DE69033188T2

DE69033188T2 - Digitales Telemetriesystem mit hoher Übertragungsgeschwindigkeit für eine implantierbare Vorrichtung

Info

Publication number: DE69033188T2
Application number: DE69033188T
Authority: DE
Inventors: Sergiu Silvian
Original assignee: Pacesetter Inc
Current assignee: Pacesetter Inc
Priority date: 1989-08-08
Filing date: 1990-08-01
Publication date: 1999-10-28
Anticipated expiration: 2010-08-02
Also published as: EP0412424A2; DE69033188D1; AU5585890A; EP0412424A3; US4944299A; JPH0376496A; AU615409B2; EP0412424B1; JPH0648868B2

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Hochgeschwindigkeitsdigitaltelemetriesystem zur Verwendung in einem Implantat, wie z. B. einem implantierbaren Herzschrittmacher. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung einen implantierbaren Telemetriesender bzw. -transmitter mit hoher Bitrate, sowie einen entsprechenden externen Empfänger, vorgesehen zur effizienten Datenübertragung bei einer Bandbreite, die geringer ist als jene von Nyquist.
Implantierbare Vorrichtungen bzw. Implantate werden in einem Menschen oder Tier implantiert, um eine gewünschte Funktion zu erfüllen. Diese Funktion kann eine reine Beobachtung oder auch von experimenteller Natur sein, wie z. B. die Aufzeichnung gewisser Körperfunktionen; oder kann therapeutisch oder regelnd in der Art sein, wie z. B. das Bereitstellen kritischer elektrisch stimulierender Impulse an gewisse Körpergewebe, Nerven oder Organe, um ein gewünschtes Ansprechen herbeizuführen. Moderne implantierbare Abfrage-Herzschrittmacher bzw. -Schrittmacher sind ein Beispiel eines Implantates, welches sowohl Beobachtungs- als auch regelnde Funktionen erfüllt, d. h. das Herz wird beobachtet, um sicherzustellen, daß es bei einer geeigneten Zeitgebung schlägt, wobei anderweitig ein elektrischer Stimulationsimpuls veranlaßt wird, an das Herz geliefert zu werden, um zu versuchen, den Herzschlag bei geeigneter Rate herbeizuführen.
Damit das Implantat seine Funktionen bei minimaler Unbequemlichkeit und Risiken für die Person oder das Tier erfüllt, in welchem es verwendet wird, muß eine gewisse Art an nicht invasiver Telemetrieeinrichtung vorgesehen sein, welche es ermöglicht, Daten und Befehle einfach zwischen dem Implantat und einer externen Einrichtung auszutauschen. Solch eine externe Einrichtung, die unter vielen verschiedenen Namen bekannt ist, wie z. B. Steuerung, Programmiereinrichtung oder Monitor, stellt einen geeigneten Mechanismus bereit, mittels welchem der Betrieb des Implantates gesteuert und aufgezeichnet bzw. beobachtet werden kann, und mittels welchem abgetastete oder erfaßte Daten von dem Implantat übertragen werden können zu einem externen (nicht implantierten) Ort, wo sie ausgelesen, interpretiert oder anderweitig in konstruktiver Weise verwendet werden können.
Da in den letzten Jahren Implantate immer komplizierter und komplexer geworden sind, ist die Menge an zu übertragenden Daten zwischen einem Implantat und der zugehörigen externen Einrichtung drastisch angestiegen. Dies wiederum führt zu einem Bedarf an effizienteren Wegen, solch eine Datenübertragung durchzuführen. Ein solches System muß natürlich nicht nur die gewünschten Daten im wesentlichen fehlerfrei übertragen, sondern muß dies ebenfalls möglichst schnell erreichen, während die begrenzten Resourcen der Stromquelle (z. B. Batterie mit einer begrenzten Lebensdauer) des Implantates geschont werden.
Bisher wurden drei Basistechniken zur Kommunikation mit einem Implantat verwendet: (1) statische Magnetfeldkopplung; (2) reflektive Impedanzkopplung; und (3) RF-Kopplung. Bei der statischen Magnetfeldkopplung wird ein statisches Magnetfeld extern bezüglich des Implantats erzeugt, z. B. unter Verwendung eines Permanentmagneten mit einer ausreichenden Stärke, um einen magnetischen Reed-Schalter innerhalb des Implantates zu schließen (oder zu öffnen). Während solch eine Technik einen ziemlich zuverlässigen Mechanismus bereitstellt zum Ein- und Ausschalten verschiedener Funktionen innerhalb des Implantates, wie z. B. Einschalten von Telemetrieschaltungen innerhalb eines Implantates lediglich dann, wenn ein externer Telemetriekopf unter kurzer Entfernung von dem Implantat angeordnet ist, so ist diese Technik viel zu langsam zur effizienten Datenübertragung einer nicht vernachlässigbaren Datenmenge. Des weiteren ist für sämtliche praktischen Zwecke das statische Magnetfeldsystem lediglich verwendbar zur Übertragung von Befehlen oder Daten zu dem Implantat und nicht zur Übertragung von Daten oder Befehlen von dem Implantat. Dies ist dadurch bedingt, daß die Gewichts- und/oder Leistungsanforderungen in Verbindung mit den Typen von Permanentmagneten oder Elektromagneten, erforderlich zum Betätigen eines Magnet-Reed-Schalters bzw. bei einem Abstand von mehreren inches davon nicht kompatibel sind mit den Anforderungen der meisten Implantate.
Bei dem reflektierten bzw. Reflektions-Impedanzkopplungssystem werden Informationen übertragen unter Verwendung der reflektierten Impedanz einer internen (implantierten) L-R- oder L-C-Schaltung bzw. -Schwingkreis, versorgt durch einen induktiv gekoppelten externen L-R- oder L-C-Schwingkreis bzw. eine externe L-R- oder L-C-Schaltung. Solch ein System ist beispielhaft gezeigt in dem U.S.-Patent Nr. 4,223,679. Vorteilhafterweise verwendet solch ein System wenig oder keinen Strom zur Informationsübertragung. Als Nachteil ist es anzusehen, daß die Geschwindigkeit, bei welcher Informationen übertragen werden, stark begrenzt ist. Die externe Schaltung verwendet einen RF (Radio- bzw. Funkfrequenz)-Magnetträger. In dem angegebenen Patent ist ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) in dem Implantat mittels des telemetrierten Signales bzw. des durch Telemetrie übertragenen Signales gesteuert. Der VCO wiederum verändert die Impedanz, die reflektiert wird. Wenn das den VCO steuernde Signal ein Binärdigitalsignal ist (mit zwei möglichen Werten, z. B. Binär "1" und Binär "0"), kodiert dieses Signal den VCO in solch einer Weise, daß sich der VCO verändert von einer Frequenz (Binär "1" darstellend) zu einer anderen Frequenz (Binär "0" darstellend). Diese Technik ist als Frequenzverschiebungsverschlüsselung (FSK) bekannt. Jede Bitdauer, d. h. die Zeit, in welcher die binäre Stelle (Bit) ausgedrückt wird, erfordert eine Anzahl an Trägerzyklen. Somit kann die Bitrate generell nicht viel höher sein als 10% bis 30% der VCO-Hauptfrequenz. Andererseits kann die RF-Trägerfrequenz nicht zu hoch sein, da das Metallge häuse des Implantates als Tiefpasseinzelpolfilter wirkt, mit einer oberen Abschnitts- bzw. Grenzfrequenz von etwa 10-30 kHz. Des weiteren weist die externe Oszillator-L-C-Schaltung typischerweise einen Q-(Qualitäts)Faktor von 20 bis 50 auf, was bedeutet, daß die verwendbare Modulationsbandbreite begrenzt ist auf etwa 2 bis 5 Prozent der RF-Trägerfrequenz. Dies bedeutet, daß ein 36 kHz- Träger typischerweise lediglich in der Lage ist, Daten bei einer Daten- bzw. Übertragungsrate von 72 bis 540 Bits pro Sekunde (bps) zu erreichen. Solch eine Rate bzw. Geschwindigkeit wird generell als inadäquat für moderne Implantate erachtet, welche Einrichtungen Tausende oder Zehntausende von übertragenden Datenbits aufweisen können.
Bei einem RF-gekoppelten System werden Informationen von einer Übertragungs- bzw. Transmitter- bzw. Sendespule zu einer Empfangsspule mittels eines Trägersignales übertragen. Das Trägersignal wird mit den zu übertragenden Daten moduliert unter Verwendung eines geeigneten Modulationsschemas, wie z. B. FSK oder PSK (Phasenverschiebungsverschlüsselung - Trägerphasenumkehr um 180 Grad). Der modulierte Träger bzw. das modulierte Trägersignal induziert eine Spannung an der Empfänger- bzw. Empfangsspule, dem modulierten Trägersignal folgend. Dieses empfangene Signal wird nachfolgend demoduliert, um die übertragenen Daten wieder herzustellen. Bedingt durch die Metallummantelung bzw. das Metallgehäuse des Implantates, als Tiefpassfilter dienend (hochfrequenzenschwächend), kann die Trägerfrequenz nicht erhöht werden auf über etwa 10-20 kHz, ohne daß ein unakzeptabler Anstieg in der Sendespuleleitung stattfindet. Des weiteren kann die Daten- oder Bitrate nicht einen vorbestimmten Bruchteil der Trägerfrequenz übersteigen, abhängig von dem Typ an Modulations/Demodulationsschema, welches verwendet wird, ohne eine spezifische Menge an gegenseitiger Interferenz zu übersteigen, d. h. ohne in der Lage zu sein, in zuverlässiger Weise zwischen einer Modulation zu unterscheiden, welche ein binäres "1" und einer Modulation, welche binär "0" darstellt.
Die maximale Datenübertragungsrate (Bitrate), bei welcher Impedanzsignalwerte übertragen werden können über einen spezifischen Kanal, ohne eine spezifi sche Menge an gegenseitiger Interferenz zu übersteigen, wird angegeben als "Nyquist-Rate". Die maximale erlaubbare Nyquist-Rate steht direkt in Bezug bzw. ist direkt proportional zu der Bandbreite des Kanales, über welchen die Daten übertragen werden. Demzufolge ist die Nyquist-Bandbreite die Bandbreite, welche erforderlich ist, um es Impedanzsignalwerten zu ermöglichen, bei einer gegebenen Rate bzw. Geschwindigkeit übertragen zu werden, ohne die spezifizierten bzw. angegebenen Pegel von gegenseitiger Interferenz zu übersteigen bzw. zu überschreiten. Wenn z. B. die Bandbreite des Kanales, über welchen die Daten übertragen werden, W ist, kann die Nyquist-Rate (unter der Annahme eines idealen Kanales) bis zu 2W ausmachen. Anders ausgedrückt, wenn die Datengeschwindigkeit bzw. -rate 2W ist, muß die Nyquist-Bandbreite zumindest W sein. Bedingt durch diese und andere Beschränkungen waren Implantate unter Verwendung von RF-Kopplung generell nicht in der Lage, Daten zu übertragen bei Geschwindigkeiten bzw. Raten von über 2-4 kbps. (Es ist zu erwähnen, daß hier und in der gesamten Anmeldung eine Ein-Seiten-Eandbreitendefinition verwendet wird. Dies meint, eine Bandbreite W bezieht sich auf einen Bereich von Frequenzen von 0 bis W oder von -W bis 0. Wenn ein Trägersignal mit einer Frequenz fc verwendet wird, bezieht sich die Ein-Seiten-Bandbreite W auf einen Bereich von Frequenzen von fc bis fc+W oder von fc-W bis fc.).
Ein weiteres Problem, welches die Geschwindigkeit bzw. Rate beeinträchtigt, bei welcher Daten übertragen werden können von einem Implantat, ist elektrisches Rauschen und/oder EMI (elektromagnetische Interferenz). Insbesondere stehen zumindest zwei Primärquellen an EMI in Verbindung mit herkömmlicherweise verwendeten Arten an externen Einrichtungen, den Bereich an Trägerfrequenzen und Datengeschwindigkeiten beeinträchtigend, welche zuverlässig und effizient (bei geringen Leistungsverbrauchspegeln) verwendet werden können zur Datenübertragung in einem RF-Typsystem. In erster Linie erzeugen die Eingangsstromleitungsfrequenz (50-60 Hz) der externen Einrichtung und die zugeordneten Schaltmagnetfelder (z. B. 30 Hz), verwendet mit einer Kathodenstrahlröhre (CRT)-Anzeige, häufig verwendet bei externen Einrichtungen, schwer handzuhabende EMI-Wellen von einer Größenordnung von bis zu 2-6 kHz. In ähnlicher Weise gestaltet es die 16 kHz-Zeilenfrequenz der Horizontalabtastung der Kathodenstrahlröhre (CRT), üblicherweise verwendet mit vielen elektrischen Endgeräten, extrem schwierig, in effizienter Weise Trägerfrequenz von 16 kHz oder darüberliegend zu verwenden. Um den Einfluß solch einer EMI bezüglich der Datenübertragung von einem Implantat zu minimieren, verwendet in einer Umgebung, wo solch eine Interferenz prävalent ist, und um die Geschwindigkeit zu maximieren, bei welcher große Mengen an Daten, verwendet mit modernen Implantaten, übertragen werden können, wäre es somit vorteilhaft, einen schmalbändigen Telemetriekanal bzw. einen Telemetriekanal mit schmaler Bandbreite zu verwenden (zum Herausfiltern von EMI und Rauschen in dem möglichen Ausmaß), unter Verwendung eines Trägersignales in dem 6-12 kHz- Bereich und unter Verwendung eines Modulationsschemas, welches eine Daten- Bitrate ermöglicht, die so hoch wie möglich ist, und zwar über solch einen Kanal. Während ein Telemetriesystem mit erhöhter Daten-Bitrate des Implantates bis zu einem akzeptablen schnellen Pegel vorgeschlagen wurde von der Anmelderin (veröffentlicht als U.S.-Patent Nr. 4,847,617 und als EP-A 0 305 791), war dies lediglich erreichbar auf Kosten einer größeren Bandbreite, wodurch eine erhöhte Empfindlichkeit bezüglich EMI bestand. Demzufolge besteht ein Bedarf für ein verbessertes Telemetriesystem zur Verwendung mit einem Implantat, welches nicht lediglich eine Datenübertragung bei einer akzeptablen schnellen Rate erlaubt (z. B. 8 kHz), sondern es ebenfalls erlaubt, die Daten bei dieser schnellen Geschwindigkeit in eine schmale Bandbreite zu übertragen, um somit die Anfälligkeit des Systemes bezüglich EMI und anderen Rauschquellen abzusenken. Die vorliegende Erfindung zielt auf diese und andere Anforderungen ab.
Des weiteren verwendet das Telemetriesystem, beschrieben in dem oben angegebenen Patent, ein Codierschema, welches es erfordert, daß die Frequenz eines Trägersignales, angewendet an eine Sendespule, plötzlich verändert oder umgekehrt wird. Dies wird erreicht auf Kosten einer erhöhten Komplexität in den Modulationsschaltungen und Antriebsschaltungen, die das modulierte Trägersi gnal an die Sendespule anlegen. Solche Schaltungen verwenden z. B. zwei Mehrfachkapazitäten bzw. -Kondensatoren, welche schaltbar mit der Sende- bzw. Transmittierspule verbunden bzw. geschaltet sind. Ein mit der Sende- bzw. Transmittierspule verbundener Kondensator bzw. Kapazität ist erforderlich zum Abstimmen bzw. Einstellen der Sendespule auf die korrekte Frequenz. Zwei Kapazitäten bzw. Kondensatoren sind erforderlich, da die an die Spule anzulegende Spannung von den Antriebsschaltungen regelmäßig bezüglich der Polarität umgekehrt werden muß und da es zu viel Zeit erfordern würde, und somit ineffizient wäre, mit einem Kondensator eine Spannungspolarität zu entladen und zu einer anderen Zeit zu laden, wenn eine Umkehr bezüglich der an der Spule angelegten Spannung auftritt.
Unvorteilhafterweise werden solche Telemetrieschaltungen immer komplexer, wobei immer mehr Komponenten erforderlich sind, damit die Schaltungen ihre beabsichtigte Funktion erfüllen können. Wenn die Anzahl an Komponenten ansteigt, steigen die Kosten der Schaltung, und die Zuverlässigkeit der Schaltung nimmt ab. Demzufolge sind zum Reduzieren der Kosten und zur Verbesserung der Zuverlässigkeit einfachere und weniger komplexe Schaltungen erforderlich. Dies gilt nicht lediglich für den implantierbaren Transmitter- bzw. Sendeabschnitt des Telemetriesystemes, sondern ebenfalls für den externen Empfängerteil bzw. -abschnitt des Systemes, wo bisher Komplex-Phasen-gesperrte- Schlaufen (PLL's) und ähnliche komplexe Schaltungen erforderlich waren, um das wiederhergestellte Telemetriesignal zu demodulieren.
Die U.S. 4,741,340 betrifft ein Telemetriesystem zur Kommunikation mit einer "Tankschaltung" in einem Schrittmacher.

Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung und die bevorzugten Ausführungsformen sind in den beigefügten Ansprüchen definiert.
Die vorliegende Erfindung stellt vorteilhafterweise ein Telemetriesystem bereit zur Verwendung mit einer implantierbaren Einrichtung bzw. einem Implantat, welches es ermöglicht, eine hohe Bitrate über einen Telemetriekanal zu übertragen, mit einer unterhalb der Nyquist-Bandbreite liegenden Bandbreite. Vorteilhafterweise stellt solch eine Bitrate eine deutliche Verbesserung bezüglich der Geschwindigkeit dar, bei welcher eine gegebene Menge an Daten effizient übertragen werden kann von dem Implantat zu einer externen Einrichtung. Des weiteren, da diese höhere Bitrate über eine Bandbreite geführt wird, die geringer ist als die Nyquist-Bandbreite, ist das System in der Lage, einen höheren Pegel an EMI zu tolerieren.
In einer Ausführungsform umfaßt die vorliegende Erfindung eine implantierbare Transmitter- bzw. Sendevorrichtung zum Übertragen bzw. Transmittieren digitaler Binärdaten, umfassend eine Folge bzw. Sequenz von Eingangsdatenbits bei einer vorgeschriebenen Bitrate von einem Implantat bzw. einer implantierbaren Einrichtung. Die Sende- bzw. Transmittervorrichtung umfaßt: (a) eine Codiereinrichtung zum Wandeln der Eingangsfolge an Datenbits in einen codierten Binärdatenstrang, umfassend eine Folge von codierten Datenbits, die eine Identifizierungsmarkierung enthalten, wenn eine vorgeschriebene Korrelation vorliegt zwischen dem aktuellen Eingangsdatenbit und den vorangegangenen codierten Datenbits, wobei die Korrelation im Anspruch 1 definiert ist; (b) eine Sende- bzw. Transmittierspulenschaltung, abgestimmt bzw. eingestellt auf die vorgeschriebene Bitrate und (c)eine Einrichtung zum Anlegen bzw. Bewirken eines Trägersignales mit einer Frequenz gleich zu der vorgeschriebenen Bitrate an die Sendespulenschaltung, umfassend eine Schalteinrichtung zum Schalten der Phase des Trägersignales, angelegt bzw. angewendet an die Sende- bzw. Transmitterspulenschaltung, um ein vorgeschriebenes Ausmaß für jede Identifizierungsmarkierung des codierten Binärdatenstranges zu veranlassen. Die vorgeschriebene Korrelation ermöglicht es, die Daten über einen Kanal zu übertragen mit einer Bandbreite, die geringer als die Nyquist-Bandbreite ist. Dies wie derum ermöglicht eine deutliche Verbesserung an dem Pegel an EMI-Ausschluß des Datenübertragungskanales gegenüber dem bisher Möglichen.
In einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält diese ein Telemetriesystem zur Übertragung von Binärdigitaldaten zwischen einem Implantat und einer externen Einrichtung. Dieses Telemetriesystem umfaßt: (1) einen Transmitter bzw. Sender, wie in Anspruch 1 definiert, in entweder dem Implantat oder der externen Einrichtung und (2) einen Empfänger in der anderen Einrichtung. Der Sender bzw. Transmitter umfaßt: (a) eine Codiereinrichtung, um einen codierten Datenstrang zu generieren, unter Verwendung eines exklusiven bzw. ausschließlichen oder Bit-codierenden Schemas, wobei dieses Bit-Codierschema geeignete Markierungen veranlaßt, wie z. B. einen Übergang bzw. eine Transition von einem Pegel zu einem anderen, und zwar angeordnet in dem codierten Datenstrang, lediglich, wenn die vorgeschriebene Korrelation vorliegt zwischen dem aktuell eingehenden Datenbit und dem vorangehend bzw. vorher codierten Datenstrang; (b) eine Modulationseinrichtung zum Modulieren eines Trägersignales mit einer Frequenz f&sub0; mit dem codierten Datenstrang; und (c) eine Einrichtung zum Anlegen bzw. Bewirken des modulierten Trägersignales an die Transmittier- bzw. Sendespule. Der Empfänger umfaßt: (d) eine Empfangsspule, induktiv gekoppelt mit der Sende- bzw. Transmittierspule; (e) einen Bandpaßfilter, gekoppelt mit der Empfangsspule, wobei der Bandpaßfilter eine Bandbreite aufweist von weniger als 1/2 f&sub0; Hz, mittig angeordnet bei in etwa f&sub0; Hz; (f) einen AM-Detektor, gekoppelt mit dem Ausgang des Bandpaßfilters; und (g) eine Einrichtung, gekoppelt mit dem Ausgang des AM-Detektors, um den Eingangsdatenstrang wiederherzustellen.
Die Erfindung kann in ähnlicher Weise zusammengefaßt werden als ein effizientes Verfahren des Übertragens einer Folge bzw. Sequenz an Datenbits in und zu einem Implantat bei einer hohen Geschwindigkeit. Dieses Verfahren kann die Schritte umfassen von: (a) Erzeugen bzw. Generieren eines codierten Binärdatenstranges, welcher eine Transition bzw. einen Übergang lediglich umfaßt, wenn eine vorgeschriebene Korrelation vorliegt zwischen einem aktuell eingehenden Datenbit und den vorangehend codierten Datenbits innerhalb des codierten Binärdatenstranges, wobei die Korrelation in Anspruch 11 definiert ist; (b) Modulieren eines Trägersignales mit dem codierten Binärdatenstrang; (c) Anwenden bzw. Anlegen des modulierten Trägersignales an eine Transmitter- bzw. Sendespule; (d) selektives Parallelverbinden bzw. -schalten einer Kapazität bzw. eines Kondensators mit der Sendespule, ansprechend auf gewisse Transitionen bzw. Übergänge des codierten Binärdatenstranges, wie z. B. Transitionen in einer Richtung (von einem niedrigen auf einen hohen Pegel übergehend), und Umkehren der Verbindung bzw. der Schaltung des Kondensators bezüglich der Spule, ansprechend auf gewisse Transitionen des codierten Binärdatenstranges, wie z. B. Transitionen bzw. Übergänge in der anderen Richtung (Übergang von einem hohen zu einem niedrigen Pegel); (e) induktives Koppeln einer Empfangs- bzw. Empfängerspule mit der Sende- bzw. Übertragungsspule, wobei eine von der Sendespule oder der Empfängerspule in dem Implantat vorliegt, und wobei die andere an bzw. in der externen Einrichtung vorgesehen ist; (f) Erfassen der Amplitude von lediglich jenen Komponenten des an der Empfangsspule induzierten Signales mit einer Frequenz nahe zu der Frequenz des Trägersignales; und (g) Verwenden der erfaßten Amplitude im Schritt (f), um empfangene Daten zu definieren. Beim Durchführen dieses Verfahrens ist es zu erwähnen, daß der parallel zu der Sendespule geschaltete Kondensator eine LC-Schaltung bzw. einen Schwingkreis bildet, welcher abgestimmt bzw. eingestellt ist auf die Trägerfrequenz, wobei die Trägerfrequenz dieselbe sein kann wie die Bitrate, bei welcher die Daten übertragen werden. Diese Kapazität bzw. dieser Kondensator wird synchron mit der Phasenumkehr des Trägersignales umgekehrt, angelegt an die Sendespule, um die Ladung des Kondensators beizubehalten, wodurch die Notwendigkeit vermieden wird, den Kondensator zu entladen und neu zu laden bezüglich der entgegengesetzten Polarität, wobei das Entladen und Neuladen zusätzliche Leistung verbrauchen würde.
Es ist ein Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung, ein Hochgeschwindigkeitstelemetriesystem anzugeben, welches es ermöglicht, Digitalbinärdaten bzw. digitale Binärdaten effektiv zu übertragen zwischen einem Implantat und einer externen Einrichtung bei einer schnellen Rate bzw. Geschwindigkeit und insbesondere bei einer Rate bzw. Geschwindigkeit von etwa 8 kbps.
Es ist ein weiterer Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung, solch ein Hochgeschwindigkeitstelemetriesystem anzugeben, welches ein Codierschema und eine geeignete Bandpaßfilterung verwendet, eine effektive Bandbreitenkompression bereitstellend.
Es ist noch ein weiterer Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung, solch ein Hochgeschwindigkeitstelemetriesystem anzugeben, bei welchem die Frequenz des Trägersignals dieselbe sein kann wie die Datentransfer-Bitrate.
Es ist noch ein Gesichtspunkt der Erfindung, solch ein Telemetriesystem anzugeben mit einer Bandbreite, welche geringer ist als die Nyquist-Bandbreite, wodurch signifikant die Nichtanfälligkeit bzw. Immunität des Systemes verbessert wird bezüglich Rauschen und EMI. Beispielhaft, wenn die Bitrate 8 kbps ist, kann die Bandbreite des Datenübertragungskanales, verwendet bei der vorliegenden Erfindung, vorteilhafterweise eingestellt sein auf weniger als 4 kHz, z. B. 2 kHz bezüglich jeder Seite des 8 kHz-Trägersignales.
Es ist ein noch weiterer Gesichtspunkt der Erfindung, solch ein Telemetriesystem anzugeben, welches effizient betrieben werden kann unter minimaler Betriebsleistungsanforderung während der Datenübertragung.
Es ist noch ein weiterer Gesichtspunkt der Erfindung, ein Hochgeschwindigkeitsdigitaltelemetriesystem, wie oben beschrieben, anzugeben, bei welchem die an dem Empfänger wiederhergestellten bzw. wiedergewonnenen Daten wieder hergestellt bzw. wiedergewonnen werden können, unter Verwendung von sowohl synchroner als auch asynchroner Demodulation.
Schließlich ist es noch ein weiterer Gesichtspunkt der Erfindung, solch ein Telemetriesystem anzugeben, welches relativ wenige Komponenten verwendet, wodurch das System kostengünstiger in der Herstellung und zuverlässiger im Betrieb gestaltet wird. Insbesondere wird durch ein Merkmal der Erfindung angegeben, daß lediglich ein einzelner Kondensator verwendet werden kann, mit der Induktivspule als Teil einer Transmitter-L-C-abgestimmten Schaltung bzw. einer Transmitter- bzw. Sendeschwingkreis-abgestimmten bzw. -eingestellten Schaltung, obwohl die Polarität der an die Sendespule angelegten Spannung regelmäßig wechselt bzw. umkehrt als Teil der Modulation des Trägersignales.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die obigen und weitere Gesichtspunkte, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden deutlich aus der folgenden spezifischeren Beschreibung davon, angegeben unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen, in welchen gilt:
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines Hochbitraten-Telemetriesystemes gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 2 ist ein detaillierteres Blockdiagramm des Sende- bzw. Transmitterabschnittes des in Fig. 1 dargestellten Telemetriesystemes.
Fig. 3A ist ein Wellenformdiagramm und stellt eine bevorzugte Weise des Codierens von Digitalbinärdaten gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
Fig. 3B stellt das bevorzugte Frequenzansprechen des Bandpaßfilters von Fig. 1 dar.
Fig. 4 ist ein schematisches Logikdiagramm des in Fig. 2 gezeigten Transmitters bzw. Senders.
Fig. 5 ist ein Wellenformzeitgebungsdiagramm, welches Schlüsselsignale darstellt, zugeordnet dem Betrieb des Telemetriesystemes der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung der Erfindung

Die folgende Beschreibung erfolgt bezüglich einer derzeit praktikablen und bevorzugten Ausführungsform der Erfindung. Die Beschreibung sollte nicht als beschränkend erachtet werden, sondern erfolgt lediglich zum Zwecke der Erläuterung genereller Prinzipien der Erfindung. Der Umfang der Erfindung soll bestimmt sein unter Bezugnahme auf die beigefügten Ansprüche.
In der folgenden Beschreibung der Erfindung beziffern ähnliche Bezugszeichen ähnliche Teile oder Elemente.
Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Telemetriesystemes 10 gemäß der vorliegenden Erfindung und wird in erster Linie beschrieben zum Darstellen einer Übersicht der in der Erfindung enthaltenen Elemente und deren Betriebsweise. Das Telemetriesystem 10 umfaßt einen Sender bzw. Transmitter 12 und einen Empfänger 14. Der Transmitter 12 enthält einen Datencodierer bzw. eine Datencodiereinrichtung 14, einen Modulator 16, eine Sendespulenantriebsschaltung 18, und eine Sendespule 20. Der Empfänger enthält eine Empfangs- bzw. Empfängerspule 22, einen Empfangsverstärker 24, einen Bandpaßfilter (BPF) 26, einen AM- bzw. Wechselstromdetektor 28 und eine Auswahl- bzw. Entscheidungslogik 30. In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Transmitter bzw. Sender 12 enthalten als ein Teil einer implantierbaren Einrichtung bzw. eines Implantates, wobei der Empfänger 14 enthalten ist als Teil einer externen Ein richtung. Es ist jedoch zu verstehen, daß diese Rollen umgekehrt bzw. ausgetauscht werden können, so daß der Empfänger enthalten ist in dem Implantat und der Sender enthalten ist in der externen Einrichtung. (Es ist zu erwähnen, daß bei einer typischen Anwendung ein Implantat sowohl Sende- als auch Empfangsfähigkeiten aufweist, wie auch die entsprechende externe Einrichtung. Es werden jedoch typischerweise andere Typen an Telemetrieschemata oder Transmissions- bzw. Übertragungsprinzipien verwendet zum Übertragen von Daten von dem Implantat zu der externen Einrichtung, als verwendet werden zum Übertragen von Daten von der externen Einrichtung zu dem Implantat.)
Der Transmitter 12 empfängt als Eingangssignale ein Datensignal, angegeben als DATA in Fig. 1, und zwar über eine Eingangssignalleitung 32, sowie ein Taktsignal, angegeben als CLK, über eine Eingangssignalleitung 34. (Im folgenden werden die an diesen Signalleitungen auftretenden Signale wie auch andere Signale; auftretend an anderen Signalleitungen, angegeben mittels der Bezugszeichen der Signalleitungen, an welchen die Signale auftreten, z. B. "DATA-Signal 32" oder "Taktsignal 34"). Wie es vollständiger später beschrieben wird, umfaßt das DATA-Signal 32 einen Strang von Binärdaten-Bits, typischerweise in einem NRZ (non-return-to-zero)-Format (obwohl andere geeignete Binärformate in ähnlicher Weise verwendet werden können), welche bei einer gegebenen Bitrate B0 vorliegen. Ein NRZ-Signal umfaßt ein Signal mit zwei Pegeln, wobei ein erster Pegel ein Binärbit "1" repräsentiert, und wobei ein zweiter Pegel ein Binärbit "0" repräsentiert bzw. darstellt. Wenn die Bitrate B&sub0; beispielhaft 8000 Bits pro Sekunde (8 kbps) beträgt, so fließt bzw. tritt ein Bit in die Datencodiereinrichtung 14 über die Datenleitung 32 alle 0,125 Millisekunden (1/8000 = 0,000125).
Das Taktsignal 34 wird typischerweise eine Vielzahl von synchronisierten Taktsignalen enthalten, abgeleitet von einer gemeinsamen Taktsignalquelle. Diese Taktsignale sind zur Einfachheit der Darstellung in dem Blockdiagramm von Fig. 1 als ein einzelnes Taktsignal 34 angedeutet. Zumindest eines dieser Taktsignale, typischerweise eine Reckteck- bzw. Quadratwelle enthaltend (obwohl andere ge eignete Wellenformen verwendet werden können, wie z. B. eine Pulsfolge), verfügt über eine Frequenz gleich zu der Bitrate B&sub0;. Wie es sich aus der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Fig. 4 und 5 ergibt, wird ein anderes dieser Taktsignale, verwendet in der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, eine Frequenz von 4B&sub0; aufweisen.
Beim Betrieb wird der Eingangsdatenstrom bzw. -strang 32 in der Datencodiereinrichtung 14 codiert, was zu einem codierten Datenstrom bzw. -strang führt, welcher dem Modulator 16 über eine Signalleitung 36 präsentiert wird (im folgenden "codierte Daten 36"). Vorteilhafterweise, wie vollständiger weiter unten dargelegt bei der Beschreibung der Fig. 4 und 5, bereitet das bevorzugte Codierschema, verwendet in der Datencodiereinrichtung 14, die Daten in geeigneter Weise bzw. in eine geeignete Form auf, zur Übertragung zu dem Empfänger über einen Kanal mit einer geringen Bandbreite ohne Fehlerfortpflanzung, wie im folgenden erläutert. Das bevorzugte Codierschema, welches vollständiger weiter unten erläutert wird unter Bezugnahme auf Fig. 3A, analysiert vorgeschriebene Bits der Eingangsdaten 32 und bekannter (vorangehender) Bits der codierten Daten 36 bezüglich einer vorgeschriebenen Korrelation zwischen diesen. Wenn solch eine Korrelation auftritt, nimmt das nächste Bit der codierten Daten 36 einen Wert an. Wenn solch eine Korrelation nicht auftritt, wird das nachfolgende bzw. nächste Bit der codierten Daten 36 einen anderen Wert annehmen. Ein anderer Weg besteht darin, eine geeignete Codiermarkierung vorzusehen, wie z. B. eine Datentransition, auftretend bei codierten Daten 36, immer dann, wenn eine vorgeschriebene Korrelation auftritt zwischen spezifischen Bits der eingehenden und vorangehend codierten Daten.
Der Modulator 16 moduliert ein geeignetes Trägersignal unter Verwendung von PSK-Modulation (Phasenverschiebungsverschlüsselung) mit den codierten Daten 36. Das resultierende PSK-modulierte Trägersignal wird an die Sendespuleantriebsschaltung 18 über die Signalleitung 38 (im folgenden "modulierter Träger 38") angelegt. Das Trägersignal weist eine Frequenz f&sub0; auf und ist abgeleitet von dem Taktsignal 34. Es wird bevorzugt, daß das Trägersignal dieselbe Frequenz aufweist wie der Eingangsdatenstrang bzw. -strom. Dies bedeutet, B&sub0; = f&sub0;. In der PSK-Modulation wird die Phase des Trägersignales um 180 Grad umgedreht bei jeder Veränderung in dem Modulationssignal. Somit umfaßt für das in Fig. 1 gezeigte System und unter Annahme einer PSK-Modulation des Trägers, das modulierte Trägersignal 38 eine Phasenumkehr des Trägersignales für jede Codierungsmarkierung, z. B. eine Datentransition, auftretend in den codierten Daten 36.
Die Transmittier- bzw. Sendespulenantriebsschaltung 18 legt das modulierte Trägersignal 38 an die Sende- bzw. Transmittierspule 20 an. Dies wird erreicht durch selektives Verbinden positiver und negativer Spannungszufuhren +VDD und -VSS an jeweiligen Seiten der Spule 20. Dies bedeutet, daß bei einem gegebenen Zeitpunkt die positive Spannungszufuhr +VDD angelegt werden kann an einen Anschluß a der Spule 20, wobei gleichzeitig die negative Spannungszufuhr -VSS angelegt wird an den Anschluß b der Spule 20. Wenn die Phase des Signales umgekehrt wird, werden jedoch diese Verbindungen umgeschaltet bzw. vertauscht, so daß die positive Spannungszufuhr +VDD angelegt wird an den Anschluß b und die negative Spannungszufuhr -VSS angelegt wird an den Anschluß a mit der Wirkung, daß die Polarität der Übertragungsspannung VT, angelegt an die Spule 20, umgekehrt wird. Diese Art von Spannungsumschaltung erfordert eine sorgfältige Zeitgebungsbetrachtung, wie vollständiger folgend beschrieben unter Bezugnahme auf die Fig. 4 und 5. Somit wird eines oder werden mehrere Taktsignale 34 verwendet zum Steuern des Schaltbetriebes.
Nach wie vor unter Bezugnahme auf das vereinfachte Blockdiagramm von Fig. 1 wird der Betrieb des Empfängers 14 beschrieben. Mit der Sendespule 20 stromversorgt, d. h. mit einer modulierten Trägersignalspannung VT diesbezüglich angelegt und mit der Empfangsspule 22 induktiv gekoppelt bezüglich der Sendespule 20, wird eine Spannung VR an der Empfangsspule 22 induziert. Die induktive Kopplung zwischen der Sendespule 20 und der Empfangsspule 22 bildet somit eine telemetrische Verbindung 40 zwischen der implantierten Spule (entweder Sendespule 20 oder Empfangsspule 22) und der externen Spule (die andere Spule). Diese induktive Kopplung kann als ähnlich erachtet werden jener, welche beobachtet wird bei einem Luftspulentransformator. Dies bedeutet, daß, wenn die Sendespule 20 erachtet wird als Primärwicklung eines Luftspulentransformators und die Empfangsspule 22 erachtet wird als Sekundärwicklung desselben Transformators, dann wird eine Spannung VT, angelegt an der Primärwicklung, induziert werden in und erscheinen an bzw. bezüglich der Sekundärwicklung als eine Spannung VR. Die Spannung VR nimmt im wesentlichen dieselbe Wellenform an wie die Spannung VT, jedoch dies bei signifikant reduzierter Amplitude, wobei die Amplitude stark abhängig ist von der physikalischen Trennung zwischen den zwei Spulen.
Die induzierte Spannung VR wird in dem Empfangsverstärker 24 verstärkt und einem Bandpaßfilter 26 über eine Signalleitung 42 (im folgenden "verstärktes empfangenes Signal 42") präsentiert. Der Bandpaßfilter 26 verfügt über ein Frequenzansprechen, im wesentlichen wie in Fig. 3B dargestellt. Dieses Frequenzansprechen hat eine Bandbreite BW mittig bezüglich der Frequenz F&sub0; der Frequenz des Trägersignales. Beliebige Frequenzen außerhalb des Paßbandes werden nicht durch den Filter 26 geführt. Dies ist insbesondere vorteilhaft zum Ausschließen von EMI, veranlaßt durch niederfrequente Leitungsfrequenzen, wie z. B. ein 60 Hz-Stromsignal. Solch eine EMI ist in Fig. 3B dargestellt mittels einer Serie von abnehmenden Amplituden-Peaks 61, die Leitungsfrequenz und deren Harmonische darstellend. Das Ausgangssignal des Bandpaßfilterausgangs V&sub0; ist bekannt als "korrelatives oder duobinäres codiertes Datensignal", da das Signal während einem Bit abhängig ist von dem Bitwert und dem vorangegangenen Bitwert, wobei dies ein Ergebnis eines schmalen Bandpaßfilters ist. (Bezüglich einer detaillierten Beschreibung der korrelativen Codierung und der Duobinärtechnik wird Bezug genommen beispielhaft auf M. Schwartz, Information Modulation and Noise, Seiten 189-197, McGraw-Hill, 1980.) Jene Abschnitte des verstärkten empfangenen Signales 42, welche nahe der Trägersignalfrequenz f&sub0; lie gen, werden einfach durch den Bandpaßfilter 26 geführt. Da jedoch das verstärkte empfangene Signal 42 eine Phasenumkehr des Trägersignales für jede Markierung in den codierten Daten 36 enthält, und da solch eine Phasenumkehr eine momentane Frequenzverschiebung um grob 2f&sub0; repräsentiert, werden signifikante Abschnitte bzw. Teile des verstärkten empfangenen Signales 42 nicht durch den Bandpaßfilter 26 treten. Als Ergebnis erscheint das Ausgangssignal des Bandpaßfilters V&sub0; als ein EIN/AUS-verschlüsseltes Signal, wobei einige Abschnitte EIN darstellen und eine Frequenz aufweisen von im wesentlichen f&sub0;, und wobei andere Abschnitte AUS wiedergeben (kein vorliegendes Signal). Wie es offensichtlich wird aus dem Wellenformzeitdiagramm, weiter unten dargestellt unter Bezugnahme auf Fig. 5, und unter Verwendung des gezeigten Präcodierschemas, folgt das Muster der EIN-AUS-Verschlüsselung des Signales V&sub0; im wesentlichen dem Muster des Eingangsdatensignales 32. Somit können durch Demodulation des Signales V&sub0; in einer geeigneten Weise diese Daten wieder hergestellt werden.
Fig. 1 zeigt das Bandpaßfilter bearbeitete bzw. das Bandpaßsignal V&sub0;, angelegt an eine Wechselstromdetektorschaltung 28. Die Wechselstromdetektorschaltung 28 erfaßt die Amplitude des Bandpaßsignales V&sub0;, welche Amplitude im wesentlichen dem informativen Gehalt des eingegebenen Datensignales 32 folgt. Der Ausgang der Wechselstromdetektorschaltung 28 wird einer geeigneten Entscheidungs- bzw. Auswahllogik 30 über eine Signalleitung 46 (im folgenden "Wechselstromerfaßtes Signal 46") präsentiert. Die Auswahllogik entscheidet, ob die erfaßte Amplitude des Wechselstrom-erfaßten Signales 46 bei einem beliebigen gegebenen Zeitpunkt repräsentativ ist für Binär "1" oder für Binär "0". Sobald diese Entscheidung getroffen ist, kann ein Datenausgangssignal erzeugt und der Signalleitung 48 (im folgenden "DATA-Ausgangssignal 48") präsentiert werden.
Die Wechselstromdetektorschaltungen und Logikauswahlschaltungen sind in der Technik bekannt. Die Wechselstromdetektorschaltung 28 und die Auswahllogikschaltung 30 kann eine beliebige der bekannten Formen annehmen, die in der Technik für solche Schaltungen bekannt sind. Eine einfache Wechselstromdetektorschaltung umfaßt eine Diode, einen Kondensator und einen Widerstand. Solch eine einfache Schaltung oder Äquivalente diesbezüglich bieten den Vorteil, daß sie in der Lage sind, die Daten asynchron zu erfassen, d. h. ohne den Bedarf, ein Taktsignal von dem verstärkten empfangenen Signal 42 wiederherzustellen, wenn gekoppelt mit einer einfachen Auswahllogikschaltung, wie z. B. einer Schwellenschaltung (beispielhaft einer Komparatorschaltung mit einem ersten Eingang, verbunden mit dem Wechselstrom-erfaßten Signal 46, und einem zweiten Eingang, verbunden bzw. geschaltet mit einem Spannungsreferenzsignal, liegend auf halbem Weg zwischen minimalen und maximalen Spannungsausschlägen des Wechselstrom-erfaßten Signales bzw. des erfaßten Wechselstromsignales). Komplexere Wechselstromdetektorschaltungen können natürlich ebenfalls verwendet werden, einschließlich synchroner Detektorschaltungen, welche das Taktsignal aus den Daten wiederherstellen unter Verwendung einer Phasenverriegelungsschlaufe (PLL), wonach der Gehalt bzw. Inhalt des Wechselstromerfaßten bzw. des erfaßten Wechselstromsignales für jede Bitperiode sorgfältig untersucht wird (wie bestimmt durch das wiederhergestellte Taktsignal), um zu bestimmen, ob jedes Bit ein "1" oder ein "0" darstellt.
Unabhängig davon, ob einfache oder komplexe Schaltungen verwendet werden für den Wechselstromdetektor 28 und/oder die Auswahllogikschaltung 30, ist jedoch die primäre Funktion des Empfängers 14 gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung eingestellt auf die Bandbreite des Telemetriekanales, über welchen die Daten treten. Dies erfolgt durch Führen der verstärkten empfangenen Daten 42 durch den Bandpaßfilter 26, welcher Bandpaßfilter eine schmale Bandbreite BW aufweist, mittig bezüglich der Trägerfrequenz F&sub0;, wie in Fig. 3B dargestellt. Bedingt durch das spezifische Codierschema, welches in dem Transmitter verwendet wird, ist es möglich, daß die Bandbreite BW deutlich schmaler ist als die Nyquist-Bandbreite (welche Nyquist-Bandbreite zumindest 1/2f&sub0; betragen muß). Diese schmale oder komprimierte Bandbreite erhöht vorteilhafterweise die Unempfindlichkeit des Systemes bezüglich EMI bzw. elektromagnetischer In duktion oder anderen Rauschens, d. h. daß das Signal-zu-Rauschen-Verhältnis (S/N) drastisch verbessert ist.
Unter nachfolgender Bezugnahme auf Fig. 2 ist ein detaillierteres Blockdiagramm des Senders bzw. Transmitters 12 der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie es in Fig. 2 gezeigt ist, umfaßt die Codiereinrichtung 14 bevorzugt einen Codierer bzw. eine Codiereinrichtung, welche das Codierverfahren durchführt von dk = xk + dk-1, wobei dk die Codiereinrichtungausgabe bei der k-Bitzeit ist, dk-1 die Codiereinrichtungausgabe zum Zeitpunkt des vorangegangenen Bits bzw. zur vorangehenden Bitzeit ist, und wobei xk die Dateneingabe zur Zeit des k-Bits bzw. zur k-Bitzeit ist. Vorteilhafterweise kann erkannt werden, daß die signifikanteste Eigenschaft dieser Art an Codierung und Filterung, ausgedrückt in dem Korrelativ- oder Duobinärverfahren, darin besteht, daß eine Zwei-zu-Eins- Bandbreitenkompression vorliegt bezüglich der binären Signalgebung oder äquivalent für eine festgelegte Bandbreite, die die doppelte Geschwindigkeitsfähigkeit in Bits je Sekunde aufweist, wenn verglichen mit einem Binärsystem, wenn solch ein Codierschema verwendet wird, und wenn man das Filterverfahren berücksichtigt, durchgeführt durch den Bandpaßfilter 26. Das zuvor Erwähnte erfolgt mittels Untersuchung sukzessiver bzw. aufeinanderfolgender Folgen bzw. Sequenzen von überlappenden Binärbits. Beispielhaft und unter momentaner Bezugnahme auf Fig. 3A wird ein repräsentatives Eingangsdatensignal 32 dargestellt. Dieses Eingangsdatensignal umfaßt eine Folge von NRZ-Binärbits "110110001110". Gemäß dem beschriebenen Codierverfahren, verwendet bei der vorliegenden Erfindung, wird ein erstes Bit der eingehenden Daten 32 untersucht relativ zu einem vorangehenden Bit der codierten Daten 36. Das nachfolgende Bit der codierten Daten wird eingestellt entsprechend bzw. gemäß der oben angegebenen Codiergleichung bzw. entsprechend dem oben angegebenen Codieralgorithmus.
Die vorgeschriebene Codierung zwischen den spezifischen Bits gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die zwei Bits (das aktuelle eingehende Datenbit und das vorangehend codierte Datenbit) unterschiedlich sein müssen, um ein "1" zu generieren. Solch ein Unterschied wird einfach bestimmt unter Verwendung eines Exklusiv- oder Logikgatters oder mittels Durchführen einer Modulo-Zwei-Summe der zwei Bits.
Zur Darstellung wird Bezug genommen auf die zwei mit gestrichelter Linie in Fig. 3A eingekreisten Bits, das Datenbit zur Zeit k = 1 für die eingehende Datensequenz ist "1". Das codierte Datenbit zur Zeit des vorangegangenen Bits (k = 0) ist "0". Die Modulo-Zwei-Summe ist ein "1". Somit wird das codierte Datenbit bei bzw. zu der aktuellen Bitzeit eingestellt auf "1", wie angegeben durch den zu "1" zeigenden Pfeil der codierten Daten zur Bitzeit k = 1.
Durch Anwenden des oben angegebenen Korrelationskriterium (Bestimmen der Modulo-Zwei-Summe des aktuellen Datenbits mit dem vorangehend codierten Bit) auf die in Fig. 3A gezeigten Bitfolgen, kann erkannt werden, daß das codierte Datensignal 36 eine Bitfolge bzw. -sequenz umfaßt von "01101111010" für die gezeigte Eingangsdatenbitsequenz. Es ist zu erwähnen, daß die Transitionen (Veränderungen von einem niederen Pegel zu einem hohen Pegel, oder von einem hohen Pegel zu einem niederen Pegel) in dem codierten Datensignal 36 synchronisiert sind mit geeigneten Transitionen des Basistaktsignales 34.
Die Transitionen (oder Äquivalentmarkierungen) in dem codierten Datensignal 36 sind wichtig, da entsprechend den Lehren der vorliegenden Erfindung die Phase des Trägersignales, angelegt an die Spule 20, umgekehrt wird für jede Transition des codierten Datensignales 36. Ein in dieser Weise moduliertes Trägersignal ist ebenfalls in Fig. 3A gezeigt und identifiziert als modulierter Träger 38. Es ist zu erwähnen, daß das Trägersignal einfach das Taktsignal 34 sein kann, verwendet zum Takten des Eingangsdatensignales 32 in die Codiereinrichtung 14. Dieses Taktsignal verfügt über eine Frequenz f&sub0;, welche gleich ist zu der Bitrate B&sub0;.
Das modulierte Träger(Takt)-Signal 38 wird angelegt an die Sendespulenantriebsschaltung 18, zum Bewirken einer Phasenumkehr der Spannung VT, die bezüglich der Spule 20 angelegt ist. Wie es in Fig. 2 dargestellt ist, umfaßt die Sendespulenantriebsschaltung eine schaltbare Brückenschaltung 62, die mit der Spule 20 verbunden bzw. geschaltet ist, sowie mit den positiven und negativen Spannungszufuhren +VDD und -VSS. Diese schaltbare Brückenschaltung wird durch eine Brückensteuerlogik 64 gesteuert. Die Brückensteuerlogik wiederum wird gesteuert durch das modulierte Trägersignal 38 und zwei andere Taktsignale: CLK (mit einer Frequenz von f&sub0;) und CLK2 (mit einer Frequenz von 4f&sub0;). Die Antriebsschaltung 18 umfaßt ferner einen Kondensator C, der parallel zu der Spule 20 über ein Schaltnetzwerk 70 geschaltet ist. Das Schaltnetzwerk 70 wiederum wird gesteuert durch eine Schaltlogik 72. Die Schaltlogik 72 wird durch das codierte Datensignal 36 gesteuert.
Im Betrieb schaltet die Brückensteuerlogik geeignete Zweige bzw. Äste der schaltbaren Brückenschaltung 62 für eine kurze Zeit ein, und zwar nachfolgend jeder Transition des modulierten Trägersignales, wodurch die geeignete Seite der Spule 20 mit dem geeigneten Spannungspotential während dieser Zeit verbunden wird. Des weiteren, wie es sich offensichtlich aus der Beschreibung der Fig. 4 und 5 weiter unten ergibt, kehrt die Brückensteuerschaltung die Polarität der an die Spule 20 während dieser kurzen Zeit angelegten Spannung um, wann immer eine Transition in den codierten Binärdaten 36 auftritt.
Das Schaltnetzwerk 70 umfaßt vier Schalter SW1, SW2, SW3 und SW4. Die Schalter SW1 und SW3 sind zum gemeinsamen Öffnen und Schließen gesteuert. Wenn geschlossen, verbinden sie Seiten E und F des Kondensators C mit Seiten A bzw. B der Spule 20. In ähnlicher Weise werden die Schalter SW2 und SW4 in solch einer Weise gesteuert, daß sie gemeinsam schließen und öffnen. Wenn geschlossen, verbinden sie Seiten E und F des Kondensators C mit Seiten B bzw. A der Spule 20. Das Verschließen dieser zwei Paare an Schaltern ist gegenseitig ausschließlich, so daß SW1 und SW2 nicht zu derselben Zeit geschlossen werden können wie SW2 und SW4 geschlossen sind, und vice versa. Das alternierende Schließen und Öffnen dieser Paare an Schaltern invertiert somit die Verbindung des Kondensators bezüglich der Spule 20. Das Schalten tritt auf synchron zu einer Polaritätsveränderung der an die Spule angelegten Spannung bei einer Zeit, wenn der Kondensator C auf eine maximale Spannung einer Polarität geladen ist. Somit wird die Ladung des Kondensators gleichzeitig umgekehrt in dem Moment, in dem die an die Spule angelegte Spannung umgekehrt wird. Diese Funktion behält die Ladung an dem Kondensator bzw. Kapazität bei, wodurch Energie eingespart wird.
Der Wert des Kondensators C ist ausgewählt, um eine abgestimmte Schaltung zu erzeugen bezüglich der Induktanz der Spule 20 bei der Trägerfrequenz f&sub0;. Vorteilhafterweise ist lediglich ein einzelner Kondensator C zu diesem Zweck erforderlich, eher als eine Vielzahl von Kondensatoren, wie dies erforderlich war bei ähnlichen Schaltungen gemäß dem Stand der Technik.
Fig. 4 zeigt ein Logikdiagramm der Transmitter- bzw. Senderschaltung 12 gemäß der vorliegenden Erfindung. Fig. 5 ist ein Zeitdiagramm, welches einige der Schlüsselsignale darstellt in Verbindung mit dem Betrieb der Schaltung von Fig. 4. Wie es in Fig. 4 zu sehen ist, umfaßt die Codiereinrichtung 14 einen D-Flip- Flop FF1 und ein exklusives ODER-Gatter XOR1. Ein Eingang des Gatters XOR1 bildet das Eingangsdatensignal 32. Wie es in Fig. 5 angedeutet ist, weisen diese Daten eine Bitperiode von T und eine Bitrate von 1/T auf. In der bevorzugten Ausführungsform beträgt die Bitrate in etwa 80 kbps. Der andere Eingang zu dem Gatter XOR1 ist der Q-Ausgang des Flip-Flop FF1. Der Flip-Flop FF1 ist getaktet durch das umgekehrte bzw. inverse Taktsignal 34, welches inverse Taktsignal ebenfalls eine Rate aufweist von 1/T und synchronisiert ist mit den Datenbittransitionen. Der Dateneingangs- bzw. -eingabeanschluß von FF1 ist der Ausgang bzw. die Ausgabe des Gatters XOR1, wobei der Ausgang die codierten Daten 36 umfaßt. Als solches konfiguriert, sind die codierten Daten 36 gleich zu der Modulo-2-Summe der Eingangsdaten bei einer Bitzeit t = k und der Ausgangsdaten (codierten Daten 36) bei einer Bitzeit t = k-1 (die vorangegangene Bitzeit bzw. die Zeit des vorangegangenen Bits).
Der Modulator 16 bzw. die Modulationseinrichtung 16 ist realisiert unter Verwendung eines Paares von Zwei-Eingangs-Exklusiv-NOR-Gattern XNOR1 und XNOR2. Das codierte Datensignal 36 wird angelegt an einen Eingang von jedem dieser Exklusiv-NOR-Gatter. Der andere Eingang des Gatters XNOR1 ist verbunden bzw. geschaltet mit dem Taktsignal, mit einer Rate bzw. Geschwindigkeit von 1/T, während der andere Eingang des Gatters XNOR2 verbunden bzw. geschaltet ist mit dem Inversen des Taktsignales, mit einer Rate bzw. Geschwindigkeit von 1/T. Wie es sich aus dem Zeitgebungs- bzw. Zeitdiagramm von Fig. 5 ergibt, umfassen die Ausgangssignale 38 der zwei Gatter XNOR1 und XNOR2 somit komplementäre Trägersignale bei einer Rate bzw. Geschwindigkeit von 1/T, die eine Phasenveränderung bzw. -umkehr jedes Mal erfahren, wenn die codierten Datensignale 36 ihren Zustand verändern.
Die Brückensteuerlogik 64 umfaßt eine Logikschaltung zum Erzeugen bzw. Generieren schmaler Steuerpulse, in den Fig. 4 und 5 als X und Y angedeutet, welche verwendet werden zum Schalten der schaltbaren Brückenschaltung 62. Diese Steuerpulse werden erzeugt bzw. generiert durch ein erstes Generieren von einem Strom bzw. Strang von schmalen Pulsen unter Verwendung des Flip- Flop FF2 und des Exklusiv-ODER-Gatters XOR2. Das an dem Flip-Flop FF2 angelegte Taktsignal liegt bei einer Rate bzw. Geschwindigkeit von 4/T oder in etwa 32 kHz, unter der Annahme, daß T = 0,125 Millisekunden beträgt. Das Basistaktsignal mit einer Frequenz von 1/T wird angelegt an den Dateneingang von FF2. Dasselbe Taktsignal wird angelegt an einem der zwei Eingänge des Gatters XOR2, während der andere Eingang verbunden bzw. geschaltet ist mit der invertierten bzw. umgekehrten Q-Ausgabe von FF2. Wie es durch das mit XOR2 beschriftete Signal in Fig. 5 angedeutet ist, veranlaßt diese Anordnung das Ausgangssignal von XOR2, eine Folge von negativen Pulsen von einer Breite von T/8 zu sein, bei einer Basisrate bzw. -geschwindigkeit von 2/T, wobei die voranlaufende bzw. führende Kante von jedem Puls zusammenfällt bzw. koinzidiert mit der Kante des Basistaktsignales 34.
Im Kern der Brückensteuerlogik 64 befinden sich zwei Drei-Eingangs-NOR- Gatter NOR1 und NOR2. Ein Eingang von beiden Gattern ist befestigt bzw. verbunden an bzw. mit dem Inversen eines Transmittier- bzw. Sendeeinschalt- bzw. -erlaubnis bzw. -enablesignales, welches Sendeenablesignal identifiziert ist als XMITEN. Wenn das XMITEN-Signal hoch ist bzw. bei einem hohen Pegel vorliegt (XMITEN invers nieder), sind die Gatter NOR1 und NOR2 enabled bzw. eingeschaltet. Wenn das XMITEN-Signal nieder ist (XMITEN invers hoch), sind die Gatter NOR1 und NOR2 disabled bzw. ausgeschaltet.
Wenn das XMITEN-Signal hoch ist, und wenn somit die Gatter NOR1 und NOR2 enabled sind, bestimmen die Zustände der anderen zwei Eingangssignale zu jedem Gatter deren jeweilige Ausgänge bzw. Ausgaben X und Y. Lediglich wenn alle drei Eingänge zu jedem Gatter nieder vorliegen, tritt eine Ausgabe auf einem hohen Pegel auf. Ansonsten verbleibt die Ausgabe bzw. der Ausgang nieder bzw. bei einem niedrigen Pegel. Eine Eingabe zu beiden Gattern NOR1 und NOR2 sind die schmalen Negativpulse, erhalten von der Ausgabe von XOR2. Somit können die Ausgangssignale X und Y lediglich auf einen hohen Pegel übergehen, wenn diese negativen Pulse auf ein niederes Niveau absinken und wenn die andere Eingabe bzw. die anderen Eingänge zu den Gattern NOR1 und NOR2 niedrig ist. Die andere Eingabe zu dem Gatter NOR1 ist die Ausgabe von XNOR2 (das modulierte Trägersignal 38). Die andere Eingabe zu dem Gatter NOR2 ist die Ausgabe von XNOR3 (das invertierte bzw. umgekehrt modulierte Trägersignal 38). Somit erzeugt eines der Ausgangssignale X oder Y, niemals jedoch beide Signale, einen positiv verlaufenden Puls, zusammenfallend mit dem entsprechenden negativen Puls, angelegt zu den Eingängen von NOR1 und NOR2, wenn das modulierte Trägersignal nieder ist bzw. bei einem niedrigen Pegel vorliegt.
Die so erzeugten bzw. generierten X- und Y-Signale sind dargestellt in dem Zeitdiagramm von Fig. 5. Es ist zu erwähnen, daß ein Puls bzw. Impuls einer Dauer von T/8 an einem dieser Signale alle T/2 Sekunden auftritt, wobei T die Bitdauer und 1/T die Frequenz des Trägersignales (und des Taktsignales 34) ist. Es ist zu erwähnen, daß eine Pulsbreite von T/8 lediglich beispielhaft ist, und daß andere schmale Pulsbreiten (schmal bezüglich T) ebenfalls verwendet werden könnten. Für eine gegebene Phase des modulierten Trägersignales alternieren diese Pulse zwischen den XY- und Y-Signalen, beispielhaft mit einem ersten Puls 80 auftretend bzw. erscheinend bei X, einem zweiten Puls 81, auftretend bei X bei einer Zeit von T/2 Sekunden später, einem dritten Puls bzw. Impuls 82, auftretend bei X bei einer Zeit von T Sekunden später, und einem vierten Puls bzw. Impuls 83, auftretend bei Y zu einer Zeit von T/2 später und so weiter. Wenn eine Phasenumkehr des Trägersignales auftritt bzw. wenn sich die Phase des Trägersignales umkehrt, kehrt sich die Reihenfolge, in welcher diese Pulse auftreten, ebenfalls um. Dies bedeutet, ein fünfter Impuls 84 tritt auf bei dem X-Signal bei einer Zeit T/2 nach dem vierten Puls 83. Ein sechster Puls bzw. Impuls 85 tritt auf an dem X-Signal bei einer Zeit T/2 nach dem Puls 84. Dieses Verfahren setzt sich fort, wobei alle T/2 Sekunden ein Puls auftritt, wobei sich die Ordnung bzw. Reihenfolge der Pulse für jede Phasenumkehr des Trägers umkehrt.
Die Pulssteuersignale X und Y (und deren jeweilige Umkehrsignale bzw. inverse Signale, erzeugt durch Umkehrgatter U1 und U2) werden angelegt an die schaltbare Brückenschaltung 62. Die schaltbare Brückenschaltung 62 umfaßt vier Transistorschalter, identifiziert in Fig. 4 als P1, P2, N1 und N2. Die Schalter P1 und P2 werden eingeschaltet mittels Anlegen eines Niedersignales bzw. Low- Signales an deren jeweilige Gatteranschlüsse, wobei die Schalter N1 und N2 eingeschaltet werden durch Anlegen eines hohen bzw. High-Signales an deren jeweilige Gatteranschlüsse. Somit, wenn ein positiver Puls vorliegt bei dem X- Signal, den Schalter N2 einschaltend, tritt ein negativer Puls auf bei dem Schalter P2 (mittels des Inverters U1), den Schalter P1 einschaltend. In dieser Weise werden die Schalter P1 und N2 immer gemeinsam eingeschaltet, wenn ein Puls bzw. Impuls an dem X-Signal auftritt. In ähnlicher Weise werden die Schalter P2 und N1 immer eingeschaltet, wenn ein Puls auftritt bei dem Y-Signal. In signifikanter Weise ist es nicht möglich, daß Schalter P1 und P2 eingeschaltet sind zur selben Zeit wie die Schalter P2 und N1 EIN sind, bedingt durch die Weise, in welcher die X- und Y-Steuerpulse immer zeitlich getrennt sind durch T/2 Sekunden.
Immer noch unter Bezugnahme auf Fig. 4 kann erkannt werden, daß das Schaltnetzwerk 70 den Kondensator C parallel schaltet bezüglich der Spule 20 über vier Schalter SW1, SW2, SW3 und SW4. Diese Schalter sind Festkörperschalter, die gesteuert werden über Logiksignale G und H. Die Logiksignale G und H wiederum werden erzeugt bzw. generiert durch eine Schaltlogik 72. Die Schaltlogik 72 umfaßt zwei Zwei-Eingangs-NOR-Gatter NOR3 und NOR4. Ein Eingang bzw. eine Eingabe zu jedem dieser Gatter ist verbunden bzw. geschaltet mit dem inversen Sende-Enable-Signal XMITEN. Der andere Eingang von NOR3 ist verbunden bzw. geschaltet mit dem codierten Datensignal 36. Der andere Eingang zu NOR4 ist verbunden bzw. geschaltet zu dem Inversen bzw. der Umkehr des codierten Datensignales 36. Wenn eingeschaltet bzw. enabled durch das Sende- Enable- bzw. -Einschaltsignal, sind die Logiksignale G und H entsprechend zu dem Datensignal 36 (G) oder dem Inversen des Datensignales 36 (H). Somit schaltet das Logiksignal H Schalter SW2 und SW4 aus, wenn das Logiksignal G die Schalter SW1 und SW3 einschaltet. In ähnlicher Weise schaltet das Logiksignal G die Schalter SW1 und SW3 aus, wenn das Logiksignal H die Schalter SW2 und SW4 einschaltet. Wie oben erläutert, unter Bezugnahme auf Fig. 2, verbinden diese Schalter Seiten E und F des Kondensators C mit Seiten A bzw. B der Spule 20, wenn SW1 und SW3 eingeschaltet sind; und verbinden Seiten E und F des Kondensators C mit Seiten B bzw. A der Spule 20, wenn SW2 und SW4 eingeschaltet sind. Anders als die Steuerpulse X und Y sind die Steuersignale G und H kontinuierlich, was bedeutet, daß der Kondensator C immer mit der Spule 20 über ein Paar dieser Schalter (SW1 und SW3, oder SW2 und SW4) verbunden bzw. geschaltet ist.
Mit den Schaltern P1 und N2 im EIN-Zustand (und den Schaltern P2 und N1 im AUS-Zustand) ist die positive Spannungszufuhr +VDD über Schalter P1 mit der Seite A der Spule 20 verbunden bzw. geschaltet, wobei die negative Spannungszufuhr -VSS über den Schalter N2 mit der Seite B der Spule 20 verbunden ist. Mit den Schaltern P2 und N1 im EIN-Zustand (und Schaltern P1 und N2 im AUS- Zustand) ist die negative Spannungszufuhr -VSS über den Schalter P2 mit der Seite A der Spule 20 verbunden, wobei die positive Spannungszufuhr +VDD über den Schalter N1 mit der Seite B der Spule 20 verbunden ist.
Unter Bezugnahme auf das Zeitdiagramm von Fig. 5 kann somit erkannt werden, daß zur Zeit T1 der X-Steuerpuls 80 die Schalter P1 und N2 einschaltet, wodurch die Spannung VT durch die Spule 20 gedrängt wird, gemessen bei der Seite A bezüglich der Seite B als positiv. (Die Spannung bezüglich einer Induktanz kann sich momentan verändern, während der Strom durch den Induktor dies nicht tun kann.) Zu dieser selben Zeit T1 ist der Kondensator C parallel geschaltet bezüglich der Spule 20 mittels Schaltern SW2 und SW4 und ist von der Spule 20 getrennt mittels Schaltern SW1 und SW3. Vor der Zeit T1 wurde der Kondensator C geladen, so daß die Seite E negativ bezüglich der Seite F war (oder alternativ, daß die Seite F positiv war bezüglich der Seite E). Zur Zeit T1 wird die Seite F (die positiv geladene Seite) des Kondensators C mit der Seite A der Spule (verbunden mit der positiven Spannungszufuhr über P1) mittels SW4 verbunden, wobei die Seite E (die negativ geladene Seite) verbunden wird mit der Seite B der Spule (verbunden mit der negativen Spannungszufuhr über N2), und zwar über SW2. Diese Funktion behält die Ladung an dem Kondensator C bei, wodurch eine Energiesparung erzielt wird. Die positiven und negativen Zufuhren sind mit der Spule in solch einer Weise für lediglich eine kurze Zeit verbunden, z. B. T/8 Sekunden, wonach die Spule von den Spannungszufuhren getrennt wird. Der Kondensator C verbleibt jedoch mit seiner positiven Ladung mit der Spule 20 verbunden. Sobald die Spannungszufuhren unterbrochen wurden, wirken die Spule und der Kondensator als L-C-Schaltung bzw. als Schwingkreis mit der Spannung VT bezüglich der Spule, abnimmt, wenn der durch die Spule fließende Strom (erhalten aus der Ladung an dem Kondensator) ansteigt.
Wenn die Spannung durch die bzw. bezüglich der Spule abgenommen hat um einen maximalen Betrag, bei einer Zeit von T/2 später, veranlaßt der Y- Steuerpuls 81 die positiven und negativen Spannungszufuhren, mit den B- bzw. A-Seiten der Spule verbunden zu werden, und zwar für eine kurze Zeit. Die Spannung bezüglich der Spule ist zu dieser Zeit (A bezüglich B) bereits negativ, wie auch die Ladung des Kondensators. Somit wird der Schwingkreis bzw. L-C- Schaltungsbetrieb fortgeführt, wobei lediglich diesmal die Spannung VT an der Spule abnimmt von dem negativen Wert zu einem positiven Wert. Zu einer Zeit von T Sekunden nach T1 ist die Spulenspannung erneut positiv, wie in Fig. 5 angedeutet, einen vollen Zyklus des Trägersignales beendend. Ein weiterer Zyklus des Trägersignales wird an die Spule 20 in einer ähnlichen Weise angelegt, wie gesteuert durch die Steuerpulse 82 und 83. Nach diesem zweiten Zyklus wird die Phase des Trägersignales umgekehrt. Als ein Ergebnis legt der Steuerpuls 84 eine negative Spannung an die Spule 20 an, wodurch die Spannung an der Spule veranlaßt wird, unmittelbar umgeschaltet zu werden. Des weiteren wird zu dieser Phasenumkehrzeit, wenn die G- und H-Steuersignale ihre Polarität ändern, die Verbindung des Kondensators C bezüglich der Spule umgekehrt. Dieses Verfahren wird fortgeführt, wobei das PSK-modulierte Trägersignal an die Sendespule 20 angelegt ist, wie in dem Zeitdiagramm von Fig. 5 angedeutet.
Nach wie vor unter Bezugnahme auf die Wellenformen von Fig. 5 und ebenfalls unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm des Empfängers 14 in Fig. 1, ist die Spulenspannung VT mit der Empfangsspule 20 gekoppelt und durch den Empfangsverstärker 29 verstärkt. Die verstärkte Empfangsspulenspannung 42 ist im wesentlichen identisch zu der Transmittier- bzw. Sendespulenspannung VT. Dies bedeutet, daß das modulierte Trägersignal über die Empfangsspule und verstärkt durch den Empfangsverstärker 24 gekoppelt ist. Wenn dieses Signal angelegt wird an den Bandpaßfilter 26, werden lediglich jene Frequenzkomponenten nahe der Bandpaß- bzw. Banddurchtrittsfrequenz F0 ohne Schwächung bzw. Dämpfung durchtreten. Da jede 180 Grad-Phasenverschiebung des modulierten Trägers äquivalent ist zu einer momentanen Verschiebung in der Frequenz des Trägers, werden jene Abschnitte des Trägers unmittelbar nach der Phasenverschiebung nicht durch den Bandpaßfilter geführt bzw. treten. Wie in Fig. 5 zu sehen, ist etwa ein Zyklus erforderlich für jede Phasenverschiebung, bevor das Signal durch den Bandpaßfilter treten kann. Somit weist das Ausgangssignal von dem Bandpaßfilter V&sub0; Abschnitte davon auf, welche das Trägersignal bei einer Frequenz f&sub0; umfassen, sowie Abschnitte, welche kein Trägersignal enthalten. Dieses Signal kann nachfolgend amplitudenerfaßt werden in herkömmlicher Weise, und zwar entweder synchron oder asynchron, um die Dateninformation diesbezüglich wieder herzustellen.
Zusätzlich zu dem Logikschematischen Diagramm des Transmitters ist in Fig. 4 ein Empfänger 90 dargestellt. Dieser Empfänger umfaßt einen Verstärker 92, der mit Seiten A und B der Spule 20 über einen Schalter SW5 verbunden bzw. geschaltet ist. Wenn das Sende-Enable-Signal die Sendeabschnitte der Schaltung ausgeschaltet bzw. disabled hat, d. h. wenn das Sende-Einschalt- bzw. -Enable- Signal nieder ist (Inverses des Sende-Einschalt-Signals ist hoch), verbindet ein Schalter SW5 die Seite B der Spule 20 mit einem der Eingänge des Empfangsverstärkers 92. In diesem Zustand können Signale, gekoppelt mit der Spule 20, von einer externen Spule empfangen werden und einer geeigneten Schaltung zugeführt werden, verwendet innerhalb der Einrichtung. In dieser Weise kann die Spule 20 sowohl als Sendespule dienen, wenn die Einrichtung im Sendemodus betrieben wird, wie auch als Empfangsspule, wenn die Einrichtung im Empfangsmodus betrieben wird, wobei Sende- und Empfangsmodi definiert sind über das Sende-Einschalt- bzw. -Enable-Signal.
In der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die Frequenz des Trägersignales dieselbe wie die gewünschte Bit-Transferrate, z. B. 8192 Hz oder bps. Bei dieser Bitrate kann die Bandbreite des Bandpaßfilters weniger sein als 4000 Hz, z. B. schmaler als 2000 Hz. Die Verwendung einer schmalen Bandbreite stellt eine deutliche Verbesserung bezüglich Unempfindlichkeit gegen Rauschen und EMI bzw. elektromagnetische Induktion bzw. Interferenz bereit. Die Spule 20 verfügt über eine Induktanz von etwa 0,5 Henries, und der Kondensator C verfügt über einen Wert von 680 pf. Die Transistorschalter P1 und P2 können dargestellt sein mit beliebigen geeigneten P-Kanal MOSFET oder äquivalenten Einrichtungen, während die Transistorschalter N1 und N2 dargestellt sein können mit beliebigen geeigneten N-Kanal MOSFET oder äquivalenten Einrichtungen. In ähnlicher Weise kann ein beliebiger der kommerziell verfügbaren Festkörperschalter verwendet werden für die Schalter SW1, SW2, SW3, SW4 und SW5. Das gesamte System verwendet wenige Komponenten und erfordert minimale Einstellung. Wenn Niederleistungs-CMOS-Logikgatter verwendet werden, verbraucht das System wenig Energie.
Ein Hochgeschwindigkeitstelemetriesystem wurde somit beschrieben, welches es ermöglicht, digitale Binärdaten effizient zu übertragen zwischen einem Implantat und einer externen Einrichtung, bei einer hohen Geschwindigkeit bzw. einer schnellen Rate, wie z. B. 8192 bps. Des weiteren und insbesondere signifikant verwendet das System ein Codierschema, welches eine drastische Bandbreitenkomprimierung bzw. -kompression ermöglicht. Diese Bandbreitenkompression erlaubt die Verwendung einer Bandbreite, welche geringer ist als die Nyquist- Bandbreite, wodurch drastisch die Nichtanfälligkeit bzw. Unempfindlichkeit bzw. Immunität des Systemes bezüglich Rauschen und EMI verbessert wird. Des weiteren ist das beschriebene System einfach, erfordert wenig Komponenten und ist effizient und einfach zu betreiben, wobei minimale Betriebsleistung erforderlich ist während einem Datenübertragungsverfahren. Schließlich ist das System flexibel und ermöglicht die Wiederherstellung bzw. Wiedergewinnung von Daten unter Verwendung entweder synchroner oder asynchroner Demodulation.
Während die Erfindung hierin beschrieben wurde unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsformen und Anwendungen, sind verschiedene Veränderungen und Modifikationen diesbezüglich dem Fachmann geläufig, ohne von dem Umfang der Erfindung, wie beansprucht, abzuweichen. Dementsprechend bestimmt sich der Umfang der Erfindung anhand der beigefügten Ansprüche.

Claims

1. Übertragungsvorrichtung (10) zur Übertragung von digitalen Binärdaten bei einer vorgeschriebenen Bitrate zwischen einem Implantat und einer externen Einrichtung, wobei die digitalen Binärdaten eine Folge von eingehenden Datenbits (32) umfassen, wobei die Vorrichtung umfaßt:

eine Kodiereinrichtung zum Wandeln der Folge an eingehenden Datenbits in einen kodierten Binärdatenstrang (36), umfassend eine Folge von kodierten Datenbits, jeweils gesetzt entsprechend der Tatsache, ob ein aktuell eingehendes Datenbit und das vorangehend kodierte Datenbit unterschiedlich sind oder nicht;

eine Übertragungs-Spulenschaltung (20), abgestimmt auf die vorgeschriebene Bitrate; und

eine Einrichtung zum Anlegen eines Trägersignales mit einer Frequenz gleich zu der vorgeschriebenen Bitrate an die Übertragungs-Spulenschaltung, umfassend eine Schalteinrichtung (16) zur Phasenschaltung des Trägersignales, welches an die Übertragungs-Spulenschaltung angelegt ist, entsprechend dem kodierten Binärdatenstrang.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei welcher eine Identifizierungsmarkierung, angeordnet in dem kodierten Binärdatenstrang, einen Übergang umfaßt von einem der zwei Zustände des Binärsignales zu dem anderen Zustand, wobei die Phase des Trägersignales um eine vorbestimmte Menge bei jeder Identifizierungsmarkierung geschaltet bzw. verschoben wird.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei welcher die Übertragsungs- Spulenschaltung (20) eine LC-Schaltung umfaßt, abgestimmt auf die vorgeschriebene Bitrate, wobei die LC-Schaltung bzw. der Schwingkreis enthält:

eine Induktanz (L);

eine Kapazität bzw. einen Kondensator (C); und

eine Schalt-Schaltungseinrichtung (SW1-4) zum selektiven Verbinden des Kondensators mit der Induktanz bzw. Spule, wobei erste und zweite Seiten (E, F) des Kondensators verbunden bzw. geschaltet sind mit der ersten bzw. zweiten Seite (B, A) der Induktanz, entsprechend einem ersten Verbindungs- bzw. Schaltungsschema der Schalt-Schaltungseinrichtung; und wobei die ersten und zweiten Seiten (E, F) des Kondensators verbunden bzw. geschaltet sind mit der zweiten bzw. ersten Seite (B, A) der Induktanz, entsprechend einem zweiten Verbindungs- bzw. Schaltungsschema der Schalt-Schaltungseinrichtung.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, wenn abhängig von Anspruch 2, bei welcher die Schalt-Schaltungseinrichtung (SW1-4) eine Vielzahl von Schaltern umfaßt, wobei die Vielzahl an Schaltern die Verbindungen der ersten und zweiten Anschluß- bzw. Verbindungsschemata veranlaßt, realisiert zu werden, ansprechend auf die Identifizierungsmarkierungen in dem kodierten Binärdatenstrang (36).

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, bei welcher die Einrichtung zum Anlegen des Trägersignales an die Übertragungs-Spulenschaltung eine Brückenschaltung (62) aufweist, welche selektiv positive und negative Spannungspotentiale verbindet bzw. schaltet mit: (a) den ersten bzw. zweiten Seiten (A, B) der Induktanz (L) während vorgeschriebenen ersten Abschnitten von jedem Zyklus des angelegten Trägersignales und (b) den zweiten bzw. ersten Seiten (B, A) der Induktanz (L) während vorbeschriebenen zweiten Abschnitten von jedem Zyklus des angelegten Trägersignales.

6. Implantat-Übertragungsvorrichtung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, bei welcher die Schalteinrichtung (16) eine Modulatoreinrichtung umfaßt, um ein Trägersignal bei der vorgeschriebenen Bitrate mit dem kodierten Binärdatenstrang (36) zu modulieren; sowie eine Einrichtung zum Anlegen des modulierten Trägersignales (38) an die Übertragungs-Spulenschaltung (20).

7. Telemetriesystem zur Übertragung von binären Digitaldaten zwischen einem Implantat und einer externen Einrichtung, umfassend eine Vorrichtung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, wobei die Schalteinrichtung eine Modulationseinrichtung (16) umfaßt, um ein Trägersignal mit einer Frequenz f&sub0; mit dem kodierten Datenstrang (36) zu modulieren, und einen Empfänger (14), umfassend eine Empfangsspule (22), die induktiv mit der Übertragungsspule (20) gekoppelt ist, einen Breitband- bzw. Bandpaßfilter (26), der mit der Empfangsspule gekoppelt ist, wobei der Bandpaßfilter eine Bandbreite von weniger als f&sub0; Hz aufweist, mittig angeordnet bei in etwa f&sub0; Hz, einen Detektor (28), der mit dem Ausgang des Bandpaßfilters gekoppelt ist, sowie eine Einrichtung (30), die mit dem Ausgang des Detektors gekoppelt ist, um den Datenstrang davon wieder herzustellen; wobei der Sender bzw. Transmitter oder der Empfänger in dem Implantat und der andere in der externen Einrichtung vorliegt.

8. Telemetriesystem nach Anspruch 7, wenn abhängig von einem der Ansprüche 2 bis 4, bei welchem die Modulationseinrichtung (16) eine Einrichtung umfaßt, um die Phase des Trägersignales um 180º zu verschieben bzw. umzuschalten bei jeder Markierung in dem kodierten Datenstrang (36).

9. Telemetriesystem nach Anspruch 8, bei welchem die Einrichtung zum Anlegen des modulierten Trägersignales an die Übertragungs- bzw. Sende- bzw. Transmitterspule eine Brückenantriebsschaltung (62) umfaßt, zum selektiven Verbinden positiver und negativer Spannungspotentiale mit jeweiligen Seiten der Übertragungsspule (20), und zwar ansprechend auf Brückensteuersignale; sowie eine Brückensteuerlogikeinrichtung (54) zum Erzeugen des Brückensteuersignales synchron zu Übergängen bzw. Transitionen des Trägersignales und ansprechend auf den kodierten Datenstrang bzw. die kodierte Datenkette.

10. Telemetriesystem nach Anspruch 9, ferner umfassend einen Kondensator (C) , und eine Schalt-Schaltung (SW1-4), selektiv den Kondensator (C) mit der Übertragungsspule (20) verbindend, wobei erste und zweite Seiten (E, F) des Kondensators verbunden sind mit einer ersten bzw. zweiten Seite (A, B) der Übertragungsspule, entsprechend einem ersten Verbindungs- bzw. Anschluß- bzw. Schaltungsschema der Schalt-Schaltung, und wobei die ersten und zweiten Seiten (E, F) des Kondensators verbunden sind mit der zweiten bzw. ersten Seite (B, A) der Übertragungsspule, entsprechend einem zweiten Verbindungsschema der Schalt-Schaltung, wobei das Auftreten einer Markierung in dem kodierten Datenstrang (36) die Schalt-Schaltung veranlaßt, sich zu verändern von einem der ersten und zweiten Verbindungs- bzw. Schaltungsschemata zu dem anderen der ersten oder zweiten Verbindungsschemata.

11. Verfahren zur Übertragung einer Folge (32) von Datenbits zu und von einem Implantat bei einer vorgeschriebenen Bitrate, gekennzeichnet durch:

(a) Erzeugen eines kodierten Binärdatenstranges (36), wobei jedes Bit gesetzt bzw. eingestellt ist entsprechend der Tatsache, ob ein aktuell eingehendes Datenbit und das vorangehend kodierte Datenbit unterschiedlich sind oder nicht;

(b) Modulieren eines Trägersignales mit dem kodierten Binärdatenstrang;

(c) Anlegen des modulierten Trägersignales an eine Übertragungsspule (20);

(d) selektives Verbinden eines Kondensators (C) parallel zu der Ubertragungsspule, ansprechend auf Übergänge bzw. Transitionen des kodierten Binärdatenstranges in einer Richtung und Umkehren der Verbindung des Kondensators zu der Spule, ansprechend auf die Übergänge des kodierten Binärdatenstranges in der anderen Richtung;

(e) induktives Koppeln einer Empfangsspule (22) mit der Übertragungsspule, wobei eine von der Übertragungsspule und der Empfangsspule in dem Implantat vorliegt, wobei die andere in einer externen Einrichtung vorliegt;

(f) Erfassen der Amplitude von lediglich jenen Komponenten des Signales, induziert an der Empfangsspule mit einer Frequenz nahe der vorgeschriebenen Bitrate; und

(g) Verwenden der erfaßten Amplitude im Schritt (f), um die Daten zu definieren, welche empfangen wurden.

12. Verfahren nach Anspruch 11, bei welchem Schritt (g) das Demodulieren der erfaßten Amplitude in asynchroner Weise umfaßt.

13. Verfahren nach Anspruch 11, bei welchem Schritt (g) die Wiederherstellung eines Taktsignales (34) von dem an der Empfangsspule (22) induzierten Signal umfaßt, sowie das Demodulieren der erfaßten Amplitude synchron zu dem Takt.

14. Verfahren nach Anspruch 13, bei welchem der Schritt (a) das Durchführen einer Modulo-zwei-Summe einer vorgeschriebenen Bitrate der Folge an zu übertragenden Datenbits (32) und einem vorgeschriebenen, vorangehend erzeugten Bit des kodierten Binärdatenstranges (36) umfaßt, sowie das Veranlassen einer Anordnung einer Markierung in dem kodierten Binärdatenstrang, lediglich wenn die Modulo-zwei-Summe eins ausmacht.