freigabe mit dem Steuermittel verbunden sind, um eine Laufzeit jedes akustischen Wellenpakets zu messen, wobei das Zeitgebermittel durch ein Triggerausgangssignal des Empfängermittels gestoppt wird, und das Mittel zur Korrektur des Werts in dem Zeitgebermittel durch eine Zeitspanne aufweist, die der bestimmbaren Zyklenzahl entspricht, um die tatsächliche Laufzeit des Wellenpakets zu erhalten.
Vorzugsweise werden ein oder mehrere der akustischen Wellenpakete mit einer Phase oder Polarität übertragen, die in Bezug auf die unmittelbar benachbarten Wellenpakete invertiert ist. Dies reduziert die Auswirkungen der Fortpflanzung akustischer Moden höherer Ordnung wesentlich, die die Erfassung der Ankunft der Wellenpakete stören und Fehler in der Erfassung der tatsächlichen Zeit verursachen.
Vorteilhafterweise ist das vorbestimmte Niveau ein Nulldurchgang, der von einem Nulldurchgangsdetektor erfasst wird.
Aus dem bekannten Abstand der Wandler und aus einem berechneten Durchschnitt der Laufzeiten können Strömungsgeschwindigkeiten berechnet werden. Vorzugsweise enthält das Strömungsmessgerät ein Speichermittel, in dem Durchflussdaten gespeichert werden können. Außerdem enthält das Strömungsmessgerät vorzugsweise ein Interfacemittel, das dazu geeignet ist, in dem Speichermittel gespeicherte Daten an eine andere Einrichtung zu übertragen.
Typischerweise ist das elektronische Strömungsmessgerät batteriebetrieben, obwohl eine Netzversorgung vorgesehen und in einem Gehäuse enthalten sein kann, die so ausgebildet ist, um die Temperaturerhöhung in dem Gehäuse zu minimieren, die den Betrieb der elektronischen Komponenten in dem Strömungsmessgerät beeinträchtigen würde.
Außerdem können Temperaturkompensationsmittel vorgesehen werden, um Temperaturänderungen sowohl des Fluids als auch in dem Gehäuse elektronisch zu kompensieren.
Für Heimanwendungen zur Messung einer Gasversorgung ist die bevorzugte Ausführungsform batteriebetrieben und enthält unterschiedliche Einrichtungen zur Reduktion des Energieverbrauchs, so dass eine lange Lebensdauer der Batterien sichergestellt ist. Bspw. wird ein hochfrequenter Takt mit Niederfrequenzquarzen generiert, die wesentlich weniger Leistung verbrauchen als deren hochfrequente Gegenstücke. Außerdem werden Wandler mit hoher Verstärkung und niedriger Güte bevorzugt, die die Leistung reduzieren, die erforderlich ist um sie zu erregen, was den Energieverbrauch reduziert.
Die bevorzugte Ausführungsform liefert im Wesentlichen lineare Resultate für Flussraten von 0 bis 7 Kubikmeter pro Stunde. Für ein 12,Smm Rohr liegt die Genauigkeit weitgehend zwischen 0,1 und 0,15% und ist nicht geringer als +, - 2% für die oberen 75% des Strömungsbereichs. Diese Leistungszahlen sind für die ökonomische Messung eine Zündgasflamme mit 13 Litern pro Stunde geeignet.
Es wird nun mit Verweis auf die Zeichnung eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung beschrieben, wobei in der Zeichnung:
Fig. 1 ein Blockdiagramm des elektrischen Aufbaus eines Gasmengenmessgeräts nach der bevorzugten Ausführungsform ist;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm des Digitalbausteins nach Figur 1;
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm des Analogbausteins nach Figur 1,
Fig. 4 ist ein Zeitdiagramm von Signalen, die von den Schaltungen der Figuren 1, 2 und 3 abgegeben werden;
Fig. 5 ist eine Vorderansicht des Gehäuses des Gasmessgeräts;
Fig. 6 ist eine Ansicht auf die Rückseite des Gehäuses des Gasmessgeräts;
Fig. 7 ist eine Seitenansicht des Gehäuses des Gasmessgeräts;
Fig. 8 ist eine Querschnittsdarstellung des Gasmessgeräts, geschnitten entlang der Linie VIII-VIII in Figur 5;
Fig. 9 ist eine Querschnittsdarstellung des Gasmessgeräts, geschnitten entlang der Linie X-X in Figur 5, und
Figuren 10a bis 10d veranschaulichen Wellenformen, die sich auf den Verstärkungseinstellvorgang beziehen.
Die bevorzugte Ausführungsform ist ein Hausgasmessgerät 50, das die ganzen in Figur 5 veranschaulicht ist, und das von einer Lithiumbatterie 51 (Figur 8) von 3,5 Volt und der Größe D mit Leistung versorgt ist, was eine Betriebszeit von ungefähr 8 Jahren ergibt.
Das Messgerät 50 mißt die Geschwindigkeit eines Gasstroms direkt durch Bestimmung der Laufzeit von Ultraschallbursts in einem Rohr 52 in beiden Richtungen, durch das das Gas strömt, wie in Figur 6 veranschaulicht, und das einen bekannten Durchmesser und eine bekannte Länge aufweist. Innerhalb entsprechender aerodynamischer Aufnahmen 53 und 54 (in Figur 6 gestrichelt veranschaulicht) sind an jedem Ende des Rohrs 52 Ultraschallwandler 5, 6 angeordnet und sie können sowohl als Ultraschallsender als auch als Ultraschallempfänger betrieben werden. Das Rohr 52 weist einen Innendurchmesser von 14,0mm auf, und ist über entsprechende Flanschabschnitte 55 und 56, die mit Gewinde versehene Bereiche 57 bzw. 58 aufweisen, in ein Standardgasrohr von 25mm Durchmesser (1 Zoll) (das nicht veranschaulicht ist) einsetzbar. Bei der bevorzugten Ausführungsform sind die Sender 5 und 6 voneinander um einen Abstand von 175mm beabstandet.
Bei der bevorzugten Ausführungsform kann ein geeigneter Wandlertyp verwendet werden, der in der internationalen Patentanmeldung Nr. PCT/AU91/00157 geoffenbart ist.
Aus der gemessenen Geschwindigkeit und den Abmessungen des Rohrs 52 kann, wie es aus dem Stand der Technik allgemein bekannt ist, die Gasdurchströmungsgeschwindigkeit unter Strömungsbedingungen leicht bestimmt werden. Um eine angestrebte Genauigkeit zu erreichen, wird in einer Folge eine Anzahl Ultraschallbursts oder -pakete ausgesendet, wobei der Beginn jedes neuen Bursts durch die Ankunft seines Vorläufers an dem erfassenden Ende des Messrohrs ausgelöst wird. Die durchschnittliche Laufzeit wird dann durch Zeitmessung der Folge als Ganzes und durch Teilung durch die Anzahl der gesendeten Bursts bestimmt. Die Erzeugung, die Aussendung und die Erfassung eines einzelnen Ultraschallbursts wird nachfolgend als "Schalldurchlaufrunde" bezeichnet. Eine einzelne Abtastung des Gasflusses besteht aus zwei Sätzen einer vorbestimmten Anzahl von Schalldurchlaufrunden, erst in einer Richtung und dann in der anderen Richtung. Das Intervall zwischen den Abtastungen ist so gewählt, dass die erforderliche Genauigkeit über die Zeitspanne zwischen den Messungen des Messgeräts erhalten wird. Bei einem Hausmessgerät ist ein geeignetes Intervall zwischen den Abtastungen typischerweise 16 Sekunden.
Das Messgerät so ist mit einer Elektronikschaltung versehen, die die Ultraschallbursts erzeugt, erfasst und zeitlich mißt. Die hier beschriebene bevorzugte Ausführungsform ist um zwei spezifische hochintegrierte Schaltungen herum aufgebaut, einen Analogbaustein 2 und einen Digitalbaustein 1. Die Funktion der beiden Bausteine 1 und 2 kann wie es dem Fachmann bekannt ist, jedoch in einem einzigen LSI-Baustein zusammengefasst werden, der die Kosten der elektronischen Schaltung pro Einheit senkt.
Figur 1 veranschaulicht ein Gesamtblockschaltbild der Elektronikbaugruppe. Der digitale Baustein 1 steuert über eine Anzahl von Steuerleitungen 10 den Analogbaustein 2, und die beiden Ultraschallwandler 5 und 6, eine LCD-Anzeige 7 und ein optisches Interface 3. Die Wandler 5, 6 sind physisch in dem gasführenden Rohr 52 angeordnet, wie in Figur 6 veranschaulicht ist. Ein EEPROM 4 (Elektronisch löschbarer Nur- Lesespeicher) liefert Kalibrierinformat ion für das Messgerät 50 und ein Reed-Kontakt 8 ist an einer Schutzhaube 59 über der LCD 7 angeordnet (in Figur 5 dargestellt), um die LCD 7 einzuschalten, wenn die Haube 59 geöffnet wird.
Mehrere Leitungen 9 zwischen dem Digitalbaustein 1 und dem Analogbaustein 2 gestatten die Übertragung elektrischer Impulse von dem Digitalbaustein an die Wandler 5 und 6, und gestatten außerdem die Weitergabe dem empfangenen Signals an den Analogbaustein 2. Eine Leitung 11 führt eine verstärkte Version des empfangenen Signals von dem Analogbaustein 2 zu dem Digitalbaustein 1. Eine Leitung 12 führt ein Rückführungssignal, das zur Verstärkungssteuerung und für Zeitsteuerungszwecke benutzt wird, zu dem Digitalbaustein 1. Von einer Leitung 13 wird eine von dem Analogbaustein 2 erzeugte Referenzspannung zu dem Digitalbaustein 1 geführt. Das optische Interface 3 enthält ein (in Figur 5 gestrichelt dargestelltes) Fenster 60 unter der Schutzhaube 59, und enthält vorzugsweise eine Pindiode und eine lichtaussendende Diode (nicht veranschaulicht, jedoch im Stand der Technik bekannt), um den Empfang von und die Übertragung zu äußeren Einrichtungen über einen seriellen Infrarotkanal zu ermöglichen. Eine Parallelverbindung von Leitungen 14 verbindet den Digitalbaustein 1 mit der LCD-Anzeige 7.
Wie in Figur 2 veranschaulicht, enthält der Digitalbaustein 1 eine arithmetischen Logikeinheit (ALU) 15, die über Adress- und Datenbusse 42 mit dem Nur-Lesespeicher (ROM) 16, einem Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM) 17 und mit einer peripheren Registergruppe 19 kommuniziert. Der ROM 16 weist vorzugsweise eine Kapazität von 4096 Bit auf, während der RAM 17 aus zwei Registerfolgen von jeweils 128 Bit besteht. Die peripheren Register 19 gestatten der ALU 15 mit logischen Spezialfunktionen des Bausteins 1 sowie mit anderen mit dem Digitalbaustein 1 verbindbaren Einrichtungen zu kommunizieren.
Eine Takteinheit 18 liefert eine Taktfrequenz von 9,8304 MHz an einen Hochgeschwindigkeitszähler 23, sowie einen 2,4576 MHz CPU-Takt für die ALU 15 und andere Teilfrequenzen für Kommunikationszwecke. Zusätzlich liefert die Takteinheit 18 ein 32,768 kHz Signal zur Verwendung als Echtzeituhr. Der Hochgeschwindigkeitszähler 23 ist mit einer Verbindung zu der Rückführungsleitung 12 versehen, um den Zähler 23 zu ermöglichen, gestoppt zu werden, wenn es zweckmäßig ist, wobei seine Inhalte dann über die äußeren Register 19 der ALU 15 verfügbar gemacht werden. Eine Steuereinheit 22 liefert Steuersignale an den Analogbaustein 2, um seinen Betrieb während des Abtastvorgangs zu regeln.
An einem der Paare der Signalleitungen 9 gibt ein Signalgenerator 21 ein Ultraschallsignal ab. Die Schwingfrequenz des Signalgenerators 21 wird durch externe Zeitgeberkomponenten eingestellt, die aus zwei Widerständen und einem (nicht veranschaulichten) Kondensator gebildet sind. Der Generator 21 ist so gestaltet, dass die Breite des ersten Impulses mit der Breite nachfolgender Impulse übereinstimmt. Die Arbeitsweise des Signalgenerators 21 ist ähnlich der des Timers 555, der dem Fachmann bekannt ist. Eine Kommunikationseinheit 20 hat zwei Kommunikationskanäle, deren erster eine serielle Verbindung mit dem EEPROM 4 ist, während der zweite eine serielle Verbindung nach dem RS232 Format über das optische Interface 3 zu externen Kommunikationseinrichtungen ist.
Wie in Figur 3 veranschaulicht, weist der Analogbaustein 2 einen Vorverstärker 24 auf, der das empfangene Signal von den Wandlern 5 oder 6 über eins der Leitungspaare 9 abnimmt und ein verstärktes Signal an einen Verstärker 25 mit automatischer Verstärkungsregelung (AGC) liefert. Die Steuerspannung für den AGC-Verstärker 25 wird von einem externen Kondensator 40 erhalten. Ein Filterverstärker 26 treibt einen Vollwellenpräzisionsgleichrichter 27 und ein RC-Netzwerk 28 filtert das resultierende Signal und trennt die Form des ansteigenden Teils der Signalhöhkurve des empfangenen Signals ab. Das Ausgangssignal des Filterverstärkers 26 wird außerdem über die Leitung 11 zu dem Digitalbaustein 1 geliefert, wo es in eine Serie von Digitalimpulsen umgesetzt wird. Das Hüllkurvensignal wird dann zu einem Komperator 29 geführt, wo es in Abhängigkeit von der Konfiguration der Steuerleitungen 43, die von einer inneren Steuereinheit 30 herkommen, mit einer Anzahl von Spannungen verglichen wird. Der Komperator 29 liefert das Rückführungssignal, das über die Leitung 12 zu dem Digitalbaustein 1 geführt wird.
Eine Vorspanneinheit 31 nutzt eine Bandlückenschaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung VREF von nominell 1,2 Volt auf Leitung 13, unabhängig von der Batteriespannung. Von dieser Spanriung können andere festgelegte Referenzspannungen erhalten werden, einschliesslich einer positiven Referenzspannung (VPR) bei 1,8 Volt und einer negativen Referenzspannung (VNR) bei 0,6 Volt, die an einem Referenzbus 44 geliefert werden. Die pgsitive Referenzspannung VPR geht zu einer externen Widerstandskette 35/36/37/38 und liefert drei Referenzspannungen, die in den Komperator 29 gegeben werden. Die Steuereinheit 30 dekodiert die Steuerinformation, die von dem Digitalbaustein 1 über die Leitungen 10 geliefert worden ist und wählt aus, welche der Referenzspannungen in dem Komperator 29 mit dem von dem Filter 28 hergeführten Hüllkurvensignal verglichen wird. Die Vorspanneinheit 31 erzeugt außerdem Vorspannungen für alle Schaltungsblöcke an dem Analogbaustein 2 unter der Steuerung der Signal der Steuereinheit 30, und sie enthält eine Einschaltschaltung, die nur dann arbeitet, wenn es von dem Digitalbaustein 1 angewiesen wird. Zusätzlich erzeugt die Vorspanneinheit 31 eine Batteriemonitorspannung (VBM), die ebenfalls auf dem Bus 44 ausgegeben wird.
In dem Analogbaustein 2 ist ein Digital-Analog-Umsetzer (DAC) vorgesehen und wird dazu verwendet, eine Steuerspannung für den AGC-Verstärker 25 zu erzeugen. Der DAC wird außerdem zur Analog-Digitalwandlung unter Benutzung der Zweiflankenmethode benutzt. Analogdigitalwandlungen werden, wie nachstehend erläutert, durch Kombination von Komponenten sowohl des Analogbausteins als auch des Digitalbausteins 1, 2 ausgeführt.
Der Digitalbaustein 1, der den Zähler 23 und die Steuereinheit 22 benutzt, steuert die Digital-Analogwandlung über die Steuereinheit 30, die Ausgangssignale an die Steuerleitung 43 abgibt. Die Schaltung an dem Analogbaustein 2, der die Digital-Analogwandlung ausführt, besteht aus einem Pufferverstärker 33 mit schaltbaren Eingängen und einem Operationsverstärker 34, der als ein Integrator mit einem externen Widerstand 39, einem externen Kondensator 40 zur Einstellung der Integrationskonstanten und dem Komperator 29 verbunden ist. Das Ausgangssignal des Komperators 29 ist als Digitalsignal auf dem Steuerbus 43 verfügbar. Der schaltbare Verstärker 33 ist von der Steuereinheit 22 über die Steuerleitungen gesteuert.
Die Analog/Digital-Wandlungen können an zwei Quellen jeweils für VBM ausgeführt werden, nämlich einer skalierten Version der Versorgungsspannung und dem Ausgang eines Pufferverstärkers 32. Der Eingang des Pufferverstärkers 32 ist mit einem (nicht veranschaulichten) Thermistor verbunden, der innerhalb des Messgeräts 50 angeordnet ist. Der Thermistor ist in einem der strömungstechnischen Gehäuse 53, 54 angeordnet, um die Temperatur des Fluids zu messen. Alternativ oder zusätzlich kann ein Thermistor in dem Gehäuse 50 angeordnet sein, um die Überwachung der Innentemperatur zu ermöglichen, die die Lebensdauer der Batterie 51 beeinträchtigen kann. Der Thermistor ist generell mit einem Linerisierungswiderstand (ebenfalls nicht dargestellt) versehen, der üblicherweise parallel angeordnet ist. Die Analog/Digital-Wandlungen können an Spannungen zwischen VPR und VREF ausgeführt werden. Die bevorzugte Einbindung des Thermistors ist so, dass VREF einer Temperatur von + 60º und VPR - 20º entspricht. Zu dem Thermistor wird Strom über einen Ausgang des Digitalbausteins 1 geliefert. Der Strom wird nur geliefert, wenn eine Temperaturmessung ausgeführt wird.
Es kann nun der Betrieb der elektronischen Schaltung nach den Figuren 1, 2 und 3 beschrieben werden, wobei ein Steuerprogramm für einen solchen Betrieb in den ROM 16 resident ist.
Eine Abtastung besteht aus den folgenden Schritten:
1. Es wird eine erste Übertragungsrichtung ausgewählt und eine variable Anzahl einzelner Schalldurchlaufrunden mit dem Ziel durchgeführt, den Empfangspegel des empfangenen Wandlers zu bestimmen. Die Versuche werden in dieser Weise fortgesetzt, bei der die Verstärkung des Empfängers 24 nachjustiert wird, bis das empfangene Signal in vorgesetzte Grenzen fällt, die einer Spannung entspricht, die zwischen den Spannungen liegt, die an den Verbindungspunkten der Widerstände 35, 36 und der Widerstände 36 und 37 vorhanden ist. Maximal können neun solcher Versuche durchgeführt werden.
2. Gleichzeitig wird ein Hochgeschwindigkeitstimer 23 mit dem Beginn der Voreinstellsequenz der Mess-Schalldurchlaufrunde gestartet, der jeder Anzahl Schalldurchlaufrunden, jedoch vorzugsweise 64 enthalten kann.
3. An dem Ende der Serien der Mess-Schalldurchlaufrunden wird der Wert des Zählers des Hochgeschwindigkeitstimers 23 an ein äußeres Register 19 in dem Digitalbaustein 1 übergeben.
4. Es wird die zweite Übertragungsrichtung ausgewählt und der Rest von Schritt 1 sowie Schritt 2 und Schritt 3 wird wiederholt.
5. Die Software in dem Digitalbaustein 1 berechnet dann die Strömungsgeschwindigkeit für die Abtastperiode aus den Hochgeschwindigkeitstimerwerten, die in den äußeren Registern 19 gespeichert sind.
Das Zeitdiagramm nach Figur 4 veranschaulicht die 9 Auslösung von drei Durchlaufrunden. Die erste ist eine Durchlaufrunde mit normaler Polarität, wobei das Ausgangssignal in Bereitschaft für die umgekehrte Polarität oder invertierte Phase der zweiten Durchlaufrunde high bleibt. Die zweite, ein Burst mit umgekehrter Polarität, lässt den Ausgang auf bw und der letzte Burst weist normale Polarität auf. Bei der bevorzugten Anordnung wird außerdem ein zusätzlicher Burst übertragen, der identisch zu dem letzten Burst in dem Diagramm ist, und die Sequenz setzt sich vorzugsweise 15 weitere Male fort, was 64 Durchlaufrunden ergibt. Die in Figur 4 veranschaulichten Signale können wie folgt zusammengefasst werden:
OE - Oszillatorfreigabe. Gibt den Senderoszillator OSC frei.
OSC - Sendeoszillator. Dieses Signal ist eine getorte Rechteckfolge mit 50% Tastverhältnis und hat eine Frequenz von 115 kHz bei der bevorzugten Ausführungsform Generell sind Frequenzen zwischen 40 und 200 kHz geeignet.
OG - Oszillatorgate. Dies wird auf der ansteigenden Flanke von OE freigegeben und durch ein Impulszähler gesperrt, der auf ansteigenden Flanken von OSC arbeitet. Der Impulszähler vergleicht eine Zählgrenze (bspw. 3), die in dem äußeren Register 19 gespeichert ist. Die Zählgrenze ist durch Software eingestellt.
OSG - Getortes Sendeoszillatorsignal. Dies ist die Grundburstform vor der Modifikation durch die Polaritätsumkehrschaltung und wird durch UND- Verknüpfung von OSC und OG erhalten.
POL - Polarität. Die Software kann in ein spezifisches äußeres Register schreiben um anzuzeigen, dass eine Polaritätsumkehr des gesendeten Bursts nach dem aktuellen Schallrundendurchlauf erforderlich ist. Danach verursacht die fallende Flanke von OG, dass POL gültig gemacht wird. Wenn POL bereits gültig ist, wird es von der fallenden Kante von OG negiert.
B - Burst. Dies ist das an den Sendewandler angelegte Signal. Es wird durch XOR-Verknüpfung von POL mit OSG erhalten.
RB - Empfangener Burst. Dies ist das Signal, das von dem empfangenen Wandler erhalten und an den empfangenden Vorverstärker 24 angelegt wird.
Eine gefilterte Version dieses Signals (die auf Leitung 22 in Figur 3 verfügbar gemacht wird), wird zu einem Komperator an dem Digitalbaustein 1 geliefert.
RCVP - Empfangspolarität. Ein High-Low-Übergang von POL veranlasst RCVP, gültig zu werden. Es wird von der nächstfallenden Flanke von POL negiert. Änderungen der Empfangspolarität finden einen Schallrundendurchlauf nach der Änderung der Übertragungspolarität POL statt. Dieses Signal repräsentiert die Polaritätsteuerung eines Nulldurchgangsdetektors 47, der durch einen Komperator gebildet wird, der an einem Eingang zu dem äußeren Register 19 an Leitung 11 vorgesehen ist, um die Steuereinheit 22 des Digitalbausteins 1 anzusteuern.
BRR - Empfangener gleichgerichteter Burst. Dies ist das Ausgangssignal des Präzisionsgleichrichters 27.
ENV - Hüllkurve. Dieses Signal wird durch Filterung von BRR erhalten, und ist infolge der Zeitkonstanten bei dem Filterprozess in Bezug auf BRR verzögert. Die horizontalen gestrichelten Linien zeigen die Erfassungsschwelle an, die der Spannung an dem Verbindungspunkt der Widerstände 37 und 38 entspricht. Die Hüllkurve wird zu dem Komparator 29 geliefert.
FB - Rückführung. Wenn ENV die Erfassungsschwelle durchläuft, veranlasst es FB, einen Low-High- Übergang durchzuführen. Der nächste Signalübergang des empfangenen Burstsignals RE einer von RCVP bestimmten Polarität initialisiert einen Schallrundendurchlauf durch Triggerung von OE asynchron.
Der Signalgenerator 21 enthält eine Schaltung zur Erzeugung der Signale OE, OSC, OG, OSG, POL und B.
Die in Figur 4 veranschaulichten Signale sind jeweils zwischen benachbarten Bursts unterbrochen dargestellt. Dies liegt daran, dass ein Burst bei Empfang des unmittelbar vorausgehenden Bursts ausgesendet wird und, weil die Zeit, die für einen Burst erforderlich ist, um den Abstand zwischen den Wandlern 5 und 6 zu durchqueren, wesentlich größer ist als die Zeit, die erforderlich ist, um den Burst zu erzeugen. In einem typischen Erdgas läuft der Ultraschallburst mit einer Geschwindigkeit von ungefähr 430 Meter pro Sekunde (die Schallgeschwindigkeit in Luft beträgt ungefähr 340 Meter pro Sekunde) und die Laufzeit beträgt im Wesentlichen ungefähr 0,41 Millisekunden. Die Zeit, die erforderlich ist, um einen Burst auszusenden, beträgt jedoch im Wesentlichen viermal die Periodendauer, die bei einer Sendefrequenz von 105 kHz ungefähr 30 Mikrosekunden beträgt. Die hier angeführte Laufzeit gilt für Schall in ruhender Luft und diese Laufzeit verändert sich bei der bevorzugten Ausführungsform in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit der Fluidströmung. Wenn das Fluid eine Flüssigkeit ist, ist die Laufzeit infolge der höheren Schallgeschwindigkeit in Flüssigkeit wesentlich kürzer. Bspw. hat Salzwasser eine Schallgeschwindigkeit generell zwischen 1200 und 1600 Meter pro Sekunde, was von dem Salzgehalt und der Temperatur des Wassers abhängt.
Außerdem zeigen die Pfeile zwischen dem Verlauf B und dem Verlauf RB an, dass der empfangene Burst im Wesentlichen mit der Übertragung des nächsten Bursts zusammenfällt.
Die oben erläuterten Schritte werden nun detaillierter Beschrieben. Zunächst ist ein Verstärkungseinstellschritt erforderlich, um sicherzustellen, dass die Nachweisschaltung für den Ultraschallburst korrekt arbeitet. Der Signalgenerator 21, der zwischen 80 und 150 kHz jedoch typischerweise bei 105 bis 125 kHz arbeitet, erzeugt einen Burst von 1 bis 10 Impulsen, typischerweise 3, der verstärkt und zu dem Sendewandler geführt wird. Die Form dieses Bursts ist in Figur 4 Kurve B veranschaulicht. Wenn dieses Signal den Ausgang des empfangenen Vorverstärkers 24 erreicht, hat es infolge der beschränkten Frequenzübertragung der Wandler 5 und 6 eine im Wesentlichen sinusförmige Form mit einer glatten Hüllkurve angenommen, wie in Figur 4 Kurve RB veranschaulicht ist. Infolge von Resonanzen in den Wandlern und Filtereffekten in dem elektroakustischen Signalweg erhöht sich diese Amplitude schnell und fällt über eine Anzahl von Zyklen dann graduell ab.
Die Signalamplitude an dem Ausgang des Empfangsvorverstärkers 24 variiert in erster Linie als Funktion der Gasströmungsgeschwindigkeit, der Temperatur und der Übertragungsrichtung in Bezug auf die Gasströmung. Zusätzlich kann die Amplitude des empfangenen Signals durch Wechsel des Erregermods des sendenden Wandlers aus einer einseitigen Erregung zu einer doppelseitigen Erregung verändert werden. Bei einer einseitigen Erregung ist nur eine Seite des Wandlers erregt, während bei der doppelseitigen Erregung ein Ende des Wandlers mit dem normalen Signal und die andere Seite mit dem logischen Komplement dazu erregt ist. Allgemein gilt, dass die Amplitude des empfangenen Signals für keine Abtastung vorhergesagt werden kann, so dass eine Anzahl von Versuchsübertragungen einzelner Schallrundendurchläufe durchgeführt werden muss, um die erforderliche Empfängerverstärkung und Senderbetriebsart einzustellen, um eine konstante Amplitude an dem Vorverstärkerausgang zu erhalten.
Diese Prozess wird durch die Software in dem Digitalbaustein 1 gesteuert. Der Timer 41 ist an eins der verfügbaren Taktsignale gebunden und der Kondensator 40 wird über den Widerstand 39 für eine gegebene Anzahl von Taktzyklen zwischen 0 und 255 geladen. Die Spannung an dem Kondensator 40 wird an den spannungsgesteuerten AGC-Verstärker 25 angelegt.
Durch das System wird ein einzelner Burst gesendet und der Anstieg der empfangenen, gleichgerichteten und gefilterten Hüllkurve wird in dem Komperator 29 mit drei Referenzspannungsniveaus verglichen. Die erste und niedrigeste Spannung ist eine Referenzspannung ETH, die zwischen den Widerständen 37 und 38 erhalten wird und die normalerweise dazu verwendet wird, die Nulldurchgangserfassung zu ermöglichen. Die nächste Spannung ELL ist die niedrigst akzeptable Amplitude für den Scheitel der empfangenen Hüllkurve, und wird von einem Punkt zwischen den Widerständen 36 und 37 erhalten, und die letzte Referenzspannung EHL ist die höchstakzeptable Hüllkurvenamplitude und wird zwischen den Widerständen 35 und 36 erhalten.
Die AGC-Steuerspannung wird durch Aufladen des Kondensators 40 des DAC für eine Anzahl von Taktzyklen zwischen 0 und 255 erzeugt. Der Ladestrom wird durch Widerstände 39 gesteuert. Die Spannung an dem Kondensator 40 wird an dem spannungsgesteuerten AGC-Verstärker 25 angelegt und für die Dauer der empfangenen Impulse gehalten.
Die Rückführungsleitung 12 zu dem Digitalbaustein 1 liegt, wie durch die Kurve FB in den Figuren 10a bis 10d veranschaulicht ist, anfänglich auflogisch Null und ändert den Zustand jeweils wenn eine Referenzspannung durchlaufen wird. Das empfangene Signal an dem Ausgang des Filters 28 (Kurve ENV) hat ein befriedigendes Niveau, wenn die Rückkopplungsleitung 12 einen Übergang 0-1-0 (Figur 10c) durchläuft; eine dauernde logische Null zeigt an, dass das empfangene Signal viel zu niedrig ist (Figur loa), während die Übergangsfolge 0-1 anzeigt, dass der Signalscheitel über dem Messreferenzniveau liegt, jedoch immernoch zu niedrig ist (Figur lob). Eine Übergangsfolge 0-1-0-1 zeigt an, dass die empfangene Signalhüllkurve über allen drei Referenzniveaus liegt und deshalb zu hoch ist (Figur 10d). Diese Information wird der Software über zwei Bits in einem Register in den äußeren Registern 19 zugänglich gemacht, und die Software nutzt einen binären Zerlegungsalgorithmus aufeinanderfolgender Versuche, um Bereiche in dem 0 bis 255 Bereich möglicher Ladezeiten des Kondensators 40 zu eleminieren, um eine angemessene Verstärkung zu gewinnen. Wenn die schlussendliche Verstärkung wesentlich niedriger als 50% der maximal möglichen ist und wenn gleichzeitig eine zweiseitige Erregung für den Sendewandler genutzt wird, ist es möglich, eine einseitige Erregung mit der sich daraus ergebenden Leistungsersparnis zu nutzen. In diesem Fall geht die Software mit der einseitigen Erregung nochmals durch das gesamte Verstärkungseinstellverfahren. Umgekehrt wird die Verstärkungseinstellprozedur mit doppelseitiger Erregung wiederholt, wenn die empfangene Amplitude mit einseitiger Erregung und einer Kondensatorladezeit von 255 Taktzyklen nicht auf ein befriedigendes Niveau gehoben werden kann. Wenn eine passende Erregungsart und Verstärkung ausgewählt worden sind, speichert die ROM-Software diese Ergebnisse für die folgende Sequenz von Mess-Schallrundendurchläufen und außerdem als Ausgangspunkt für die nächste Abtastung.
Es wird noch immer auf Figur 4 verwiesen, in der der Burst B auf der linken Seite der Zeichnung 4 ansteigende Impulse enthält. Entsprechend wird der empfangene Burst RB mit einem ansteigenden Impuls mit der verstrichenen Zeit zwischen dem ersten Anstieg der Kurve B und dem ersten Anstieg der Kurve RE beginnen, die die Laufzeit des Ultraschallsignals ist. Wie in Figur 4 veranschaulicht, beginnt sich die Hüllkurve ENV mit zunehmender Hüllkurve des empfangenen Bursts zu erhöhen. Die Verwendung von Wandlern 5, 6 mit hoher Verstärkung und niedriger Güte stellt sicher, dass die Hüllkurve schnell ansteigt, so dass die Erfassung wie früher beschrieben stattfinden kann. Demzufolge ist die Schwellwerterfassung des Anstiegs der Hüllkurve konsistent vorhersagbar und der nächste Nulldurchgang des empfangenen Bursts RE wird dazu verwendet, die Übertragung des nächsten Bursts auszulösen, und schliesslich den Zähler 23 oder eine Rückübertragung zu stoppen. Entsprechend entspricht, wie aus Figur 4 entnehmbar, der von dem Zähler 23 gezählte Wert der Laufzeit plus zwei und eine halbe Schwingung mit der Übertragungsfrequenz multipliziert mit der Anzahl der Rundendurchläufen plus jegliche Verzögerung die von der elektronischen Schaltung verursacht worden ist. Eine Konstante die zwei und einer halben Schwingung multipliziert mit der Anzahl von Schallrundendurchläufen plus jegliche elektronische Verzögerung entspricht, kann in dem ROM 4 vorhanden sein. Diese Konstante ist von der Zeit abzuziehen, die in dem Zähler 23 gemessen wird, wenn die Laufzeit berechnet wird.
Allgemein ist für jeden Schallrundendurchlauf eine elektronische Verzögerung nicht signifikant. Die elektronische Verzögerung liegt allgemein in der Größenordnung von Nanosekunden, während die Laufzeit in der Größenordnung von 0,5 Millisekunden liegt.
Das zentrale Problem in der präzisen Bestimmung der Ankunft des Bursts liegt darin, einen Punkt zu erfassen, der ungeachtet einer Relativbewegung zwischen der Bursthüllkurve und der sie bildenden Sinuswellen konsistent identifiziert werden kann. Das bevorzugte, hier beschriebene Verfahren liegt darin, einen Nulldurchgangspunkt in dem frühen Teil des empfangenen Wellenzugs auszuwählen, bei dem die Impulse anstelle nachzuhallen erregt werden, und diesen Nulldurchgangspunkt als Timemarker zu verwenden. Es wird bevorzugt, die Erfassung in dem erregten Teil der Kurvenform durchzuführen, weil die Frequenz und die Phase dieses Teils mit der übertragenen Kurvenform verriegelt ist. Der spätere Teil der Kurvenform ist das Ergebnis von Resonanzen und es kann sein, dass er die Frequenz des originalen Ultraschallbursts nicht präzise wiedergibt.
Um die Erfassung zu vervollständigen, wird das empfangene Signal in der Einheit 27 gleichgerichtet (Kurve BRR) und in Einheit 28 gefiltert, um die Hüllkurvenform wiederherzustellen, wie in Figur 4 durch die Kurve ENV veranschaulicht ist. Der ansteigende Teil der gefilterten Hüllkurve wird in dem Komperator 29 mit einer Referenzspannung verglichen, die an dem Knoten zwischen den Widerständen 37 und 38 erhalten ist. Wenn die Hüllkurve ENV die Referenzsspannung erreicht, wird der Nulldurchgangsdetektor 47 in dem Digitalbaustein 1 für eine beschränkte Zeit (wenigstens 1 Zyklus und nicht mehr als 2 Zyklen der gewählten Ultraschallfrequenz) freigegeben, und der nächste Übergang einer digitalisierten abgeleiteten Form des ungefilterten empfangenen Signals RB auf Leitung 11, das dem nächsten Nulldurchgang von RB entspricht, wird dann als Zeitreferenzpunkt zur Registrierung der Ankunft des Bursts verwendet. Um nutzbare Ergebnisse zu erhalten, muss die Referenzspannung ein proportional festgelegter Teil der spitzen Amplitude der empfangenen Hüllkurve sein, die das Filter 28 abgibt, wie in Figur 4 durch die gestrichelte Linie Kurve ENV angedeutet ist.
Zurückkommend auf den Beginn einer Schallrundendurchlauf sequenz, initialisiert die ROM-Software einen Zähler, der bei der geforderten Anzahl von Schallrundendurchläufen aufhört zu zählen, und veranlasst dann den Beginn der Schallrundendurchlauffolge, indem ein Code in ein Steuerregister in der äußeren Registerbank 19 geschrieben wird, von der aus er an die Steuereinheit 22 weitergegeben wird. Das Einschreiben dieses Beginncodes startet außerdem den Hochgeschwindigkeitszähler 23, der mit einer Frequenz von 9,3804 MHz läuft. Schliesslich führt die ROM 16 Software einen Wait-Befehl aus. Die Steuereinheit 22 beginnt eine Ereignisfolge, die weitgehend automatisiert ist. In dieser Betriebsart verursacht die Erfassung eines speziellen Nulldurchgangs eines ankommenden Ultraschallbursts an dem Empfängerwandler (5 oder 6) eine unmittelbare Rücksendung. Der nächste Signalübergang von RB auf Leitung 11 der von einer entsprechenden Polarität ist, löst die Rücksendung asynchron aus. Das Rückführungssignal 12 führt die ALU 15 aus ihrem Wait-Zustand heraus. Beim reaktivieren der ALU 15 aktualisiert die ROM-Software ihren Schallrundendurchlaufzähler und prüft, ob das Limit erreicht ist. Wenn der Schallrundendurchlaufzählwert einen Zählwert unter seinem vorbestimmten Limit erreicht hat, setzt die Software den Beginncode auf Null, der ursprünglich in die Steuereinheit 22 geschrieben worden ist, was die Rückübertragungsschleife abbricht und die Folge nach dem nächsten Schallrundendurchlauf beendet. Die Software setzt dann die Flagbits zurück, die die Aktivierung verursacht hatten und es wird ein weiterer Wait-Befehl ausgeführt. Dieses Softwareaktivität erfolgt insgesamt während der Laufzeit des akustischen Signals durch das Rohr 52, unabhängig von dem automatisierten Prozess der Erfassung und der Wiederübertragung.
In dem dritten Schritt wird der 24 Bitwert in dem Hochgeschwindigkeitszähler 23 von der ROM-Software gelesen und in den RAM 17 zur zukünftigen Verwendung bei den Strömungsberechnungen überführt.
Zum Schluss führt die Software zwei Langdivisionen durch und dividiert den Zählwert des Hochgeschwindigkeitszähler, der um eine elektronische Verzögerung korrigiert ist, in einen Messgerät-Kalibrierungsfaktor, der in dem Messgerät nach dem Testen und vor der Verwendung vorprogrammiert wird. Wie früher beschrieben, ergibt sich der größte Teil der elektronischen Verzögerung aus dem Umstand, dass die Ankunft der Front des Ultraschallbursts nicht erfasst werden kann. Anstelle dessen werden die Nulldurchgänge einer festen Anzahl von Zyklen (2 1/2) in dem Burst erfasst. Zusätzlich ergeben sich Phasenverzögerungen in den Wandlern 5, 6 und anderen Komponenten der Erfassungskette. Die Anzahl der Timerzählwerte, die der elektronischen Verzögerung entspricht, legt fest und ist für jede spezielle Messgerätkonfiguration bekannt und in dem EEPORM 4 gespeichert. Die Differenz zwischen dem Ergebnis der Langdivison in Verbindung mit der Zeit zwischen den Abtastungen wird dazu verwendet, den Durchfluss für die Abtastperiode zu bestimmen. Der Durchfluss wird dann zu einem akkumulierenden Gasregister zur Anzeige und zum automatischen Auslesen addiert.
Der Gasverbrauch kann in einem von zwei Registern in Abhängigkeit von der Tageszeit registriert werden, so dass, wenn es gewünscht wird, eine Berücksichtigung der Schwachlastzeiten bei der Abrechnung durchgeführt werden kann.
Die Gastemperatur wird mittels eines Thermistors (nicht veranschaulicht) gemessen, der an einem der strömungsgünstigen Gehäuse (53 oder 54) befestigt und der mit einem der Eingänge des Operationsverstärkers 32 verbunden ist und die Software wendet eine Temperaturkorrektur auf den Durchflusswert an, der in der Abtastperiode erhalten worden ist.
Weil die bevorzugte Ausführungsform in erster Linie für eine Heimanwendung vorgesehen ist, die langlebige Lithiumbatterien nutzen, ist das Einsparen elektrischer Energie von kritischer Bedeutung und es ist eine Anzahl von Schritten unternommen worden, um den Energieverbrauch zu reduzieren.
Zunächst wird das 9,3804 MHz Taktsignal für den Hochgeschwindigkeitszähler digital von einem 4,9152 MHz Oszillator in Takteinheit 18 erzeugt. Somit ist der hohe Leistungsbedarf eines Hochfrequenzoszillators reduziert.
Dies spart Leistung, weil der Quarz, der die Grundschwingfrequenz festlegt, den größten Teil der Energie in der Taktschaltung verbraucht und durch Betrieb des Quarzes mit "halber" Frequenz können Energieeinsparungen von 75% erreicht werden.
Zweitens wird die Flüssigkristallanzeige 7 nur dann aktiviert, wenn die Schutzhaube 59 angehoben und der Reed- Schalter 8 betätigt wird und die Software stellt sicher, dass sie lediglich für eine beschränkte Zeit aktiviert bleibt, wenn die Abdeckung 59 offen bleibt.
Drittens arbeitet die externe Kommunikationsschaltung in dem Kommunikationsblock 20 normalerweise in einer Abfragebetriebsart von 1 Millisekunde in 500 Millisekunden und wird lediglich bei Empfang eines gültigen Kommunikationseingangssignals vollständig aktiviert.
Viertens stellt die Verwendung von Wandlern 5, 6 niedriger Güte, wie bspw. solchen die in der internationalen Patentanmeldung Nr. PCT/AU91/00157 beschrieben sind, eine niedrige Erregerleistung zur Erzeugung des Ultraschallsignals sicher.
Außerdem stellt die Technik des Speicherns des Verstärkungswerts des letzten Abtastvorgangs in den meisten Fällen sicher, dass das binäre Zerlegungsverfahren zur Bestimmung der erforderlichen Verstärkung nicht benutzt werden muss und dass lediglich ein einzelner Prüf-Schallrundendurchlauf zu Beginn eines Abtastvorgangs durchgeführt werden muss, um zu bestätigen, dass die Verstärkung richtig ist.
Schliesslich befinden sich die ALU 15 und die ihr zugeordneten Komponenten für die meiste Zeit in einem angehaltenen Niedrigleistungszustand und sie werden nur durch einen Interrupt von dem externen Kommunikationsblock oder von einem Interrupt der Echtzeituhr erweckt, die eine Abtastung fordert.
Es wird auf die Figuren 5 bis 9 verwiesen; das Messgerät 50 weist ein Gehäuse 61 auf, das vorzugsweise aus Zink oder Aluminiumdruckgus besteht, obwohl andere Materialien oder Plastikmaterial verwendet werden kann. Das Rohr 52 ist einstückig mit dem Gehäuse 61 ausgebildet, das in den Figuren 8 und 9 veranschaulicht ist. Mit dem Gehäuse 61 ist eine Haube 62 unter der Verwendung einer Anzahl Befestigungsschrauben 63 verbunden, wie in Figur 6 veranschaulicht ist.
Zwischen dem Gehäuse 61 und der Haube 62 ist eine Neoprendichtung 71 angeordnet. An dem Gehäuse 61 ist mittels Befestigungsschrauben 65, die in den Figuren 5 und 9 veranschaulicht sind, ein Batteriefachdeckel 64 befestigt.
Die elektronischen Komponenten der Figuren 1, 2 und 3 sind auf einer gedruckten Leiterkarte (PCB) 66 angeordnet, die in Figur 9 ersichtlich ist und aus Figur 8 ersichtliche Drähte 67 führen von den Batterien 51 zu der Leiterplatte 66, und Drähte 68 führen von der Leiterplatte 66 zu den Wandlern 5, 6, die in dem Rohr 52 angeordnet sind.
Das Gehäuse 61 ist mit einer größeren Anzahl von Rippen 69 versehen, die einstückig mit diesem ausgebildet sind, um die Ableitung von Wärme aus dem Messgerät 50 zu unterstützen. Weil das Messgerät 50 zur Verwendung in einer Vielzahl von Klimaten weltweit vorgesehen ist und die Möglichkeit des verschlechterten Betriebs durch übermäßige Wärme, die die Batterie 51 beschädigt, in Betracht gezogen werden muss, ist es wichtig sicherzustellen, dass sich in dem Gehäuse 61 nur moderate Temperaturerhöhungen ergeben.
Dies wird außerdem unterstützt, indem das Gehäuse mit einer weißen gegen Graffiti wirkende Farbe versehen wird. Dies stellt sicher, dass Hausbewohner nicht in der Lage sind das Gehäuse 61 mit einer Farbe ihrer eigenen Wahl zu versehen, und somit die Wärmeabfuhr aus dem Messgerät 50 zu beeinträchtigen.
Wie in den Figuren 5, 7 und 8 veranschaulicht, kann über dem Gehäuse 61 ein Sonnenschirm 70 angeordnet sein, um das Abweisen direkter Sonneneinstrahlung zu verbessern. Die Haube 71 sollte perforiert sein, um Luftzirkulation um die Rippen 69 zu gestatten und sie kann von einem Hausbewohner gestrichen werden, um das Aussehen zu verbessern.
Wie in Figur 4 veranschaulicht, verwendet die bevorzugte Ausführungsform einen Burst eines akustischen Wellenpakets, dessen Polarität oder Phase in Bezug auf benachbarte Pakete invertiert ist. In Figur 4 beginnen der erste und der dritte Burst mit einer positiven Welle, während der zweite Burst mit einer negativen Welle beginnt. Alternativ können der erste und der dritte Burst mit einer negativen Welle beginnen. Diese Anordnung, die speziell in der australischen Patentanmeldung Nr. PK6894 geoffenbart ist, die am 25. Juni 1991 gemeinsam mit der vorliegenden Anmeldung durch die gleichen Anmelder eingereicht worden sind und mit "Mode suppression in fluid flow measurement" (Modeunterdrückung bei der Fluidströmungsmessung) betitelt ist, und deren Offenbarung hier durch Querverweis eingeschlossen ist bewirkt eine wesentliche Verrninderung der Fortpflanzung akustischer Moden höherer Ordnung in dem Rohr 52, wobei solche Moden höherer Ordnung Fehler bei der Erfassung des Empfangs des akustischen Wellenpakets durch dem Empfangswandler verursachen. Vorzugsweise wird ein invertiertes akustisches Wellenpaket für jeweils drei Pakete mit gleicher Anfangsphase übertragen. Die Fehler werden durch Mehrwegefortpflanzung des akustischen Wellenpakets verursacht, bei der aufgesplittete Teile der akustischen Welle von den Wandlern 5 und 6 von den Wänden des Rohrs 52 reflektiert werden. Dadurch pflanzen sich die Moden höherer Ordnung mit Geschwindigkeiten fort, die wesentlich niedriger sind als die Primäroder Basismode für die die Erfassung erforderlich ist, nachdem die Primärmode und deren Veränderung der Schallgeschwindigkeit das Wesentliche für die Strömungsmessung ist.
Die bevorzugte Ausführungsform schafft eine linear Messung über den Bereich von 0 bis 7 Kubikmetern pro Stunde mit einer Nenngenauigkeit von 0,1 bis 0,15% für ein 12,5mm Rohr und besser als 2% für die oberen 75% des Strömungsbereichs.
Das vorausgehende beschreibt lediglich eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und Abwandlungen die dem Fachmann offensichtlich sind, können daran gemacht werden, ohne den Geist der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Bspw. kann das optische Interface einfach durch eine Funkanordnung oder eine magnetische Induktionsanordnung ersetzt werden.
Außerdem sind für industrielle Standards oder Sicherheitsübertragungsanqrdnungen anstelle von Batteriebetrieb Netzleistungsversorgung vorgesehen werden.
Außerdem ist es bei großen Hauptleitungen möglich, das gesamte Messgerät in der Leitung anzuordnen.
Zusätzlich müssen die Wandler nicht in einem Rohr oder Kanal angeordnet werden. Bspw. können die Wandler an der Außenseite, an einem Rumpf oder einem Schiff angeordnet werden, so dass das Messgerät zur Bestimmung der Relativgeschwindigkeit des Schiffs durch das Wasser dient. Dies schliesst die Messung der aktuellen Wassergeschwindigkeit ein, wenn das Schiff physisch ruht. Solche tatsächlichen Geschwindigkeiten addieren sich zu der Realgeschwindigkeit des Schiffs. Der Thermistor kann dazu verwendet werden, die Seewassertemperatur zu messen und gestattet entsprechend die Kompensation der Schallgeschwindigkeit im Wasser. Dies kann außerdem von der Salzhaltigkeit abhängen und eine (nicht veranschaulichte) separate Salzmesseinrichtung kann außerdem verwendet werden, um die Schallgeschwindigkeit des Wasser zu kompensieren.
Außerdem kann der Nulldurchgangsdetektor 47 des Digitalbausteins 1 seinen Eingangsoffset durch Umschalten der Polarität der Übertragungssequenz minimiert haben, so dass wenn die erste Übertragung eines Schallrundendurchlauf s positiv ist, der nächste Schallrundendurchlauf eine erste Übertragung aufweist, die negativ ist.
Die vorliegende Erfindung ist insbesondere für die Messung eines Fluidstroms, insbesondere Gasen geeignet.

Claims

1. Verfahren zur Bestimmung der Strömungsgeschwindigkeit eines Fluids, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist:

(i) Übertragen eines akustischen Wellenpakets einer speziellen Frequenz von einem ersten Wandler (5) zu einem zweiten Wandler (6), die beide in der Flüssigkeit angeordnet sind und gleichzeitiges Starten eines Timers,

(ii) Erfassen der Ankunftszeit des Wellenpakets an dem zweiten Wandler, indem

(a) das Wellenpaket erfasst und aus diesem ein Empfangssignal (RB) geformt wird,

(b) das Empfangssignal gleichgerichtet und gefiltert wird, um ein Hüllkurvensignal (ENV) zu bilden, und

(c) erfasst wird wann das Hüllkurvensignal (ENV) eine Erfassungsschwelle durchläuft,

(d) wenn das Hüllkurvensignal die Erfassungsschwelle überschritten hat, erfasst wird, ob das Empfangssignal ein vorbestimmtes Niveau übersteigt, so dass das Überschreiten des vorbestimmten Niveaus eine bestimmbare Anzahl von Zyklen des Empfangssignals bei der speziellen Frequenz nach Ankunft des akustischen Wellenpakets repräsentiert, und

(e) Anhalten des Timers, wenn das festgelegte Niveau überschritten wird,

(iii) Korrigieren eines von dem Timer gelieferten Zeitwertes um eine vorbestimmte Zeitspanne, die der bestimmbaren Zyklenzahl entspricht, und

(iv) Benutzen des korrigierten Zeitwerts, des Abstandes der Wandler und der bekannten stationären Schallgeschwindigkeit in dem Fluid zur Bestimmung der Strömungsgeschwindigkeit.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das vorbestimmte Niveau ein Nulldurchgangsniveau eines Wechselsignals ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das übertragene Wellenpaket eine vorbestimmte Anzahl Zyklen aufweist und bei dem das Überschreiten während der vorbestimmten Anzahl von Zyklen des empfangenen Signals erfolgt.

4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem das Wellenpaket zwischen 3 und 5 Zyklen aufweist, wenn es übertragen wird und bei dem die bestimmbare Zyklenzahl 2,5 beträgt.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüchen, wobei die Schritte (i) und (ii) in mehreren Zeitabschnitten wiederholt werden, in denen der Zeitwert akkumuliert und nachfolgend unter Verwendung einer gleichen Anzahl vorbestimmter Perioden korrigiert wird, wobei durch Division durch die Anzahl wird der durchschnittliche korrigierte Zeitwert gebildet.

6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem die Wiederholung außerdem das Übertragen von dem zweiten Wandler (6) zu dem ersten Wandler (5) beinhaltet.

7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, bei dem die Übertragung eines Wellenpakets mit Ausnahme des ersten von der Überschreitung des vorbestimmten Niveaus durch das unmittelbar vorausgehende Wellenpaket ausgelöst wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem ein ausgewähltes oder mehrere von den vielen Wellenpaketen mit Bezug auf das unmittelbar vorausgehende Wellenpaket mit invertierter Phase oder Polarität übertragen wird.

9. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem für jeweils drei Wellenpakete mit gleicher Phase ein invertiertes Wellenpaket übertragen wird.

10. Ein elektronisches Strömungsmessgerät mit einem ersten und einem zweiten Wandler (5, 6), die in einem Fluid anordenbar sind,

mit einem Übertragermittel (21) zum Erregen eines der Wandler (5), um das Ausstrahlen von einem oder mehreren akustischen Wellenpaketen mit bestimmter Frequenz zu veranlassen, die von dem anderen Wandler (6) empfangen werden,

mit einem Steuermittel (15), das mit dem Übertragermittel verbunden ist, um die Übertragungsrichtung der akustischen Wellenpakete umzukehren,

mit einem Empfangermittel (2), das mit den Wandlern verbunden ist und das dazu eingerichtet ist, ein empfangenes Signal zu filtern, um eine ansteigende Hüllkurve (ENV) zu erfassen, die von dem Empfangssignal (RB) abgeleitet worden ist, und um, nachdem durch das Hüllkurvensignal (ENV) eine vorbestimmte Schwelle überschritten worden ist, ein Triggersignal auszugegeben, wenn das Empfangssignal (RB) das nächstemal ein vorbestimmtes Niveau überschreitet, so dass der nächste Übergang eine bestimmbare Anzahl von Zyklen eines Empfangssignals, die einem Wellenpaket entspricht, repräsentiert, nachdem das eine Wellenpaket empfangen worden ist,

mit einem Timermittel (23), das zur Freigabe mit dem Steuermittel (15) verbunden ist, um eine Laufzeit jedes akustischen Wellenpakets zu messen, wobei das Timermittel (23) durch ein Triggersignal gestoppt wird, das von dem Empfängermittel (2) ausgegeben wird, und

mit Mitteln zur Korrektur des Wertes in dem Timermittel (23) um eine Periode, die der bestimmbaren Anzahlen von Zyklen entspricht, um die tatsächliche Laufzeit des Wellenpakets zu liefern.

11. Messgerät nach Anspruch 10, das außerdem ein Verarbeitungsmittel (15) zur Bestimmung des Durchschnitts mehrerer tatsächlicher Zeitspannen aufweist und unter Benutzung der durchschnittlichen tatsächlichen Zeitspanne, des Abstandes zwischen den Wandlern (5, 6) und der bekannten Schallgeschwindigkeit in dem ruhenden Fluid die Fließgeschwindigkeit des Fluids bestimmt.

12. Messgerät nach Anspruch 11, mit einem permanenten Speichermittel 4 zur Speicherung von Volumenflusswerten, die von dem Verarbeitungsmittel (12) auf der Basis physischer Abmessungen eines Kanals (52), durch den das Fluid mit der Fließgeschwindigkeit fliesst und in dem die Wandler (5, 6) angeordnet sind, bestimmbar sind.

13. Messgerät nach Anspruch 12, mit einem Interfacemittel (3), das die Übertragung von Daten zu einer externen Abfrageeinrichtung gestattet, die in dem permanenten Speichermittel (4) gespeichert sind.

14. Messgerät nach Anspruch 13, bei dem das Interfacemittel (3) eine serielle Zweiwege-Verbindung enthält.

15. Messgerät nach Anspruch 13 oder 14, bei dem das Interfacemittel (3) eine Kommunikation mittels Infrarotlicht, Hochfrequenz oder magnetischer Induktion nutzt.

16. Messgerät nach einem der Ansprüche 10 bis 15, bei dem die Wandler (5, 6) Ultraschallwandler sind, die die Wellenpakete bei einer festgelegten Frequenz zwischen 40kHz und 200kHz ausstrahlen.

17. Messgerät nach Anspruch 16, bei dem die festgelegte Frequenz ungefähr 110kHz beträgt.

18. Messgerät nach einem der Ansprüche 10 bis 17, bei dem das Timermittel (23) mit einer Taktfrequenz arbeitet, die wesentlich höher ist als die Übertragungsfrequenz der Wellenpakete.

19. Messgerät nach Anspruch 18, bei dem die Taktfrequenz größer als 1MHz ist.

20. Messgerät nach Anspruch 19, bei dem die Taktfrequenz ungefähr 9,4MHz beträgt.

21. Messgerät nach einem der Ansprüche 10 bis 20, bei dem das Empfängermittel (2) ein Verstärkungseinstellmittel (15) aufweist, um die Empfangsverstärkung automatisch periodisch zu justieren, um sicherzustellen, dass die festgelegte Schwelle innerhalb der ansteigenden Höhkurve liegt.

22. Messgerät nach einem der Ansprüche 10 bis 21, bei dem das festgelegte Niveau ein Niveau mit der Amplitude Null und bei dem der nächste Übergang unter Verwendung eines Nulldurchgangsdedektors erfasst wird.

23. Messgerät nach einem der Ansprüche 10 bis 22, das außerdem eine Batteriespannungsquelle (51) aufweist, die Energie zu den Übertragern (21), dem Steuermittel (15), dem Timermittel (23) und dem Empfängermittel (2) liefert, wobei das Steuermittel (25) so ausgebildet ist, dass es den Betrieb des Messgeräts hinsichtlich der Übertragung der Wellenpakete periodisch freigibt.

24. Messgerät nach Anspruch 23, bei dem die Batteriespannungsquelle (51) eine Lebensdauer des Messgeräts zwischen einem und acht Jahren erbringt.

25. Messgerät nach Anspruch 23 oder 24, das außerdem ein Gehäuse (61) aufweist, über oder durch das das Fluid fliessen kann und in dem die Komponenten des Messgeräts anordenbar sind.

26. Messgerät nach Anspruch 25, bei dem das Gehäuse (61) mehrere Rippen (69) an seiner Außenfläche aufweist, so dass eine Verminderung von Temperaturanstiegen innerhalb des Gehäuses (61) erleichtert wird.

27. Messgerät nach Anspruch 25 oder 26, bei dem das Gehäuse (61) eine Abdeckung (71) mit einem faltbaren Abschnitt (59) aufweist, wobei die Abdeckung (71) den Zugriff zu der Batteriespannungsquelle (51) gestattet und wobei der faltbare Abschnitt (59) den manuellen Zugriff zu einem Interfaceport gestattet, der zur Kommunikation zwischen dem Messgerät und einer externen Einrichtung eingerichtet ist.

28. Messgerät nach Anspruch 27, bei dem der faltbare Abschnitt den Zugriff auf ein Anzeigemittel (7) gestattet, das bei Öffnen des faltbaren Abschnitts eingeschaltet wird, wobei das Messgerät zur Anzeige der Betriebsdaten unter Verwendung des Displaymittels eingerichtet ist.

29. Messgerät nach einem der Ansprüche 10 bis 28, bei dem das Übertragermittel (21) in zykischer Folge mehrere Wellenpakete ausgibt, in der jeweils nach drei Wellenpaketen, die in gleicher Phasenlage ausgegeben worden sind, ein Wellenpaket entgegengesetzt invertierter Phasenlage ausgegeben wird, die durch Übertragung von Schwingungsmoden höherer Ordnung zwischen den Wandlern verursacht sind.

30. Messgerät nach einem der Ansprüche 10 bis 29, das außerdem ein Mittel zur Thermokompensation aufweist, das dazu eingerichtet ist, die thermische Drift bei Betrieb des Messgeräts zu kompensieren.

31. Messgerät nach Anspruch 30, bei dem das thermische Kompensationsmittel einen Thermowandler aufweist, der in dem Fluid angeordnet ist und die Kompensation von Fehlern gestattet, die durch Veränderung der Fluidtemperatur hervorgerufen wird.

32. Messgerät nach Anspruch 30, bei dem das Thermokompensationsmittel einen thermischen Wandler aufweist, der in einem Gehäuse angeordnet ist, das das Messgerät einschliesst, und der die Kompensation von Fehlern gestattet, die durch Veränderungen der Temperatur in dem Gehäuse verursacht sind.