DE69023373T2

DE69023373T2 - Reaktanzsteuerschaltung mit einem Gleichstromverstärker zur Minimalisierung der Änderung eines Referenz-Reaktanzwertes.

Info

Publication number: DE69023373T2
Application number: DE69023373T
Authority: DE
Inventors: Masashi Itoh
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-03-20
Filing date: 1990-03-20
Publication date: 1996-04-25
Anticipated expiration: 2010-03-21
Also published as: JPH02246411A; DE69023373D1; EP0388890A3; US5030927A; KR930007762B1; KR900015449A; EP0388890A2; EP0388890B1; JPH0691413B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Reaktanzsteuerschaltung, und insbesondere eine Reaktanzsteuerschaltung zur Benutzung in einem Oszillator mit variabler Frequenz.
Ein Beispiel eines typischen herkömmlichen Oszillators mit variabler Frequenz ist bekannt aus der US-A-4 745 375 und in Figur 1 gezeigt und umfaßt einen Differentialverstärker 2, einen DC-Verstärker 3, eine Schaltung mit variabler Reaktanz 4 und einen Oszillator 5. Die Oszillationsfrequenz, die durch den Oszillator 5 erzeugt wird, ist bestimmt durch eine Oszillationsfrequenz des Oszillators 5 und dem Wert der Reaktanz der Reaktanzschaltung 4. Die Reaktanzschaltung 4 besteht aus einem Kondensator C1, einem Widerstand R5, und Differentialverstärkern 6 und 7, jeweils verbunden mit dem Oszillator 5 in einer Negativrückkopplungs- bzw. Positivrückkopplungs-Art. Da die negative Rückkopplungsschleife den Effekt des Absenkens der Ausgabe des Oszillators 5 hat, und die positive Rückkopplungsschaltung dieselbe erhöht, kann der Reaktanzwert der Schaltung 4 mit variabler Reaktanz variiert werden in Übereinstimmung mit dem Verhältnis (I3/I4) des Wertes eines Stroms I3, der durch die Differentialtransistorsschaltung 6 fließt und dessen eines Stroms I4, der durch die Differentialtransistorschaltung 7 fließt. Wenn der Strom I3 größer ist als der Strom I4, wird die Ausgabe des Oszillators 5 erniedrigt durch die negative Rückkopplungsschaltung der Differentialtransistorschaltung 6, und zwar mit dem Resultat, daß der Reaktanzwert C der Schaltung mit variabler Reaktanz 4 ansteigt. Wenn andererseits der Strom I3 geringer ist als der Strom I4, wird die Ausgabe des Oszillators 5 erhöht durch die positive Rückkopplungsschleife der Differentialtransistorschaltung 7, und somit nimmt der Reaktanzwert C der Schaltung ab.
Das Stromverhältnis I3/I4 ist bestimmt durch den Differentialverstärker 2 und den DC-Verstärker 3. Im Differentialverstärker 2 werden Ströme I1 und I2 bestimmt durch die Differenz im Pegel einer Eingabespannung Vin und einer Referenzspannung Vref1, verstärkt durch den DC- Verstärker 3 und dann zugeführt in Form von Strömen I3 und I4 an die Differentialtransistorschaltungen 6 und 7.
Wenn es eine Nulldifferenz im Pegel der Eingabespannung Vin und der Referenzspannung Vref1 gibt, dann sind die Ströme I3 und I4 gleich, wobei in diesem Fall sich der negative Rückkopplungsbetrieb durch die Differentialtransistorschaltung 6 und der positive Rückkopplungsbetrieb durch die Differentialtransistorschaltung 7 gegenseitig auslöschen. Deshalb ist der Reaktanzwert der Schaltung mit variabler Reaktanz 4 allein bestimmt durch den Kondensator C1 und den Oszillator 5, und zwar unabhängig von den Strömen I3 und I4; und der Reaktanzwert ist gleich einer Referenzreaktanz Cref. Wenn der Reaktanzwert gleich ist der Referenzreaktanz Cref, erzeugt der Oszillator mit variabler Frequenz ein Ausgabesignal Vout einer Freilauffrequenz Fref.
Der DC-Verstärker 3 des Oszillators mit variabler Frequenz, der in Figur 1 gezeigt ist, benutzt NPN-Transistoren Q1 und Q2. Jedoch sind die Geometrien und die Operationscharakteristika solcher Transistoren häufig nicht einheitlich, wobei dies dem Prozess zuzuordnen ist, der zu ihrer Herstellung benutzt wird. Wenn somit es eine Nulldifferenz im Pegel der Eingabespannung Vin und der Referenzspannung Vref1 gibt und daher der Strom I1 gleich dem Strom I2 ist, kann der Reaktanzwert C der Reaktanzschaltung 4 nicht gleich der Referenzreaktanz Cref sein, und zwar aus dem Grund, daß sogar dann, falls die Ströme I1 und I2, die angelegt sind an die Basen der Transistoren Q1 und Q2, einander gleich sind, die Ströme I3 und I4, die durch die Transistoren Q1 und Q2 treten, nicht gleich sein kömmen, falls die Operationscharakteristika und Geometrien dieser Transistoren sich voneinander unterscheiden. Falls demzufolge der Reaktanzwert C der Schaltung mit variabler Reaktanz 4 nicht gleich dem Referenzreaktanzwert Cref ist, wird sich die Freilauffrequenz Fref des Oszillators mit variabler Frequenz von ihrem entworfenen Wert unterscheiden.
Dementsprechend ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Reaktanzsteuerschaltung zu schaffen, welche einen erwünschten Referenzreaktanzwert Cref schafft, sogar falls die Transistoren des DC-Verstärkers davon verschiedene Geometrien und Operationscharakteristika haben.
Zum Lösen der obigen Aufgabe ist eine Reaktanzsteuerschaltung geschaffen, welche umfaßt: eine Schaltung mit variabler Reaktanz mit ersten und zweiten Differentialtransistorschaltungen, wobei die Reaktanz der Schaltung mit variabler Reaktanz bestimmt ist durch die Ströme, die zu den ersten und zweiten Differentialtransistoren fließen; einen Differentialverstärker zum Erzeugen erster und zweiter Ströme in Übereinstimmung mit einer Eingabespannung; und eine DC-Verstärkerschaltung zum Verstärken der ersten und zweiten Ströme, die sich von dem Differentialverstärker ableiten, und zum Zuführen der verstärkten Ströme an die Schaltung mit variabler Reaktanz zum Steuern der Ströme, die an die ersten und zweiten Differentialtransistorschaltungen fließen. Die DC-Verstärkerschaltung beinhaltet erste und zweite Eingabeanschlüsse zum Empfangen erster und zweiter Ströme, ausgegeben von der Differentialverstärkerschaltung, erste und zweite Ausgabeanschlüsse zum Zuführen dritter und vierter Ströme an die Schaltung mit variabler Reaktanz, einen ersten Transistor mit einem Kollektor, der verbunden ist mit dem ersten Ausgabeanschluß, einem Emitter, der verbunden ist mit einem Zuführungsanschluß für ein vorbestimmtes Potential, und einer Basis, einen zweiten Transistor mit einem Kollektor, der verbunden ist mit dem zweiten Ausgabeanschluß, einem Emitter, der verbunden ist mit dem Zuführungsanschluß für das vorbestimmte Potential, und einer Basis, sowie einer Basispotential-Steuerschaltung. Wenn die ersten und zweiten Ströme sich voneinander unterscheiden, führt die Basispotential-Steuerschaltung verschiedene Potentiale an die Basen der ersten und zweiten Transistoren, so daß die dritten und vierten Ströme entsprechend den ersten und zweiten Strömen durch den ersten bzw. zweiten Transistor fließen. Wenn die ersten und zweiten Ströme einander gleich sind, führt die Basispotential- Steuereinrichtung ein vorbestimmtes Niedrigpotential an die Basen der ersten und zweiten Transistoren, so daß die dritten und vierten Ströme, die an die ersten und zweiten Transistoren fließen, beide reduziert sind.
Deshalb wird, sogar falls die ersten und zweiten Transistoren sich in ihren Geometrien und Operationscharakteristika unterscheiden, jegliche Differenz in den dritten und vierten Strömen sehr klein werden. Daraus resultierend ist die Referenzreaktanz der Schaltung mit variabler Reaktanz der vorliegenden Erfindung unbeeinflußt von Differenzen in den Geometrien und Operationscharakteristika der ersten und zweiten Transistoren; somit kann bei der vorliegenden Erfindung die erwünschte Referenzreaktanz gewährleistet sein.
Die Erfindung kann vollständiger verstanden werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung in Zusammenhang mit der begleitenden Zeichnung.
Die Figuren zeigen im einzelnen:
Figur 1 ein Schaltungsdiagramm zum Zeigen eines Oszillators mit variabler Frequenz unter Benutzung einer herkömmlichen Reaktanzsteuerschaltung;
Figur 2 ein Schaltungsdiagramm zum Zeigen eines Oszillators unter Benutzung einer Reaktanzsteuerschaltung, welche eine ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
Figur 3 eine Darstellung zum Zeigen einer Operationscharakteristik der Reaktanzsteuerschaltung von Figur 2; und
Figur 4 ein Schaltungsdiagramm zum Zeigen eines Oszillators mit variabler Frequenz unter Benutzung einer Reaktanzsteuerschaltung, die eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist.
Ein Oszillator mit variabler Frequenz mit Benutzung einer Reaktanzsteuerschaltung, die eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, wird jetzt mit Bezug auf Figur 2 beschrieben werden.
Der Oszillator mit variabler Frequenz gemäß dieser Ausführungsform umfaßt einen Differentialverstärker 12, eine Schaltung mit variabler Reaktanz 14, eine Oszillatorschaltung 16 sowie einen DC-Verstärker 20.
Der Differentialverstärker 12 besteht aus einem Widerstand R8, PNP-Transistoren Q11 und Q12, sowie einem Tiefpaßfilter (LPF) 11. Eine Eingabespannung Vin wird durch den Tiefpaßfilter 11 geglättet und dann zugeführt an die Basis des PNP-Transistors Q11. Die Basis des PNP-Transistors Q12 ist andererseits verbunden zum Empfang einer Referenzspannung Vref1. Der Wert einer Differenz im Pegel der Eingabespannung Vin und der Referenzspannung Vref1 beestimmt die Pegel der Ströme I1 und I2, die durch den Differentialverstärker 12 erzeugt werden. Wenn beispielsweise es eine Nulldifferenz in diesen Spannungen gibt, sind die Ströme I1 und I2 gleich.
Die Oszillationsschaltung 16 besteht aus einem Oszillator 161 und einem keramischen Resonator 162, und seine Oszillationsfrequenz bestimmt durch die Resonanzfrequenz des keramischen Oszillators 162 und dem Reaktanzwert der Schaltung mit variabler Reaktanz 14.
Die Schaltung mit variabler Reaktanz 14 besteht aus einem Kondensator C1, Widerständen R3 bis R5, einer ersten Differentialtransistorschaltung 141 einschließlich einem NPN-Transistors Q5 und Q6, einer zweiten Differentialtransistorschaltung 142 einschließlich NPN- Transistoren Q7 und Q8, und einer Stromspiegelschaltung 143 einschließlich PNP-Transistoren Q9 und Q10 und Widerständen R6 und R7. Ein Emitter, der gemeinsam für die NPN- Transistoren Q5 und Q6 bei der ersten Differentialtransistorschaltung 141 ist, ist verbunden mit einem Stromausgabeanschluß C des DC-Verstärkers 20 nämlich mittels des Widerstandes R3, und ein Emitter, der gemeinsam ist dem Transistoren Q7 und Q8 in der Differentialtransistoreschaltung 142, ist verbunden mit einem Stromausgabeanschluß D des DC-Verstärkers 20, nämlich mittels des Widerstandes R4. Die Stromspiegelschaltung 143 dient als eine Lastschaltung der ersten und zweiten Differentialtransistorschaltungen 141 und 142 und ist mit diesen Schaltungen verbunden.
Die Basen der Transistoren Q6 und Q7 empfangen eine Referenzspannung Vref2, und die Basen der Transistoren Q5 und Q8 sind angeschlossen zum Empfang eines Potentials am Reihenverbindungsknoten des Kondensators C1 und des Widerstandes R5. Die Differentialtransistorschaltungen 141 und 142 sind gekoppelt mit dem Oszillator 16 in einer Negativrückkopplungs- bzw. in einer Positivrückkopplungs- Art. Die negative Rückkopplungsschleife senkt die Ausgabe des Oszillators 16, wohingegen die positive Rückkopplungsschleife dieselbe erhöht.
In der so angeordneten Schaltung wird die Reaktanz der Schaltung mit variabler Reaktanz 14 variiert in Übereinstimmung mit dem Verhältnis (I3/I4) eines Stromes I3, der durch die Differentialtransistorschaltung 141 fließt, und eines Stromes I4, der durch die Differentialtransistorschaltung 142 fließt. Insbesondere, wenn I3 > I4, senkt die negative Rückkopplungsschleife die Ausgabe des Oszillators 16, und zwar mit dem Resultat, daß die Reaktanz C der Schaltung variabler Reaktanz 14 hoch ist. Wenn umgekehrt I3 < I4, erhöht die positive Rückkopplungsschleife die Ausgabe des Oszillators 16, und somit ist die Reaktanz C niedrig.
Der Einfachheit halber seien zwei extreme Fälle vorgeschlagen. Im ersten Fall erzeugt der DC-Verstärker 20 den Strom I3, aber nicht den Strom I4. Im Gegensatz dazu erzeugt im zweiten Fall der DC-Verstärker 20 den Strom I4, aber nicht den Strom I3. Im ersten Fall wird die Reaktanz C der Schaltung mit variabler Reaktanz 14, gesehen von dem keramischen Resonator 162, ausgedrückt als
C = (1 + gm x R5) x C1 ...(1)
Im zweiten Fall wird die Reaktanz C der Schaltung mit variabler Reaktanz 14 ausgedrückt durch
C = (1 - gm x R5) x C1 ...(2)
In den obigen Gleichungen bezeichnet gm die gegenseitige Leitfähigkeit von jedem der Transistoren Q5 bis Q8.
Es ist aus obiger Erklärung klar, daß die Reaktanz C der Schaltung mit variabler Reaktanz 14 (Parallelkapazität des keramischen Resonators 162) gesteuert ist durch das Verhältnis (I3/I4) der Ströme I3 und I4, und die Oszillationsfrequenz der Oszillationsschaltung 16 bestimmt.
Der DC-Verstärker 20 dient zum Verstärken der Ausgabeströme I1 und I2 der Differentialverstärkers 12 und zum Einspeisen der verstärkten Ströme I3 und I4 an die Schaltung mit variabler Reaktanz 14. Der DC-Verstärker 20 bestimmt aus NPN-Transistoren Q1 und Q2 zum Erzeugen der Ströme I3 und I4, und einer Steuerschaltung 21 zum Schaffen der Basispotentiale für die Transistoren Q1 und Q2. Die Steuerschaltung 21 ist hergestellt aus NPN-Transistoren Q3 und Q4 und Widerständen R1, R2, R11 und R12.
Der Transistor Q1 ist verbunden am Kollektor mit dem Stromausgabeanschluß C zum Ausgeben des Stroms I3, und am Emitter mit einem Masseanschluß. Der Transistor Q2 ist verbunden am Kollektor mit dem Stromausgabeanschluß D zum Ausgeben des Stroms I4, und am Emitter mit einem Massepotential. Die Transistoren Q1 und Q2 sind entworfen, dieselben Geometrien zu haben, wobei die Basis des Transistors Q1 verbunden ist mit dem Kollektor des Transistors Q3 dessen Emitter verbunden ist mit einem Masseanschluß, und die Basis Q2 ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q4, dessen Emitter ebenfalls mit einem Masseanschluß verbunden ist. Die Basen der Transistoren Q3 und Q4 sind untereinander verbunden. Der Widerstand R11 ist gelegen zwischen dem Eingabeknoten A zum Empfangen des Stroms I1 von dem Differentialverstärker 12 und dem Kollektor des Transistors Q3, und der Transistor R12 ist angesiedelt zwischen dem Eingabeknoten B zum Empfangen des Stroms I2 von dem Verstärker 12 und dem Kollektor des Transistors Q4. Die Widerstände R1 und R2 sind angesiedelt zwischen den Eingabeknoten A bzw. B und der Basis, die gemeinsam ist den Transistoren Q3 und Q4. Die Widerstände R1 und R2 sind gleich im Widerstandswert, wie es die Widerstände R3 und R4 sind.
Wenn I1 = I2 im DC-Verstärker 20, ist das Potential an einem Verbindungspunkt (Knoten A) der Widerstände R1 und R11 im wesentlichen gleich dem an einem Verbindungspunkt (Knoten B) der Widerstände R2 und R11. Daraus resultierend fließt nur eine kleiner Betrag eines Stromes zwischen den Knoten A und B durch die Widerstände R1 und R2, und somit fließt der Strom I1 in dem Widerstand R11, während der Strom I2 in den Widerstand R12 fließt. Unter der Annahme, daß der Widerstandswert von jedem der Widerstände R11 und R12 R ist, und der Stromwert von jedem der Ströme I1 und I2 I ist, ist das Basispotential von jedem Transistor (Q1 oder Q2) kleiner um RI als das Potential am entsprechenden Knoten (A oder B). Da der Strom, der zwischen den Knoten A und B durch die Widerstände R1 und R2 fließt, fast 0 ist, ist ein Potential an der Basis, die den Transistoren Q3 und Q4 gemeinsam ist, im wesentlichen gleich dem Potential am Knoten A (=Knoten B).
Unter dieser Bedingung ist die Basis-Emitter-Spannung VBE1 von jedem der Transistoren Q1 und Q2 kleiner um RI als die VBE2 von jedem der Transistoren Q3 und Q4. Unter der Annahme, daß ein Stromwert von jedem Strom I3 und I4 Iout ist, und eine thermoelektrische Kraft von jedem Transistor Q1 bis Q4 VT = KT/q ist (wobei K = Boltzmann-Konstante, T = absolute Temperatur, q = elektrische Ladung eines Elektrons), wird eine Stromverstärkung Iout/I des DC- Verstärkers 20, wenn I1 = I2, ausgedrückt durch
Iout/I = EXP [ -RI/VT ] ...(3)
Die obige Formel lehrt, daß, wenn der Strom I von der Differentialverstärker 12 zunimmt, die Stromverstärkung Iout/I des DC-Verstärkers 20 exponentiell abnimmt. Deshalb sind, wenn I1 =I2, die Ausgabeströme I3 und I4 des DC- Verstärkers 20 beide abgesenkt, extrem klein zu sein.
Wo die Ströme I3 und I4 beide klein sind, sind die Ströme, die in die Transistoren Q5 und Q8 in der Schaltung mit variabler Reaktanz 14 fließen, klein. Dementsprechend ist die gegenseitige Leitfähigkeit "gm" von jedem Transistor Q5 bis Q8 ebenfalls klein. Diese Tatsache impliziert, daß der Term "gm x R5" in jeder der Gleichungen (1) und (2) klein ist, und daher daß, sogar falls die Ströme I3 und I4 etwas verschieden sind, die Reaktanz der Schaltung mit variabler Reaktanz 14 wenig durch solch eine Differenz geändert wird, und auf einem Wert gehalten wird, der annähernd gleich ist der Referenzreaktanz Cref.
Figur 3 zeigt eine graphische Darstellung einer Beziehung der Reaktanz C der Schaltung mit variabler Reaktanz 14 gegen den Differenzfaktor (gegeben durch (I3 - I4) / I4) der Ströme I3 und I4. In der Figur bezeichnet eine Linie L1 die Beziehung der Schaltung von Figur 2, und eine Linie L2 die der Schaltung nach dem Stand der Technik von Figur 1. Zum Abbilden der Darstellung sind in der Schaltung von Figur 2 C1 = 20 pF, R5 = 2,7 kΩ, I1 = I2 = 100 uA und R11 = R12 = 600 Ω. Wie aus der Darstellung ersichtlich, ist in der Schaltung von Figur 2 nach der vorliegenden Erfindung die Reaktanz C der Reaktanzschaltung 14 auf einem fast konstanten Wert (hier 24 pF) gehalten, und zwar unabhängig vom Differenzfaktor. Der Grund dafür ist, daß, wenn I1 = I2, die Ausgabeströme I1 und I2 des DC-Verstärkers 20 beide gesteuert sind, sehr klein zu sein.
Die Beschreibung, die folgt, ist ein Betrieb des DC- Verstärkers 20, wenn der Strom I1 nicht gleich dem des Stroms I2 ist.
Bei der Beschreibung wird angenommen, daß I1 = I + ΔI und I2 = I - ΔI. Da unter dieser Bedingung die Basispotentiale der Transistoren Q3 und Q4 einander gleich sind, ist der Kollektorstrom des Transistors Q3, der durch den Widerstand R11 fließt, gleich dem des Transistors Q4, der durch den Widerstand R12 fließt. Insbesondere fließt vom Strom I + ΔI, der vom Differentialverstärker 12 in den Knoten A fließt, die Stromkomponente ΔI in den Knoten B durch die Widerstände R1 und R2, und die Stromkomponente I fließt durch den Widerstand R11 als der Kollektorstrom des Transistors Q3. Dementsprechend fließen der Strom ΔI vom Knnoten A und der Strom I - ΔI vom Differentialverstärker 12 in den Knoten B. Deshalb ist der Stromwert, der in den Widerstand R12 in Form des Kollektorsstroms des Transistors Q4 fließt, gleich I ( = I - ΔI + ΔI) . Daraus resultierend ist der Kollektorstrom des Transistors Q3, der durch den Widerstand R11 fließt, gleich dem des Transistors Q4, der durch den Widerstand R12 fließt.
Der Strom ΔI fließt vom Knoten A zum Knoten B durch die Widerstände R1 und R2 zum Erzeugen einer Potentialdifferenz (R1 + R2) x ΔI zwischen den Knoten A und B. Die Spannung, die erzeugt wird über jedem der Widerstände R11 und R12, ist RI. Deshalb wird eine Potentialdifferenz (R1 + R2) x ΔI erzeugt zwischen den Basen der Transistoren Q1 und Q2. Somit verstärkt, wenn I1 ≠ I2, der DC-Verstärker 20 die Ströme I1 und I2 und erzeugt die Ströme I3 und I4.
Wie aus der vohergehenden Beschreibung ersichtlich, werden beim DC-Verstärker 20, wenn I1 = I2 ist, die Werte der Ströme I3 und I4 gesteuert, klein zu sein. Wenn I1 ≠ I2, wird die Potentialdifferenz (R1 + R2) x ΔI verursacht zwischen den Basen der Transistoren Q1 und Q2, und deshalb werden die zufriedenstellend großen Ströme I3 und I4 erzeugt.
Figur 4 ist ein Schaltungsdiagramm zum Zeigen eines Oszillators mit variabler Frequenz unter Benutzung einer Reaktanzsteuerschaltung, die eine zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist. Bei dieser Ausführungsform wird ein DC-Verstärker 30 benutzt anstelle des DC- Verstärkers 20 bei der ersten Ausführungsform von Figur 2. Der DC-Verstärker 30 ist aufgebaut aus NPN-Transistoren Q1 und Q2, und einer Steuerschaltung 31 zum Steuern der Basispotentiale dieser Transistoren. Die Steuerschaltung 31 besteht aus Widerständen R1 und R2, sowie NPN-Transistoren Q30 und Q40. Ein Emitterbereich von jedem der NPN- Transistoren Q30 und Q40 ist größer als der von jedem der NPN-Transistoren Q1 und Q2. In diesem Fall ist der letztere dreimal so groß wie der voherige.
Beim DC-Verstärker 30 ist, wenn die Ströme I1 und I2, die abgeleitet sind vom Differentialverstärker 12, gleich einander sind, I1 = I2, ein Potential am Knoten A annähernd gleich dem am Knoten B. Dementsprechend fließt ein geringer Strom zwischen Knoten A und B durch die Widerstände R1 und R2. Unter dieser Bedingung kann das Potential an der Basis, die gemeinsam ist den Transistoren Q30 und Q40, angesehen werden, gleich zu sein dem Potential dem Knoten A (= Knoten B). Das Basispotential von jedem der Transitoren Q1 und Q2 ist ähnlichermaßen gleich dem Potential am Knoten A (= Knoten B). Dementsprechend ist die Basis-Emitter-Spannung VBE1 von jedem Transistoren Q1 und Q2 gleich der VBE2 von jedem der Transistoren Q30 und Q40. Da der Emitterbereich von jedem Transistor Q1 und Q2 1/3 x so groß ist wie der von jedem der Transistoren Q30 und Q40, ist der Strom, der in jedem Transistor Q1 und Q2 fließt 1/3 von dem, der in jedem Transistor Q30 und Q40 fließt. Wenn die Ströme I1 und I2, die sich ableiten von Differentialverstärker 12 einander gleich sind, sind die Ausgabeströme I3 und I4 des DC- Verstärkers 30 beide gesteuert, klein zu sein.
Wenn I1 ≠ I2 , beispielsweise I1 = I + ΔI und I2 = I- ΔI, fließt der Strom ΔI vom Knoten A zum Knoten B durch die Widerstände R1 und R2. Deshalb wird eine Potentialdifferenz (R1 + R2) x ΔI veranlaßt zwischen den Knoten A und B. Wenn die Ströme I1 ≠ I2 sind, dann verstärkt der Dc-Verstärker 30 die Ströme I1 und I2 und erzeugt Ströme I3 und I4.
Ebenfalls werden im DC-Verstärker 30, wenn I1 = I2, die Werte der Ströme I3 und I4 gesteuert, klein zu sein. Wenn I1 ≠ I2 ist, wird die Potentialdifferenz (R1 + R2 x ΔI verursacht zwischen den Basen der Transistoren Q1 und Q2, und deshalb werden die zufriedenstellend großen Ströme I3 und I4 erzeugt.
Wie oben beschrieben, können im DC-Verstärker 20 oder 30, wenn I1 = I2 die Ströme, die an die Transistoren Q1 und Q2 fließen, reduziert sein. Deshalb sind, wenn I1 = I2 ist, die Ströme, die in die Differentialtransistorschaltungen 141 und 142 in der Schaltung mit variabler Reaktanz 14 fließen, beide klein. Deshalb ist, falls die Transistoren Q1 und Q2 verschieden in der Geometrie und in der Operationscharakteristik sind, eine Differenz zwischen dem Strom, der zur Differentialtransistorschaltung 141 fließt, und dem Strom, der zur Differentialtransistorschaltung 142 fließt, sehr klein. Aus diesem Grund ist die Referenzreaktanz Cref der Schaltung mit variabler Reaktanz 14 frei von der Differenz der Geometrien und der Operationscharakteristika der Transistoren Q1 und Q2. Deshalb kann eine erwünschte Referenzreaktanz Cref gewährleistet sein.
Bezugszeichen in den Patentansprüchen sollen dem besseren Verständnis dienen und den Schutzumfang nicht beschränken.

Claims

1. Reaktanzsteuerschaltung, welche umfaßt:

eine Schaltung mit variabler Reaktanz (14) mit ersten und zweiten Differentialtransistorschaltungen (141, 142), wobei eine Reaktanz der Schaltung mit variabler Reaktanz bestimmt ist durch die Ströme, die an die ersten und zweiten Differentialtransistoren (141, 142) fließen; und

einen Differentialverstärker (12) zum Erzeugen erster und zweiter Ströme (I1, I2) in Übereinstimmng mit einer Eingabespannung (Vin);

gekennzeichnet durch

eine DC-Verstärkerschaltung (20; 30) zum Verstärken der ersten und zweiten Ströme (I1, I2), die sich ableiten aus dem Differentialverstärker (12); und zum Zuführen der verstärkten Ströme an die Schaltung mit variabler Reaktanz (14) zum Steuern der Ströme, die an die ersten und zweiten Differentialtransistorschaltungen (141, 142) fließen;

wobei die DC-Verstärkerschaltung (20; 30) beinhaltet:

erste und zweite Eingabeanschlüsse (A,B) zum Empfangen erster und zweiter Ströme (I1, I2), ausgegeben von der Differentialverstärkerschaltung (12);

erste und zweite Anschlüsse (C, D) zum Zuführen der dritten und vierten Ströme (I3, I4) an die Schaltung mit variabler Reaktanz (14); einen ersten Transistors (Q1) mit einem Kollektor, der verbunden ist mit dem ersten Ausgabeanschluß (C), einem Emitter, der verbunden ist mit einem Zuführungsanschluß für ein vorbestimmtes Potential (Gnd), und einer Basis;

einen zweiten Transistors (Q2) mit einem Kollektor, der verbunden ist mit dem zweiten Ausgabeanschluß (D), einem Emitter, der verbunden ist mit dem Zuführungsanschluß für das vorbestimmte Potential (Gnd), und einer Basis; und

eine Basispotential-Steuereinrichtung zum Zuführen verschiedener Potentiale an die Basen der ersten und zweiten Transistoren (Q1, Q2), wenn die ersten und zweiten Ströme (I1, I2) voneinander verschieden sind, so daß dritte und vierte Ströme (I3, I4) entsprechend den ersten und zweiten Strömen (I1, I2) durch die ersten und zweiten Transistoren (Q1, Q2) jeweils fließen, und

wenn die ersten und zweiten Ströme (I1, I2) gleich einander sind, zum Zuführen eines vorbestimmten Niedrigpotentials an die Basis des ersten und zweiten Transistors (Q1, Q2), so daß die dritten und vierten Ströme (I3, I4), die zu den ersten und zweiten Transistoren (Q1, Q2) fließen, beide reduziert sind.

2. Reaktanzsteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Basispotential-Steuereinrichtung (21) einen dritten Transistor (Q3) beinhaltet mit einem Kollektor, der verbunden ist mit der Basis des ersten Transistors (Q1), einem Emitter, der verbunden ist mit dem Zuführungsanschluß für das vorbetimmte Potential (Gnd), und einer Basis, einen vierten Transistor (Q4) mit einem Kollektor, der verbunden ist mit der Basis des zweiten Transistors (Q2), einem Emitter, der verbunden ist mit dem Zuführungsanschluß für das vorbestimmte Potential (Gnd), und einer Basis, die verbunden ist mit der Basis des dritten Transistors (Q3), ein erstes Impedanzelement (R1), angesiedelt zwischen dem ersten Eingabeanschluß (A) und der Basis, die gemeinsam ist den dritten und vierten Transistor (Q3, Q4), ein zweites Impedanzelement (R2), angesiedelt zwischen dem zweiten Eingabeanschluß (B) und der Basis, die gemeinsam ist dem dritten und vierten Transistor (Q3, Q4), ein drittes Impedanzelement (R11), angesiedelt zwischen dem ersten Eingabeanschluß (A) und der Basis des ersten Transistors (Q1), und ein viertes Impedanzelement (R12), angesiedelt zwischen dem zweiten Eingabeanschluß (B) und der Basis des zweiten Transistors (Q2).

3. Reaktanzsteuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Impedanzelemente (R1, R2) gleiche Widerstandswerte haben.

4. Reaktanzsteuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die dritten und vierten Impedanzelemente (R11, R12) gleiche Widerstandswerte haben.

5. Reaktanzsteuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten bis vierten Transistoren (Q1, Q2, Q3, Q4) gleiche Geometrien haben.

6. Reaktanzsteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Basispotential-Steuereinrichtung (31), einen dritten Transistor (Q30) beinhaltet, mit einem Kollektor, der verbunden ist mit der Basis des ersten Transistors (Q1), einem Emitter mit einer Fläche, die N mal so groß ist wie ein Emitterbereich des ersten Transistors (Q1), der verbunden ist mit dem Zuführungsanschluß für das vorbestimmte Potential (Gnd), und einer Basis, einen vierten Transistor (Q40) mit einem Kollektor, der verbunden ist mit einer Basis des zweiten Transistors (Q2), einem Emitter mit einem Bereich, der N mal so groß ist wie ein Emitterbereich des zweiten Transistors (Q2), der verbunden ist mit dem Zuführungsanschluß für das vorbestimmte Potential (Gnd), und einer Basis, die verbunden ist mit der Basis des dritten Transistors (Q30), ein erstes Impedanzelement (R1), angesiedelt zwischen dem ersten Eingabeanschluß (A) und der Basis, die gemeinsam ist dem dritten und vierten Transistor (Q30, Q40), und ein zweites Impedanzelement (R2), angesiedelt zwischen dem zweiten Eingabeanschluß (B) und der Basis, die gemeinsam ist für den dritten und vierten Transistor (Q30, Q40).

7. Reaktanzsteuerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Impedanzelemente (R1, R2) gleiche Widerstandswerte haben.

8. Reaktanzsteuerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Tranistoren (Q1, Q2) gleiche Geometrien haben.