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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Interfaceschaltung für Audiosignale.
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Die Kosten eines ICs wachsen mit steigender Anzahl von Anschlußpins (-Stift). Weiterhin
wird, wenn die Anzahl von Anschlußpins wächst, sich auch die Anzahl von externen Teilen
erhöhen. Somit wird die Anordnung der Leitermuster auf der Leiterplatte, auf der der IC
(integrierter Schaltkreis) und externe Teile befestigt sind, kompliziert und somit steigen die
Kosten der gesamten Anordnung, die die Leiterplatte und die externen Teile umfaßt.
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Weiterhin wird eine steigende Anzahl von Anschlußpins eine Miniaturisierung der IC-
Bausteine unerreichbar machen und dies wird in Kombination mit der steigenden Anzahl
der externen Teile eine Verkleinerung von Geräten, in denen ICs verwendet werden,
verhindern. Weiterhin treten, wenn eine große Anzahl von Anschlußpins vorliegt, leicht solche
Probleme wie Lotbrückenbildung während der Montage der ICs auf, was auch zu einem
Ansteigen der Kosten führt.
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Deshalb resultiert ein großer Nachteil aus einer steigenden Anzahl von Anschlußpins für
ICs und Geräte, die ICs verwenden.
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Es werden an dem AM Detektor und dem Audioverstärker in der Folgestufe eines
Radioempfängers in einem 10 Schaltungen angeordnet, wie beispielsweise in der Figur 4 der
begleitenden Zeichnungen gezeigt wird.
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in Figur 4 bezeichnet das Bezugszeichen 10 einen 1-Chip-IC für einen AM Empfänger, in
dem ein Zwischenfrequenzsignal Si von einem externen Keramikfilter 4 an einen Verstärker
21 über ein Anschlußpin T7 geliefert wird und das Zwischenfrequenzsiqnal Si von dem
Verstärker 21 wird an einen AM Detektor 22 geliefert, um darin einer AM Detektion
unterworfen zu werden wobei ein Audiosignal Ss und ein D.C. Bestandteil V22 bei einem zu
dem Pegel des Zwischenfrequenzsignales Si korrespondierenden Pegel erhalten werden.
Dann wird das Audiosignal Ss des Detektionsausganges an einen Audioverstärker 23 über
eine Signalleitung geliefert, die über einen Anschlußpin T12, einen externen Kondensator
C11 und einen Anschlußpin T13 führt. Das Signal Ss des Verstärkers 23 wird bereitgestellt
35über einen Anschlußpin T8 und einen DC Sperrkondensator C5 zu einem Lautsprecher SP.
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Zur gleichen Zeit wird das Detektionsausgangssignal des Detektors 22 dem AGC
Spannungsgenerator 24 zugeführt und darin wird eine AGC Spannung von dem DC Anteil V22
erzeugt. Diese AGC Spannung wird an den Verstärker 21 geliefert als das Steuersignal
seiner Verstärkung und damit wird eine AGC Bearbeitung an dem Zwischenfrequenzsignal Si
ausgeführt. Für diesen Zweck ist der Generator 24 mit einem Kondensator C4 über einen
Anschlußpin T6 verbunden. Dieser Kondensator C4 bildet ein Tiefpaßfilter und die DC
Spannung 22 wird dadurch von dem Detektionsausgang extrahiert und die AGC Spannung
wird von dieser DC Spannung V22 erzeugt.
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In der Anordnung nach Figur 4 wird der Kondensator C11 bereitgestellt zum Sperren des
DC Anteiles V22, der in dem Detektionsausgangssignal des Detektors 22 enthalten ist und
ebenso zur Zuführung des AC Anteiles (Audiosignal) an den Verstärker 23 und deshalb
wird für den Kondensator C11 eine Kapazität von mehreren µF verlangt. Somit kann der
Kondensator C11 nicht in dem IC angeordnet werden, sondern muß extern zum IC 10, wie
in Figur 4 gezeigt wird, befestigt werden.
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Weiterhin wird der Kondensator C4 bereitgestellt für die Extraktion des DC Anteiles V22 der
in dem Detektionsausgang des Detektors 22 als die AGC Spannung enthalten ist und hat
somit eine Kapazität von einigen µF. Damm kann dieser Kondensator C4 nicht in dem IC
angeordnet werden, sondern muß extern am IC 10, wie in Figur 4 gezeigt wird, befestigt
werden.
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Dann wird durch derartige Bereitstellung der Kondensatoren C11 und C4 extern zum IC 10
die Anzahl der Anschlußpins des IC 10 ansteigen und die oben erwähnten Probleme
tauchen auf.
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Ein Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Detektor bereitzustellen, in dem die
oben erwähnten Probleme gelöst werden.
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Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird eine Interfaceschaltung für Audiosignale
bereitgestellt zum Einsatz zwischen einem AM Detektor, der ein Audiosignal mit einem DC
Anteil ausgibt, das darauf überlagert wird und einem Audioverstärker zur Verstärkung des
Audioausganssignales durch den besagten Detektor, die folgendes umfaßt:
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ein Tiefpaßfilter, das ein Teil einer AGC Schaltung darstellt zur Durchführung einer
AGC Bearbeitung zum Empfang des Audiosignales mit einem darauf überlagerten DC
Bestandteil,
ausgegeben von dem Detektor, und zur Extraktion des DC Bestandteiles davon
zur Verwendung für die AGC Bearbeitung und
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dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung weiterhin aufweist:
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einen Differenzeingangsverstärker zum Empfang des Audiosignales mit einem
darauf überlagerten DC Bestandteil, ausgegeben von dem Detektor, als ein erstes
Eingangssignal und zum Empfang des durchdas Tiefpaßfilter extrahierten DC Bestandteiles als ein
zweites Eingangssignal und zur Bereitstellung von dessen Ausgangssignal an den
Audioverstärker.
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In dem Differenz-Eingangsverstärker wird der auf dem Audiosignal von dem Detektor
überlagerte DC Anteil durch den DC Anteil von dem Tiefpaßfilter unterdrückt, so daß
lediglich das Audiosignal Ss an den Audioverstärker geliefert wird.
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Die Erfindung wird weiterhin anhand von nicht einschränkenden Beispielen unter Bezug auf
die begleitenden Zeichnungen beschrieben, die folgendes enthalten:
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Figur 1 zeigt ein Systemschaubild eines Beispieles der vorliegenden Erfindung;
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Figur 2 zeigt ein Schaltschaubild eines Beispieles der vorliegenden Erfindung;
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Figur 3 zeigt ein Systemschau bild eines Beispieles einer Anwendung der
vorliegenden Erfindung; und
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Figur 4 zeigt ein Systemschaubild eines herkömmlichen Beispieles.
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Unter Bezug auf Figur 1 wird gezeigt, daß ein Zwischenfrequenzsignal Si von einem
Verstärker 21 einem AM Detektor 22 für eine AM Detektion zugeführt wird und dabei werden
ein Audiosignal Ss und ein DC Anteil V22 als das Detektionsausgangssignal extrahiert um
dem Audioverstärker 23 zugeführt zu werden. Der Audioverstärker 23 wird in diesem Fall
von einem Vorverstärker 231 und einem Leistungsverstärker 232 dargestellt, wovon dem
Verstärker 231 das Differenzeingangssignale zugeführt werden und einer der
Differentialeingänge wird so ausgelegt, dass das Detektionsausgangssignal des Detektors 22
empfangen werden kann.
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Das Detektionsausgangssignal des Detektors 22 wird ebenso einem Tiefpaßfilter 241
zugeführt. Das Tiefpaßfilter 241 wird von einem Widerstand R1 und einem Kondensator C4
dargestellt und bildet die Eingangsstufe des AGC Spannungsgenerators 24. Der Widerstand
R1 ist in dem IC 10 beinhaltet, während der Kondensator C4 extern an dem IC 10 über den
Anschlußpin 6 angeschlossen ist. Der DC Anteil V22 wird von dem Detektionsausgangs-
Signal durch das Tiefpaßfilter 241 extrahiert und dieser DC Anteil V22 wird dem anderen
Eingang des Differenzeinganges des Verstärkers 231 zugeführt.
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Weiterhin wird der DC Anteil V22 von dem Filter 25 dem Verstärker 21 als die AGC
Spannung über den Zwischenverstärker 242 zugeführt, der die Endstufe des AGC
Spannungsgenerators 24 darstellt.
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In der oben beschriebenen Anordnung wird, da das Detektionsausgangssignal des
Detektors 22 den DC Anteil V22 enthält, das Audiosignal Ss zusammen mit dem DC Anteil V22
dem Verstärker 231 zugeführt. Unterdessen wird der in dem Detektionsausgangssignal
enthaltene DC Anteil V22 durch das Tiefpaßfilter 241 extrahiert und der so erhaltene DC
Anteil V22 wird dem anderen Eingang des Differenzeinganges des Verstärkers 231
zugeführt.
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Deshalb kann gleichbedeutend gesagt werden, daß der Verstärker 231 lediglich mit dem
Audiosignal Ss versorgt wird, was die Differenz zwischen dem Detektionsausgangssignal
von dem Detektor 22 und dem DC Anteil V22 von dem Filter 241 ist. Dieses Audiosignal Ss
wird verstärkt durch die Verstärker 231 und 232, um an einen Lautsprecher SP geliefert zu
werden.
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Unterdessen wird der durch das Filter 241 extrahierte DC Anteil V22 durch den
Zwischenverstärker 242 dem Verstärker 21 als die AGC Spannung zugeführt, womit eine AGC
Bearbeitung ausgeführt wird.
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Somit kann entsprechend der vorliegenden Erfindung das Audiosignal Ss von dem Detektor
22 dem Verstärker 23 zugeführt werden. Somit kann speziell in diesem Fall der
vorliegenden Erfindung, da das Detektionsausgangssignal des Detektors 22 und der DC Anteil V22,
enthalten in dem Detektionsausgangssignal, den Differenzeingängen des Verstärkers 23
zugeführt werden, gleichwertig gesagt werden, daß dem Verstärker 23 das Audiosignal Ss
lediglich aus dem Detektionsausgangssignal des Detektors 22 zugeführt wird und deshalb
besteht keine Notwendigkeit zur Bereitstellung eines Kondensators für eine DC-Sperre
zwischen dem Detektor 22 und dem Verstärker 23. Entsprechend besteht keine Notwendigkeit
für die Anschlußpins, zur Bereitstellung eines solchen DC-Sperrkondensator extern zu dem
IC 10 und die beiden Anschlußpins T12 und T13 in Figur 4 können eliminiert werden.
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Weiterhin dient der Kondensator C4 für die Funktionen sowohl des Kondensators C11 als
auch des Kondensators C4 in Figur 4, da der DC Anteil V22 von dem Tiefpaßfilter 241
sowohl als die Spannung genutzt wird, die den DC Anteil V22 aufhebt, der an den Verstärker
231 zusammen mit dem Audiosignal Ss geliefert wird, als auch als die AGC Spannung.
Dadurch kann auch die Anzahl der externen Kondensatoren reduziert werden.
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Figur 2 zeigt ein spezielles Beispiel des Vorverstärkers 231.
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Die Emitter des Transistors Q11 und Q12 werden gemeinsam an den Kollektor des
Transistors Q16 zur Konstanzstrom-Leistungsversorgung angeschlossen und der Emitter des
Transistors Q16 wird mit einem Ausgangsanschluß T3 zur Leistungsversorgung für den IC
10 verschaltet und dabei wird ein Differenzverstärker 31 eingerichtet. Die Kollektoren der
Transistoren Q11 und Q12 werden an eine Stromspiegelschaltung 32 angeschlossen, die
von den Transistoren Q13 und Q14 dargestellt wird und die Stromspiegelschaltung 32 weist
einen Anschlußpin T4 zur Masseschaltung des IC 10 als Referenzpotentialpunkt auf.
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Die Basis des Transistors Q11 wird versorgt mit dem Detektionsausgangssignal des
Detektors 22, beispielsweise dem Audiosignal Ss und dem DC Anteil V22, während der Basis des
Transistors Q12 der DC Anteil V22 von dem Tiefpaßfilter 241 zugeführt wird und der
Kollektorausgang der Transistoren Q12 und Q14 wird an den Verstärker 232 geliefert.
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Der Transistor Q16 stellt zusammen mit den Transistoren Q15 und Q17 eine
Stromspiegelschaltung 33 dar, die den Anschlußpin T3 als den Referenzpotentialpunkt aufweist, und der
Transistor Q15 an ihrer Eingangsseite, ist an eine Konstanzstromschaltung 34
angeschlossen.
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Weiterhin stellen die Transistoren Q21 bis Q23 eine Stromspiegelschaltung 35, die den
Anschlußpin T4 als den Referenzpotentialpunkt aufweist, dar und der Kollektor des Transistors
Q21 auf der Eingangsseite wird an die Basis des Transistors Q24 angeschlossen und der
Emitter dieses Transistors Q24 wird mit dem Kollektor des Transistors Q17 verschaltet,
während die Kollektoren der Transistoren Q22 und Q23 an die Basen der Transistoren Q11
und Q12 in entsprechender Weise angeschlossen werden.
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Sämtliche Transistoren außer dem Transistor Q16 sind derart angeordnet, daß sie die
gleichen Charakteristika aufweisen. Der Basis-Emitter-Verbindungsbereich des Transistors Q16
wird derart ausgelegt, dass er doppelt so groß ist wie der Basis-Emitter-Verbindungsbereich
des Transistors Q17, sodass, wenn der Kollektorstrom des Transistors Q17 ist I0, der
Kollektorstrom des Transistors Q16 zweimal so groß wird wie dieser, beispielsweise 2 I0.
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In der beschriebenen Anordnung wird, während die Transistoren Q11 und Q12 den
Differenzverstärker 31 bilden, das Signal 55, zusammen mit dem DC Anteil V22, als der
Detektionsausgang, auf die Basis des Transistors Q11 gelegt und der DC Anteil V22 auf die Basis
des Transistors Q12. Deshalb ist die Anwendung dieser Signale auf die Transistoren Q11
und Q12 gleichbedeutend deren Anwendung lediglich auf das Signal Ss. Entsprechend
wird das Signal Ss durch den Verstärker 231 verstärkt und ausgegeben von den
Kollektoren der Transistoren Q12 und Q14, um an den Verstärker 232 geliefert zu werden.
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Somit wird, wie oben beschrieben, kein DC Sperrkondensator C11 benötigt, um zwischen
dem Detektor 22 und dem Verstärker 231 eingefügt zu werden, wie es im Falle der Figur 4
geschieht, sondern diese Schaltungen können direkt gekoppelt werden.
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Da zu dieser Zeit der Kollektorstrom des Transistors Q16 gleich 2 I0 ist, sind die
Emitterströme der Transistoren Q11 und Q12 jeweils I0. Weiterhin wird, da der Kollektorstrom des
Transistors Q17 I0 ist, der Emitterstrom des Transistor Q24 ebenso I0 werden. Daher
werden die Basisströme der Transistoren Q11 und Q12 jeweils IB, wenn der Basisstrom des
Transistors Q24 repräsentiert wird durch IB, wenn ein Emitterstrom von 10 auf den
Transistor Q24 gegeben wird.
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Da der Basisstrom IB des Transistors Q24 dem Transistor Q21 der Stromspiegelschaltung
23 zugeführt wird, fließen die Kollektorströme IB, IB in die Kollektoren der Transistoren Q22
und Q23 in entsprechender Weise. Dies bedeutet, daß die Basisströme IB, IB der
Transistoren Q11 und Q12 in die Kollektoren der Transistoren Q22 und Q23 entsprechend fließen
und daher fließen die Basisströme IB, IB der Transistoren Q11 und Q12 überhaupt nicht
durch den Widerstand R1.
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Da kein Spannungsabfall über den Widerstand R1 erzeugt wird, werden der DC Anteil V22,
der in dem Detektionsausgangssignal des Detektors 22 enthalten ist, und der DC Anteil V22
von dem Filter 241 gleich. Entsprechend erscheinen weder eine DC Verschiebung in dem
Ausgangssignal Ss von den Transistoren Q12 und Q14 noch eine Abweichung des
Arbeitspunktes des Verstärkers 232.
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Im folgenden wird ein Beispiel einer Anwendung der oben beschriebenen
Eingangsschaltung unter Bezug auf Figur 3 beschrieben.
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In Figur 3 zeigt der durch die gestrichelte Linie eingeschlossene Bereich einen IC 10 für
einen AM Empfänger, der auf einem Ein-Chip 10 angeordnet ist und T1 bis T8 bezeichnen
dessen Anschlußpins. Das grundlegende Konzept des IC 10, das durch den Teil in Figur 3,
der durch die gestrichelte Linie umschlossen ist, dargestellt wird, wird in der japanischen
Patentveröffentlichung Nr. 1-273432 und in dem korrespondierenden US Patent Nr.
5,020,147, das früher zum Patent durch den Anmelder hiervon angemeldet wurde,
offenbart. Diese Ausgestaltung ist eine Anwendung der vorliegenden Erfindung auf den AM
Empfänger, der mit diesem grundlegenden Konzept entworfen wird.
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Teile, die außerhalb der gestrichelten Linie gezeigt werden, sind externe Teile oder
Schaltungen, bei denen das Bezugszeichen 1 eine Antennenabstimmschaltung bezeichnet und 2
einen Resonanzschwingkreis zur örtlichen Schwingung. Die Abstimmschaltung 1 wird von
einem Antennenstab (Antennenabstimmspule) L1 und einem veränderbaren Kondensator
VC1 dargestellt, während der Resonanzschwingkreis 2 dargestellt wird von einer lokalen
Schwingungsspule L2 und von einem veränderbaren Kondensator VC2, der mit dem
veränderbaren Kondensator VC1 verbunden ist.
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Weiterhin bezeichnet SW einen Netzschalter, BATT eine Batterie mit 3V, beispielsweise zur
Stromversorgung, VR ist ein veränderbarer Widerstand zur Lautstärkeregelung und SP
bezeichnet einen Lautsprecher.
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Ein Radiowellensignal (AM Wellensignal) Sr mit einer Frequenz fr, beispielsweise
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Sr= Er sinωrt,
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ωr=2πfr
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wird durch die Antennenabstimmschaltung 1 ausgewählt und davon ausgegeben. Da
lediglich die relative Amplitude und die Phasenlage von betroffenen Signalen, die im folgenden
beschriebene Signalbearbeitung beeinflußen, wird die anfängliche Phasenlage eines jeden
Signales in dem obigen Ausdwck und der folgenden Beschreibung vernachlässigt.
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Das Signal Sr wird einem Hochfrequenzverstärker 11 über den Pin T1 des IC 10 zugeführt
und das Signal Sr des Verstärkers 11 wird den Mischern 12A und 12B zugeführt.
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Ein örtlicher Schwingkreis 13 ist mit dem Resonanzschwingkreis 2 verbunden über den
Anschlußpin T2 und erzeugt ein lokales Schwingungssignal So. Zu dieser Zeit wird die
Schwingungsfrequenz So zu 2 fo gesetzt, was ausgedrückt wird als
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2 fo = ( fr+ fi) x 2,
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wobei fi die Zwischenfrequenz bezeichnet und fi = 55 kHz ist.
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Das Schwingungssignal So wird an einen Zähler 14 geliefert und dadurch in örtliche
Schwingungssignale Soa und Sob unterteilt mit der Hälfte der ursprünglichen Frequenz und
eine Phasendifferenz von 90º tritt dazwischen auf. Insbesondere wird das Signal So
unterteilt in
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Soa=Eo cosωot,
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Sob=Eo sinωot,
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ω=2πfo.
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Diese Signale Soa und Sob werden den Mischern 12A und 12B zugeführt, so daß beide
darin mit dem Signal Sr multipliziert werden. Dadurch werden von den Mischern 12A und
12B die folgenden Signale Sia und Sib ausgegeben:
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Sia=Sr Soa
=Er sinωrt Eo cosωot
=α[sin(ωr+ωo)t+sin(ωr-ωo)t]
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Sib=Sr Sob
=Er sinωrt Eo sinωot
=α[-cos(ωr+ωο)t+cos(ωr-ωo)t]
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ωr=2πfr,
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a=Er Eo/2.
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Von diesen Signalen Sia und Sib werden, wie später beschrieben wird, Signalanteile mit der
Winkelgeschwindigkeit (ωr-ωo) als die Zwischenfrequenzsignale verwendet und
Signalanteile mit der Kreisfrequenz (ωr+(ωo) werden eliminiert. Deshalb erhalten wir durch
Vernachlässigung zur Vereinfachung die Signalanteile mit der Kreisfrequenz (ωr+ωo),
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Sia=α sin(ωr-ωo)t,
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Sib=α cos(cor-ωo)t.
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Zu dieser Zeit, da das Bildsignal Sm ausgedrückt wird mit
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Sm=Em sinωmt
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ωm=ωo+ωi
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ωi=2πfi,
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wenn das Bildsignal in dem Radiowellensignal Sr von der Abstimmschaltung enthalten ist,
so werden die Signale Sia und Sib zu dieser Zeit ausgedrückt durch
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Sia=α sin(ωr-ωo)t+β sin(ωm-ωo),
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Sib=α cos(ωr-ωo)t+β cos(ωm-ωo),
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β=Em Eo/2.
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Weiterhin werden die obigen Ausdrücke, da
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ωr< ωo< ωm,
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Sia=α sin(ωr-ωo)t+β sin(ωm-ωo)
=-α sin(ωo-ωr)t+β sin(ωm-ωo)
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Sib =α cos(ωr-ωo)t+β cos(ωm-ωo)
=α cos(ωQ-ωr)t+β cos(ωm-ωo).
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Diese Signale Sia und Sib werden an einen Phasenschieber 15 geliefert. Der
Phasenschieber 15 wird dargestellt beispielsweise durch ein aktives Filter unter Verwendung von
Kondensatoren, Widerständen und Operationsverstärkern und erzeugt eine
Phasenverschiebung von 90º+/- 1º zwischen den zwei Eingangssignalen Sia und Sib innerhalb des
Frequenzbereiches von 55 kHz +/- 10 kHz. Somit wird das Signal Sib um eine Phase von 90º
von dem Signal Sia in dem Phasenschieber 15 verschoben, so daß
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Sia =-α sin(ωo-ωr)t+β sin(ωm-ωo),
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Sib =a cos(ωo-ωr+90º)t
+β cos(ωm-ωo+90º),
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=α sin(ωo-ωr)t+β sin(ωm-ωo).
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Diese Signale Sia und Sib werden einem Subtrahierer 16 zur Subtraktion zugeführt und von
dem Subtrahierer 16 wird ein Signal Si ausgegeben, das wie folgt ausgedrückt wird:
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Si =Sib-Sia
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Si=α sin(ωo-ωr)t+β sin(ωm-ωo)
= [-a sin(ωo-ωr)t+β sin(ωm-ωo)],
=2α sin(ωo-ωr)t
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Da hier
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ωο-ωr=2π(fo-fr)
=2πfi ,
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wird das Signal Si das gewünschte Zwischenfrequenzsignal. Weiterhin, sogar wenn das
Bildsignal Sm in dem Radiowellensignal Sr von der Abstimmschaltung 1 enthalten ist,
werden die Signalanteile, die von dem Bildsignal Sm resultieren, aufgehoben und sind nicht in
dem Zwischenfrequenzsignal Si enthalten.
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Somit werden das Zwischenfrequenzsignal Si (und Signalanteile mit der Zwischenfrequenz
[ωr+ωo] und ähnliche), das von dem Radiosignal Sr umgewandelt ist, von dem Subtrahierer
16 ausgegeben.
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Das Zwischenfrequenzsignal Si wird einem Bandpaßfilter 17 zur Filterung von
Zwischenfrequenzwellen zugeführt. Das Bandfaßfilter 17 wird beispielsweise von einem Aktivfilter des
Biquina Types dargestellt unter der Verwendung von Kondensatoren, Widerständen und
Operationsverstärkern, und seine Durchgangsbandbreite wird zu 55 kHz +/- 3 kHz gesetzt.
Somit werden unerwünschte Signalanteile durch das Bandpaßfilter 17 vermindert und
lediglich das Zwischenfrequenzsignal Si kann erhalten werden.
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Das erhaltene Zwischenfrequenzsignal Si wird dem AM Detektor 22 über den Verstärker 21
zugeführt und dabei wird das Audiosignal Ss (und der DC Anteil V22 bei dem Pegel
korrespondierend zu dem Pegel des Zwischenfrequenzsignales Si) extrahiert und dieses
Audiosignal Ss wird an den Audioverstärker 23 mit Differenzeingängen geliefert. Das von dem
Verstärker 23 ausgegebene Signal Ss wird dem Lautsprecher Sp über den Pin T8 und den
Kondensator C5 zugeführt.
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Weiterhin wird das Signal Sib des Mischers 12B dem AGC Spannungsgenerator 18
zugeführt und eine AGC Spannung wird darin erzeugt und diese AGC Spannung wird dem
Verstärker 11 als das Steuersignal seiner Verstärkung zugeführt, wodurch die Signale Sia und
Sib eine AGC Behandlung erfahren. In diesem Fall wird der Generator 18 mit einem
Kondensator C3 über den Pin T5 verbunden und ein Tiefpaßfilter wird durch den Kondensator
C3 dargestellt und dadurch wird die als die AGC Spannung dienende DC Komponente
erhalten. Die AGC Spannung wird ebenso an die Operationsverstärker geliefert, die den
Phasenschieber 15 und das Bandpaßfilter 17darstellen, als ihre Bezugsspannung.
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Weiterhin wird das Detektionsausgangssignal des Detektors 22 an den AGC
Spannungsgenerator 24 geliefert und der DC Anteil V22 wird extrahiert und eine AGC Spannung wird
von diesem Anteil V22 erzeugt. Die AGC Spannung wird den Verstärkern 11 und 21 als das
Steuersignal für ihre Verstärkung zugeführt und damit werden die Zwischenfrequenzsignale
Sia, Sib und Si einer AGC Behandlung unterworfen. Der DC Anteil V22 wird weiterhin dem
Differenzeingangssignal des Verstärkers 23 zugeführt und damit wird der DC Anteil V22
von dem Detektor 22 an den Verstärker 23 zusammen mit dem Audiosignal Ss
gleichermaßen aufgehoben.
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Der Verstärker 23 wird verbunden mit einem veränderbaren Widerstand VR über den Pin
T7, so daß die Verstärkung des Verstärkers 23 nach Maßgabe des Widerstandswertes des
variablen Widerstandes VR geregelt wird. Somit wird die Lautstärke durch diesen
veränderbaren Widerstand VR gesteuert.
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Der Kondensator C6 wird bereitgestellt, um andere Signal anteile als das Audiosignal Ss im
Bypaß führen zu können.
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in dem beschriebenen Weg kann Rundfunk empfangen werden. Da in diesem Fall das
Bandpaßfilter 17 von einem aktiven Filter dargestellt ist, bestehend aus Kondensatoren und
Widerständen, kann es in dem IC 10 enthalten sein und damit können beide Anschlußpins
enifallen. Wie in Figur 3 verdeutlicht wird, sind für den IC 10 lediglich 8 Anschlußpins T1 bis
T8 erforderlich.
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Da das Überlagerungssystem so angepaßt wird wie das Empfangssystem, kann eine
zufriedenstellende Selektivität erhalten werden und charakteristische Merkmale gegen
Stöwngen, wie beispielsweise Radiointerferenzen, können verbessert werden.
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Weiterhin ist die Zwischenfrequenz fi ausreichend niedriger als die allgemeine
Zwischenfrequenz oder die Empfangsbandbreite. Somit wird der Bereich der von einer Stufe des
Bandpaßfilters (Zwischenfrequenzfilter) 17 belegt ist, groß, wenn es in einem 10 angeordnet
ist, aber die Stufen des gleichen zur Erzielung einer gewünschten Selektivität können in
ihrer
Anzahl vermindert werden. Deshalb wird der durch das gesamte Bandpaßfilter 17 in
einem IC 10 belegte Bereich klein, womit die Anordnung desselben in dem 10 ermöglicht wird.
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Die Bildcharakteristik wird schlecht, wenn die Zwischenfrequenz fi niedrig ist. Nachdem
jedoch das Bildsignal Sm mittels der Schaltungen 12A bis 16 eliminiert wird, wird die
Bildcharakteristik davor bewahrt, sich zu verschlechtern.
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Es gibt Grenzen für den Signalpegel, der durch den Phasenschieber 15 und das
Bandpaßfilter 17 behandelt wird, weil sowohl die Schaltung 15 als auch die Schaltung 17 von einem
aktiven Filter dargestellt werden. Da jedoch eine AGC-Bearbeitung auf den Verstärker 11
angewendet wird, können übermäßige Eingangssignale am Phasenschieber 15 und am
Bandpaßfilter 17 vermieden werden.
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In der oben beschriebenen Anordnung kann, wenn der Detektor 22 ein FM Detektor ist, der
DC Anteil V22 als die AFC Spannung benutzt werden. Liegt ein Gerät vor, das kein
Empfänger ist, in dem gefordert wird, daß ein Audiosignal mit einem darauf überlagerten DC
Anteil an eine Schaltung in der nächsten Stufe geliefert wird, ohne einen DC
Sperrkondensator zu benutzen, so kann diese Erfindung wirksam in dem Gerät angewendet werden.
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Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird der DC Anteil V22 von dem
Detektionsausgangssignal des Detektors 22 extrahiert und die AGC Spannung wird davon erzeugt und
der DC Anteil V22, der die AGC Spannung erzeugt, wird dem Verstärker 23 zugeführt.
Somit kann das Detektionsausgangssignal des Detektors 22 direkt auf den Verstärker 23
gelegt werden. Entsprechend kann die Notwendigkeit zur Bereitstellung eines DC
Sperrkondensators zwischen dem Detektor 22 und dem Verstärker 23 und somit die
Notwendigkeit für die Anschlußpins zur Bereitstellung eines solchen Kondensators, außerhalb des 10
10, eliminiert werden. Somit können die Anschlußpins um zwei reduziert werden.
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Weiterhin kann ein extern dem IC 10 bereitgestellter Kondensator wegfallen, da ein
Kondensator genauso gut als der Kondensator zur DC Sperre benutzt werden kann, als dafür
die AGC Spannung zu erzeugen.