DE69108644T2

DE69108644T2 - Energieübertragungssystem mit unterbrochener Resonanz.

Info

Publication number: DE69108644T2
Application number: DE69108644T
Authority: DE
Inventors: Herman Lee Renger
Original assignee: Pacesetter AB
Current assignee: Pacesetter Inc
Priority date: 1990-08-31
Filing date: 1991-08-07
Publication date: 1996-01-11
Anticipated expiration: 2011-08-08
Also published as: DE69108644D1; EP0473957A3; AU8132091A; JPH04285436A; EP0473957A2; US5095224A; AU634694B2; EP0473957B1

Description

Hintergrund der Erfindung

Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf Übertragungsschaltkreise für elektrische Energie und insbesondere auf Schaltkreise zum Antreiben eines induktiven Elementes mit einer angelegten Spannung einer abgestimmten Frequenz.
Es ist oft notwendig, elektrische Leistung induktiv von einer Einrichtung zu einer anderen zu übertragen, wie beispielsweise, wenn eine Ladeeinrichtung zum Wiederaufladen der Batterien einer Targeteinrichtung verwendet wird. Jede Einrichtung umfaßt eine Spule und die elektrische Leistung wird induktiv von der Spule in der Ladeeinrichtung, typischerweise zu der Spule in der Targeteinrichtung, und dann zu den Batterien übertragen. Um die Übertragung von Energie auf die Spulen der Targeteinrichtung zu iuaximieren und damit die Geschwindigkeit zu maximieren, mit welcher die Batterien wieder aufgeladen werden, während der Energieverlust durch Wärme ebenfalls minimiert wird, wird der Spulenschaltkreis in der Targeteinrichtung unter Verwendung eines Kondensators typischerweise abgestimmt, um die reaktive Impendanz der Spule auszugleichen. Die Spule und den Kondensator der Targeteinrichtung bilden einen L-C-Kreis, dessen Impendanz bei der Resonanzfrequenz des L-C-Kreises zu einem Minimum gemacht wird. Die Verwendung der kapazitiven Abstimmung zur Minimierung der Wärme, die beim Aufladen erzeugt wird, ist besonders wichtig, wo die Targeteinrichtung in einen Körper implantiert ist, wie beispielsweise ein Herzschrittmacher oder eine Medikamentenpumpe, da eine Erhöhung der Temperatur der implantierten Einrichtung um wenige Grad Fahrenheit eine Beschädigung von gesundem Gewebe verursachen kann.
Die Resonanzfrequenz des Targetspulenschaltkreises wird bestimmt durch die Spuleninduktanz, die Kapazität und die physikalische Orientierung der verschiedenen Komponenten und ihre Nähe zu anderen Leitern. Während die Induktanz einer Spule weitgehend bestimmt wird durch die Größe der Spule und die Anzahl der verwendeten Spulenwindungen, wird die Induktanz einer Spule vermindert, wenn sie in die Nähe von anderen Leitern gebracht wird. Eine implantierte Einrichtung, wie beispielsweise ein Herzschrittmacher, ist typischerweise enthalten in einem Leitergehäuse und daher hat seine Spule eine relativ stabile Induktanz, wenn sie einmal eingeschlossen ist, unabhängig von anderen Leitern, die in der Nähe bewegt werden. Auf diese Weise wird die Resonanzfrequenz des implantierten Spulenschaltkreises sich nicht merklich ändern, wenn die externe Sendespule der Aufladeeinrichtung in die Nähe gebracht wird.
Nachdem die Resonanzfrequenz der Targetspule fixiert wurde, kann maximale induktive Kopplung durch Konfigurieren der Spule der Aufladeeinrichtung erreicht werden, so dar sie die gleiche Frequenz hat. Das heißt, der Spulenschaltkreis der Aufladeeinrichtung sollte ein Feld erzeugen mit einer Grundfrequenz gleich der Resonanzfrequenz des Spulenschaltkreises der Targeteinrichtung. Die Induktanz der Sendespule und daher die Frequenz ihres erzeugten Feldes kann geändert werden, wenn sie nahe zu dem Gehäuse der Targeteinrichtung zum Aufladen gebracht wird. Dies ändert die Kopplung zwischen der Sendespule und der Targetspule, wobei die Energieübertragung erniedrigt und die Wärmeerzeugung erhöht wird.
Die Induktanz einer Spule kann sich ebenfalls im Laufe der Zeit ändern. Doch selbst wenn sie neu ist, gibt es typischerweise geringe Abweichungen in der Induktanz von Spule zu Spule aufgrund von Herstellungstoleranzen. Daher ist es nicht ungewöhnlich, daß die Kopplung zwischen der Sendespule und der Targetspule nicht optimal ist. Die verlorene Energie erhöht die Ladezeit und kann ein Gesundheitsrisiko durch Aufheizung mit sich bringen.
EP-A-179 536 offenbart einen Treiberschaltkreis zum Antreiben einer Targetspule, die mit einem ersten kapazitierten Element verbunden ist und dadurch einen Target-LC-Schaltkreis mit einer Resonanzfrequenz bildet. Der Treiberschaltkreis wird durch einen Transistorschalter in wiederholbarer Weise gesteuert, um eine Versorgungsspannung zum Antreiben der Sendespule anzuschließen, um eine zyklische Spannung und einen zyklischen Strom durch den Treiberschaltkreis zu erzeugen und dann nach der Hälfte eines Zyklusses den Treiberschaltkreis auf ein Referenzpotential abzutrennen, so daß der Target-LC-Schaltkreis und der Treiberschaltkreis die gleiche Resonanzfrequenz beibehalten. Auf diese Weise wird keine Targetspulenrückkopplung zur Beibehaltung der Resonanzfrequenz der Treiberschaltkreis-Targetspule verwendet.
Aus der obigen Diskussion wird deutlich, dar es ein Bedarf an einem verbesserten Energieübertragungssystem für die induktive Leistungsübertragung von einer externen Sendespule zu einer implantierten Targetspule unter Beibehalten der resonanten Kopplung zwischen den Spulen gibt.
Die vorliegende Erfindung befriedigt diesen Bedarf.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung, wie sie in den Ansprüchen definiert ist, liefert ein Energieübertragungssystem, in welchem die Grundfrequenz des magnetischen Feldes, die von einem Sendespulenschaltkreis mit einer Sendespule und einem kapazitiven Element erzeugt wird, mit der Resonanzfrequenz eines Schaltkreises, der eine Targetspule und ein kapazitives Element enthält, unabhängig von Abweichungen in der Induktanz der Sendespule abgestimmt werden kann, solange die Resonanzfrequenz des Sendespulenschaltkreises größer ist als die des Targetspulenschaltkreises. Dies erhöht die Kopplung der Energie von der Sendespule zu der Targetspule, wboei der Betrag der übertragenen Energie maximiert wird, wobei die Kopplung der zwei Spulen bei der gleichen Resonanzfrequenz des Targetspulenschaltkreises beibehalten wird und der Betrag des Energieverlustes in Form von Wärme minimiert wird.
Das Energieübertragungssystem behält die Resonanzkopplung durch zyklisches Übertragen von Energie von einer Versorgungsspannungswelle zu der Sendespule und einem in Reihe verbundene Kondensator bei, wodurch eine zyklische Spannung und ein zyklischer Strom erzeugt wird. Ein zyklisches Treibsignal beginnt den Spannungs- und Stromzyklus für die Spule und den Kondensator, welche zusammen einen LC- Schaltkreis bilden. Die Sendespule und der Kondensator können durch nur eine Hälfte ihres Spannungs-Stromzyklusses gehen, bevor der Zyklus momentan angehalten wird, oder sie werden im Moment des Spitzenspulenstromes in einem Gleichgewichts zustand gehalten. Während dieser Pause wird Energie in der Sendespule gespeichert. Nach einer geeigneten Wartezeitdauer wird die zweite Hälfte des Zyklusses vervollständigt, wenn der Spulenstrom auf Null abfällt und dann in die umgekehrte Richtung fließt. Die Zykluszeit des Treibsignals ist ein vorbestimmtes Zeitintervall, das so gewählt ist, daß die Frequenz des Sendespulenstroms mindestens gleich der Resonanzfrequenz des Targetspulenschaltkreises ist. Der Sendespulen- Strom wird auf seinem Spitzenwert während der Wartezeit, die in der vorbestimmten Zykluszeit enthalten ist, gehalten. Auf diese Weise wird die Sendespule resonant angetrieben, um einen Spulenstrom und damit ein Magnetfeld mit einer Grundfrequenz gleich der Resonanzfrequenz des Targetspulenschaltkreises und unterhalb der natürlichen Resonanzfrequenz des Sendespulenschaltkreises zu erzeugen. Die vorbestimmte Treibsignalzykluszeit ist unabhängig von der Resonanzfrequenz des Sendespulenschaltkreises und daher kann die vorbestimmte Zyklus zeit so gewählt werden, daß ein Sendespulenfeld mit einer Frequenz gleich der Resonanzfrequenz des Targetspulenschaltkreises unabhängig von kleinen Abweichungen in der Resonanzfrequenz des Sendespulenschaltkreises erzeugt wird.
Bei der vorliegenden Erfindung wird die Betriebsfrequenz des Systems so eingestellt, dar sie die Resonanzfrequenz des Targetspulenschaltkreises unabhängig von Änderungen der Resonanzfrequenz des Spulen-Kondensatorschaltkreises über die Zeit entspricht. Wenn beispielsweise die Resonanzfrequenz des Sendesystems sicli ändert, wenn es nahe der Targeteinrichtung gebracht wird, dann wird das System die Frequenz des erzeugten Feldes so einstellen, daD sie gleich zu der des Targetschaltkreises ist, um eine resonante Kopplung beizubehalten. Zusätzlich zum Anhalten oder Pausieren in der zyklischen Spannung und dem zyklischen Strom des Sendespulenschaltkreises fügt das System eine andere Pause in den Zyklus ein, wenn der Sendespulenstrom durch einen Strom gleich Null geht, wenn er seine Richtung ändert. Wenn der Strom der Sendespule den Null-Strom erreicht, dann trennt das System die Versorgungsspannungsquelle von dem Sendespulenschaltkreis, bringt den Schaltkreis in ein Wartezeitintervall und untersucht die reflektierte Spannung, die von der Targeteinrichtung kommt. Dieses Wartezeitintervall umfaßt ein Fenster, währenddessen die Spannung, die von der reflektierten Leistung erzeugt wird, kontrolliert werden kann. Jeder Phasenfehler zeigt an, daß die zwei Schaltkreise nicht optimal gekoppelt sind. Das Zykluszeitintervall kann eingestellt werden, bis der detektierte Phasenfehler während der Fensterperiode im wesentlichen gleich Null ist.
Ein Kontroller ist vorgesehen, um auf Differenzen in der Systemspannung anzusprechen. Die Fenster werden verwendet, um die reflektierte Spannung zu untersuchen, wobei der Kontroller die Verzögerungszeit einstellt, um eine optimale Resonanzkopplung zwischen den Einrichtungen zu erhalten. Auf diese Weise kompensiert das System Änderungen der Induktanz des Sendespulenschaltkreises, wenn dieser nahe der Targeteinrichtung gebracht wird und kompensiert weiterhin Änderungen in der Resonanzfrequenz des Targetschaltkreises.
Andere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden anhand der folgenden ausführlichen Beschreibung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen deutlich, welche im Wege von Beispielen die Prinzipien der Erfindung erläutern.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm für einen Treiberschaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 2 ist ein Zeitdiagramm für verschiedene Wellenformen des Treiberschaltkreises, der in Fig. 1 gezeigt ist.
Fig. 3 ist ein schematisches Diagramm eines Treiberschaltkreises des Typs, der in Fig. 1 gezeigt ist, und der weiterhin einen Spitzenkontroller beinhaltet.
Fig. 4 ist ein Zeitdiagramm für verschiedene Wellenformen des Treiberschaltkreises, der in Fig. 3 gezeigt ist.
Fig. 5 ist ein Diagramm für verschiedene Strom- und Spannungswellenformen des Treiberschaltkreises, der in Fig. 3 gezeigt ist.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Ein Resonanz-Energieübertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 1 gezeigt, in welchem eine Sendespule 10 zur Übertragung von elektrischer Energie auf eine Targetspule 11 verwendet wird. Beispielsweise kann die Empfangsspule Teil eines implantierten Herzschrittmachers mit wiederaufladbaren Batterien sein. Der Schaltkreis liefert eine maximale induktive Kopplung der zwei Spulen 10 und 11, wobei ein Minimum an Wärme erzeugt wird und die Aufladezeit verkürzt wird und das Gesundheitsrisiko, das mit der Aufheizung des Schrittmachers verbunden ist, vermindert wird. Der Schaltkreis, der in Fig. 1 gezeigt ist, läuft so, daß die Frequenz des Feldes, das von der Sendespule 10 erzeugt wird, gleich der Resonanzfrequenz der Targetspule 11 ist.
Die Sendespule 10 ist an einem Ende mit einem Referenzpotential 12, wie beispielsweise Erde, über eine erste Diode 14 und mit einer Versorgungsspannungsquelle 16 über eine zweite Diode 18 verbunden. Die Versorgungsspannungsquelle erzeugt eine Spannung mit einer Größe +V. Eine Leitung eines Kondensators 20 ist zwischen der Sendespule 10 und der ersten Diode 14 angeschlossen und die andere Leitung des Kondensators 20 ist an das Referenzpotential 12 angeschlossen. Zwei Transistoren, ein erster Transistor 22 und ein zweiter Transistor 24 verbinden abwechselnd die Spule 10 mit der Versorgungsspannungsquelle 16 und dem Referenzpotential 12. Der erste Transistor 22 ist ein N-Kanal- oder NMOS-Typ-Transistor und der zweite Transistor ist ein P-Kanal oder PMOS- Typ-Transistor. Jedoch können andere Transistortypen verwendet werden. Der Gate-Anschluß jedes Transistors 22, 24 wird von einer Spannung von einer Treibspannungsquelle 26 angetrieben. Der Drain-Anschluß jedes Transistors 22, 24 ist mit der Sendespule 10 an einen Verbindungspunkt 28 verbunden. Der Source-Anschluß des ersten Transistors 22 ist mit dem Referenzpotential 12 verbunden, während der Source-Anschluß des zweiten Transistors 24 mit der Versorgungsspannungsquelle 16 verbunden ist. Das Treibsignal, das von der Treiberspannungsquelle 26 erzeugt wird, hat eine vorbestimmte Zykluszeit, die gleich zu der des Targetspulenschaltkreises ist. Das heißt, die Frequenz des Treibsignals ist gleich zu der Resonanzfrequenz des Schaltkreises der Targetspule 11.
Der Betrieb des Schaltkreises von Fig. 1 wird am besten verstanden mit bezug auf das Zeitdiagramm, das in Fig. 2 gezeigt ist, welches die Treibspannung VA, die Spannung VB am Verbindungspunkt 28, die Spannung VC des Kondensators 20 und den Strom IL durch die Sendespule 10 zeigt. Anfänglich, kurz vor der Zeit T&sub1; ist die Treibspannung VA hoch und daher ist der erste Transistor 22 in einem leitenden Zustand oder ist vorgespannt auf Ein, während der zweite Transistor 22 in einem nicht leitenden Zustand ist oder auf Aus vorgesponnen ist. Ein negativer Strom ist in dem Schaltkreis vor der Zeit T&sub1; geflossen und der Kondensator 20 hat keine gespeicherte Energie. Folglich ist die Kondensatorspannung VC vor der Zeit T1 gleich Null. Zu der Zeit T1 fällt die Treibspannung VA ab, wodurch der zweite Transistor in einen leitenden Zustand versetzt wird oder auf Ein vorgespannt wird.
Wenn die Treibspannung VA abfällt, wird die Spannung auf VC des Kondensators 20 anfänglich gleich Null. Da der zweite Transistor 24 zur Zeit T1 leitend ist, ist die gegenüberliegende Leitung der Sendespule 10 auf dem Versorgungsspannungspegel +V. Folglich wird zu dieser Zeit T1 eine positive Spannung über die Spule 10 angelegt, die dem Flug des Stromes IL entgegenwirkt. Daher beginnt sich der Spulenstrom IL zu einer entgegengesetzten Polarität zu ändern, wobei er sich von negativ nach positiv ändert. Die Spannung an der ersten Diode 14 bleibt jedoch bei Null, während die Diode 14 leitend ist und daher bleibt die Kondensatorspannung VC bei Null. Wenn der Spulenstrom IL Null erreicht hat, kehrt er sich um und wird positiv. Die Kondensatorspannungswellenform VC beginnt anzusteigen in einer allgemein sinusartigen Kurve in Richtung auf den Versorgungsspannungspegel +V, weil die zweite Leitung der Sendespule 10 sich auf diesem Pegel befindet.
Solange der Sendespulenstrom IL in die negative Richtung fließt, fließt der Strom IL durch die erste Diode 14. Wenn der Spulenstrom IL zur Zeit T2 Null erreicht hat, wird die Kondensatorspannung VC, die auf Erde durch die erste Diode 14 festgehalten war, frei, weil die erste Diode 14 sich öffnet. Das heißt, die erste Diode 14 kann nicht Strom in die entgegengesetzte (positive) Richtung leiten. Zur Zeit T2 beginnt der positive Strom IL den Kondensator 20 zu laden. Wenn die Spannung VC über den Kondensator 20 ansteigt, sinkt die Spannung über der Spule 10 ab und daher wird die Geschwindigkeit der Erhöhung des Spulenstroms IL vermindert. Wenn die Kondensatorspannung VC den Versorgungsspannungspegel +V erreicht, wird die Geschwindigkeit der Erhöhung des Spulenstroms IL gleich Null. Das heißt, die Spule 10 hat einen Strom, der durch sie hindurchfließt, aber die Spannung über ihr ist gleich Null. Folglich ist der zweite Transistor 24 auf Ein vorgespannt, doch gibt es nichts, um den Strom IL durch die Spule 10 zu erhöhen. An diesem Punkt, der Zeit T3, beginnt die zweite Diode 18 zu leiten. Daher bleibt der Spulenstrom IL konstant, bis die Transistoren 22 und 24 erneut geschaltet werden. Die Kondensatorspannung VC bleibt konstant, weil sie auf die Versorgungsspannung +V durch die zweite Diode 18 festgehalten ist.
Das Zeitintervall, währenddessen die Kondensatorspannung VC bei Null verbleibt, von der Zeit T1 bis zur Zeit T2, ist ungefähr gleich der Quadratwurzel der Induktanz multipliziert mit der Kapazität dividiert durch Zwei. Während dieses Intervalls ist die Änderung in dem Induktorstrom IL ungefähr linear. Das Zeitintervall, während dessen die Kondensatorspannung VC in Richtung des Versorgungsspannungspegels +V ansteigt, von der Zeit T2 zu der Zeit T3, ist ungefähr gleich der Konstante PI multipliziert mit der Quadratwurzel der Induktanz multipliziert mit der Kapazität, alles zusammen dividiert durch Zwei. Während dieses Zeitintervalls hat die Kondensatorspannung VC eine Wellenform, die im allgemeinen sinusförmig ist, wie in Fig. 2 gezeigt ist.
Zur Zeit T4 geht die andere Spannung VA erneut auf Hoch, wodurch der erste Transistor 22 in einen leitenden Zustand und der zweite Transistor 24 in einen nicht leitenden Zustand versetzt wird. Die Spannungsversorgungsquelle 16 arbeitet nunt gegen den Strom IL, der durch die Sendespule 10 fließt, der in positiver Richtung fließt, wobei die zweite Diode 18 leitet. Da der erste Transistor 22 in einem leitenden Zustand ist, ist der Strom IL durch die Sendespule von entgegengesetzter Polarität von der Versorgungsspannungsquelle +V, wobei er von dem ersten Transistor 22 durch die Sendespule 10, durch die zweite Diode 18 und hoch bis zur Versorgungsspannungsquelle 16 fortschreitet. Das heißt, an diesem Punkt wird Energie von der Spule in die Versorgungsspannungsquelle 16 zurückgegeben. Der Sendespulenstrom IL wird linear abgesenkt, weil die Versorgungsspannung +V über der Spule 10 während dieser Zeit sich nicht ändert und nicht den Kondensator 20 auflädt. Statt dessen steht die Spannung dem Fluß des Stromes IL entgegen und erniedrigt den Strom IL Dieses Zeitintervall von der Zeit T4 zu der Zeit T5 ist ungefähr gleich dem Zeitintervall von der Zeit T1 zu der Zeit T2.
Wenn der Strom IL durch die Sendespule 10 zur Zeit T5 Null erreicht, schaltet die zweite Diode 18 ab, und daher kann die Energie in dem Kondensator 20 in den Schaltkreis übertragen werden. Der Kondensator 20 überträgt seine Energie in die Spule 10, weil der erste Transistor 22 immer noch Strom durch die Erdung 12 leitet und daher ist die Form der Wellenform von der Zeit T5 bis T6 ungefähr sinusförmig in der gleichen Weise, wie die Wellenform von der ersten Halbperiode der Spannungsperiode von der Zeit T2 bis Zeit T3. Auf diese Weise beginnt die Kondensatorspannung VC bei einem konstanten Pegel zur Zeit T4 und geht dann in einer Kurve sinusartig zur Zeit T5 nach unten, bis sie zur Zeit T6 Null erreicht, wobei der Strom IL durch die Sendespule 10 in der Zwischenzeit sich linear von seinem maximalen positiven Wert zur Zeit T4 auf Null auf seinen maximal negativen Wert zur Zeit T6 ändert.
Der Strom IL durch die Spule 10 wird negativer von der Zeit T4 bis T6, da die rechte Seite der Spule 10 ein Versorgungsspannungsladung +V von dem Kondensator 20 anfänglich hat, und die linke Seite einen Kurzschluß zur Erde 12 durch den ersten Transistor 22 hat. Wenn der Spulenstrom IL seinen negativen Spitzenwert erreicht, dann entspricht der Zustand des Schaltkreises erneut dem unmittelbar vor der Zeit T1.
In dem Schaltkreis, der in Fig. 1 gezeigt wird, ist die Sendespule 10 und der Kondensator 20 so gewählt, daß er einen LC-Schaltkreis bildet mit einer Resonanzfrequenz, die mindestens so hoch ist wie die des Targetspulenschaltkreises 11. Die Halbperiode der Treibspannung VA kann so gewählt werden, daß sie ungefähr gleich der Hälfte der Zyklus zeit für die Resonanzfrequenz des Targetspulenschaltkreises ist. Wie aus Fig. 2 zu sehen ist, ist die Halbperiode der Spannung VC und des Stromes IL in dem Sendeschaltkreis unabhängig von der Resonanzfrequenz des Schaltkreises. Auf diese Weise kann das Zeitintervall von Zeit der T1 zu der Zeit T4 so vorbestimmt werden, daß es die Halbperiode der Resonanzfrequenz der Targetspule 11 entspricht, unabhängig von Änderungen in der Induktanz der Sendespule 10, solange die Resonanzfrequenz des Schaltkreises über der des Targetspulenschaltkreises ist. Auf diese Weise befinden sich die zyklische Spannung VC und der Strom IL in dem Sendespulenschaltkreis 10 in Resonanz mit dem Targetspulenschaltkreis 11. Das heißt, daß Wartezeitintervall von der Zeit T3 zu der Zeit T4 und von der Zeit T6 zu der Zeit T7 sind jeweils ein Wartezeitintervall, um die resonante Kopplung zwischen den Spulen sicherzustellen.
In einer anderen Ausführungsform der Erfindung, die in Fig. 3 gezeigt ist, wird ein zweites Wartezeitintervall zugefügt. Das erste Wartezeitintervall, das oben in bezug auf die Fig. 1 und 2 beschrieben wurde, stellt die resonante Kopplung zwischen den zwei Spulen 10 und 11 trotz Änderungen in der Induktanz der Sendespule 10 sicher, weil das Wartezeitintervall, das in der Treibsignalzykluszeit enthalten ist, die Änderungen auffangen kann, wobei die Zykluszeit fixiert bleibt, und dadurch ermöglicht, dar Energie in der Spule 10 gespeichert wird. Die Ausführungsform, die in Fig. 3 gezeigt ist, umfaßt ebenfalls ein ersten Wartezeitintervall, währenddessen Energie gespeichert werden kann, und umfaßt zudem ein zweites Wartezeitintervall. Das zugefügte zweite Wartezeitintervall wird als ein Fenster verwendet, währenddessen die sehr geringe reflektierte Spannung, die in der Sendespule von der Targetspule induziert wird, untersucht wird. Dies erlaubt eine genaue Bestimmung des Grades der Übereinstimmung zwischen den zwei Schaltkreisen. Wenn die Spannungswellenform anzeigt, dad die resonante Kopplung verlorengegangen ist, kann das erste Wartezeitintervall eingestellt werden, bis die Wellenform anzeigt, daß die resonante Kopplung erreicht ist. Ein Treiberschaltkreis 29 ist in Fig. 3 gezeigt, in welchem wie in der vorangegangenen Ausführungsform von Fig. 1 die Sendespule 10 alternativ entweder mit dem Referenzpotential 12, wie beispielsweise Erde, oder mit der Versorgungsspannungsquelle 16 über einen ersten Transistor 22 oder einen zweiten Transistor 24 verbunden wird. Die Sendespule 10 ist mit der Erde über einen Tastwiderstand 30 verbunden. Ein Kondensator 31 ist in Reihe mit der Spule 10 geschaltet, und die beiden bilden einen LC-Schaltkreis, der eine Resonanzfrequenz hat und eine zyklische Spannung und einen Stromfluß erzeugt.. Die zyklische Spannung und der zyklische Strom werden erzeugt in Verbindung mit dem ersten Wartezeitintervall oder einer Verzögerung, die so eingestellt werden kann, daß die Spannungs- und Stromzyklen eine Frequenz aufweisen, die im wesentlichen gleich der Resonanzfrequenz einer Targeteinrichtung 32 mit einer Targetspule 34 in Reihe verbunden mit einem Widerstand 36 und einem Kondensator 38 ist. Das heißt, in dem Schaltkreis von Fig. 3 wird das Verzögerungsintervall wieder verwendet, um die Halbperiode der zyklischen Spannung und des Stroms des Treiberschaltkreises 29 an die Halbperiode der Resonanzfrequenz der Targeteinrichtung 32 anzupassen. Das zugefügt zweite Wartezeitintervall oder Fenster wird verwendet, um die Spule 10 von dem ersten und dem zweiten Transistor 22 und 24 abzukoppeln, und um zu erlauben, dar die sehr kleine reflektierte Spannung von der Targetspule 34 mit der Spannung der Sendespule 10 verglichen wird. Ein Phasenfehler in der reflektierten Spannung zeigt an, daß die zwei Spulen 10 und 34 nicht resonant miteinander gekoppelt sind. Es kann eine Phasenverschiebung in der Targetspannungswellenform von der ansonsten erwarteten aufgrund eines intervenierenden Leiters geben, wie beispielsweise eines Schrittmachergehäuses, wie oben erwähnt, und daher muß ein Phasenfehler nicht notwendig vorhanden sein, wann auch immer es eine Phasendifferenz gibt. Daher bestimmt die besondere Konfiguration des Systems den Betrag der Phasendifferenz, die zu erwarten ist, und daher die Anwesenheit eines Phasenfehlers.
Die zwei Transistoren 22 und 24 umfassen vorteilhaft MOSFET-Typ Transistoren mit entgegengesetzter Polarität, wobei der erste Transistor 22 ein n-Kanal MOSFET ist und der zweite Transistor 24 ein p-Kanal MOSFET ist. Die Drain-Anschlüsse des ersten und zweiten Transistors 22 und 24 sind mit dein Kondensator 31 durch erste und zweite Dioden 40 bzw. 42 verbunden. Die Dioden 40 und 42 sind mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt 43 verbunden, der mit B bezeichnet ist. Der Source-Anschluß des zweiten Transistors 24 ist mit der Spannungsversorgungsquelle 16 verbunden. Der Source-Anschluß des ersten Transistors 22 ist mit dem Referenzpotential 12 oder Erde verbunden.
Ein Kontroller 44 steuert die alternierende Verbindung der Sendespule 10 mit der Versorgungsspannungsquelle 16 und der Referenzspannung 12. Der Kontroller 44 umfaßt einen variablen Oszillator und einen Pulsgenerator zur Erzeugung der verschiedenen Treibsignale. Der Kontroller 44 ist mit dem ersten Transistor 22 über eine Leitung 46 verbunden, über welche der Kontroller 44 ein Treibsignal G1 sendet. Wenn das Treibsignal G1 Hoch ist, ist der erste Transistor 22 in einem leitenden Zustand oder auf Ein vorgespannt, wodurch die Verbindung 43 mit dem Referenzpotential 12 oder einer negativen Spannung verbunden wird. Der Kontroller 44 ist mit dem Gate- Anschluß des zweiten Transistors 24 durch ein ODER-Gatter 48 verbunden. Eine Leitung des ODER-Gatters 48 ist mit dem Kontroller 44 über eine Leitung 50 verbunden, über welche der Kontroller 44 ein LIMIT-Signal sendet, das anzeigt, dar ein gewünschtes Spannungslimit erreicht worden ist. Die zweite Leitung des ODER-Gatters 48 ist mit dem Kontroller 44 über eine Leitung 52 verbunden, über welche der Kontroller 44 ein Treibsignal G2 sendet. Das ODER-Gatter ist seinerseits mit dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors 24 über eine Leitung 54 verbunden. Wenn entweder das LIMIT-Signal oder das G2-Treibsignal Hoch ist, wird der zweite Transistor 24 in einen nicht leitenden Zustand oder auf Aus gesetzt.
Zwei zusätzliche Transistoren sind in dem Schaltkreis 29 vorgesehen, um eine Kurzschlußfunktion auszuführen, wie ausführlicher weiter unten beschrieben wird. Der Kontroller 44 ist mit dem Gate-Anschluß eines dritten Transistors 56 über eine Leitung 58 verbunden, über welche der Kontroller 44 ein Treibsignal G3 sendet. Der dritte Transistor 56 ist zwischen der Sendespule 10 und dem Kondensator 31 an seinem Drain-Anschluß über eine dritte Diode 60 angeschlossen. Der Kontroller 44 ist mit dem Gate-Anschluß eines vierten Transistor 62 über eine Leitung 64 angeschlossen, über welche der Kontroller 44 ein Treibsignal G4 sendet, und ist zwischen der Spule 10 und dem Kondensator 31 an seinem Drain-Anschluß über eine vierte Diode 66 verbunden. Der dritte Transistor 56 ist vorzugsweise ein n-Kanal Transistor, wobei der vierte Transistor 62 vorzugsweise ein p-Kanal Transistor ist. Der dritte und der vierte Transistor 56 und 62 schliefen periodisch die Sendespule 10 mit der Erde kurz, um zu erlauben, daß der Strom IL leerläuft, wie weiter unten ausführlich beschrieben wird.
Ein fünfter Transistor 68 ist vorgesehen zur Steuerung der maximalen Ausgangsspannung, die von dem Schaltkreis 29 erzeugt wird. Ein Gate-Anschluß des fünften Transistor 68 empfängt ein Steuersignal G5, das das G2 Treibsignal von dem Kontroller 44, das über die Leitung 52 empfangen wird, umfaßt, und ist mit dem fünften Transistor 68 durch einen Kopplungskondensator 70 über eine Leitung 71 verbunden. Der Kopplungskondensator 70 verschiebt den Spannungspegel des G2 Signals, wodurch das G5 Signal erzeugt wird. Das heißt, das G2 Signal ändert sich von der Versorgungsspannung +V auf das Referenzpotential Null, während das G5 Signal sich von dem Referenzpotential zu der negativen Versorgung -V ändert. Der fünfte Transistor 68 ist vorzugsweise von der gleichen Polarität, wie der zweite Transistor 24. Wenn daher das Treibsignal G2 auf hoch ist, ist der fünfte Transistor 68 in einem nicht-leitenden Zustand oder auf Aus vorgespannt. Der Drain- Anschluß des fünften Transistor 68 ist mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt 43 über eine fünfte Diode 72 verbunden. Der Kopplungskondensator 70 und der Gate-Anschluß des fünften Transistors 68 sind ebenfalls mit der Erde 12 über eine Leitung 74 und eine sechste Diode 76 verbunden.
Der Kontroller 44 empfängt Eingangssignale vom Nulldurchgangsdetektoren 78, 80 und einem Phasendetektor 84. Ein erster Nulldurchgangsdetektor 78 liefert seinen Ausgang an den Kontroller 44 und ist mit seinem Eingang zwischen der Sendespule 10 und dem Abtastwiderstand 30 über eine Leitung 79 verbunden. Der zweite Nulldurchgangsdetektor 80 liefert seinen Ausgang an den Kontroller 44 und wird mit einem ersten Eingang von einer Leitung 82, die zwischen der Spule 10 und dem Kondensator 31 angeschlossen ist, und mit einem zweiten Eingang von der Leitung 79 versorgt. Der Phasendetektor 84 liefert seinen Ausgang zu dem Kontroller 44 und ist mit seinem Eingang zwischen der Spule 10 und dem Kondensator 31 durch die Leitung 82 verbunden. Schließlich liefert ein Spitzendetektor 86 seinen Ausgang an den Kontroller 44 und ist mit dein Treiberschaltkreis 29 über die Leitung 82 zwischen der Spule 10 und dem Kondensator 31 verbunden. Der Spitzendetektor 86 begrenzt die Größe der Spannung und des Stromes, die von dem Schaltkreis 29 erzeugt werden.
Der Betrieb des Treiberschaltkreises 29 wird am besten mit bezug auf die Zeitdiagramme von Fig. 4 verstanden, welche das zyklische Treibsignal G1 für den ersten Transistor 22, das zyklische Treibsignal G2 für den zweiten Transistor 24, das Treibsignal G3 für den dritten Transistor 56, das Treibsignal G4 für den vierten Transistor 62, das Treibsignal G5 für den fünften Transistor 68, die Spannung VB des Verbindungspunktes 43, den Strom IL und die Spannung VL der Sendespule 10 und das Limitsignal an dem ODER-Gatter 48 zeigen. Fig. 5 zeigt die Spannung VR, welche die reflektierte Spannung ist, die in dem Treiberschaltkreis 29 durch die Targetspule 34 induziert wird, und zudem die Spannung VT und dem Strom IT der Targetspule 34.
Die Zeitdiagramme von Fig. 4 zeigen, dar anfänglich zur Zeit T1 sowohl G1 wie auch G2 auf Hoch sind und daher der ersten Transistor 22 auf Ein vorgespannt ist und der zweite Transistor 24 auf Aus vorgespannt ist. Daher ist der Verbindungspunkt 43 mit der Erde verbunden und die Verbindungsspannung VB ist gleich Null. Aufgrund des Betriebes des Schaltkreises vor der Zeit T1 flieht ein abnehmend negativer Strom IL durch die Sendespule 10, den Kondensator 31, die erste Diode 40, den ersten Transistor 22, durch Erde, zurück zu dem Tastwiderstand 30 und zurück zu der Spule 10. Daher hat die Spule 10 eine zunehmend positive Spannung VL. Zur Zeit T2 erreicht der Spulenstrom IL Null und die Spulenspannung VL erreicht ihren maximalen Wert +V. Zu dieser Zeit wird ein Fensterzeitintervall ausgelöst durch geeigneten Betrieb der Treibsignale, wie weiter unten erklärt wird.
Anfänglich, zur Zeit T1, sind alle Transistoren 24, 56, 62 und 68 mit Ausnahme des ersten Transistors 22 auf Aus vorgespannt. Wenn der Sendespulenstrom IL zur Zeit T2 Null erreicht, dann detektiert der erste Nulldurchgangsdetektor 78 die Bedingung und liefert ein entsprechendes Signal an den Kontroller 44. Der Kontroller 44 beginnt in Antwort darauf das Fensterzeitintervall durch Abfallen der Treibspannung G1, die den ersten Transistor 22 auf Aus vorspannt. Daher wird zur Zeit T2 alle Transistoren 22, 24, 56, 62 und 68 auf Aus vorgespannt. Wenn alle Transistoren auf Aus vorgespannt sind, sieht der Anschlud der Spule 10, der am nähesten bei den Transistoren liegt, die Transistoren als offene Schalter und "schwebt", und erlaubt daher, daß die sehr kleine reflektierte Spannung VR, die in der Sendespule 10 durch die Änderung des Stromes in der Targetspule 34 induziert wird, von dem Phasendetektor 84 gesehen wird, welcher zwischen der Spule 10 und dem Kondensator 31 vorgesehen ist. Der Kontroller 44 verwendet die reflektierte Spannung VR, um den Betrieb des Treiberschaltkreises 29 einzustellen, wie weiter unten in Verbindung mit Fig. 5 erklärt wird.
Zur Zeit T3, nach einem vorbestimmten Zeitintervall, beendet der Kontroller 44 das Fensterzeitintervall durch Abfall der Treibspannung G2 für den zweiten Transistor 24, wodurch der zweite Transistor 24 auf Ein vorgespannt wird. Auf diese Weise wird der Verbindungspunkt 43 mit der Versorgungsspannungsquelle 16 verbunden und die Spannung VL an der Sendespule 10 springt auf +V. Beginnend mit der Zeit T3 steigt der Spulenstrom IL in einer sinusartigen Weise für einen Viertelzyklus an, da die Spannung über den Kondensator 31 ansteigt, wodurch die Spannung VL auf der Spule 10 vermindert wird. Zur Zeit T4 erreicht der Spulenstrom IL eine Spitze, wobei die Spannung über die Spule VL Null erreicht. Das heißt, die ganze Spannung von der Versorgungsspannungsquelle 16 liegt über dem Kondensator 31. Der zweite Nulldurchgangsdetektor 80 wird zur Zeit T4 durch die Null- Spannung über die Spule 10 getriggert, um das Verzögerungszeitintervall zu beginnen. Der Detektor 80 ist sowohl mit der Spulenspannung VL wie auch mit der Spannung über den Widerstand 30 versorgt, um genauer auf die Null-Spulenspannung zu reagieren. Während die Spannung über den Widerstand 30 sehr klein ist, wird der Fachmann erkennen, dar das Zuführen dieser Spannung an den Nulldurchgangsdetektor 80 erlaubt, daß die Spannung am Widerstand von der Spulenspannung VL abgezogen werden kann, wodurch sie vom Gesamten eliminiert wird und dadurch dem Nulldurchgangsdetektor 80 erlaubt, zu antworten, wenn die Spulenspannung VL ihrerseits tatsächlich durch Null geht.
Zur Zeit T4 empfängt der Kontroller 44 das Signal von dem zweiten Nulldurchgangsdetektor 80 und beginnt ein Verzögerungszeitintervall durch Abfallen der Treibspannung G4, Vorspannen des vierten Transistors 62 auf Ein und Erzeugen eines Weges mit niedrigem Widerstand für den Strom in positiver Richtung durch den vierten Transistor 62 und die vierte Diode 66 zu der Sendespule 10, wodurch der Strom IL in der Sendespule 10 weiter zirkulieren kann. Der Kontroller 44 variiert das Verzögerungsintervall und paßt dadurch die Betriebsfrequenz des Schaltkreises 29 an die Resonanzfrequenz des Targetsystems 32 an, wie unten beschrieben wird. Es ist zu beachten, daß, obwohl der dritte Transistor 56 auf Aus vorgespannt ist, während dieses Zeitintervalls, sowohl der dritte Transistor 56 wie auch der vierte Transistor 62 auf Ein zur gleichen Zeit vorgespannt sein könnten, da der Strom dennoch nur durch den vierten Transistor 62 und die vierte Diode 66 fließen würde. Der Pegel des Spulenstroms IL von der Zeit T4 zu T5 ist gezeigt als leicht abfallend, um zu verdeutlichen, daß verschiedene Verluste in dem Schaltkreis den erzeugten Strom leicht vermindern. Diese Verluste umfassen Diodenverluste, Kopplungsineffizienzen und Induktanzverluste. Während des Verzögerungszeitintervalls war der zweite Transistor 24 auf Ein vorgespannt, es floß jedoch kein Strom, weil die rechte Seite des Kondensator 31 auf Null-Spannung durch den vierten Transistor 62 gehalten wird.
Zur Zeit T5 beendet der Kontroller 44 die Verzögerung durch Vorspannen des vierten Transistor 62 auf Aus. Eine Energieübertragung in Resonanz wird für einen weiteren Viertelzyklus fortgesetzt, da die Energie in der Sendespule 10 zu dem Kondensator 31 von der Zeit T5 bis T6 übertragen wird, wie durch die sinusförmige Abnahme in der Spannung und im Strom für die Spule 10 gezeigt ist. Daher kann zur Zeit T6 die Spannung des Verbindungspunktes 43 über den Pegel der Versorgungsspannungsquelle ansteigen. Wenn der Strom IL der Sendespule 10 zur Zeit T6 auf Null abgefallen ist, geht die Spannung über den Tastwiderstand 30 auf Null, wodurch der erste Nulldurchgangsdetektor 78 getriggert wird und als Resultat der Kontroller 44 das nächste Fensterzeitintervall beginnt.
Während des Fensterzeitintervalls, das zur Zeit T6 beginnt, sind alle Transistoren 22, 24, 56, 62, 68 erneut durch den Kontroller 44 auf Aus vorgespannt. Der Anschluß der Sendespule 10, der am nächsten zu dem Kondensator 31 liegt, "schwebt" und erlaubt es dem Phasendetektor 84, die Spannung zu sehen, die in der Sendespule 10 durch Änderung des Stromes in der Targetspule 34 induziert wird. Der Phasendetektor 84 liefert ein geeignetes Signal an den Kontroller 44, welches das Verzögerungszeitintervall so einstellen kann, daß es zu der Betriebsfrequenz der Targetspule paßt.
Wenn der Kontroller 44 das Fensterzeitintervall zur Zeit T7 beenden möchte, erhöht der Kontroller 44 das Treibsignal G1, wodurch der erste Transistor 22 auf Ein vorgespannt wird. Wenn der erste Transistor 22 auf Ein vorgespannt ist, kann ein Strom von dem ersten Transistor 22 durch Erde, durch den Tastwiderstand 30, die Sendespule 10, den Kondensator 31 und die erste Diode 40 fliegen. Daher kann der Kondensator 31 die Energie, die in ihm gespeichert ist, abgeben, die bei einer größeren als der Versorgungsspannung +V lag. Daher kann die Spannung VL über die Spule 10 größer sein als -V, wie in Fig. 4 gezeigt ist. Der Schaltkreis kann seinen Betrieb in der Weise fortsetzen, daß er über die Versorgungsspannung schwingt, wobei er durch den Qualitätsfaktor Q des Schaltkreises begrenzt ist, wie unten beschrieben wird. Wenn die Kondensatorspannung Null erreicht hat, ist die ganze Energie von dem Kondensator 31 in den Schaltkreis abgegeben worden und die Spulenspannung VL wird gleich Null, wie in dem Zeitdiagramm bei der Zeit T8 gezeigt ist.
Zur Zeit T8 flieht der Strom IL in negativer Richtung, und daher wird der dritte Transistor 56 verwendet, um die Sendespule 10 anstelle des vierten Transistor 62, der zuvor verwendet wurde, kurzzuschließen. Daher triggert der Kontroller 44 ein anderes Verzögerungszeitintervall durch Anheben des Treibsignal G3, wodurch der dritte Transistor 56 auf Ein vorgespannt wird. Der Strom IL zirkuliert weiter von der Spule 10 durch die dritte Diode 60 und den dritten Transistor 56 zurück zur Spule 10, während die Verzögerung andauert. Zur Zeit T9 läßt der Kontroller 44 das Treibsignal G3 abfallen, wodurch der dritte Transistor 56 auf Aus vorgespannt wird und Energie von dem Induktor 10 mit entgegengesetzter Polarität in den Kondensator 31 zurück übertragen wird. Das heißt, der Strom IL wird abnehmend negativ und bewegt sich in Richtung positiv. Wenn der Strom IL zur Zeit T10 Null erreicht hat, detektiert der erste Nulldurchgangsdetektor 78 die Bedingung und liefert ein geeignetes Signal an den Kontroller 44. In Antwort darauf beginnt der Kontroller 44 das Fensterintervall durch Abfall des Treibsignal G1, wodurch der erste Transistor 22 auf Aus vorgespannt wird. Auf diese Weise kann gesehen werden, dar die Fensterzeitintervalle durch Vorspannen aller Transistoren 22, 24, 56, 62, 68 auf Aus erhalten werden, während die Verzögerungszeitintervalle durch Kurzschließen der Sendespule 10 mit der Erde 12 erreicht werden.
Fig. 5 zeigt die Wellenformen der Treib- und reflektierten Spannungen VL bzw. VR, die als durchgezogene Linien dargestellt sind, wo die Treibsfrequenz der Sendespulenschaltkreis 29 mit der Resonanzfrequenz des Targetspulenschaltkreises 32 übereinstimmt, und zeigt die Wellenformen als gestrichelte Linien, wo die Antriebsfrequenz zu hoch ist. Die gesamte Spannung über der Sendespule 10 ist in Fig. 5 gezeigt als Spannung VL + VR oder die Summe der Treibspannung und der reflektierten Spannung VR. Das heißt, die Spulenspannung VL ist die Spannung, die von der Treiberschaltung 29 verursacht wird und ist, was gesehen werden würde, wenn kein Empfangsschaltkreis 32 induktiv angekoppelt wäre, und die reflektierte Spannung VR ist die Spannung, die in der Sendespule 10 durch Stromänderungen in dem Targetspulenschaltkreis 32 induziert wird. Obwohl sie immer vorhanden ist, ist die reflektierte Spannung VR nicht leicht zu beobachten, wenn nicht alle Transistoren 22, 24, 56, 62 und 68 auf Aus vorgespannt sind. Im Unterschied zu der Wellenform VL, die in Fig. 4 gezeigt ist, ist die Wellenform VL in Fig. 5 eine idealisierte Form, die Fluktuationen in dem Spannungspegel aufweist, die symmetrisch um Null sind. Dies wurde zum Zweck der Vereinfachung der Betrachtung der zus ammengefaßten VL + VR Spannungswellenformen getan.
Der Schaltkreis, der in Fig. 3 gezeigt ist, überträgt Energie mit jedem Zyklus, wodurch die übertragene Energie zwischen der Sendespule 10 und dem Kondensator 31 aufgebaut wird, wie oben beschrieben wurde, bis die Spannung an der Verbindung 43 über die Versorgungsspannung und die Erde hinausschwingt. Der Spitzenwert wird durch eine Schaltkreischarakteristik begrenzt, die als Qualitätsfaktor Q bekannt ist, der dem Fachmann geläufig ist. Die Spitzenspannung, die in der Verbindung erreicht wird, beträgt 2Q*(+V)/π. Während Schaltungsverluste, Diodenspannungsabfälle und Ladung von dem Targetschaltkreis 32 sich zu den Verlusten aufaddieren, kann die schließlich erreichte Spitze immer noch eine sehr große Zahl sein. Der fünfte Transistor 68 und das LIMIT-Signal, das von dem Kontroller 44 erzeugt wird, steuern die erreichte Amplitude, indem die Sendespule 10 und der Kondensator 31 mit der Erde 12 anstelle der Versorgungsspannungsquelle 16 verbunden werden.
Die Wechselwirkung zwischen dem zweiten Transistor 24, dem fünften Transistor 68, dem Kontroller 44 und den beschriebenen Verlusten, ist in dem Zeitdiagramm von Fig. 4 für die Spannung VL der Sendespule 10 und die Treibsignale, die von dem Kontroller 44 erzeugt werden, erläutert. Beispielsweise zur Zeit T17 steigt die Spulenspannung VL an und erreicht ihre Spitze zur Zeit T18, wenn der Spulenstrom IL Null erreicht. Kurz vor der Zeit T18 erreicht die Spulenspannung VL jedoch einen Wert größer als ein vorbestimmtes Maximum und triggert einen Ausgang von dem Spitzendetektor 86 an den Kontroller 44. Andere geeignete Signalisierungsmechanismen können jedoch verwendet werden, wie beispielsweise ein maximaler Spulenstrom oder eine magnetische Feldstärke.
Wenn die Spulenspannung VL das vorbestimmte Maximum kurz vor der Zeit T18 überschreitet, erzeugt der Kontroller 44 das LIMIT-Signal, um den zweiten Transistor 24 auf Aus vorzuspan nen. Wenn daher zur Zeit T19 das Signal G2 abfällt, um den zweiten Transistor 24 und den fünften Transistor 68 auf Ein vorzuspannen, wird durch den Betrieb des ODER-Gatters 48 mit dem LIMIT-Signal der zweite Transistor 24 auf Aus vorgespannt, während der fünfte Transistor 68 auf Ein gelassen wird. Daher kann ein Strom weiterhin durch den Kondensator 31, die Sendespule 10, den Tastwiderstand 30, durch die Erde, durch den fünften Transistor 68 und die fünfte Diode 72 fließen. Dies verhindert, dar die Spulenspannung VL und der Strom IL auf Pegel ansteigen, die größer als die gewünschte Spitze sind. Das Diagramm in Fig. 4 zeigt ebenfalls, daß, wenn die Spulenspannung VL unter das gewünschte Maximum abnimmt, wie beispielsweise zur Zeit T25, das LIMIT-Signal erneut abfällt, wodurch der zweite Transistor 24 mit dem Signal G2 erneut auf Ein und Aus vorgespannt wird, wie beim normalen Betrieb des Schaltkreises, wie oben beschrieben wurde.
Wenn die Targetspule 34 nahe einer relativ großen Menge an Metall ist, beispielsweise, wenn die Targetspule 34 innerhalb eines metallenen Schrittmachergehäuses angeordnet ist, führt das Metall eine Phasenverschiebung in der reflektierten Spannung VR zusätzlich zu den Verschiebungen aufgrund von Induktanzänderungen und Fehlabstimmungen aufgrund von Alter und physikalischer Orientierung usw. ein. Der Fachmann wird erkennen, daß dies berücksichtigt werden kann, wenn der Phasendetektor 84 gestaltet wird. Beispielsweise in dem Fall von extrem großen Phasenverschiebungen oder wo die Phasenverschiebung variabel ist, können die Treibsignale während einem oder mehrereb Zyklen statt während eines engen Fensters oder Verzögerungszeit angehalten werden. Dies kann mit einem geeigneten niedrigen Betriebszyklus periodisch durchgeführt werden und erlaubt, daß ein Frequenzdetektorschaltkreis anstelle des gezeigten Phasendetektors verwendet wird.

Referenzzeichenliste

10 Sendespule
11 Targetspule
12 Referenzpotential
14 Erste Diode
16 Versorgungsspannungsquelle
18 Zweite Diode
20 Kondensator
22,24 Transistoren
26 Treiberspannungsquelle
28 Verbindungspunkt B
29 Treiberschaltkreis
30 Tastwiderstand
31 Kondensator
32 Targeteinrichtung
34 Targetspule
36 Widerstand
38 Kondensator
30,42 Dioden
43 Verbindungspunkt B
44 Kontroller
46 Leitung
48 ODER-Gatter
50,52,54 Leitungen
56 dritter Transistor
58 Leitung
60 dritte Diode
62 vierter Transistor
64 Leitung
66 vierte Diode
68 fünfter Transistor
70 Kopplungskondensator
71 Leitung
72 fünfte Diode
74 Leitung
76 sechste Diode
78 erster Nulldurchgangsdetektor
79 Leitung
80 zweiter Nulldurchgangsdetektor
82 Leitung
84 Phasendetektor
86 Spitzendetektor
G1 - G5 Treibsignale
IL Strom durch 10
IT Strom durch 34
+V Versorgungsspannungspegel
VA Treibspannung von 26
VB Spannung bei 28, 43
VC Spannung über 20
VL Spulenspannung 10
VR reflektierte Spannung, induziert in 29 durch 34
VT Spannung über 34

Claims

1. Eine Treiberstufe zum induktiven Antreiben einer Targetspule (11;34), die mit einem ersten kapazitiven Element (38) verbunden ist und dadurch einen Target (L-C) Kreis (32) mit einer Resonanzfrequenz bildet mit einer Versorgungsspannungsquelle (16);

einer Sendespule (10), die mit einem zweiten kapazitiven Element (20; 31) so verbunden ist, daß die beiden einen L-C Kreis bilden, der durch die Versorgungsspannung angetrieben wird; und

Steuermittel zum periodischen Anschließen der Versorgungsspannungsquelle (16) an die Sendespule (10) derart, daß die Versorgungsspannung die Sendespule (10) antreibt, um eine zyklische Sendespulenspannung (VL) und einen zyklischen Strom (IL) durch den Kreis der Sendespule (10) zu erzeugen, und zum Abschalten der Versorgungsspannungsquelle (16) von der Sendespule (10 und zum Verbinden der Sendespule (10) mit einem Referenzpotential (12) nach einem Zeitintervall, das näherungsweise gleich der Hälfte der Resonanzzykluszeit des Target (L-C) Kreises (32) ist;

wobei die zyklische Sendespulenspannung (VL), die in der Sendespule (10) induziert wird, von den Steuermitteln so gesteuert wird, daß sie in wesentlichen die gleiche Frequenz wie die Rresonanzfrequenz des Target (L-C) Kreises (32) hat, dadurch gekennzeichnet, daß der die Sendespule (10) enthaltende (L-C) Kreis eine Resonanzfrequenz aufweist, die größer ist als die des Target (L-C) Kreises (32); und

wobei die Steuermittel einen Detektor (84) zum Detektieren einer Phasendifferenz oder einer Frequenzdifferenz zwischen der Sendespulenspannung (VL) und einer reflektierten Spannung (VR) aufweisen, die in der Sendespule (10) durch Stromänderungen in der Targetspule (34) induziert werden und zum Justieren eines Verzögerungszeitintervalls (T4-T5, T8- T9), das periodisch auf die Sendespulenspannung einwirkt, um sie an die Betriebsfrequenz der Targetspule (34) anzupassen.

2. Eine Treiberstufe nach Anspruch 1, bei der das zweite kapazitive Element (20) an einen ersten Anschluß der Sendespule (10) angeschlossen ist, wodurch es in Serie mit der Sendespule (10) zwischen dem zweiten Anschluß (28) der Sendespule (10) und dem Referenzpotential (12) liegt;

bei der die Steuermittel erste und zweite Schalter (22,24) zum steuerbaren Verbinden des zweiten Anschlusses (28) der Sendespule (10) entweder mit dem Referenzpotential (12) oder der Versorgungsspannungsquelle (16), eine erste und eine zweite Diode (14,18), die den ersten Anschluß der Sendespule (10) mit dem Referenzpotential (12) beziehungsweise der Versorgungsspannungsquelle (16) verbinden, und Treibmittel (26) aufweisen, die eine zyklische Treibspannung (VA) mit einer vorbestimmten Frequenz erzeugen und die mit den Steuereingängen der Schalter (22,24) verbunden sind, wodurch diese Schalter (22,24) derart gesteuert werden, daß der erste Schalter (22) leitend ist, wenn der zweite Schalter (24) sperrt und umgekehrt.

3. Eine Treiberstufe nach Anspruch 1, bei der das zweite kapazitive Element (31) mit einem ersten Anschluß der Sendespule (10) verbunden ist, so daß es in Serie mit der Sendespule (10) zwischen einem Verbindungspunkt (43) und dem Referenzpotential (12) liegt,

bei der die Steuermittel erste und zweite Schalter (22,24) zum gesteuerten Anschließen des Verbindungspunktes (43) entweder mit dem Referenzpotential (12) oder der Versorgungsspannungsquelle (16), mindestens einen dritten Schalter (56 oder 62) zum gesteuerten Verbinden des ersten Anschlusses der Sendespule (10) an das Referenzpotential (12) und Treibersignalmittel (44) aufweist, die so angeschlossen sind, daß sie die Anschlüsse der Schalter (22,24 und 56 oder 62) steuern.

4. Eine Treiberstufe nach Anspruch 3, bei der die Kontrollmittel weiterhin einen Nulldurchgangsdetektor (80) aufweisen zum Detektieren, wann die erzeugte Sendespulenspannung (VL) Null wird, und zum Erzeugen des Verzögerungszeitintervalls (T4 - T5, T8 - T9) , auf das in Erwiderung wenigstens ein dritter Schalter (56 oder 62) eingeschaltet wird.

5. Eine Treiberstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der der Detektor (84) ein Phasendetektor (84) zum Detektieren der Differenz in der Form der Phasendifferenz ist.

6. Eine Treiberstufe nach Anspruch 5, bei der die Steuermittel weiterhin einen Nullpunktdurchgangsdetektor (78) aufweisen zum Detektieren, wann der erzeugte Sendespulenstrom (IL) Null erreicht und zum Erzeugen eines Zeitfensterintervalls (T2 - T3, T6 - T7), auf das in Erwiderung jeder der Schalter (22,24 und 56 oder 62) abgeschaltet wird, wodurch die Phasendifferenz zwischen der Sendespulenspannung (VL) und der reflektierten Spannung (VR) während des Zeitfensterintervalls (T2 - T3, T6 - T7) detektiert wird.

7. Eine Treiberstufe nach einem der Ansprüche 3 bis 6, bei der die Steuermittel weiter einen zusätzlichen steuerbaren Schalter (68) aufweisen, der zwischen den Anschlußpunkt (43) und das Refenzpotential (12) geschaltet ist und spitzenabhängige Mittel (86) zum Ansprechen auf ein vorbestimmtes Spannungsniveau in der Treiberstufe (29), um den zweiten Schalter abzuschalten und an dessen Stelle den zusätzlichen Schalter (68) einzuschafflten.

8. Eine Treiberstufe nach einem der Ansprüche 2 bis 7, bei der die Schalter (22,24,56,62,68) Transistoren des MOS-Typs sind.