DE69114937T2

DE69114937T2 - In einer integrierten Halbleiterschaltung enthaltene Schaltung, die mit einer äusseren Impedanzschaltung verbunden ist.

Info

Publication number: DE69114937T2
Application number: DE69114937T
Authority: DE
Inventors: Hidehiko Aoki
Original assignee: Toshiba Corp; Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1990-08-01
Filing date: 1991-08-01
Publication date: 1996-05-15
Anticipated expiration: 2011-08-02
Also published as: JPH0490206A; DE69114937D1; JPH0787307B2; US5303397A; EP0469600A1; KR920005465A; KR960003564B1; EP0469600B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine integrierte Haibleiterschaltung uns insbesondere eine integrierte Haibleiterschaltung mit einer Schaltung mit einer externen daran angebrachten Impedanzschaltung, beispielsweise eine Verstärkerschaltung mit einem Lastwiderstand, vorgesehen außerhalb eines Chips, oder eine Zeitkonstantenschaltung mit einem Kondensator, außerhalb eines Chips vorgesehen.
Figur 1 zeigt eine Blockkonstruktion einer integrierten Schaltung mit einer Verstärkerschaltung AMP mit einem Lastwiderstand RL, der extern daran angebracht ist. Ein Abschnitt der durch unterbrochene Linien umgeben ist, ist ein interner Abschnitt der integrierten Schaltung 10, und in der integrierten Schaltung 10 sind eine Stromquellenschaltung CS zum Schaffen eines Betriebsstroms der Verstärkerschaltung AMP und ein Referenzwiderstand Rref zum Bestimmen des Wertes des durch die Stromquellenschaltung CS geschaffenen Stromes vorgesehen.
In den meisten Fällen variiert die Verstärkung Gv der Verstärkerschaltung AMP proportional zum Produkt des Stroms, der durch die Schaltung CS erzeugt wird, und des Widerstandswertes des Lastwiderstands RL, obwohl die Variation in der Verstärkung ebenfalls von der Schaltungskonstruktion abhängen kann. Da der durch die Stromquellenschaltung CS geschaffene Strom invers proportional zum Widerstand des Referenzwiderstandes Rref variiert, variiert die Verstärkung Gv proportional zum Widerstandswert des Lastwiderstands RL und variiert invers proportional zum Widerstandswert des Referenzwiderstands Rref. Diese Beziehung kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden.
GV = K x (RL x Rref) .... (1)
wobei K eine Konstante ist.
In einem Fall, in dem die Verstärkerschaltung AMF eine Rückkopplungsverstärkerschaltung ist, variiert die Verstärkung Gv nicht proportional zum Widerstandswert des Lastwiderstandes RL, aber die obige Gleichung (1) kann angewendet werden durch Berücksichtigung einer Offenschleifenverstärkung.
Basierend auf der obigen Tatsache, kann gesagt werden, daß die Vestärkung proportional zum Widerstandswert eines Widerstandes variiert, der außerhalb der integrierten Schaltung (Chip) 10 vorgesehen ist, und invers proportional zum Widerstandswert eines Widerstandes, der innerhalb der integrierten Schaltung 10 vorgesehen ist, variiert.
Wenn Variationen in den Widerstandswerten der jeweiligen Widerstände berücksichtigt werden, sind die Grade von Variationen in den Widerstandswerten des Lastwiderstandes RL und des Referenzwiderstands Rref und insbesondere der Grad der Variation im Widerstandswert des Referenzwiderstands Rref in der integrierten Schaltung 10 größer als der in Widerstandswert des extern angeschlossenen Lastwiderstandes RL. Typischerweise ist der Grad der Variation im Widerstandswert des Lastwiderstands RL ±5%, und der Grad der Variation im Widerstandswert des Referenzwiderstandes Rref ist ±20%. Diese Werte können reduziert werden auf weniger als 1% durch Benutzung eines Hochpräzisionswiderstandes als den Lastwiderstand RL und durch Benutzung eines Herstellungsverfahrens, wie z.B. Lasertrimmen, zum Bilden des Referenzwiderstandes Rref. In diesem Fall jedoch werden die Kosten extrem hoch werden.
Wenn weiterhin die Temperaturcharakteristika der jeweiligen Widerstände berücksichtigt werden, sind die Temperaturkoeffizienten des Lastwidersstandes RL und des Referenzwiderstandes Rref verschieden voneinander und deshalb wird sich die Verstärkung Gv mit einer Temperaturvariation ändern. Die Lastwiderstände RL mannigfaltiger Temperaturkoeffizienten sind verfügbar, aber wenn es erforderlich ist einen Lastwiderstand RL eines spezifizierten Temperaturkoeffizienten zu benutzen, kann er verschieden sein von einem Standardwiderstand, und die Kosten davon werden hoch werden. Da weiterhin der Temperaturkoeffizient des Referenzwiderstandes Rref bestimmt ist durch einen Herstellungsprozess der Schaltung, ist es praktisch unmöglich, den Temepraturkoeffizienten des Referenzwiderstandes Rref zu ändern.
D.h. bei der Schaltungskonstruktion, die in Figur 1 gezeigt ist, ist eine Variation in der Verstärkung G, der Verstärkerschaltung AMP groß, und die Verstärkung Gv wird ebenfalls beeinflußt durch eine Temperaturvariation, so daß sie praktisch nicht benutzt werden kann.
Die Schaltungskonstruktion zm Lösen des obigen Problems ist in Figur 2 gezeigt. Der Unterschied zwischen den Konstruktionen von Figuren 1 und 2 liegt darin, der Referenzwiderstand Rref außerhalb der integrierten Schaltung (Chip) 10 vorgesehen ist. Bei dieser Konstruktion kann das Problem der Schaltungskonstruktion, die in Figur 1 gezeigt ist, gelöst werden, da aber der Referenzwiderstand Rref extern angeschlossen ist, muß die Anzahl externer Stifte der integrierten Schaltung 10 um 2 erhöht werden im Vergleich zum Fall von Figur 1. Sogar falls einer der externen Stifte, die verbunden sind mit dem Referenzwiderstand Rref, gemeinsam benutzt wird mit einem Massestift oder dergleichen, muß ein Stift zustäzuch vorgesehen sein. Da weiterhin der Referenzwiderstand Rref extern angeschlossen ist, ist die Anzahl extern angebrachter Teile erhöht.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine integrierte Halbleiterschaltung geschaffen mit einer ersten Schaltungseinrichtung, welche in einen Betriebszustand versetzt ist in einem ersten Mode und in einen Nicht- Betriebszustand in einem zweiten Mode und deren Tranfercharakteristik abhängig ist von einer Impedanzschaltung, die extern an einem Chip angebracht ist; einer zweiten Schaltungseinrichtung, die in einen Betriebszustand im zweiten Mode versetzt ist und einen Nicht- Betriebszustand im ersten Mode und einer Widerstandseinrichtung, die extern an den Chip angebracht ist und verbunden ist mit der zweiten Schaltungseinrichtung, wobei die Widerstandseinrichtung gemeinsam benutzt wird durch die erste Schaltungseinrichtung und die zweite Schaltungseinrichtung, gekennzeichnet durch eine Schaltungseinrichtung, die in der dritten Schaltungseinrichtung enthalten ist, zum Konstanthalten einer Spannung, die über die Widerstandseinrichtung angelegt ist, und Ableiten eines Stroms, der in der Widerstandseinrichtung im ersten Mode fließt, unabhängig von der Gegenwart oder Abwesenheit und der Größe einer Spannung, die an einem Ende der Widerstandseinrichtung angelegt ist.
Die GB-A-2 113 032 zeigt einen Bandrekorder mit Merkmalen entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Die GB-A 2 101 826 zeigt eine integrierte Schaltung mit zwei Verstärkern und zwei Rückkopplungswegen.
Bei der obigen Konstruktion kann ein Betriebsstrom in der ersten Schaltung, die in den Betriebszustand im ersten Mode versetzt ist, geschaffen werden durch die dritte Schaltung basierend auf dem extern an die zweite Schaltung angeschlossenen Widerstand, die in den Nicht-Betriebsszustand versetzt ist, und kann an die erste Schaltung zugeführt werden.
Deshalb kann, da der extern mit der zweiten Schaltung verbundene Widerstand gemeinsam benutzt werden kann durch die erste und zweite Schaltung, ein Einfluß auf die Transfercharakteristik durch eine Temperaturvariation eine Variation in den Widerstandswerten der Widerstände, die in der integrierten Schaltung vorgesehen ist, eliminiert werden, ohne die Anzahl externer Stifte und extern angebrachter Widerstände zu erhöhen.
Die Erfindung kann vollständiger verstanden werden aus der folgenden detaillierten beschreibung in Zusammenhang mit der begleitenden Zeichnung.
Die Figuren zeigen im einzelnen:
Figur 1 und 2 Blockdiagramme zum Zeigen herkömmlicher integrierter Halbleiterschaltungen;
Figur 3 ein Blockdiagramm zum Illustrieren einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung und der Konstruktion der Teile der integrierten Schaltung mit einer Verstärkerschaltung mit einem extern damit verbunden Lastwiderstand;
Figur 4 ein Blockdiagramm zum Illustrieren einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und der Konstruktion der Teile der integrierten Schaltung mit einer Spitzenwertschaltung mit einem Lastwiderstand&sub1; der extern damit verbunden ist;
Figur 5 ein Blockdiagramm zum Illustrieren einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform der Erfindung und eines Beispiels der Konstruktion der integrierten Schaltung, in der ein einzelner externer Stift gemeinsam durch eine Vielzahl von Schaltungen benutzt wird; und
Figur 6 ein Blockdiagramm zum Illsutrieren einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einer vierten Ausführungsform der Erfindung und einer Schaltung zum Ausgeben einer Sägezahnwelle in einem ersten Mode und aufweisend eine Fangcharakteristik in einem zweiten Mode als ein Beispiel einer integrierten Schaltung mit einem Null- Temperaturkoeffizienten.
Figur 3 zeigt die Blockkonstruktion eines Teils einer integrierten Schaltung mit einer Verstärkerschaltung AMP mit einem Lastwiderstand RL, der extern damit verbunden ist. Die integrierte Schaltung 10 beinhaltet eine erste Schaltung 1, die in einen Betriebszustand in einem ersten Mode (Mode 1) versetzt ist und in einen Nicht-Betriebszustand in einem zweiten Mode (Mode 2), und deren Transfercharakteristik abhängig ist von einer Impedanzschaltung, die extern an einen Chip angebracht ist, sowie eine zweite Schaltung 2 die in einen Betriebszustand im zweiten Mode versetzt ist und in einen Nicht-Betriebszustand im ersten Mode. Die erste Schaltung 1 beinhaltet die Verstärkerschaltung AMP und eine dritte Schaltung 3. Die dritte Schaltung 3 hält eine Spannung konstant, die angelegt ist über einen Widerstande (in diesem Beispiel ein Referenzwiderstand Rref) und ist zum Ableiten eines Stroms, der in dem Referenzwiderstand Rref fließt, um denselben an die Verstärkerschaltung AMP im ersten Mode zuzuführen, und zar unabhängig von der Gegenwart oder Abwesenheit und der Größe einer Spannung, die anliegt an einem Ende des Referenzwiderstandes Rref. Eine Logikschaltung LG steuert den Operationsmode der integrierten Schaltung 10, um somit die integrierte Schlatung 10 in den Mode 1 oder Mode 2 gemäß der Schaltposition eines Schalters SW zu versetzen, welcher extern an die integrierte Schaltung 10 angebracht ist. Ein Widerstand RL ist ein Lastwiderstand der Verstärkerschaltung AMP und entspricht einer Impedanzschaltung, die extern an den Chip angebracht ist.
In Figur 3 sind der Massestift und der Leistungsquellenstift, die notwendig sind zum Betrieb der integrierten Schaltung 10, ausgelassen zum Klarstellen der Zeichnung.
Bei der in Figur 3 gezeigten Schaltung kann, da die Verstärkung G der Verstärkerschaltung AMP proportional zum Produkt einer in der dritten Schaltung 3 erzeugten Stroms und des Widerstandswerts des Lastwiderstands RL auf die gleiche Art und Weise wie im herkömmlichen Fall variiert und der in der dritten Schaltung 3 erzeugten Strom umgekehrt proportional zu dem Widerstandswert des Referenzwiderstands Rref variiert, die Verstärkung Gv durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden.
Gv = K x (RL x Rref) ... (2)
wobei K eine Konstante ist, aber nicht notwendigerweise gleich eingestellt ist wie K, das in Gleichung (1) benutzt ist.
In der obigen Gleichung (2) kann, da der Referenzwiderstand Rref und der Lastwiderstand RL extern angeschlossene Widerstände sind, der Fehler des Widerstandswertes der Widerstände innerhalb ±5% unterdrückt werden. Da weiterhin die Temperaturkoeffizienten davon als im wesentlichen gleich einanderbetrachtet werden können, wird eine Variation in der Verstärkung Gv aufgrund einer Temperaturvariation auftreten. Der Referenzwiderstand Rref ist ein Widerstand, der essentieller Weise erfordert ist durch die zweite Schaltung im Mode 2 und nicht neuerlich vorgesehen ist. Deshalb sind die Anzahl der externen Stifte der integrierten Schaltung 10 und die Anzahl der extern angebrachten Widerstände nicht erhöht.
Die in Figur 3 gezeigte Schaltung kann benutzt werden als eine integrierte Schaltung, die beispielsweise angewendet wird für eine magnetische Aufnahme- und Wiedergabevorrichtung. In diesem Fall kann angenommen werden, daß die erste Schaltung eine Aufnahmeseiten- Verstärkerschaltung ist, die zweite Schaltung eine Wiedergabeseiten-Verstärkerschaltung, der Mode 1 ein Aufnahmemode, der Mode 2 ein Wiedergabemode und der Referenzwiderstand Rref ein Rückkopplungswiderstand, benutzt in der Wiedergabeseiten-Verstärkerschaltung, ist. Es ist ebenfalls möglich, sich vorzustellen, daß die erste Schaltung eine Widergabeseiten-Verstärkerschaltung ist, die zweite Schaltung eine Aufnahmeseiten-Verstärkerschaltung, der Mode 1 ein Wiedergabemode, der Mode 2 ein Aufnahmemode, und der Referenzwiderstand Rref ein Rückkopplungswiderstand, benutzt in der Aufnahmeseiten-Verstärkerschaltung.
Figur 4 zeigt eine Blockkonstruktion eines Teils einer integrierten Schaltung mit einer Spitzenwertschaltung mit einem Lastwiderstand, der extern damit verbunden ist, als eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Die integrierte Schaltung 10 enthält erste bis vierte Schaltungen 1 bis 4 und eine Logikschaltung LG. Die Logikschaltung LG steuert den Betriebsmode der integrierten Schaltung 10, um somit die integrierte Schaltung 10 in den Mode 1 oder den Mode 2 gemäß der Schalterposition eines Schalter SW, der extern an die integrierte Schaltung (Chip 10) angebracht ist, zu versetzen. Die erste Schaltung 1 enthält die dritte und vierte Schaltung 3 und 4, und wird in den Betriebszustand im Mode 1 versetzt. Die zweite Schltung 2 enthält eine Verstärkerschaltung AMP und wird in den Betriebszustand im Mode 2 versetzt. Ein Widerstand Rf ist extern verbunden mit der zweiten Schaltung 2. Ein Widerstand Rs, ein Kondensator Cs sind seriell angeschlossen zwischen einem externen Stift Pi und dem Masseanschluß. Eine Impedanzschaltung (die aufgebaut ist durch Anschließen eines Kondensators C, einer Spule L und eines Widerstandes RD in paralleler Art und Weise) Z ist extern mit der vierten Schaltung 4 verbunden.
Die dritte Schaltung 3 wird benutzt zum Konstanthalten einer Spannung, die angelegt ist über den Widerstand Rf, der extern angesschlossen ist an die zweite Schaltung 2 im Mode 1 und Ableiten eines Stroms, der in den Widerstand Rf fließt, und zum Zuführen desselben an die vierte Schaltung 4. Die dritte Schaltung 3 ist so aufgebaut, daß sie NPN-Transistoren Qa und Qe, einen PNP-Transistor Qb, Widerstände Ra und Rb, Dioden Da und Db und eine DC-Spannungsquelle VB enthält. Der Emitter des Transistors Qa ist verbunden mit dem Ende des extern angebrachten Widerstandes Rf. Der Emitter des Transistors Qb ist verbunden mit dem anderen Ende des extern angebrachten Widerstandes Rf, und der Kollektor davon ist verbunden mit dem Masseanschluß. Der Widerstand Ra ist angeschlossen zwischen der Leistungsquelle Vcc und der Basis des Transistors Qa. Die Diode Da, die DC-Spannungsquelle VB und die Diode Db sind reihenverbunden zwischen den Basen der Transistoren Qa und Qb. Der Widerstand Rb ist eingeschlossen zwischen der Basis des Transistors Qb und dem Masseanschluß. Der Kollektor des Transistors Qe ist angeschlossen mit der Basis des Transistors Qa, der Emitter davon ist verbunden mit der Basis des Transistors Qb und die Basis davon ist angeschlossen zum Empfangen eines Ausgabesignals von der Logikschaltung LG.
Die vierte Schaltung 4 beinhaltet einen Differentialverstärker (Transistoren Qc und Qd) zum Verstärken eines differentiellen Eingabesignals, zugeführt von einer Signalquelle Vin. Die Emitter der Transitoren Qc und Qd sind gemeinsam verbunden, und der gemeinsame Emitterverbindungsknoten ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Qa. Die Schaltung 4 führt eine Strom zu, der abgeleitet ist durch die dritte Schaltung 3, nämlich an die Impedanzsschaltung Z, die eine Last der Differentialverstärkerschaltung ist. Die Impedanzschaltung Z ist kombiniert mit der Differentialverstärkerschaltung zum Kontruieren einer Spitzenwertschaltung. Die Spitzenwertschaltung verstärkt selektivermaßen nur ein Signal mit einer Resonanzfrequenz, die bestimmt ist durch die Kapazität eines Kondensators C der Impedanzsschaltung Z und die Induktivität einer Spule L davon, und schwächt Signale von Frequenzen, die von der Resonanzfrequenz verschieden sind, ab. Ein Dämpfungswiderstand RD, der paralle verbunden ist mit dem Kondesnator C und der Spule L, zum Bestimmen der Verstärkung in der Resonanzfrequenz.
Die Verstärkung Gv der Spitzenwertschaltung wird ausgedrückt durch die folgende Gleichung.
Gv = (RD x Ic(Qa))/(4 x VT) ... (3)
wobei VT eine thermische Spannung (V) und Ic (Qa) ein Kollektorstrom des Transistors Qa ist und folgendermaßen ausgedrückt werden kann:
Ic(Qa) = VB/Rf
Deshalb kann die Verstärkung Gv folgendermaßen umgeschrieben werden:
Gv = (1/4) x (RD/Rf) x (VB/VT) ... (4)
Da VB eine Spannung ist, die erzeugt wird durch die DC- Spannungsquelle, welche in der dritten Schaltung 3 beinhaltet ist, und die Widertände RD und Rf extern angebrachte Widerstände sind, ist, falls eine von der DC- Spannungsquelle erzeugte Spannung von der thermischen Spannung VT abhängt, eine Variation davon, die durch die Temperaturwahl verursacht ist, klein.
Der Transistors Qe in der dritten Schaltung 3 ist zum elektrischen Entkoppeln der Transistoren Qa und Qb von der zweiten Schaltung 2 zum korrekten Betreiben der Verstärkerschaltung AMP in den Mode 2. D.h. der Transistor Qe wird gesteuert durch ein Ausgabesignal der Logikschaltung LG und versetzt in den EIN-Zustand im Mode 2. Da dabei das Basispotential des Transistors Qb versetzt ist auf Vcc x Rb/ (Ra + Rb), sind die Transistoren Qa und Qb in den AUS- Zustand versetzt, falls das ausgabepotential der Verstärkerschaltung AMP oder das Potential an dem Referenzeingabeanschluß (+) der Verstärkerschaltung AMP im wesentlichen gleich dem Basispotential des Transistors Qb eingestellt ist. Jedoch kann genauer gesagt der obige Betrieb nur bewirkt werden in einem Bereich, in dem eine Ausgabespannung der Verstärkerspannung AMP auf der Niedrigpegelseite niedriger ist als eine Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Qa.
In einer integrierten Schaltung ist zum Reduzieren der Anzahl externer Stifte und der Einstellung davon so niedrig wie möglich ein externer Stift manchmal so entworfen, daß er eine Vielzahl von Funktionen hat (ein externer Stift wird gemeinsam benutzt durch eine Vielzahl von Schaltungen). Der Grund, warum der Referenzwert Rref in Figur 3 oder der Widerstand Rf in Figur 4 gemeinsam benutzt wird durch die zweite und dritte Schaltung ist es, eine Vielzahl von Funktionen für zumindest einen der externen Stifte zu schaffen, welche mit dem Referenzwiderstand Rref und Widerstand Rf verbunden sind.
Falls beispielsweise die integrierte Schaltung von Figur 3 benutzt wird als eine magnetische Aufnahme- Wiedergabevorrichtung für Kompaktkassetten, ist die erste Schaltung 1 ein Aufnahmeseiten-Verstärkerschaltung. Die zweite Schaltung 2 ist eine Wiedergabeseiten- Verstärkerschaltung, der Mode 1 ist ein Aufnahmemode, der Mode 2 ist ein Wiedergabemode, und der Referenzwiderstand Rref ist ein Rückkopplungswiderstand, benutzt in der Wiedergabeseiten-Verstärkerschaltung, dann kann ein externer Stift Pi, der verbunden ist mit einem Ende des Referenzwiderstands Rref und der ersten Schaltung 1, ebenfalls benutzt werden als ein logischer Signaleingabestift zum selektiven Setzen des Metall-/Normalmode im Aufnahmemode. Falls weiterhin die integrierte Schaltung von Figur 3 benutzt wird als ein FM/AM-Tuner mit einem Multiplexer, ist die erste Schaltung 1 ein AM-Tunerschaltung. Die zweite Schaltung 2 ist eine FM-Tunerschaltung, der Mode 1 ist ein AM-Empfangsmode, der Mode 2 ist ein FM-EMpfangsmode, und der Referenzwiderstand Rref ist ein extern angebrachter Widerstand, benutzt in der FM-Tunerschaltung, dann kann ein externer Stift, der mit einem Ende des Referenzwiderstandes Rref und der ersten Schaltung verbunden ist, ebenfalls benutzt werden als ein Eingabestift für ein logisches Signal zum selektiven Setzen des Stereo-/Gezwungen-Mono-Modes in dem FM-Empfangsmode.
Figur 5 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung gemäß noch einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung. Bei dieser Ausführungsform ist eine Blockkonstruktion, bei der eine Vielzahl von Funktinen vorgesehen sind für ein einzelnen externen Stift, gezeigt. Die Schaltung erzeugt eine Ausgabespannung VOUT1 entsprechend einer Eingabespannung VIN1 im Mode 1, schaltet einen Transistor Q11 ein/aus gemäß einem Logiksignal, das zugeführt wird in einem Eingabeanschluß 11, und benutzt einen EIN/AUS-Strom. Im Mode 2 gibt sie ein Signal VOUT2 aus, das erhalten wird durch Verstärken einer Eingabespannung, die den Eingabeanschluß 12 angelegt wird.
Die integrierte Schaltung 10 ist so kontruiert, daß sie eine erste bis vierte Schaltung 1 bis 4 enthält. Ein extern angebrachten Widerstand Rf ist angeschlossen zwischen externen Stiften P1 und P2. Ein extern angebrachter Widerstand RL ist verbunden zwischen einem externen Stift P4 und dem Masseanschluß und dient als ein Lastwiderstand der vierten Schaltung 4. Ein Modeschaltsignal (welches auf einen "L"-Pegel im Mode 1 und auf einen "H"-Pegel im Mode 2 angestellt ist) zum selektiven Setzen des Betriebsmodus der integrierten Schaltung 10 in den Mode 1 oder den Mode 2 wird zugeführt an einen externen Stift P3. Erste und zweite Eingabeanschlüsse 11 und 12 sind verbunden mit einem Ende des externen Widerstands Rf und den externen Stift P1 über einen externen verbundenen Widerstand R. Ein logisches Signal VHL, welches auf den "H"-Pegel oder Hochimpedanzzustand im Mode 1 eingestellt ist, und in einen Hochimpedanzzustand im Mode 2 eingestellt ist, wird zugeführt an den ersten Eingabeanschluß 11. Eine Eingabespannung VIN2, welche eingestellt ist in einen Hochimpedanzzustand im Mode 1 und gültig wird im Mode 2, wird angelegt an den zweiten Eingabeanschluß 12.
Der externe Stift P1 dient als ein Eingabestift für das logische Signal VHL des ersten Eingabeanschlusses 11 im Mode 1 und dient in Kooperation mit dem externen Stift P2 zum Ableiten eines Stromes, der in den externen Widerstand Rf fließt, nämlich mittels der dritten Schaltung 3, und im Mode 2 dient er als ein Eingabestift zum Empfangen der Spannung VIN2 von dem zweiten Eingabeanschluß 12. Am externen Stift 4 tritt eine Spannung P4 tritt eine Spannung entsprechend der Eingabespannung VIN1, eingegeben an die vierte Schaltung, auf als eine erste Ausgabespannung VOUT1 im Mode 1, und kein Gültig-Signal tritt in Mode 2 auf. Der externe Stift P2 ist ein Ausgabestift, und am Stift tritt kein Gültig-Signal im Mode 1 auf, und ein Signal, das erhalen wird durch Verstärken der Eingabespannung VIN2, eingegeben von dem zweiten Eingabeanschluß 12, tritt als eine zweite Ausgabespannung VOUT2 in Mode 2 auf.
Die erste Schaltung enthält die dritte und vierte Schaltung 3 und 4 und ist so aufgebaut, daß sie NPN-transistoren, Q1, Q2, Q5 und Q12 bis Q16, PNP-Transistoren Q3, Q4, Q6 bis Q11, Q17 und Q18 und Widerstände R1 und R14 und R26 beinhaltet. D.h. der externe Stift P1 ist verbunden mit der Basis des Transistors Q11, dem Kollektor des Transistors Q7 und einem Ende des Widerstandes 5. Der Emitter des Transistors Q11 ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q10, und der Kollektor davon ist verbunden mit einem Anschluß 13, der mit einer weiteren internen Schaltung verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q10 ist verbunden mit der Leistungsquelle Vcc und die Basis davon ist verbunden mit einem Ende des Widerstandes R9. Das andere Ende des Widerstands R9 ist verbunden mit den Basen der Transistoren Q6 und Q7 und dem Kollektor des Transistors Q6. Der Widerstand R7 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q6 und der Leistungsquelle Vcc, und der Widerstand R8 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q7 und der Leistungsquelle Vcc. Der Emitter des Transistors Q8 ist verbunden mit dem weiteren Ende des Widerstandes R5 und der Kolektor davon ist verbunden mit einem Ende des Widerstandes R3. Die Basis des Transistors Q8 ist verbunden mit einem Ende des Widerstandes R6, und das andere Ende des Widerstandes R6 ist verbunden mit der Basis des Transistors Q9 und einem Ende des Widerstandes R4. Die einseitigen Enden der Widerstände R3 und R4 sind gemeinsam verbunden, und die weiteren Enden davon sind jeweils verbunden mit den Emittern der Transistoren Q3 und Q4. Der Widerstand R2 ist angeschlossen zwischen den Basen der Transistoren Q3 und Q4 und die Basis des Transistors Q3 ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q4. Die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q4 sind jeweils verbunden mit den Kollektoren der Transistoren Q1 und Q2. Die Basen der Transistoren Q1 und Q2 sind gemeinsam verbunden, und der gemeinsame Basisverbindungsknoten ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q1. Der Emitter des Transistors Q3 ist verbunden mit dem Masseanschluß und der Widerstand R1 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q3 und dem Masseanschluß. Die Basis des Transistors Q5 ist vebunden mit den Basen der Transistoren Q1 und Q2 und dem Kollektor des Transistors Q12, der Kollektor davon ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q6, und der Emitter davon ist verbunden mit dem Masseanschluß. Der Emitter des Transistors Q9 ist verbunden mit dem externen Stift P2 und der Kollektor davon ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q13, der Basis des Transistors Q14 und einem Ende des Widerstandes R26. Der Widerstand R10 ist angeschlossen zwischen der Basis des Transistors Q12 und dem externen Stift P3, und der Emitter des Transistors Q12 ist mit dem Masseanschluß verbunden. Das weitere Ende des Widerstands R26 ist verbunden mit der Basis des Transistors Q13 und der Widerstand R11 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q13 und dem Masseanschluß. Der Kollektor des Transistors Q14 ist verbunden mit den Emittern der Transistoren Q15 und 016, und der Widerstand R12 ist angeschlossen zwischen dem Emitter davon und dem Masseanschluß. Ein differentielles Eingabesignal wird zugeführt von der Signalquelle VIN1 an die Transistoren Q15 und Q16. Der Kollektor des Transistors Q15 ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q17 und den Basen der Transistoren Q17 und Q18. Der Kollektor des Transistors Q16 ist verbunden mit der Leistungsquelle Vcc. Der Widerstand R13 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q17 und der Leistungsquelle Vcc. Der Widerstand R14 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q18 und der Leistungsquelle Vcc, und der Kollektor des Transistors Q18 ist verbunden mit dem externen Stift P4.
Die zweite Schaltung 2 ist so konstruiert, daß sie NPN- Transistoren Q19, Q20, Q22 bis Q24 und Q27 bis Q29, PNP- Transistoren Q25 und Q26 und Widerstände R15 bis R25 beinhaltet. Der externe Stift P1 ist angeschlossen mit der Basis des Transistors Q19. Der Kollektor des Transistors Q19 ist verbunden mit der Basis des Transistors Q20 und dem Kollektor des Transistors Q26, und der Emitter davon ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q24. Der Widerstand R22 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q26 und der Leistungsquelle Vcc, und die Basis des Transistors Q26 ist verbunden mit einem Ende des Widerstandes R20 und dem Kollektor des Transistors Q25. Die Basis des Transistors Q25 ist verbunden mit dem anderen Ende des Widerstandes R20 und der Kollektor davon ist verbunden mit dem kollektor des Transistors Q23, und der Widerstand R21 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q25 und der Leistungsquelle Vcc. Die Basis des Transistors Q23 ist verbunden mit einem Ende des Widerstandes R19, der Basis des Transistors Q22, einem Ende des Widerstandes R15 und den Kollektoren der Transistoren Q27 und Q28. Der Widerstand R18 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q23 und em Masseanschluß. Die Basis des Transistors Q24 ist verbunden mit dem weiteren Ende des Widerstandes R19 und der Emitter davon ist mit dem Masseanschluß verbunden. Der Kollektor des Transistors Q22 ist verbunden mit dem Emitter des Transistors Q20 und dem externen Stift P2, und der Widerstand R17 ist angeschlossen zwischen dem Emitter davon und dem Masseanschluß. Der Kollektor des Transistors Q22 ist verbunden mit der Leistungsquelle Vcc. Die Basis des Transisotrs Q27 ist verbunden mit dem anderen Ende des Widerstandes R15, der Widerstand R23 ist angeschlossen zwischen dem Kollektor davon und der Leistungsquelle Vcc und dem der Widerstand R16 ist angeschlossen zwischen dem Emitter davon und dem Masseanschluß. Der Widerstand R24 ist angeschlossen zwischen der Basis des Transistors Q28 und der Leistungsquelle Vcc, und der Emitter des Transistors Q28 ist verbunden mit dem Masseanschluß. Der Kollektor des Transistors Q29 ist verbunden mitder Basis des Transistors Q25, der Emitter davon ist mit dem Masseanschluß verbunden, und der Widerstand R25 ist angeschlossen zwischen der Basis des Transistors Q29 und dem externen Stift P3.
Als nächstes wird der Betrieb der Schaltung der obigen Konstruktion erklärt werden.
Da der externe Stift P3 auf den "L"-Pegel in Mode 1 eingstellt ist, sind der Transistors Q29 in der zweiten Schaltung 2 und der Transistors Q12 in der vierten Schaltung 4 in den AUS-Zustand gesetzt, und der Transistor Q28 in der zweiten Schaltung 2 ist in den EIN-Zustand vesetzt. Deshalb ist die zweite Schaltung 2 im Nicht-Betriebszustand und die erste Schaltung 1 in Betriebszustand versetzt. Die Transistoren Q1 bis Q4 in der dritten Schaltung 3 bilden eine Bandlücken-Stromquellenschaltung zum Zuführen eines Konstantstroms an die Transistoren Q5 bis Q8 in der dritten Schaltung 3. Der Transistor Q10 in der dritten Schaltung 3 ist in den EIN-Zustand eingestellt. Aunter der Annahme, daß das logische Signal VHL, das eingegeben wird von dem ersten Eingabeanschluß 11, auf dem "H"-Pegel ist, dann wird ein Strom in den externen Stift P1 über den extern angeschlossenen Rs fließengelassen, und deshalb ist das Basispotential des Transistors Q11 in der ersten Schaltung eingestellt, höher zu sein als (Vcc - 0,7V), um dadurch den Transistor Q11 auszuschalten. Denn im Gegensatz dazu das Logiksignal VHL, das von den ersten Eingabeanschluß 11 eingegeben wird auf dem Impedanzzustand, dann wird ein Strom zugeführt, an die Basis des Transistors Q11, fließen durch den Widerstand R5 und dem externen angeschlossenen Widerstand Rf, wodurch der Transistor Q11 eingeschaltet wird, und derselbe Strom fließt zum Transistor Q10.
D.h. der Transistor Q11 wird abgeschaltet, wenn das Logiksignals VHL, das in dem Mode 1 eingegeben wird, auf dem "H"-Pegel ist, und wird eingeschaltet, wenn das Signal VHL in dem Hochimdanzzustand ist. Im Mode 1 legt der Stift P4 eine Spannung entsprechend der Eingabespannung VIN1 (d.h. die erste Ausgabespannung VOUT ein) an, und zwar unabhängig von dem Pegel des Logiksignals VHL. Daher wird kein Gültig-Signal zugeführt von dem Stift P2.
Da im Mode 2 das Potential des Stifts P3 auf dem "H"-Pegel ist, sind die Transistoren Q29 und Q12 in den EIN-Zustand versetzt und der Transistor Q28 ist in den AUS-Zustand versetzt, so daß die erste Schaltung 1 in den Nicht- Betriebszustand und die zweite Schaltung 2 in den Betriebszustand versetzt werden wird. Da in diesem Fall der Transistor Q24 in den EIN-Zustand vesetzt ist, dient der Transistor Q19 als eine Verstärkerschaltung mit auf Masse gelegtem Emitter, und die zweite Schaltung 2 dient als Verstärkerschaltung des invertierenden Typs mit einer Verstärkung von Rf/R. Im Mode 2 tritt kein Gültig-Signal auf an den externen Stift P4 und ein Signal, erhalten durch Verstärken einer Eingabespannung VIN2, eingegeben von dem zweiten Eingabeanschluß 12, tritt auf als eine zweite Ausgabespannung VOUT2 an dem externen Stift P2.
Ein Strom 1, der im Mode 1 durch die Bandlücken- Stromquellenschaltung, gebildet aus den Transistoren Q1 bis Q4, erzeugt wird, kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden.
I = (VT/R1) x ln N ... (5)
wobei N das Verhältnis des Emitterbereichs des Transistors Q2 zu dem des Transistors Q1 andeutet.
Da der Strom I gleich ist dem Betriebsstrom der Transistoren Q1 bis Q4, kann der Kollektorstrom Ic(Q8) des Transistors Q8 ausgedrückt werden durch folgende Gleichung.
Ic(Q8) = (2 x VT/R1) x ln N ... (6)
Da die Transisotren Q8 und Q9 in der dritten Schaltung 3 eine Stromspiegelschaltung bilden, ist der Kollektorstrom 1(Q9) des Transistors Q9 bestimmt durch das Verhältnis der Widerstandswerte der Widerstände R5 und Rf, falls die konstanten so bestimmt sind, daß sie eine Spannung VR5, erzeugt über den Widerstand R5, hinreichend höher einstellen als VT (26 mV bei Normaltemperatur), und der Kollektorstrom Ic(Q9) kann durch folgende Gleichung ausgedrückt werden.
Ic(Q9) = (R5/Rf) x Ic(Q8) = (2 x VT x ln N) x (R5/R1) x (1/Rf) ... (7)
Dabei wird eine Spannung VRf, wie ausgedrückt durch die folgende Gleichung, über dem Widerstand Rf erzeugt.
VRf = (2 x VT x ln N) x (R5/R1) ... (8)
Wie ersichtlich aus Gleichung (8), wird die Spannung, die über dem Widerstand Rf erzeugt wird, nicht beeinflußt werden durch eine Variation in den Widerstandswerten der Widerstände R5 und R1, da die Widerstände R5 und R1 Widerstände, vorgesehen innerhalb des Chips, sind, und das Verhältnis innerhalb der Widerstandswerte der Widerstände R5 und R1 kann im wesentlichen verändert gehalten werden, sogar wenn die Widerstandswerte davon variieren. Weiterhin ist die Temperaturcharakteristik gleich eingestellt wie die der thermischen Spannung VT.
Die vierte Schaltung 4 dient zum Zuführen des Kollektorstroms Ic(Q9) des Transistors Q9, abgeleitet von der dritten Schaltung 3, zum Lastwiderstand RL, aber bei diesem Beispiel dient sie als eine Verstärkerschaltung zum Ausgeben des Stroms entsprechend der Spannung VIN1. Unter der Annahme, daß die Kollektorströme der Transistoren Q13 und Q14 einander gleich sind, kann die erste Ausgabespannung VOUT1 , die am externen Stift P4 auftritt, folgendermaßen ausgedrückt werden.
VOUT1 = {(RL xIc(Q14)/(4 x vT)} xVIN1 ... (9)
= {(1/2) x (R5/R1) x (RL/Rf) x ln N) x VIN1 ... (9')
In der Gleichung (9) ist Ic(Q14) ein Kollektorstrom des Transistors Q14 und ist gleich Ic(09). In Gleichung (9') wird, da die Widerstände R5/R1 auf demselben Chip gebildet sind und eine Variation in den und die Temperaturkoeffizienten der Widerstandswerte der Widerstände im wesentlichen gleich ist die erste Ausgabespannung VOUT1 nicht beeinflußt werden durch die Variation in den Temperaturkoeffizienten der Widerstandswerte der Widerstände, die in dem Chip gebildet sind. Weiterhin sind die Widerstände RL und Rf extern an den Chips angebracht, aber eine Variation in den Widerstandswerten davon wird unterdrückt auf einen hinreichend kleinen Wert für eine praktische Anwendung, und die Temperaturkoeffizienten davon sind so klein wie vernachlässigbar eingestellt, so daß ein Einfluß durch die extern angebrachten Widerstände vernachlässigt werden kann. Somit wird verstanden werden, daß die ersten Ausgabespannung VOUT1 frei sein kann von dem Einfluß durch die Variation in und die Temperaturkoeffizienten der Widerstandswerte der extern angebrachten Widerstände.
Wie oben beschrieben, kann in einem Fall, in dem die Transfercharakteristik (welche VOUT1/VIN1 ist und erhalten werden kann durch Teilen der Gleichung (9) durch VIN1 variiert invers proportional zu VT, die Transfercharakteristik unabhängig gemacht werden von der Temperaturvariation einer Spannung, die über dem Widerstand Rf erzeugt wird, eingestellt wird, proportional zur thermischen Spannung VT zu variieren.
Bei der in Figur 5 gezeigten Schaltungskonstruktion wird eine Spannung, die erzeugt wird über den extern angeschlossenen Widerstand Rf, der verbunden ist mit der zweiten Schaltung 2 und der dritten Schaltung 3, und dessen Widerstandswert benutzt wird als eine Referenz eines Stroms, der durch die dritte Schaltung 3 erzeugt wird, eingestellt auf eine Konstantspannung, die proportional zur thermischen Spannung VT variiert. Der Temperaturkoeffizient jedoch muß auf Null gesetzt werden für manche Applikationen, und ein Beispiel dieses Falls in Figur 6 gezeigt.
Eine integrierte Schaltung, die in Figur 6 gezeigt ist, ist so konstruiert, daß sie erste bis vierte Transistoren 1 bis 4 beinhalten. Ein extern angebrachter Kondensator CX ist verbunden als Last der vierten Schaltung 4 zwischen dem externen Stift P4 und Masseanschluß. Der Kondensator C, die Spule L und der Dämpfungswiderstand RD sind angeschlossen zwischen dem externen Stift P2 und der Leistungsquelle und sind kombiniert mit der zweiten Schaltung 2 zum Bilden einer Fangschaltung. Die dritte Schaltung 3 dient zum Ableiten eines Stroms, der in dem Widerstand RD fließt, welcher extern an die zweite Schaltung 2 angebracht ist. Die vierte Schaltung 4 führt einen Strom, abgeleitet durch die dritte Schaltung 3, an den Kondensator Cx zu. Die fünfte Schaltung 5 ist kombiniert mit dem Kondensator Cx zum Bilden eines Sägezahnoszillaotrs. Die Logikschaltung LG hat eine Steuerfunktion zum selektiven Einstellen des Betriebsmodes der integrierten Schaltung auf dem Mode 1 oder Mode 2 gemäß einem Modeschaltsignal (welches auf dem "L"-Pegel im Mode 1 und auf dem "H"-Pegel im Mode 2 eingestellt ist), eingegeben über dem externen Stift P3.
Die erste Schaltung 1 ist so aufgebaut, daß sie die dritte, vierte und fünfte Schaltung 3, 4 und 5 enthält. Die zweite Schaltung 2 ist aufgebaut durch NPN-Transistoren Q60 und Q61, eine Signalquelle Vin und eine Stromquelle I4. Q60 und Q61 sind gemeinsam verbunden, der Kollektor des Transistors Q60 ist verbunden mit der Leistungsquelle Vcc verbunden, und der Kolletor des Transistors Q61 ist mit dem externen Stift P2 verbunden. Die Stromquelle I4 ist angeschlossen zwischen dem Masseanschluß und dem gemeinsamen Emitterverbindungsknoten der Transistoren Q60 und Q61. Die Basen der Transistoren Q60 und Q61 werden versorgt mit den differentiellen Eingabesignalen von der Signalquelle Vin.
Die dritte Schaltung 3 ist so aufgebaut, daß sie NPN- Transistoren Q31, Q32, Q36 bis Q41 und Q44, Q46, PNP- Transistoren Q33 bis Q35, Q42 und Q43 und Widerstände R31 bis R44 enthält. In diesem Fall ist der Transistor Q39 verbunden in einer Diodenkonfiguration und wird dargestellt durch eine Diode in Figur 6. Die Widerstände R32 und R33 sind jeweils angeschlossen zwischen den Emittern der Transistoren Q33, Q34, und der Leistungsquelle Vcc. Die Basen der Transistoren Q33 und Q34 sind gemeinsam verbunden, und der gemeinsame Basisverbindugnsknoten ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q33 und der Basis des Transistors Q35. Die Kollektoren des Transistors Q33 und Q32 sind zusammen verbunden, und die Kollektoren der Transistoren Q34 und Q31 sind zusammen verbunden. Die Basen der Transistoren Q31 und Q32 sind gemeinsam verbunden, und der gemeinsame Basisverbindungsknoten davon ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q31. Der Emitter des Transistors Q31 ist verbunden mit dem Masseanschluß, und der Widerstand R31 ist eingeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q32 und dem Masseanschluß. Der Widerstand R34 ist angeschlossen zwischen dem Enitter des Transistors Q35 und der Leistungsquelle Vcc, und der Kollektor des Transistors Q35 ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q36, den Basen der Transistoren Q35 und Q38 und einem Ende des Widerstands R35. Die Basis des Transistors Q35 ist verbunden mit dem anderen Ende des Wiederstands R35, und der Widerstand R36 ist angeschlossen zwischen dem Emitter davon und dem Masseanschluß. Die Diode (Dioden-verbundener Transistor) Q39 und der Widerstand R39 sind reihenverbunden zwischen dem Kollektor des Transistors Q37 und der Leistungsquelle Vcc, und der Widerstand R37 ist angeschlossen zwischen dem Emitter davon und dem Masseanschluß. Der Kollektor des Transistors Q40 ist verbunden mit der Leistungsquelle Vcc, die Basis davon ist mit dem Kollektor des Transistors Q37 verbunden, und der Emitter davon ist mit dem Emitter des Transistors Q41 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q38 ist verbunden mit dem Emittern der Transistoren Q40 und Q41, und der Widerstand R38 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q38 und dem Masseanschluß. Der Kollektor des Transistors Q41 ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q42 und den Basen der Transistoren Q42 und Q43, und die Basis davon ist verbunden mit dem externen Stift P2 und dem Kollektor des Transistors Q45. Der Widerstand R40 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q42 und der Leitsungsquelle Vcc, und der Widerstand R41 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q43 und der Leistungsquelle Vcc. Der Kollektor des Transistors Q43 ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q44 und den Basen der Transistoren Q44 bis Q46. Der Widerstand R42 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q44 und dem Masseanschluß, der Widerstand R43 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q45 und dem Masseanschluß, und der Widerstand R44 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q46 und dem Masseanschluß. Der Kollektor des Transistors Q46 ist verbunden mit der vierten Schaltung 4.
Die vierte Schaltung 4 ist so konstruiert, daß die Transistoren Q47 und Q48 und Widerstände R45 und R46 beinhaltet. Der Widerstand R45 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q47 und der Leistungsquelle Vcc, die Basis davon ist verbunden mit der Basis des Transistors Q48, und der Kollektor davon ist mit dem gemeinsamen Basisknoten der Transistoren Q47 und Q48 und dem Kollektor des Transistors Q46 verbunden. Der Widerstand R46 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q48 und der Leistungsquelle Vcc, und der Kollektor des Transistors Q48 ist mit dem externen Stift P1 verbunden.
Die fünfte Schaltung 5 beinhaltet NPN_Transistoren Q51, Q52, Q58 und Q59, PNP-Transistoren Q49, Q50 und Q53 bis Q57 und Widerstände R47 bis R55. Der externe Stift P1 ist verbunden mit der Basis des Transistors Q45 und dem Kollektor des Transistors Q59. Eine Stromquelle I2 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q49 und der Leistungsquelle Vcc, und der Kollektor des Transistors Q49 ist mit dem Masseanschluß verbunden. Die Widerstände R54 und RSS sind reihenverbunden zwischen der Leistungsquelle Vcc und dem Masseanschluß. Die Basis des Transistors Q50 ist verbunden mit einem Verbindungsknoten zwischen den Widerständen R54 und R55, eine Stromquelle 13 ist angeschlossen zwischen den Emittern davon und der Leistungsquelle Vcc und der Kollektor davon ist verbunden mit dem Masseanschluß. Die Basis des Transistors Q51 ist verbunden mit dem Emitter des Transistors Q49 über den Widerstand R47, und die Basis des Transistors Q52 ist verbunden mit dem Emitter des Transistors Q50 über den Widerstand R48. Die Emitter der Transistoren Q51 und Q52 sind gemeinsam verbunden, und eine Stromquelle Q1 ist angeschlossen zwischen dem gemeinsamen Emitter- Verbindungsknoten davon und dem Masseanschluß. Die Diode (welches ein Dioden-verbundener Transistors ist) Q53 und der Widerstand R50 sind reihenverbunden zwischen dem Kollektor des Transistors Q51 und der Leistungsquelle Vcc, und die Diode (welches ein Dioden-verbundener Transistor ist) Q54 und der Widerstand R51 sind reihenverbunden zwischen dem Kollektor des Transistors Q52 und der Leistungsquelle Vcc. Die Emitter der Transistoren Q55 und Q57 sind gemeinsam verbunden und der Widerstand R49 ist angeschlossen zwischen dem gemeinsamen Emitterverbindungsknoten und der Leistungsquelle Vcc. Die Basis des Transistors Q55 ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q51 und die Basis des Transistors Q57, und der Kollektor davon ist verbunden mit der Basis des Transistors Q51. Die Basis des Transistors Q56 ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q52, und der Kollektor davon ist verbunden mit der Basis des Transistors Q52. Der Widerstand R52 ist angeschlossen zwischen dem Emitter des Transistors Q57 und der Leistungsquelle Vcc, und der Kollektor des Transistors Q57 ist verbunden mit der Basis des Transistors Q58. Der Kollektor des Transistors Q58 ist verbunden mit der Leistungsquelle Vcc, der Widerstand R53 ist angeschlossen zwischen der Basis davon und dem Masseanschluß, und der Emitter davon ist verbunden mit der Basis des Transistors Q59. Der Emitter des Transistors Q59 ist mit dem Masseanschluß verbunden.
In der Schaltung von Figur 6 wird die erste Schaltung 1 im Mode 1 betrieben und eine Sägezahnwelle erscheint am externen Stift P1, und die zweite Schaltung 2 wird im Mode 2 betrieben und eine Fangcharakteristik tritt am Stift P2 auf.
Zunächst wird der Betrieb im Mode 1 erklärt. Die Transistoren Q31 bis Q34 bilden eine Bandlücken-Stromquellenschaltung, welche einen Bandlückenstrom an die Transistoren Q35 bis Q38 zuführt. Der Bandlückenstrom wird ebenfalls zugeführt an den Widerstand R39 und den Dioden-verbundenen Transistor Q39, aber in diesem Fall kann das Basispotential VB(Q40) des Transistors Q40 unabhängig gemacht werden von einer Temperaturvariation durch Einstellen des Spannungsabfall im Widerstand R39 und dem Transistors Q39, oder einer Dfferenz zwischen dem Potential der Leistungsquelle Vcc und dem Basispotential VB(Q40) des Transistors Q40 auf eine Bandlückenspannung VBG (etwa 1,2V). Da die Transistoren Q40 bis Q45 eine Rückkopplungsverstärkerschaltung bilden, wird das Basispotential des Transistors Q41 oder das Potential des externen Stiftes P2 gleich dem Basispotential VB(Q40) des Transistors Q40. D.h. eine Spannung, die angelegt ist übre den Widerstand RB, hat keine Temperaturabhängigkeit. In diesem Fall bilden die Transistoren Q44 bis Q46 eine Stromspiegelschaltung, Ströme, die in den Transistoren Q44 bis Q46 sind alle gleich (unter der Annahme, daß die Widerstandswerte der Widerstände R42, R43 und R44 einander gleich sind), und der Kollektorstrom des Transistorstroms Q46 wird gleich einem Strom, der in dem Widerstand RD fließt. Da der Strom invertiert ist durch die Stromspiegelschaltung, die durch die Transistoren Q47 und Q48 gebildet ist, kann der Kollektorstrom IC(Q48) des Transistors Q48 ausgedrückt werden durch die folgende Gleichung, falls die Widerstandswerte Wiederstände R45 und R46 einander gleich sind.
Ic(Q48) = (VR9 + VF(Q39))/R = VBG/RD ... (10)
wobei die Bandlückenspannung VBG etwa 1,2 V ist, VR39 ein Spannungsabfall im Widerstand R39 bezeichnet und VF (Q39) des Transistors Q39 einen Spannungsabfall im Transistors Q39 bezeichnet.
Die Transistoren Q49 bis Q56 in der fünften Schaltung bilden eine Hystereseschaltung, und falls die Ladung auf dem Kondensator Cx Null in der Anfangsbedingung ist, d.h. falls das Potential des externen Stifts P1 0V ist, dann ist der Transistor Q51 in den AUS-Zustand gesetzt, der Transistor Q52 in den EIN-Zustand gesetzt und die Transistoren Q48 und Q59 in den AUS-Zustand gesetzt. Der Kondensator Cx ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q48, und der Kollektorstrom IC(Q48) des Transistors Q48 wird fließen gelassen in den Kondensator Cx als Ladestrom. Deshalb steigt das Potential Vcx des externen Stiftes P1 mit der Zeit t wie ausgedrückt werden kann durch die folgende Gleichung.
Vcx = (Ic(Q48)/Cx) x t ... (11)
Wenn das Potential Vcx des externen Stiftes P1 gleich wird einer Spannung, die erhalten wird durch Addieren der Hysteresespannung VHIS zum Basispotential VB(Q50) des Transistors Q50 wird der Transistor Q51 eingeschaltet, und der Transistor Q52 wird ausgeschaltet. Daraus resultierend werden die Transistoren Q58 und Q59 eingeschaltet und die Spannung am Kondensator Cx wird sofort entladen auf 0 durch den Transistor Q59. Dann werden die Transistoren Q51, Q58 und Q59 wieder ausgeschaltet und der Transistor Q52 wird eingeschaltet, um somit das Laden des Kondensators Cx zu starten. Dieselbe Operation wird wiederholt bewirkt zum Aufrechterhalten der Sägezahnoszillation. Da die Zeit T von einer Periode gleich ist der Zeit, welche das Potential Vcx des externen Stiftes P1 braucht, um gleich zu werden der oben beschriebenen Spannung (VB(Q50) + VHIS), kann T bestimmt werden, folgende Gleichung zu erfüllen.
(Ic(Q48)/Cx) x T = VB(Q50) + VHIS ... (12)
Die folgende Gleichung kann abgeleitet werden durch Kombinieren der Gleichungen (10) und (12)4.
T = (R54/(R54 + R55) x (Vcc/VBG) x (RD x Cx) ... (13)
wobei VB(q50) eingestellt ist, hinreichend höher zu sein als VHIS.
Wie klar verstanden werden kann aus Gleichung (13) kann, da die Widerstände R54 und R55 innerhalb der integrierten Schaltung 10 gebildet sind, das Verhältnis der Widerstandswerte davon im wesentlichen konstant gehalten werden, sogar falls die Widerstände davon sich ändern und die Temperaturcharakteristik davon können als einander gleich angesehen werden. Da weiterhin die Temperaturkoeffizienten des Potentials der Leistungsquelle Vcc und der Bandlückenspannung VBG als Null betrachtet werden können, kann die Periode T der Sägezahnwellen proportional sein zum Produkt der Sägezahlwelle des Widerstandswertes des Widerstandes RD und der Kapazität des Kondesnators Cx und wird nicht beeinflußt werden durch Variation oder Temperaturänderung weiterer Faktoren.
Wie oben beschrieben, kann gemäß der vorliegenden Erfindung eine integrierte Halbleiterschaltung erhalten werden, in der eine Variation in und ein Einfluß durch eine Temperaturänderung auf die Verstärkung einer Verstärkerschaltung oder dergleiche, die proportional zum Widerstand eines extern angebrachten Lastwiderstandes variieren, effektiv unterdrückt werden, ohne die Anzahl externer Stifte und extern angebrachter Widerstände zu erhöhen.

Claims

1. Integrierte Halbleiterschaltung mit einer ersten Schaltungseinrichtung, welche in einen Betriebszustand in einem ersten Modus versetzt ist und in einen Nicht- Betriebszustand in einem zweiten Modus, und deren Transfercharakteristik abhängig ist von einer Impedanzschaltung, die extern an einen Chip angebracht ist; einer zweiten Schaltungseinrichtung, die in einen Betriebszustand im zweiten Mode versetzt ist und in einem Nicht-Betriebszustand im ersten Mode; und einer Widerstandseinrichtung, die extern an dem Chip angebracht ist und verbunden ist mit der zweiten Schaltungseinrichtung; wobei die Widerstandseinrichtung (Rref) gemeinsam benutzt wird durch die erste Schaltungseinrichtung (1) und die zweite Schaltungseinrichtung (2) gekennzeichnet durch

eine dritte Schaltungseinrichtung (3), die in der ersten Schaltungseinrichtung (1) enthalten ist, zum Konstanthalten eienr Spannung, die angelegt ist über die Widerstandseinrichtung (Rref) und Ableiten eines Stroms, der in der Widerstandseinrichtung (Rref) im ersten Mode fließt unabhängig von der Gegenwart oder Abwesenheit und der Größer einer Spannung, die an einem Ende der Widerstanseinrichtung (Rref) angelegt ist.

2. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungseinrichtung (1) weiterhin eine vierte Schaltungseinrichtung (4) beinhaltet zum Zuführen eines Stroms, der abgeleitet ist mittels der dritten Schaltungseinrichtung (3) im ersten Mode an die Impedanzschaltung (3) die extern an die Schaltungseinrichtung (1) angebracht ist.

3. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Schaltungseinrichtung (3) eine Einrichtung zum Aufrechterhalten einer Spannung über der Widerstandseinrichtung (Rref), die mit der zweiten Schaltungseinrichtung (2) verbunden ist, auf einer kontanten Spannung, welche proportional zu einer thermischen Spannung VT ist, beinhaltet.

4. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Schaltung (3) eine Einrichtung beinhaltet zum Aufrechterhalten einer Spannung über der Widerstandseinrichtung (Rref), die mit der zweiten Schaltungseinrichtung (2) verbunden ist, auf einer konstanten Spannung, deren Temperaturkoeffizient im wesentlichen Null ist.

5. Integrierte Halbleierschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungseinrichtung (1) als eine Aufnahmeseiten-Verstärkerschaltung dient, die zweite Schaltungseinrichtung (2) als eine Wiedergabeseiten- Verstärkungsschaltung dient, der erste Mode ein Aufnahmemode ist, der zweite Mode ein Widergabemode, die Widerstandseinrichtung (Rref) ein Widerstand, benutzt in der Widergabeseiten-Verstärkerschaltung ist, und die integrierte Halbleiterschaltung benutzt ist als eine magnetische Aufnahme- und Widergabevorrichtung.

6. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungseinrichtung (1) als eine Widergabeseiten-Verstärkerschaltung dient, die zweite Schaltungseinrichtung (2) als eine Aufnahmeseiten- Verstärkerschaltung dient, der erste Mode ein Widergabemode ist, der zweite Mode ein Aufnahmemode ist, die Widerstandseinrichtung (Rref) ein Widerstand benutzt in der Aufnahmeseiten-Verstärkerschaltung ist, und die integrierte Halbleiterschaltung benutzt ist als eine magnetische Aufnahme-und Widergabevorrichtung.

7. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein externer Stift (P1), der mit der ersten Schaltungseinrichtung (2) und einem Ende der Widerstandseinrichtung (Rref) verbunden ist, benutzt wird als ein Eingabestift für ein Logiksignal zum selektiven Einstellen eines Metall-/Normal-Mode im Widergabemode und die integrierte Halbleiterschaltung benutzt ist als eine magnetische Aufnahme- und Wiedergabevorrichtung für Kompakt kassetten.

8. Integrierte Halbleiterschltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungseinrichtung (1) als eine AM-Tunerschaltung dient, die zweite Schaltungseinrichtung (2) als eine FM Tunerschaltung dient, der erste Mode ein AM-Empfangsmode ist, der zweite Mode ein FM Empfangsmode ist, und ein externer Stift (P1), der mit der ersten Schaltungseinrichtung und einem Ende der Widerstandseinrichtung (Rref) verbunden ist, benutzt wird als ein Eingabestift für ein Logiksignal zum selektiven Einstellen eines Stereo-/Gezwungen-Mono-Mode im EM- Empfangsmode, und die integrierte Halbleiterschaltung benutzt ist als FM-/AM-Tuner des Typs mit eingebautem Multiplexer.