JPH0376496A - 植え込み可能な送信器装置 - Google Patents

植え込み可能な送信器装置

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JPH0376496A
JPH0376496A JP2206634A JP20663490A JPH0376496A JP H0376496 A JPH0376496 A JP H0376496A JP 2206634 A JP2206634 A JP 2206634A JP 20663490 A JP20663490 A JP 20663490A JP H0376496 A JPH0376496 A JP H0376496A
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coil
data stream
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野] この発明は、植え込み可能なペースメーカのような植え
込み可t@な装置の中で用いるための高速ディジタル遠
隔測定装置に関する。特にこの発明は、ナイキスト帯域
幅より狭い帯域幅で効率良くデータを送信するような、
植え込み可能な高ビットレート遠隔測定送@器とこれに
対する外部受信器とに関する。
[従来の技術] 植え込み可能な装置は所望の機能を遂行するために人間
又は動物の体内に植え込まれている。この機能は成る肉
体機能をモニタするような生命における純粋の観察又は
実験を目的としたものでもよく、又は所望の応答をもた
らすために成る肉体組織、神経又は器官へ重要な電気刺
激パルスを与えるような生命における拍療又は調節を目
的としたものでもよい、最近の植え込み可能なデマンド
形ペースメーカは観察機能及び調m機能を遂行する植え
込み可能な装置の一例である。すなわちこのペースメー
カは心臓が適当な時点で鼓動することを確かめるために
心臓をモニタし、もし鼓動が不適当であれば、このペー
スメーカは適当なレートで鼓動することを心臓に強制す
るために電気刺激パルスを心臓へ供給する。
植え込み可能な装置がこれを植え込まれた人間又は動物
に対し不便及び危険を与えることなくその機能を遂行す
るためには、データ及び指令を植え込み可能な装置と外
部装置との間で容易に交信することができるようにする
成る種の非侵襲性遠隔測定装置を用意しなければならな
い、コントローラ、プログラマ又はモニタのような種々
の名前により知られたこの種の外部装置は、植え込み可
能な装置の動作を制御かつモニタでき、更に植え込み可
能な装置により探知又は検出されたデータを、植え込み
可能な装置からデータを読み取り解明し又は他の方法で
積極的に用いるような外部の(植え込まれていない)個
所へ転送できるような、便利な機構を提供する。
植え込み可能な装置の精巧さ及び複雑さが近年増すにつ
れて、植え込み可能な装置とそれに付属する外部装置と
の間で転送しなければならないデータの量が急激に増加
している。換言すればこのためこのようなデータ転送を
実施する一層有効な方法が探究されている。勿論すべて
のこの種の装置は重大な誤り無く所望のデータを転送し
なければならないばかりでなく、植え込まれた装置の限
られた電源(例えば限られた作動寿命を右する電池)を
保護するように迅速に転送しなければならない。
これまで三つの基本的な技術、すなわちa)静磁界結合
、b)反射インピーダンス結合及びC)無線周波結合が
植え込み可能な装置との間の交信のために用いられてき
た。静磁界結合では、例えば植え込み可能な装置内部の
磁気リードスイッチを閉じる(又は開く)ために十分な
強さを有する永久磁石を用いて、外部から植え込み可能
な装置に向けて静磁界が発生させられる。この種の技術
は、外部遠隔測定ヘッドが植え込まれた装置から数イン
チのところに置かれているときだけ、植え込まれた装置
内の遠隔測定回路をターンオンするような、植え込み可
能な装置内の種々の機能をターンオン又はターンオフす
るためのかなり信頼性の高い機構を提供するが、この技
術は任意のかなりの量のデータを効率よく転送するため
にはあまりに低速すぎる。更にすべての実際の目的に対
して、静磁界装置は指令又はデータを植え込まれた装置
へ転送するためだけに用いられ、データ又は指令を植え
込まれた装置から転送するためには用いられない、この
ことは磁石から数インチの距離の磁気リードスイッチを
作動させるのに必要な永久磁石又は電磁石の形式に関す
る重量及び/又は電力消費が、大抵の植え込み可能な装
置の要求と両立しないからである。
反射インピーダンス結合装置では、情報は誘導結合され
た外部のL−R又はL−C回路により付勢される内部の
(植え込まれた)L−R又はL−C回路の反射インピー
ダンスを用いて転送される。この種の装置は例えばアメ
リカ合衆国特許第4223879号明細書に記載されて
いる。この種の装置は情報を送信するために少ししか又
は全く電流を用いないので有利である。しかし情報を転
送する速度が全く制限されるので不利である。外部装置
は無線周波数磁界搬送波を用いる。前記特許明細書では
植え込まれた装置内の電圧制御発振器(V CO)が遠
隔測定しようとする信号により制御される。それにより
vCOは反射されるインピーダンスを変更する。もしv
COを制御する信号が(二つの可能な値例えば2進数の
1及び2進数のOを有する)2進ディジタル信号である
ならば、この信号は(2進数の1を表す)一方の周波数
から(2進数の0を表す)他方の周波数へVCOが変化
するようにvCOを符号化する。この技術は周波数偏移
キーイング(FSK)として知られている。各ビット持
続時間すなわち2進デイジツト(ビット)が表示される
時間は、複数の搬送波サイクルを必要とする。従ってビ
ットレートは一般にvCO中心周波数の10%〜30%
よりあまり高くすることができない、他方では植え込ま
れた装置の金属製容器がlO〜30kHzの上側カット
オフ周波数を有する低域単極フィルタとして働くので、
無線周波搬送波周波数はあまり高くすることができない
、更に外部発振器L−C回路は一般に20〜50のQを
有し、−有効な変調帯域幅が無線周波搬送波周波数の約
2〜5%に限られているということを意味する。このこ
とは36kHzの搬送波が一般に72〜540ビット毎
秒のデータレートでデータを転送できるにすぎないとい
うことを意味する。
このようなレートは、送信しようとするデータの数千な
いし数百のビットを有するおそれのある最近の植え込み
可能な装置に対しては、一般に不適当であると考えられ
る。
無線周波数結合装置では、情報は搬送波信号により送信
コイルから受信コイルへ転送される。搬送波信号はFS
K又はPSK (位相偏移キーイングすなわち搬送波の
位相を180°反転する)のような適当な変調方式を用
いて、送信しようとするデータにより変調される。変調
搬送波は変調搬送波信号を探知する受信コイルに電圧を
誘導する。そしてこの受信信号は送信されたデータを復
元するために復調される。高い周波数を減衰する低域フ
ィルタとして働く植え込まれた装置の金属製容器のため
に、送信コイルの電力を容認できないほど増加しなけれ
ば搬送波周波数を約10〜20kHz以上に増加するこ
とができない、更に採用される変調/復調方式に依存し
て、規定された相互妨害量を超えなければデータレート
又はビットレートは搬送周波数の所定の分数を超えるこ
とができない、すなわちこれを超えると2進数の1を表
す変調と2進数の0を表す変調とを確実に区別できなく
なる。
規定された相互妨害量を超えることなく独立の信号値を
規定されたチャネルを経て送信することができる最大デ
ータ転送レート(ビットレート)はナイキストレートと
呼ばれる。最大可能なナイキストレートはデータを転送
するチャネルの帯域幅に直接関係する。逆に言えばナイ
キスト帯域幅は、相互妨害の規定レベルを超えることな
く独立の信号値を所定のレートで送信できるために必要
な帯域幅である0例えばもしデータを転送するとき経由
するチャネルの帯域幅がWであるならば、ナイキストレ
ートは(理想のチャネルを仮定して)2Wである。換言
すればもしデータレートが2Wであれば、ナイキスト帯
域幅は少なくともWでなければならない、この限界及び
その他の限界のゆえに無線周波数結合を用いる従来の植
え込み可能な装置は、一般に2000〜4000ビット
毎秒を超えるレートでデータを転送することができなか
った。(本明細書のこの部分又は全体を通して用いられ
るように、片側の帯域幅による定義が用いられているこ
とに注意すべきである。すなわち帯域幅WはOからWま
で又は−Wから0までの周波数領域を指す0周波数fC
を有する搬送波信号が用いられるときには、片側の帯域
幅WはfcないしfC+W又はfc−WないしfCの周
波数領域を指す、) データを植え込み可能な装置から転送することができる
レートに影響する別の問題は、電気的ノイズ及び/又は
電磁干渉である。実際に一般に用いられる形式の外部装
置に関連して、無線周波数結合置においてデータを転送
するために信頼性を持たせ効率良く(少ない電力消費レ
ベルで)用いることができる搬送波周波数及びデータレ
ートの領域に著しく影響する電磁干渉の少なくとも二つ
の一次源が存在する。第1に外部装置の入力電力線路周
波数(50又は60H2)及び外部装置と共にしばしば
用いられる陰極線管デイスプレーで用いられる付随する
交番磁界(例えば30Hz)が1問題となるのに十分大
きい2〜6kHzのような高さの電磁干渉調波を発生さ
せる。同様に多くの電子端末器と共に一般に用いられる
陰極線管の水平走査の16kH2の線周波数が、16k
Hz以上の搬送周波数を効率良く用いることを極めて困
難にする。従ってこの種の干渉が支配的な環境中で用い
られる植え込まれた装置からのデータの送信に対するこ
の種の電磁干渉の効果を最小限にするために、かつ最近
の植え込み可能な装置と共に用いられる大量のデータを
転送することができる速度を最大限にするために、6〜
12kHz領域の搬送波信号を用いて、かっこのような
チャネルを経てできるだけ高いデータビットレートを可
能にする変調方式を用いて、(できる限り多くの電磁干
渉及びノイズをろ過及び除去するために)狭帯域の遠隔
測定チャネルを採用することが望ましい、植え込み可能
な装置のデータビットレートを十分に速いレベルまで増
加する遠隔測定装置はこれまで本出願人により提案され
たが(アメリカ合衆国特許出願、通し番号第07108
5θ14号、1887年8月14日出願参照)、この装
置は比較的広い帯域幅を犠牲にするときだけ完成され、
それにより電磁干渉に対する敏感さを増す。
[発明が解決しようとする課題] 本発明の目的は、十分に速いレート例えば8kHzでデ
ータを転送することができるばかりでなく、狭い帯域幅
を経てこの速いレートでデータを転送することができ、
それにより電磁干渉又はその他のノイズ源に対する装置
の敏感さを低減するような、植え込まれた装置と共に用
いるための改良された遠隔測定装置を得ることにある。
更に前記特許出願明細書に記載の遠隔測定装置は、送信
コイルに加えられる搬送波信号の瞬間周波数に突然の変
化又は反転を要求するような符号化方式を利用する。こ
のことは、変調搬送波信号を送信コイルに与える変調回
路及び駆動回路での非常な複雑性を犠牲にして初めて完
遂される。この種の回路は例えば送信コイルに切り換え
可能に接続された二つの多重コンデンサを用いる。送信
コイルに接続されたコンデンサは正確な周波数に送信コ
イルを同調させることが必要である。駆動回路によりコ
イルに加えられる電圧はその極性を規則的に反転しなけ
ればならないので、二つのコンデンサが必要であり、コ
ンデンサに加えられる電圧の反転は起こるたびごとに、
コンデンサが一つの電圧極性を放電しかつ他の電圧極性
へ充電されるためには、過大な時間が必要であり従って
非効率的である。
残念ながらこの種の遠隔測定回路がますます複雑になる
につれて、回路が所期の機能を遂行するのにますます多
くの部品を必要とする0部品の数が増すにつれて回路の
費用が増しかつ回路の信頼性が減る。それゆえに費用を
低減し信頼性を改善するために、簡単でかつ複雑性が少
ない回路が必要である。このことは遠隔測定装置の植え
込み可能な送信器部分においてばかりでなく、従来複雑
な位相同期ループ及び同様に複雑な回路が受信遠隔測定
信号を復調するために必要となったような装置の外部の
受信器部分においても当てはまる。
この発明の目的は、ナイキスト帯域幅より狭い帯域幅を
有する遠隔測定チャネルを経て高ビットレートを転送す
ることができるような、植え込み可能な装置と共に用い
るための遠隔測定装置を提供することにある。このよう
なビットレートは、所定量のデータを植え込み可能な装
置から外部装置へ効率よく転送することができるような
速度について重要な改善をもたらす、更にナイキスト帯
域幅より狭い帯域幅を通して比較的高いこのビットレー
トを送ることにより、装置は比較的高いレベルの電磁干
渉を許容することができる。
[課題を解決するための手段] 上述の目的を遠戚するため、この発明においては、入力
データビットの数列から戒るディジタル2進データを所
定のビットレートで植え込み可能な装置から送信するた
めの植え込み可能な送信器装置を含み、この送信器装置
は、 a)入力データビットの数列を符号化2進データストリ
ームへ変換する符号化装置を備え、符号化2進データス
トリームは、入力データビット及び符号化データビット
のうちの所定の一対の間に所定の相関が存在するときだ
け同定マークを有するような、符号化データビットの数
列から成り、b)所定のビットレートに同調した送信コ
イル回路を備え。
C)所定のビットレートに等しい周波数を有する搬送波
信号を送信コイル回路に与えるための手段を備え、送信
コイル回路がこれに与えられた搬送波信号の位相を、符
号化2進データストリームの同定マークごとに所定の量
だけ切り換えるための切り換え装置を備える。所定の相
関が現在の入力データビットと以前の符号化データビッ
トとの間の相関に関係するとき、ナイキスト帯域幅より
狭い帯域幅を有するチャネルを経てデータを送信するこ
とが可能となる。換言すればこれにより従来可能であっ
た以上に、データ送信チャネルの電磁干渉排除のレベル
での重要な改善が可能となる。
本発明の別の構成においては、植え込み可能な装置と外
部装置との間で2進ディジタルデータを転送するための
遠隔測定装置を有する。この遠隔測定装置は植え込み可
能な装置又は外部装置の中の送信器と他方の装置の中の
受信器とから成る。
この送信器は。
a)排他的又はビット符号化方式を用いて符号化データ
ストリームを発生させる符号化装置を備え、このビット
符号化方式により、転送しようとするディジタルデータ
内の所定のデータビットと符号化されたデータストリー
ムとの間に所定の相関が存在するときだけ、一方のレベ
ルから他方のレベルへの遷移のような適当なマークが符
号化データストリーム中に置かれ、 b)周波数fOを有する搬送波信号を符号化データスト
リームにより変調するための変調装置を備え、 C)変調搬送波信号を送信コイルに与えるための手段を
備える。
受信器は、 d)送信コイルに誘導結合された受信コイルと。
e)受信コイルに結合されほぼfoHzを中心とし1/
2foH2以下の帯域幅を有する帯域フィルタと、 f)帯域フィルタの出力端に結合されたAM検出器と、 g)入力データストリームを再現するためにAM検出器
の出力端に結合された手段とを備える。
この発明は同様に、データビットの数列を植え込み可能
な装置へまたこの装置から高い速度で転送する効率のよ
い方法として要約される。この方法は次の段階すなわち
a)転送しようとするデータビットの数列内のデータビ
ットと符号化2進データストリーム内の以前の符号化デ
ータビットとの所定の一対の間に所定の相関が存在する
ときだけ、遷移を含む符号化2進データストリームを発
生させ、 b)搬送波信号を符号化2進データストリームにより変
調し、 C)変調搬送波信号を送信コイルに与え、d)送信コイ
ルに並列にコンデンサを一方の方向への(低いレベルか
ら高いレベルに向かう)遷移のような符号化2進データ
ストリームの成る種の遷移に応じて選択的に接続し、ま
た前記コイルへの前記コンデンサの接続を他方の方向へ
の(高いレベルから低いレベルに向かう)遷移のような
符号化2進データストリームの別の成る種の遷移に応じ
て逆転し、 e)受信コイルを送信コイルへ誘導結合し、送信コイル
又は受信コイルのうちの一つが植え込み可能な装置内に
置かれ、他方のコイルが外部装置内に置かれ、 f)受信コイルに誘導され搬送波信号の周波数に近い周
波数を有する信号成分だけの振幅を検出し、 g)受信されたデータを明確にするために段階f)にお
いて検出された振幅を用いることから成る。
この方法の実行に当たって、送信コイルに並列に接続さ
れたコンデンサが搬送波周波数に同調させられたL−C
回路を形成し、この搬送周波数をデータが転送されるビ
ットレートと同じになるようにすることができることに
注意すべきである。
コンデンサ上の電荷を保存するために、このコンデンサ
は送信コイルに加えられる搬送波信号の位相反転と同期
して反転させられ、それにより逆の極性へのコンデンサ
の放電及び再充電の必要性が避けられる。この種の放電
及び再充電は追加の電力を消費する。
ディジタル2進データを速いレート、特に約8000ビ
ット毎秒のレートで植え込み可能な装置と外部装置との
間で効率よく転送することができる高速遠隔測定装置を
提供することがこの発明の一つの特徴である。
有効な帯域幅圧縮を提供する符号化方式及び適当な帯域
ろ過を利用する高速遠隔測定装置を提供することがこの
発明の別の特徴である。
搬送波信号の周波数をデータ転送ビットレートと同じに
することができる高速遠隔測定装置を提供することがこ
の発明の別の特徴である。
ナイキスト帯域幅より狭い帯域幅を有する遠隔測定装置
を提供し、それによりノイズ及び電磁干渉に対する装置
のイミユニティを著しく改善することがこの発明の別の
特徴である0例えばビットレートがaoooビット毎秒
であるときには、この発明と共に用いられるデータ転送
チャネルの帯域幅は4kHz以下、例えば8kHzの搬
送波信号の両側で2kHz以下に設定できるので有利で
ある。
本発明によれば、データ転送動作中に極僅かしか作動電
力を必要としないで効率よく動作する遠隔測定装置が提
供される。
また、受信器で復元されるデータを同期又は非同期変調
を用いて復元できるような前記の高速遠隔測定装置が提
供される。
更に本発明によれば、比較的少ない部品しか使用せず、
それにより装置の製造を一層経済的にしその動作を一層
信頼できるようにするような遠隔測定装置が提供される
。特に、送信コイルに加えられる電圧の極性が搬送波信
号の変調の要素として規則的に反転されても、送信器L
−C同調回路の部分としてただ一つのコンデンサを誘導
性コイルと共に用いるにすぎない。
[実施例J 次にこの発明に基づく高速ディジタル遠隔測定装置の一
実施例を示す図面により、この発明の詳細な説明する。
以下の説明はこの発明を実施するために現在考えられる
最善の方式に関する。この説明は限定の意味に取られる
べきではなく、この発明の一般原理を説明するために行
われるにすぎない、この発明の範囲は特許請求の範囲を
参照して確かめられるべきである。
以下のこの発明の説明では、全図面を通して同じ符号が
同じ部品又は要素に付けられている。
第1図はこの発明に基づき作られた遠隔測定装置lOの
簡単化したブロック線図を示し、まずこの発明に含まれ
る要素とその作動方法の概要を説明する。遠隔測定装置
10は送信器12及び受信器14を備える。送信器12
はデータ符号器15、変調器16、送信コイル駆動回路
18及び送信コイル20を備える。受信器は受信コイル
22、受信増幅器24、帯域フィルタ(BPF)26、
AM検出器28及び判断ロジック30を備える。有利な
実施例では、送信器12は植え込み可能な装置の部分に
含まれ、受信器14は外部装置の部分に含まれている。
しかしながらこれらの役目を逆転することができ、受信
器が植え込み可能な装置に含まれ送信器が外部装置に含
まれるということを考えることができる。典型的な用途
では植え込み可能な装置が送信及び受信能力を備え、そ
れに対応する外部装置も同様であるということに注意す
べきである。しかしながら種々の形式の遠隔測定方式又
は送信原理は一般に、データを外部装置から植え込まれ
た装置へ転送するために用いられる以上に、データを植
え込まれた装置から外部装置へ転送するために用いられ
る。
送信器12は入力信号としてデータ信号DATAを入力
信号線32を経て受は入れ、かつクロック信号CLKを
入力信号線34を経て受は入れる。以下でこれらの信号
線上に現°れる信号並びにその他の信号線上に現れるそ
の他の信号を、信号が現れる信号線の符号により例えば
データ信号32又はクロック信号34のように表す、以
下に更に詳細に説明するように、データ信号32は一般
に所定のビットレー)Bo で流れるNRZ(非ゼロ復
帰)形式(他の適当な2進形式を同様に用いることがで
きる)による2進データビットの流れから成る。NRZ
M号は二つのレベルすなわち2進ビットの1を表す第1
のレベルと2進ビットの0を表す第2のレベルとを有す
る信号から成る。もしピットレー)Boが例えばaoo
oビット毎秒であるならば、一つのビットが0.125
m5  (!/8000−0.000125 )ごとに
データ線32を経てデータ符号器15の中へ流れる。
クロック信号34は一般に共通りロック信号源から導か
れる複数の同期クロック信号から成る。
これらのクロック信号は第1図のブロック線図中に図を
簡単にするために単一のクロック信号34として示され
ている。一般に方形波(パルス列のような別の適当な波
形を用いることもできる)から成るこれらのクロック信
号のうちの少なくとも一つは、ビットレートBo に等
しい周波数を有する。第4図及び第5図に関連して述べ
る説明から明らかとなるように、この発明の有利な実施
例で用いられるこれらのクロック信号の別の一つは4B
oの周波数を有する。
動作時に入力データストリーム32はデータ符号器15
の中で符号化されて符号化データストリームとなり、信
号線36を経て変調器16に与えられる(以下で符号化
データ36と呼ぶ)。
第4図及び第5図の説明で詳述するように、データ符号
器15により用いられる有利な符号化方式が、以下に述
べるように誤りの増加無しに狭い帯域幅を有するチャネ
ルを経て受信器へ送信するのに適した形のデータを用意
するので有利である。
第3A図に関連して以下に詳細に説明する有利な符号化
方式は、入力データ32の所定のビット及び符号化デー
タ36の既知の(以前の)ビットを両者間の所定の相関
に対して解析する。このような相関が発見される場合に
は、符号化データ36の次のビットが一方の値を取る。
このような相関が発見されない場合には、符号化データ
36の次のビットは他方の値を取る。換言すれば所定の
相関が入力データの規定のビットと以前の符号化データ
の規定のビットとの間に存在することが発見された場合
にはいつでも、データ遷移のような適当な符号付はマー
クが符号化データの中に現れる。
変調器16はPSK (位相偏移キーイング)変調を用
いて適当な搬送波信号を符号化データ36により変調す
る。結果として得られたPSK変調搬送波信号は信号線
38を経て送信コイル駆動回路18に与えられる(以下
で変調搬送波38と呼ぶ)、搬送波信号は周波数fo 
を有しクロック信号34から導かれる。搬送波信号が入
力データストリームと同じ周波数を有するのが有利であ
る。
すなわちBO=fOである。PSK変調において搬送波
信号の位相が変調信号中の各変化に対して180°反転
される。従って第1図に示す装置に対してかつ搬送波の
PSK変調を想定して、符号化データ36中に存在する
データ遷移のような各符号付はマークに対して、変調搬
送波信号38は搬送波信号の位相反転を含む。
送信コイル駆動回路18は変調搬送波信号38を送信コ
イル20に与える。このことは正及び負の電源+VOO
及び−VSSをコイル20のそれぞれの端子へ選択的に
接続することにより遠戚される。すなわち所定の瞬間に
正電源+VDDがコイル20の端子Aに与えられ、同時
に負電源−VSSがコイル20の端子Bに与えられる。
しかしながらこの信号の位相が反転されるときには、こ
れらの接続は正電源+VDDが端子Bに与えられ負電源
−VSSが端子Aに与えられる・ように切り換えられ、
その結果コイル20に与えられる送信電圧Vrの極性が
反転する。この形式の電圧切り換えは、第4図及び第5
図に関連して以下に詳細に述べるようにタイミングを慎
重に考慮する必要がある。従ってクロック信号34の−
っ以上がこの切り換え動作を制御するために用いられる
更に第1図の簡単化されたブロック線図により受信器1
4の動作を説明する。送信コイル2oが付勢され、すな
わち変調搬送波電圧VTが送信コイルに与えられ、かつ
受信コイル22が送信コイル20に誘導結合されると、
電圧V=が受信コイル22に誘導される。従って送信コ
イル20と受信コイル22との間の誘導結合が、植え込
まれたコイル(送信コイル20又は受信コイル22)と
外部コイル(他方のコイル)との間の遠隔測定リンク4
0を形成する。この誘導結合は空心変圧器に見られる結
合と同じであると考えられる。すなわち送信コイル20
が空心変圧器の一次巻線と考えられ、また受信コイル2
2が同じ変圧器の二次巻線と考えられるならば、−次巻
線に与えられる電圧V丁が二次巻線に誘導され電圧VR
として二次巻線上に現れる。電圧VRはほぼ電圧VT 
と同じ波形を取るが、振幅が著しく減少しこの振幅は両
コイル間の物理的間隔に強く依存する。
誘導された電圧v11は受信増幅器24中で増幅され、
信号線42を経て帯域フィルタ26に与えられる(以下
で増幅受信信号42と呼ぶ)、帯域フィルタ26はほぼ
第3B図に示すような周波数応答を有する。この周波数
応答は搬送波信号の周波数foを中心とする帯域111
1IBWを有する0通過帯域の外側のいかなる周波数も
フィルタ26を通過しない、このことは60Hz電力信
号のような低周波の線路周波数により引き起こされる電
磁干渉を排除するのに特に有利である。この種の電磁干
渉は線路周波数及びその調波を表す一連の漸減振幅スパ
イク61により第3B図に示されている。帯域フィルタ
出力の出力信号VOは相関的又は複2進符号化データ信
号として知られているものであり、一つのビット中の信
号がこのビットの値及び以前のビットの値に依存し、こ
のことは狭い帯域フィルタをもたらす(相関的符号化及
び複2進技術の詳細な記述に対しては、例えばシュワル
ツ(M、 Schwartz )著、「情報変調とノイ
ズ(InforlIation Modulation
 and No1se) J、第189〜187ページ
、マグロ−ヒル社、1887年参照、)、搬送波信号周
波a f oに接近した#11111受信信号4受信部
分は容易に帯域フィルタ26を通過する。しかしながら
増幅受信信号42は符号化データ36中の各マークに対
して搬送波信号の位相反転を含むので、かつこの種の位
相反転はほぼ2foへの瞬間的な周波数偏移を示すので
、増幅受信信号42の特異な部分が帯域フィルタ26を
通過しない、その結果帯域フィルタの出力信号VOがオ
ンオフ変調された信号として現れ、成る部分はオンとな
りかつほぼfoの周波数を有し、また他の部分はオフと
なる(信号が存在しない)、第5図に関連して以下に述
べる波形タイミング線図から明らかなように、また図示
のプリコート化方式を用いると、信号Voのオンオフキ
ーイングのパターンが入力データ信号32のパターンを
ほぼたどる。従って適当な方法で信号VOを変調するこ
とによりこのデータを復元することができる。
第1図に示すように帯域通過信号VoはAM検出器回路
28に与えられる。AM検出器回路は帯域通過信号Vo
の振幅を検出し、検出された振幅は入力データ信号32
の情報内容をほぼたどる。
AM検出器回路28の出力(以下AM検出信号46と呼
ぶ)は信号線46を経て適当な判断ロジック30に与え
られる0判断ロジックは、所定の瞬間にAM検出信号4
6の検出された振幅が2進数の1を表すか、又は2進数
のOを表すかに関して判断を行う、−たびこの判断が行
われると、データ出力信号を作り出し、信号線48に与
えることができる(以下データ出力信号48と呼ぶ)。
AM検出器回路及び判断ロジック回路は従来の技術から
知られている。AM検出器回路28及び判断ロジック回
路30は、この種の回路に対し従来の技術から知られた
任意の通常の形を取ることができる0例えば簡単なAM
検出器回路は各−つのダイオード、コンデンサ及び抵抗
器から成る。
この種の簡単な回路又は等価な回路は、しきい値回路(
例えばAM検出信号46に接続された第1の入力端と、
AM検出信号の最小ないし最大電圧の振れの中央に存在
する電圧基準信号に接続された第2の入力端とを有する
比較器回路)のような簡単な判断ロジック回路に接続す
るとき、同期せずにすなわち増幅受信信号42からクロ
ック信号を復元する必要無しにデータを検出できるとい
う長所を提供する。勿論位相同期ループ(PLL)を用
いてデータのクロック信号を復元し、各ビットが1を表
すか又はOを表すかを判断するために、(復元されたク
ロックにより決定されるような)ビット周期ごとにAM
検出信号の内容を入念に検査するようにした。同期検出
回路を備える一層複雑なAM検出器回路を用いることも
できる。
しかしながらAM検出器28及び/又は判断ロジック3
0に対して簡単な回路が用いられるか又は複雑な回路が
用いられるかにはかかわらず、この発明の提案に基づく
受信器14の主な機能は、データが通過する遠隔測定チ
ャネルの帯域幅を設定することである。増幅受信データ
42に帯域フィルタ26を通過させることによりこの設
定は行われ、この帯域フィルタは第3B図に示すような
搬送波周波数fOを中心とする狭い帯域幅BWを有する
。送信器に採用された特殊の符号化方式のために、帯域
幅BWをナイキスト帯域幅(ナイキスト帯域幅は少なく
とも1 / 2 f o としなければならない)より
著しく狭くすることが可能である。この狭い又は圧縮さ
れた帯域幅は、電磁干渉又はその他のノイズに対する装
置のイミユニティを改善する、すなわちSN比を改善す
るので有利である。
次に第2図にはこの発明に基づく送信器12の一層詳細
なブロック線図が示されている。第2図に示すように符
号器15は、望ましくは符号化動作db =xb +d
b−+ を行う符号器から成り、ここでdkはにビット
時間での符号器出力であり、dk−1はその前のビット
時間での符号器の出力であり、Xkはにビット時間での
データ入力である。この種の符号化方式が用いられかつ
帯域フィルタ26により行われるる波操作を考えるとき
、相関的又は複2進方式と呼ばれるこの形式の符号化及
びろ波の最も重要な特性は、この方式が2進信号方式に
比べて2:1の帯域幅圧縮を提供する、又は換言すれば
一定の帯域幅に対してはこの方式が2進方式に比べて2
倍のビット毎秒による速度能力を有するということであ
る。二つの重複する2進ビットの連続する数列を検査す
ることによりこの方式はこれを実現する0例えば第3A
図には代表的な入力データ信号32が示されている。こ
の入力データ信号はNRZ2進ビットの数列11011
0001110から成る。この発明で用いられる前記の
符号化方式によれば、入力データ32の第1のビットが
符号化データ36の以前のビットに対して検査される。
符号化データの次のビットは前記符号化方程式に基づき
設定される。
特定のビット間の所定の符号化はこの発明の有利な実施
態様によれば、lを発生させるためには二つのビット(
現在の入力データビットと以前の符号化データビット)
が異なっていなければならないということである。この
種の差異は、排他的OR論理ゲートを用いて又は二つの
ビットのモジュロ2加算を実施することにより容易に決
定される。
入力データ数列に対する時間に=1でのデータビットが
1であることを説明するために、第3A図における破線
で囲まれた二つのビットを参照されたい、以前のビット
時間(k=o)における符号化データビットはOである
。これらの二つのビットのモジュロ2加算はlである。
従ってビット時間に=1での符号化データの1を指す矢
印により示されているように、現在のビット時間での符
号化データビットはlになるように設定される。
前記の相関基準(以前の符号化ビットと共に現在のデー
タビットをモジュロ2加算する)を第3A図に示すビッ
ト数列に適用することにより、符号化データ信号36が
図示の入力データビット数列に対して01101111
0100というビット数列から成るということが分かる
。符号化データ信号36中の遷移(低いレベルから高い
レベルへ、又は高いレベルから低いレベルへの変化)が
基本クロック信号34の適当な遷移に同期させられてい
るということに注意すべきである。
この発明の提案に基づき、コイル20に与えられる搬送
波信号の位相が符号化データ信号36の各遷移に対して
反転させられるので、符号化データ信号36の遷移(又
は等価なマーク)は重要である。この方式により変調さ
れた搬送波信号が第3A図に示され変調搬送波38と呼
ばれる。搬送波信号は単に、入力データ信号32を符号
器15に同期投入するために用いられるクロック信号3
4とすることができることに注意すべきである。このク
ロック信号はビットレートBo に等しい周波数fOを
有する。
変調搬送波(クロック)信号38が、コイル20に加え
られる電圧Vrの位相反転を実施するために、送信コイ
ル駆動回路18に加えられる。
第2図に示すように送信コイル駆動回路18は、コイル
20並びに正及び負電源+VDD、−VSSに接続され
た切り換え可能なブリッジ回路62を備える。この切り
換え可能なブリッジ回路はブリフジ制御ロジック64に
より制御される。またブリッジ制御ロジックは変調搬送
波信号38及び二つの別のクロック信号、すなわちCL
K (f。
の周波数を有する)及びCLK2 (4foの周波数を
有する)により制御される。駆動回路18は更にスイッ
チ回路70を経てコイル20に並列に接続されるコンデ
ンサCを備える。またスイッチ回路70はスイッチロジ
ック72により制御される。スイッチロジック72は符
号化データ信号36により制御される。
動作時にブリッジ制御ロジックが切り換え可能なブリッ
ジ回路62の適当な分岐を変調搬送波信号の各遷移の直
後の短時間の間ターンオンし、それによりこの時間の間
コイル20の適当な端子を適当な電圧に接続する。更に
下記に示す第4図及び第5図の説明から明らかとなるよ
うにブリッジ制御ロジックは、遷移が符号化2進データ
36中に現れるときはいつでも、この短時間の間コイル
20に加えられる電圧の極性を反転する。
スイッチ回路70は四つのスイッチSWI、SW2、S
W3、SW4を備える。スイッチSWI、SW3は一緒
に閉じかつ開くように制御される。閉じたときこれらの
スイッチはコンデンサCの端子E、Fをそれぞれコイル
20の端子A、Bへ接続する。同様にスイッチSW2、
SW4は一緒に閉じかつ開くように制御される。
閉じたときこれらのスイッチはコンデンサCの端子E、
Fをそれぞれコイル20の端子B、Aへ接続する。これ
らの二対のスイッチの閉は相互に排他的であるので、ス
イッチSW1、SW3はスイッチSW2、SW4が閉じ
られるのと同時に閉じることはできず、またその逆も成
立する。従ってこれらのスイッチ対の交互の開閉はコイ
ル20に対するコンデンサの接続を反転する。この切り
換えは、コンデンサCが一つの極性の最高電圧まで充電
された時点で、コイルに与えられる電圧の極性変化に同
期して行われる。従ってコンデンサの電荷は、コイルに
与えられる電圧が反転するのと同時に反転される。この
動作はコンデンサ上の電荷を保存しそれによりエネルギ
ーを節約する。
コンデンサCの値はコイル20のインダクタンスと共に
搬送波周波数fOに同調した回路を形成するように選ば
れている。従来技術の同様な回路に必要とされるような
多重コンデンサではなく、ただ一つのコンデンサCがこ
の目的のために必要となるにすぎない。
第4図は、この発明に基づく送信器回路12のロジック
線図を示す、第5図は、第4図の回路の動作に関連する
主要信号の幾つかを示すタイミング線図である。第4図
に示すように、符号器15はD形フリップフロップFF
I及び排他的ORゲートxOR1から成る。ゲー)XO
RIへの一方の入力は入力データ信号32である。第5
図に示すように、このデータはTのビット周期及び1/
Tのビットレートを有する。有利な実施例ではビットレ
ートは約8000ビット毎秒である。ゲー)XORIへ
の他方の入力はフリップフロップFFIのQ出力である
。フリップフロップFFIは反転クロック信号34によ
り切り換えられ、この反転クロック信号はまた1/Tの
レートを有しかつデータビット遷移に同期させられてい
る。フリップフロップFFIのデータ入力端子はゲート
xOR1の出力が与えられ、この出力は符号化データ3
6から成る。このように構成されて符号化データ36は
、ビー2ト時間t=にでの入力データとビット時間t=
に−1(以前のビット時間)での出力データ(符号化デ
ータ36)とのモジュロ2加算に等しい。
変調器16は一対の二重入力排他的NORゲー)XNO
R2、XNOR3を用1.’て実現サレル。
符号化データ信号36はこれらの排他的NORゲートの
それぞれの一方の入力端に与えられる。
ゲー)XNOR2の他方の入力端は1/Tのレートを有
するクロック信号に接続され、またゲートXNOR3の
他方の入力端はレート1/Tを有するクロック信号の反
転値に接続される。従って第5図のタイミング線図に示
すように、二つのゲー )XNOR2、XN0R3(7
)出力信号38はそれぞれ、符号化データ信号36が状
態を変えるたびごとに位相を変える相補的なレートl/
Tの搬送波信号から成る。
ブリッジ制御ロジック64は、切り換え可能なブリッジ
回路62を切り換えるために用いられ第4図及び第5図
に符号x、Yで示す狭い制御パルスを発生させるための
ロジック回路を備える。
これらの制御パルスは、まずフリップフロップFF2及
び排他的ORゲー)XOR2を用いて狭いパルスのスト
リームを発生させることにより発生させられる。フリッ
プフロップFF2に与えられるクロックはレート4/T
又は約32kHzであり、ここでT=0.125m5で
ある0周波数1/Tを有する基本クロック信号がフリッ
プフロップFF2のデータ入力端に与えられる。この同
じクロック信号がゲートxOR2の二つの入力端のうち
の一方に与えられ、また他方の入力端はフリップフロッ
プFF2のQ出力端に接続される。第5図に信号X0R
2により示されるように、この配置によりゲー)XOR
2の出力信号はレー)2/Tで輻T/8の負パルス列と
なり、各パルスの前縁は基本クロック信号34の縁に位
置す、る。
ブリッジ制御信号64の中心には二つの三重入力NOR
ゲートN0R1、N0R2が設けられている0両ゲート
の一方の入力端は送信許容信号XMITENの反転値に
接続されている。XMITEN信号が高いレベルにある
(XMITENの反転値が低いレベルにある)ときに、
ゲートN0R1、N0R2が許容さhる。XMITEN
信号が低いレベルにある(XMITENの反転値が高い
レベルにある)ときに、ゲー)NORI、N0R2が抑
止される。
XMITEN信号が高いレベルにあり従ってゲートN0
RI、N0R2が許容されると、各ゲートの他の二つの
入力信号の状態がこれらのゲートのそれぞれの出力X、
Yを決める。各ゲートのすべての三つの入力が低いレベ
ルにあるときだけ出力が高いレベルとなる。それ以外で
は出力は低いレベルに留まっている0両ゲートN0R1
、N0R2への一つの入力はゲー)XOR2の出力から
得られる狭い負パルスである。従ってこれらの負パルス
が低いレベルになりかつゲートN0R1,N0R2への
その他の入力が低いレベルにあるときだけ、出力信号x
、Yが高いレベルになることができる。ゲー)NORI
への他の入力はゲートXN0R2からの出力(変調搬送
波信号38)である、ゲー)NOR2の他の入力はゲー
)XNOR3からの出力(反転された変調搬送波信号3
8)である、従って変調搬送波信号が低いレベルにある
ときに、ゲー)NOR1、N0R2の入力端に与えられ
る相応の負パルスに一致して、出力信号X又はYのうち
の一つが、かつ決して両方が同時にではなく正移行パル
スを発生させる。
こうして発生させられたx、Yは第5図のタイミング線
図に示されている。持続時間T/8のパルスがT/2秒
ごとにこれらの信号のうちの一つ」二に現れ、ここでT
はビット持続時間であり、1/Tは搬送波信号(及びク
ロック信号34)の周波数である。T/8のパルス幅は
例にすぎず、別の狭い(Tに比べて狭い)パルス幅を用
いることもできる。変調搬送波信号の所定の位相に対し
て、例えば第1のパルス80が信号X上に現われ、第2
のパルス81がT/2秒遅れて信号Y上に現れ、第3の
パルス82がT秒遅れて信号X上に現れ、第4のパルス
83が3T/2秒遅れて信号Y上に現れるなどのように
、X信号とY信号との間でこれらのパルスが交番する。
搬送波信号の位相が反転するとき、これらのパルスが現
れる順序も反転する。すなわち第5のパルス84は第4
のパルス83のT/2秒後の時点でY信号上に現れる。
第6のパルス85はパルス84のT/2秒後の時点でX
信号上に現れる。この経過はパルスがT/2秒ごとに起
こり、かつパルスの順序が搬送波の各位相反転ごとに反
転して続く。
パルス制御信号x、y(及び反転ゲートUl、U2によ
り発生させられるそれぞれの反転信号)が切り換え可能
なブリッジ回路62に与えられる。切り換え可能なブリ
ッジ回路62は第4図に示す四つのトランジスタスイッ
チPI、P2、N1、N2を備える。スイッチP1、P
2はそれぞれのゲート端子に低いレベルの信号を与える
ことによりターンオンされ、スイッチNl、N2はそれ
ぞれのゲート端子に高いレベルの信号を与えることによ
りターンオンされる。従って正のパルスがX信号上に生
じているときにスイッチN2をターンオンし、また負の
パルスが(反転器U1により)スイッチP1に現れてい
るときにスイッチPiをターンオンする。こうしてパル
スがX信号上に現れているときにスイッチPi、N2は
常に同時にターンオンする。同様にパルスがY信号上に
現れているときにスイッチP2、Nlは常にターンオン
する。X、Y制御パルスがT/2秒だけ常に分離されて
いるこの方式のゆえに、スイッチP2、Nlがオンであ
る同じ時間にスイッチPI、N2がオンであるおそれは
ない、ということが重要である。
更に第4図では、スイッチ回路70が四つのスイ−/ 
チSW1、SW2、SW3、SW4を経テコイル20に
並列にコンデンサCを接続するということが示されてい
る。これらのスイッチはロジック信号G、Hにより制御
される半導体スイッチである、ロジック信号G、Hはス
イッチロジック72により発生させられる。スイッチロ
ジック72は二つの二重人力NORゲートNOR3、N
0R4を備える。これらの各ゲートの一方の入力端は送
信許容信号XMITENの反転値に接続されている。ゲ
ー)NOR3への他方の入力は符号化データ信号36に
接続されている。ゲートN0R4の他の入力端は符号化
データ信号36の反転値に接続されている。送信許容信
号により許容されるとき、ロジック信号G、Hはデータ
信号36(G)又はデータ信号36の反転値(H)と同
じでおる。従ってロジック信号GがスイッチSWI、S
W3をターンオンするとき、ロジック信号Hがスイッチ
SW2、SW4をターンオフする。同様にロジック信号
HがスイッチSW2、SW4をターンオンするとき、ロ
ジック信号GはスイッチSWI、SW3をターンオフす
る。第2図に関連して既に説明したようにこれらのスイ
ッチは、スイッチSW1.SW3がターンオンしたとき
に、コンデンサCの端子E、Fをそれぞれコイル20の
端子A、Bへ接続し、またスイッチSW2、SW4がタ
ーンオンしたときに、コンデンサCの端子E、Fをそれ
ぞれコイル20の端子B、Aに接続する。制御パルスX
、Yとは異なって制御信号G、Hは連続しており、コン
デンサCが常にこれらのスイッチの一対(SWtとSW
3又はSW2と5W4)を経てコイル20に接続される
ということを意味する。
スイッチP1、N2がオンになる(かつスイッチP2、
Nlがオフとなる)と、正電源+VODがスイッチP1
を経てコイル20の端子Aに接続され、負電源−VSS
がスイッチN2を経てコイル20の端子Bへ接続される
。スイッチP2、N1がオンになる(かつスイッチPi
、N2がオフになる)と、負電源−VSSがスイッチP
2を経てコイル20の端子Aに接続され、正電源+VD
DがスイッチNlを経てコイル20の端子Bに接続され
る。
従って第5図のタイミング線図によれば、時点TIでX
制御パルス80がスイッチP1、N2をターンオンし、
従って端子Bに対し端子Aで測定してコイル20上の電
圧V1を正になるようにする。(インダクタを通る電流
は瞬間的に変化することができないが、インダクタに加
わる電圧は瞬間的に変化することができる。)この同じ
時点T1にコンデンサCがスイッチSW2、SW4によ
りコイル20に並列に接続され、かつスイッチSWI、
SW3によりコイル20から遮断される0時点T1に先
立ってコンデンサCは端子Eが端子Fに対して負である
ように充電されていた(又は変形案として端子Fが端子
Eに対し正であった)0時点TIでコンデンサCの端子
F(正に充電された端子)が(正電源にPIを経て接続
される)コイルの端子AにスイッチSW4を経て接続さ
れ、端子E(負に充電された端子)は(スイッチN2を
経て負電源に接続される)コイルの端子BにスイッチS
W2を経て接続される。この動作はコンデンサC上の電
荷を保存しそれによりエネルギーを節約する。正及び負
の電源は短時間だけ例えばT/8秒だけこの形でコイル
に接続され、この時間後にはコイルは電源から遮断され
る。しかしながら正の電荷を有するコンデンサCはコイ
ル20に接続されたままである。−たび電源が遮断され
ると、コイル及びコンデンサはL−C回路として働き、
コンデンサ上の電荷から得られコイルを通って流れる電
流が増加するにつれて、コイル上の電圧v1が低下する
772秒を経た時点でコイルに加わる電圧が最大量だけ
減少したとき、Y制御パルス81が正及び負の電源をそ
れぞれコイルの端子B、Aに短時間接続させる。この時
点でコイルに加わる電圧(端子Bに対する端子A)はコ
ンデンサの電荷と同様に既に負である。従ってL−C回
路の動作は前記のように続き、この時間だけはコイルに
加わる電圧VTが負の値から正の値へ向かって低下する
。TIの後にT秒経ると第5図に示すようにコイル電圧
が再び正となり、搬送波信号の完全な1サイクルを完了
する。制御パルス82.83により制御されて、搬送波
信号のもう一つのサイクルが同様な方法でコイル20に
加えられる。この第2のサイクルの後に搬送波信号の位
相が反転される。その結果制御パルス84が負の電圧を
コイル20に与え、コイルに加わる電圧を突然切り換え
させる。更にこの位相反転の時点で、制御信号G、Hが
極性を変更するとき、コイルに対するコンデンサCの接
続が反転される。第5図のタイミング線図に示すように
この動作が続き、PSK変調搬送波信号が送信コイル2
0に与えられる。
なお第5図の波形を参照してまた第1図に示す受信器1
4のブロック線図を参照して、コイル電圧V丁は受信コ
イル22に結合されて受信増幅器24により増幅される
。増幅された受信コイル電圧42はほぼ送信コイル電圧
VT と同一である。
すなわち変調搬送波信号は受信コイルを経て結合され受
信増幅器24により増幅される。この信号が帯域フィル
タ26に与えられるとき、帯域周波数foに近い周波数
成分だけが減衰することなくフィルタを通過する。変調
搬送波の180’の各位相偏移は搬送波の周波数におけ
る瞬間偏移に等価であるので、位相偏移直後の搬送波の
部分は帯域フィルタを通過しない。第5図に示すように
、信号が帯域フィルタを通過し始める前に、すべての位
相偏移の後に約1サイクルが必要である。
従って帯域フィルタからの出力信号VOは、周波数fQ
の搬送波信号を含む部分と搬送波信号を含まない部分と
を有する。そしてこの信号からデータ情報を復元するた
めに、この信号を同期して又は非同期で従来の方法によ
り振幅検出することができる。
また第4図には、送信器ロジー7り線図に加えて受信器
90が示されている。この受信器は、スイッチSW5を
経てコイル20の端子A、Bに接続されたに!s幅器9
2を備える。送信許容信号が回路の送信部分を抑制した
とき、すなわち送信許容信号が低いレベルにある(送信
許容信号の反転値が高いレベルにある)とき、スイッチ
SW5はコイル20の端子Bを受信増幅器92の入力端
のうちの一つに結合する。この状態において、外部コイ
ルからコイル20に結合される信号を受信し、装置内部
で用いられている適当な回路に送ることができる。こう
してコイル20は、装置が送信モードで働いているとき
には送信コイルとして働き、また装置が受信モードで働
いているときには受信コイルとして働くことができ、送
信モード及び受信モードは送信許容信号により確立され
る。
この発明に基づく有利な実施例において、搬送波信号の
周波数は所望のビット転送レート例えば8182Hz又
はビー2ト毎秒と同じである。このビットレートにおい
て帯域フィルタの帯域幅は4000Hz以下例えば20
00Hzのように狭くすることができる。!2い帯域幅
を用いることによりノイズ及び電磁干渉イミユニティで
の重要な改善が得られる。コイル20は約0.5へンリ
のインダクタンスを有し、コンデンサCは680pfの
値を有する。トランジスタスイッチPi、P2は適当な
PチャネルMO3FET又は等価なデバイスを用いて実
現することができ、一方トランジスタスイッチN1、N
2は適当なNチャネルMO3FET又は等価なデバイス
を用いて実現することができる。同様に任意の多数の市
販半導体スイッチをスイッチSW1〜SW5のために用
いることができる。装置全体は少ししか部品を用いず極
僅かしか調節を必要としない、小電力CMOSロジック
ゲートが用いられるときには、装置は少ししか電力を消
費しない。
以上でディジタル2進データを8182ビット毎秒のよ
うな高速レートで植え込み可能な装置と外部装置との間
で効率よく転送できるような高速遠隔測定装置を説明し
た。更にこの装置が著しい帯域幅圧縮を可能にする符号
化方式を利用することが最も重要である。この帯域幅圧
縮によりナイキスト帯域幅より狭い帯域幅を用いること
ができ、それによりノイズ及び電磁干渉に対する装置の
イミユニティが著しく改善される。更に前記の装置は簡
単であり、少数の部品しか必要とせず、効率よく動作し
、データ転送動作中に極僅かしか作動電力を必要としな
い、最後にこの装置は融通性があり、同期式又は非同期
式復調を用いてデータを復元することができる。
この発明を特定の実施例及び用途を参照して説明したが
、特許請求の範囲に記載のこの発明の趣旨及び範囲から
逸脱することなく、当業者は多くの変更及び修正を行う
ことができる。従ってこの発明の真の範囲は特許請求の
範囲を参照して決定されるべきである。
【図面の簡単な説明】
第1図はこの発明に基づく高速ディジタル遠隔測定装置
の一実施例のブロック線図、第2図は第1図に示す送信
器部分の詳細ブロック線図、第3A図は第1図に示す送
信器におけるPSK変調波形線図、第3B図は第1図に
示す帯域フィルタの周波数応答線図、第4図は第2図に
示す送信器のロジック線図、第5図は第1図に示す装置
の主要信号の波形タイミング線図である。 12・・・送信器 14・・・受信器 15・・・符号器 16・・・変調器 18・・・送信コイル駆動装置 20・・・送信コイル 22・・・受信コイル 24・・・受信増幅器 26・・・帯域フィルタ 28・・・AM検出器 30・・・判断ロジック 62・・・切り換え可能なブリッジ回路64・・・ブリ
ッジ制御ロジック 70・・・スイッチ回路 72・・・スイッチロジック C・・・コンデンサ SWt〜SW5・・・スイッチ

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1)入力データビットの数列から成るディジタル2進デ
    ータを、所定のビットレートで植え込み可能なデバイス
    から送信するめの植え込み可能な送信器装置において、
    前記送信器が、 a)入力データビットの前記数列を符号化2進データス
    トリームへ変換する符号化装置を備え、符号化2進デー
    タストリームは、前記入力データビット及び符号化デー
    タビットのうちの所定の一対の間に所定の相関が存在す
    るときだけ同定マークを有するような、符号化データビ
    ットの数列から成り、 b)前記所定のビットレートに同調した送信コイル回路
    を備え、 c)前記所定のビットレートに等しい周波数を有する搬
    送波信号を送信コイル回路に与えるための手段を備え、
    前記送信コイル回路がこれに与えられた搬送波信号の位
    相を、前記符号化2進データストリームの各同定マーク
    ごとに所定の量だけ切り換えるための切り換え装置を備
    える ことを特徴とする植え込み可能な送信器装置。 2)前記入力データビット及び符号化データビットの所
    定の一対の間の前記所定の相関 が、現在の入力データビットと以前の符号化データビッ
    トとの間の所定の関係から成ることを特徴とする請求項
    1記載の送信器装置。 3)前記現在の入力データビットと前記以前の符号化デ
    ータビットとが異なるときに、前記所定の関係が存在す
    ることを特徴とする請求項2記載の送信器装置。 4)前記符号化2進データストリームがただ二つの状態
    を有する2進信号から成り、前記符号化2進データスト
    リーム中に置かれた前記同定マークが、2進信号の一方
    の状態から他方の状態への遷移から成ることを特徴とす
    る請求項2記載の送信器装置。 5)前記送信コイル回路が前記ビットレートに同調した
    LC回路から成り、前記LC回路がインダクタとコンデ
    ンサと前記コンデンサを前記インダクタへ選択的に接続
    するための切り換え回路とを備え、前記切り換え回路装
    置の第1の接続方式に従って、前記コンデンサの第1及
    び第2の端子がそれぞれ前記インダクタの第1及び第2
    の端子に接続され、また前記切り換え回路装置の第2の
    接続方式に 従って、前記コンデンサの第1及び第2の端子がそれぞ
    れ前記インダクタの第2及び第1の端子に接続されるこ
    とを特徴とする請求項1記載の送信器装置。 6)前記切り換え回路装置が複数のスイッチから成り、
    前記複数のスイッチが前記第1及び第2の接続方式の接
    続を、前記符号化2進 データストリーム中の同定マークに応じて実現させるこ
    とを特徴とする請求項5記載の送信器装置。 7)搬送波信号を前記送信コイル回路に与えるための前
    記手段が、正及び負の電圧をそれぞれ、前記与えられた
    搬送波信号の各サイクルの所定の第1の部分の間は前記
    インダクタの第1及び第2の端子へ選択的に接続し、ま
    た前記与えられた搬送波信号の各サイクルの所定の第2
    の部分の間は前記インダクタの第2及び第1の端子へ選
    択的に接続するブリッジ回路を含むことを特徴とする請
    求項6記載の送信器装置。 8)データビットの入力数列から成るディジタル2進デ
    ータを、所定のビットレートで植え込み可能な装置から
    送信するための植え込み可能な送信器装置において、前
    記送信器が、 a)データビットの前記入力数列を符号化2進データス
    トリームへ変換する符号化装置を備え、符号化2進デー
    タストリームは、前記入力データビット及び符号化デー
    タビットの所定の一対の間に所定の相関が存在するとき
    だけ同定マークを含むような、符号化入力データビット
    の数列から成り、 b)搬送波信号を前記所定のビットレートで前記符号化
    2進データストリームにより変調する変調器装置を備え
    、 c)前記所定のビットレートに同調した送信コイル回路
    を備え、前記送信コイル回路がインダクタとコンデンサ
    と前記コンデンサを前記インダクタへ選択的に接続する
    切り換え回路とを備え、前記切り換え回路の第1の接続
    方式に従って、前記コンデンサの第1及び 第2の端子がそれぞれ前記インダクタの第1及び第2の
    端子に接続され、また前記切り換え回路の第2の接続方
    式に従って、前記コンデンサの第1及び第2の端子がそ
    れぞれ前記インダクタの第2及び第1の端子に接続され
    、前記切り換え回路の第1及び第2の接続方式が前記符
    号化2進データストリーム中の前記同定マークに応じて
    確立され、 d)前記変調搬送波信号を前記送信コイル回路に加える
    ための手段を備える ことを特徴とする植え込み可能な送信器装置。 9)前記入力データビット及び符号化データビットの所
    定の一対の間の前記所定の相関 が、入力データビットと以前に存在する符号化データビ
    ットとの間の所定の関係から成ることを特徴とする請求
    項8記載の送信器装置。 10)植え込み可能な装置と外部装置との間の2進ディ
    ジタルデータを転送するための遠隔測定装置が、 a)転送しようとする2進ビットの入力データストリー
    ムから符号化データストリームを発生させる符号化装置
    と、周波数f_0を有する搬送波信号を前記符号化デー
    タストリームにより変調する変調装置と、前記変調され
    た搬送波信号を送信コイルに与えるための装置とを備え
    る送信器を備え、前記符号化データストリームは、前記
    入力データストリームの所定のデータビットと前記符号
    化データストリームとの間に所定の相関が存在するとき
    だけ、符号化データストリームの中に適当なマークを置
    くビット符号化方式を用いて符号化され、 b)前記送信コイルに誘導結合された受信コイルと、ほ
    ぼf_oHzを中心としf_oHzより小さい帯域幅を
    有し前記受信コイルに結合された帯域フィルタと、前記
    帯域フィルタの出力端に結合された検出器と、前記デー
    タストリームを再現するために前記検出器の出力端に結
    合された手段とを有する受信器を備え、 c)前記送信器又は受信器の一方が前記植え込み可能な
    装置の中に置かれ、また他方が前記外部装置の中に置か
    れる ことを特徴とする遠隔測定装置。 11)前記入力データストリームの所定データビットと
    前記符号化データストリームとの間に存在しなければな
    らない前記所定の相関が、入力データストリームの現在
    のデータビットと符号化データストリームの以前のデー
    タビットとの間の差異から成ることを特徴とする請求項
    10記載の遠隔測定装置。 12)前記変調装置が符号化データストリーム中の各マ
    ークに対して搬送波信号の位相を180°切り換えるた
    めの手段から成ることを特徴とする請求項10記載の遠
    隔測定装 置。 13)前記符号化データストリームが二つのレベルを有
    するディジタル信号から成り、前記符号化装置により前
    記符号化データストリーム中に置かれたマークが前記二
    つのレベル間の遷移から成ることを特徴とする請求項1
    2記載の遠隔測定装置。 14)前記変調搬送波信号を前記送信コイルに与えるた
    めの前記手段が、ブリッジ制御信号に応じて正及び負の
    電圧を前記送信コイルのそれぞれの端子に選択的に接続
    するためのブリッジ駆動回路と、前記搬送波信号の遷移
    に同期してかつ前記符号化データストリームに応じて前
    記ブリッジ制御信号を発生させるためのブリッジ制御ロ
    ジック装置とから成ることを特徴とする請求項12記載
    の遠隔測定装置。 15)更にコンデンサと前記コンデンサを前記送信コイ
    ルに選択的に接続する切り換え回路とを備え、前記切り
    換え回路の第1の接続方式に従って、前記コンデンサの
    第1及び第2の端子がそれぞれ前記送信コイルの第1及
    び 第2の端子に接続され、また前記切り換え回路の第2の
    接続方式に従って、前記コンデンサの第1及び第2の端
    子がそれぞれ前記送信コイルの第2及び第1の端子に接
    続され、前記符号化データストリーム中のマークの発生
    により前記切り換え回路が前記第1又は第2の接続方式
    の一方から前記第1又は第2の接続方式の他方へ変更さ
    れることを特徴とする請求項14記載の遠隔測定装置。 16)データビットの数列を植え込み可能な装置へ又は
    この装置から所定のビットレートで転送する方法が、 a)転送しようとするデータビットの前記数列内のデー
    タビットと符号化2進データストリーム内の以前の符号
    化データビットとの所定の一対の間に所定の相関が存在
    するときだけ、データストリーム内に同定可能なマーク
    を含む符号化2進データストリームを発生させ、 b)搬送波信号を前記符号化2進データストリームによ
    り変調し、 c)前記変調搬送波信号を送信コイルに与え、 d)前記送信コイルに並列にコンデンサを一方の方向へ
    の前記符号化2進データストリームの遷移に応じて選択
    的に接続し、また他方の方向への前記符号化2進データ
    ストリームの遷移に応じて前記コイルへの前記コンデン
    サの接続を逆転し、 e)受信コイルを前記送信コイルへ誘導結合し、前記送
    信コイル又は受信コイルのうちの一つが植え込み可能な
    装置内に置かれ、他方のコイルが外部装置内に置かれ、 f)受信コイルに誘導され前記所定のビットレートに近
    い周波数を有する信号成分だけの振幅を検出し、 g)受信されたデータを明確にするために段階f)にお
    いて検出された振幅を用いる ことを特徴とするデータビットの数列の転送方法。 17)段階g)が検出された振幅を非同期で復調するこ
    とから成ることを特徴とする請求項16記載の方法。 18)段階g)が受信コイルに誘導された信号からクロ
    ック信号を復元することと、前記クロック信号に同期し
    て検出された振幅を復調することとから成ることを特徴
    とする請求項16記載の方法。 18)段階a)が、送信しようとするデータビットの数
    列のうちの所定のビットと符号化2進データストリーム
    のうちの以前に発生させられた所定のビットとの間に差
    異が存在するときだけ、前記符号化2進データストリー
    ム内にマークを置くことから成ることを特徴とする請求
    項16記載の方法。 20)段階a)が、転送しようとするデータビットの数
    列のうちの所定のビットと符号化2進データストリーム
    のうちの以前に発生させられた所定のビットとのモジュ
    ロ2加算を行うこと、及び前記モジュロ2加算が1であ
    るときだけマークを前記符号化2進データストリーム内
    に置くことから成ることを特徴とする請求項16記載の
    方法。
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