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Die Erfindung betrifft einen Transmitter bzw. Sender für ein
Funktelefonsystem, umfassend einen Leistungsverstärker, eine
an den Ausgang des Leistungsverstärkers gekoppelte
Detektiereinrichtung zum Erfassen der Ausgangsleistung des
Verstärkers und zum Erzeugen eines davon abhängigen
Ausgangsleistungssignals, einen Spannungskomparator mit einem ersten
Eingang, der so gekoppelt ist, daß er das
Ausgangsleistungssignal empfängt, und einem zweiten Eingang, der so
angeschlossen ist, daß er ein erwünschtes Leistungssignal, das
von dem erwünschten Ausgangsleistungspegel für den
Leistungsverstärker abhängt, empfängt, wobei der Spannungskomparator
operativ ist, um ein Ausgangssteuersignal zu erzeugen, das
angeschlossen ist, um den Ausgangsleistungspegel des
Leistungsverstärkers auf den gewünschten Pegel zu steuern, und
eine Steuereinrichtung zum Erzeugen des erwünschten
Leistungspegelsignals, wobei die Steuereinrichtung aufweist eine
Speichereinrichtung mit Speicherbereichen zum Speichern
digitaler Signale, die den verschiedenen vorbestimmten
Leistungspegeln entsprechen, eine Steuereinheit, die in Abhängigkeit
von dem erwünschten der vorbestimmten Leistungspegel operativ
ist, um zu bewirken, daß die entsprechenden gespeicherten
digitalen Signale aus der Speichereinrichtung ausgelesen
werden, und eine Digital/Analog-Konvertereinrichtung, die auf
die ausgelesenen digitalen Signale anspricht, um das
erwünschte Leistungspegelsignal zu erzeugen.
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Ein derartiger Transmitter ist aus der US-A-4 754 231
bekannt. Bei diesem bekannten Transmitter werden allerdings die
gespeicherten Digitalsignale als entsprechende Anzahl von
Digitalelementen gespeichert, die in Zusammenhang mit einem
taktgesteuerten Zähler verwendet werden, um ein
Rechteckwellenausgangssignal
zu erzeugen, wobei der Taktgrad des
Rechteckwellenausgangssignals von der entsprechenden Anzahl der
gespeicherten Digitalelemente abhängig ist. Diese
Rechteckwelle wird dann durch eine integrierende Schaltung
durchlaufen gelassen, um das Steuersignal zu erzeugen. Dieses
Verfahren zur Erzeugung des Steuersignals ist nicht geeignet für
Digitalfunktelefonsysteme, wie beispielsweise das GSM-System,
das eine Steuerung in Form eines Impulses erfordert. Ein
gesteuerter Impuls könnte durch diesen bekannten Transmitter
nicht erzeugt werden, ohne die Frequenz der Taktrate auf
einen derartig hohen Wert anwachsen zu lassen, daß es
wahrscheinlich wird, daß sie mit dem Betrieb des Transmitters
interferiert. Die Erfindung zielt darauf, dieses Problem zu
lösen.
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Die Form des Transmitters, wie zu Anfang oben dargelegt, ist
auch, allerdings nur im Sinn des Artikels 54 (3) und (4) EPÜ,
aus der EP-A-0 369 135 bekannt.
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Ein Artikel "Signal Processing Reguirements in Pan-European
Digital Mobile Communication" (1988 IEEE International
Symposium on Circuits and Systems, Proceedings, Espoo, 7.-9. Juni
1988, Vol. 2, Seiten 1803-1810, IEEE, New York, US, Kuisna
et. al) beschreibt die Merkmale des GSM-Systems
einschließlich des Transmitterverstärkers. In ihm wird dargelegt, daß
die Anstiegs- und Abfallzeit des gepulsten Signals zur
Steuerung des Verstärkers sehr genau gesteuert werden müssen, um
die Ausbreitung des übertragenen Spektrums aufgrund des
gepulsten Schaltens des Verstärkers zu verringern. Allerdings
sind keine Einrichtungen offenbart, um dies auf eine Weise zu
erzielen, die unerwünschte Phasenverschiebungen in der
Steuerschleife verhindert. Die Erfindung zielt auch darauf ab,
dieses Problem zu lösen.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung ist deshalb die bekannte
Form eines Transmitters, wie er zu Anfang oben dargelegt ist,
gekennzeichnet durch eine Phaseneinstellschaltung, die an den
Spannungskomparator gekoppelt ist und einen negativen
Rückkopplungsweg umfaßt, um unerwünschte Phasenverschiebungen
innerhalb der Steuerschleife zu reduzieren, dadurch daß das
erwünschte Leistungspegelsignal in Form eines erwünschten
Leistungspegelsignalimpulses vorliegt, um zu bewirken, daß der
Verstärker einen entsprechenden Ausgangsleistungsimpuls
erzeugt, und dadurch daß die Speichereinrichtung in jedem
Speicherbereich digitale Daten speichert, die den Wert eines
Impulses, der einem entsprechenden der vorbestimmten
Leistungspegel entspricht, darstellen, wobei die ausgelesenen
digitalen Daten direkt in den Digital/Analog-Konverter eingespeist
werden, Anfangs- und Endabschnitte der ausgelesenen digitalen
Daten modifiziert werden, um zu bewirken, daß die
Anstiegsund Abfallflanke des erwünschten Leistungspegelsignalimpulses
fortschreitend in einer vorbestimmten Weise ansteigt bzw.
abfällt, um die durch den Leistungsverstärker erzeugten RF-
Seitenbänder zu reduzieren oder zu eliminieren.
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Die digitalen Daten werden direkt in den Digital/Analog-
Konverter gespeist und auf diese Weise können die
Anstiegsund Abfallflanke des erwünschten Leistungspegelsignalimpulses
auf eine vorbestimmte Form geregelt werden.
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Die Phaseneinstellschaltung zum Spannungskomparator arbeitet
so, daß eine unerwünschte Phasenverschiebung innerhalb der
Steuerschleife reduziert wird. Die Phaseneinstellschaltung
sichert somit die Stabilität der Steuerschleife ohne die
Responsgeschwindigkeit zu verringern.
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Ein die Erfindung ausführender Transmitter zur Verwendung in
einem GSM-Funktelefonsystem wird nun, lediglich beispielhaft,
unter Bezugnahme auf die beigefügten diagrammatischen
Zeichnungen beschrieben, in denen:
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Figur 1 eine schematische Ansicht eines TDMA-Framesystems des
GSM-Systems ist;
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Figur 2 ein schematisches Schaltbild des Steuersystems für
einen Leistungsverstärker, den der Transmitter umfaßt, ist;
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Figur 3 ein schematisches Schaltbild eines Teils des
Leistungsverstärkers ist und Figur 3A die assoziierten
Steuerkenndaten zeigt;
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Figur 4 ein schematisches Schaltbild einer
Phasensteuerschaltung zum Anschließen des Leistungsverstärkers in dem
Transmitter ist; und
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Figur 5 die Form der Einhüllenden des in dem Transmitter
verwendeten Leistungspegelsignals darstellt.
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Das GSM pan-europäische mobile Telefonsystem ist
beispielsweise in einem Artikel "Pan-European Cellular Radio" von D.M.
Balston, "Electronics and Communication Engineering" Journal,
Jan./Feb. 1989, Vol 1., Nr. 1, auf den Seiten 7 bis 13
beschrieben.
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In dem GSM-System werden zu übertragende Daten auf eine 900
MHZ-Trägerfrequenz durch eine Gaussian-Minimum-Shift-Keying-
Technik (GMSK) moduliert. Die Freguenzkanäle werden mit einem
Abstand von 200 kHz gebildet und die Daten in jedem Kanal mit
einer Gesamtrate von 270,833 kbits&supmin;¹ übertragen.
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Fig. 1 zeigt das Basisformat eines Freguenzkanals für
GSMübertragungen als ein Format, das eine Reihe von Frames
(Zeit-Vielfach-Zugriffs-Frames) aufweist, wobei jeder Frame
acht gemultiplexte Zeitslots von verschiedenen mobilen
Stationen aufweist. Jeder Frame ist 4,615 ms lang und jeder
Zeitslot ist 0,577 ms lang. Die Struktur eines Zeitslots, wie
gezeigt, weist zwei Datenabschnitte auf, die durch
Steuerbits, Endbits etc. getrennt sind. Die Daten werden von jeder
mobilen Station innerhalb eines Zeitslots in komprimiertem
Format mit einer Rate von 13 kbits&supmin;¹ gesendet.
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Fig. 2 zeigt ein Steuersystem für einen Leistungsverstärker,
der in einer Basisstation oder in einer mobilen Station eines
Funktelefonsystems implementiert werden kann. Ein
Transistorleistungsverstärker 2 wird gekoppelt, um ein RF-
Eingangssignal (geeigneterweise GMSK-moduliert) auf einer
Leitung 4 zu empfangen und eine verstärkte Version des RF-
Signals auf eine Leitung 6 auszugeben. Typischerweise stellt
sich die Leistung auf der Ausgangsleitung zwischen 0,01 und
35 Watt ein. Ein Richtkoppler 8, der zwei parallele
Leiterbahnen auf der Leiterplatte aufweist, ist vorgesehen, so daß
RF-Energie zu einer detektierenden Diodenanordnung 10
übertragen wird, in welcher die entwickelte Spannung mit einer
Referenzspannung auf einer Leitung 12 verglichen wird, um ein
Steuersignal, das die Energie des Leistungsverstärkers
repräsentiert, auf eine Leitung 14 zum Spannungskomparator 16 zu
liefern. Eine weitere Leistungsdetektionsanordnung 18 ist
vorgesehen, die an das andere Ende des Richtkopplers
gekoppelt ist, um eine Rückleistung zu detektieren, die von der
Antenne reflektiert wird, was eine Fehlanpassung,
beispielsweise wenn die Antenne nicht angeschlossen ist, anzeigt. Ein
Tiefpaßfilter 20 ist vorgesehen, um Harmonische in dem
Ausgangssignal zu entfernen. Normalerweise wäre ein derartiger
Filter eine Diplexeranordnung, da das gezeigte System
normalerweise einen Teil eines Transceivers bildet, in welchem
empfangene Signale eine Frequenz haben, die von der der
gesendeten verschieden ist. Der Ausgang des Filters 20 ist an
eine Antenne 22 angeschlossen, die von herkömmlicher Form,
beispielsweise eine λ/4-Antenne, die von einem Fahrzeug
vorsteht oder möglicherweise eine integrale Antenne in einem
Empfänger ist. Als Alternative zu einer Diplexeranordnung
kann als Vereinfachung ein Sende/Empfangs-Umschalter
eingesetzt werden.
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Ein Spannungskomparator 16 ist über eine Ausgangsleitung 24
an den Leistungsverstärker 2 angeschlossen. Wie in Fig. 3
gezeigt, umfaßt der Leistungsverstärker 2 einen Transistor 30,
der einen Vorspannungsregelungseingang 32 an seiner Basis und
einen Leistungszuführungssteuereingang 34 an seinem Kollektor
hat. In Abhängigkeit von der Anwendung kann die Leitung 24
entweder an einen Eingang 32 oder einen Eingang 34 (über eine
geeignete Steuerschaltung) angeschlossen werden. Die
Nutzausgangsleistungkenndaten für die Vorspannung, die an die Basis
angelegt wird, ist in Fig. 3a gezeigt, in welcher die
Nutzausgangsleistung Null bleibt, bis eine
Schwellwertspannung von zwei Volt erreicht wird, einem Zustand, in dem die
Nutzausgangsleistung sehr schnell anwächst, wobei sie sich
dann in einem Bereich vom Sättigungstyp einpegelt. Der
Leistungsverstärker 2 kann im C-Betrieb oder einem anderen
Betrieb, beispielsweise im AB-Betrieb, betrieben werden.
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Fig. 4 zeigt eine Phasensteueranordnung 36 für die
Steuerschleife in Fig. 2, in welcher der Verstärker 16 eine RC-
Rückkopplungsschleife hat, die zwischen seinem Eingang und
seinem Ausgang angeschlossen ist. Der Effekt dieser
Filteranordnung ist es, die Stabilität der Steuerschleife
sicherzustellen ohne die Ansprechgeschwindigkeit zu verringern.
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Der nichtinvertierende Eingang des Komparators 16 ist an
einen Digital/Analog-Konverter 40 über eine Diodenanordnung 42
angeschlossen, um Temperatureffekte, die innerhalb der
Detektoranordnung 10 erzeugt werden, zu kompensieren. Die
Diodenanordnung 42 kompensiert ebenfalls Nichtlinearitäten
innerhalb
des Diodendetektors 10. Die Diodenanordnung 42 ist an
einen Tiefpaßfilter 44 gekoppelt, der so angeordnet ist, daß
er Rauschen, das in dem Digital/Analog-Konvertierungsprozeß
erzeugt wird, entfernt. Der Konverter 40 empfängt
Digitalsignalpegel von einem Speicher 50, der durch eine
Mikroprozessoranordnung 52 gesteuert wird.
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Wenn die Mikroprozessoranordnung 52 beim Betrieb ermittelt,
daß der Leistungsverstärker einen Impuls aus RF-Energie
erzeugen sollte, wird er ebenfalls den erwünschten
Leistungspegel der Ausgangssignalenergie bestimmen und wird geeignete
speichergelesene Signale dem Speicher 50 zuführen. Der
Speicher 50 ist in der in Fig. 2 gezeigten Form angeordnet, in
welcher verschiedene Abschnitte des Speichers verschiedenen
Leistungspegeln zugeordnet sind. Sechzehn verschiedene
Leistungspegel sind in Zwei-Dezibel-Schritten vorgesehen. Auf
die Auswahl, beispielsweise des Leistungspegels 7, wird der
Inhalt des Abschnitts 67 sequentiell ausgetaktet, um eine
Sequenz von Leistungspegelsignalen zu liefern, deren Umhüllende
in Fig. 5 gezeigt ist, in welcher der Leistungspegel
innerhalb eines Zeitabschnitts von 28 µs von einem Null-Pegel auf
einen Pegel mit voller Leistung durch eine erhöhte
Cosinusfunktion anwächst. Für den Hauptteil des Impulses, ungefähr
0,5 ms, bleibt der Leistungspegel konstant und am Ende des
Impulses fällt der Leistungspegel innerhalb eines Zeitslots
von 28 µs, wiederum durch eine erhöhte Cosinusfunktion mit
einem vorbestimmten Offset, auf einen Null-Pegel ab. Falls
erwünscht, kann diese Funktion, wie durch gestrichelte Linien
in Fig. 5 gezeigt, verzerrt werden, um Nichtlinearitäten in
den Leistungsdetektionskenndaten des Detektors 10 zu
berücksichtigen. Die Verzerrung der Daten, um die Nichtlinearität
innerhalb des Diodendetektors zu berücksichtigen, kann durch
konventionelle arithmetische Techniken durchgeführt werden.
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Demgemäß ist ein Steuersystem für einen Leistungsverstärker
für ein Funktelefonsystem gezeigt und offenbart worden, das
geeignet ist, um die strengen Anforderungen des GSM-Systems
zu erfüllen. Dieses kann mit einem weiten Bereich von
Änderungen in der RF-Frequenz zurechtkommen und kann ein 30
Dezibel-An/Aus-Leistungsverhältnis schaffen.
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Da der Hauptteil der Steuerfunktion außerhalb der negativen
Rückkopplungsschleife stattfindet, d.h. das Entfernen der
Seitenbandenergie und das Setzen der Leistungspegel, kann die
Steuerschleife so angeordnet werden, daß sie sehr schnell ein
Einstellen der Leistungsabgabe bewirkt und eine Bandbreite
von ungefähr 0,2 bis 0,3 MHz hat.
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Die Merkmale der vorliegenden Erfindung umfassen:
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1) Eine genaue Steuerung des Transmitter-
Ausgangsleistungspegels.
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2) Eine genaue Steuerung der Seitenbandschaltung des
Transmitters.
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3) Berücksichtigung der Nichtlinearitäten in der
Detektorschaltung des Transmitters.
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4) Eine schnelle Steuerung des Transmitter-
Ausgangsleistungspegels.
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5) Rückleistungsdetektion für Schutzzwecke.
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6) Verwendung verschiedener Typen von Transmitter-
Steuerungen, wie beispielsweise:
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a) Steuerung über Speisung der ersten Stufe des
Verstärkers
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b) Steuerung der Eingangsvorspannung der ersten
Transistorstufe in dem Transmitter.
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7) Temperaturkompensation.
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8) Detektorlinearisierung.
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9) Ein Richtkoppler schafft eine
Fehlanpassungsunempfindlichkeit des Transmitterausgangs.
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Das Verfahren umfaßt eine schnelle negative
Rückkopplungssteuerschleife, die zur Einpegelung verwendet wird. Dies
erzeugt dann eine steuerbare Nutzausgangsleistung. Um das
Seitenbandschalten zu begrenzen, wird ein externer Impuls zu der
Steuerschleife addiert, wobei somit der Steuerimpuls für den
Transmitter geformt wird. Das Schalten der Seitenbänder wird
somit durch die Form des addierten Impulses und durch Filtern
außerhalb der Steuerschleife gesteuert.
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In bezug auf US-A-4 523 155:
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1) Die vorliegende Erfindung verwendet eine
Spannungssteuerung zum Transmitter im Gegensatz zu einer
Stromsteuerung. Dies vereinfacht die Steuerschaltung insbesondere
wenn die Steuerung der Eingangsvorspannung des
Transmitters verwendet wird: der Transmitter kann direkt vom
Ausgang des Komparators angesteuert werden, ohne das
Erfordernis einer Stromtreiberschaltung.
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2) Die Steuerschleife der Erfindung hat eine wesentlich
schnellere Ansprechzeit, weil die Steuerschleife nur den
Komparator umfaßt.
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3) Das Transmittersteuerschleifensystem der vorliegenden
Erfindung ist überlegen, da die Rausch-Seitenbänder
aufgrund der Tatsache, daß das Impulsformen außerhalb der
Steuerschleife stattfindet und sie leicht gefiltert
werden, steuerbar sind.
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4) Der Richtkoppler liefert eine Detektion der Größe der
Rückleistung, die von der Antennenbuchse
zurückreflektiert wird. Dieses Signal wird dann verwendet, um den
Transmitter in gefährlichen Situationen abzuschalten.
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5) Ein zusätzliches Merkmal bei der Verwendung eines
Richtkopplers ist es, daß der Transmitter nicht gegenüber
fehlangepaßten Lastimpedanzen an seinem Ausgang
empfindlich ist. Dies eliminiert somit das Erfordernis eines
Isolators.
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6) Eine Temperaturkompensation ist in dem hinzugefügten
Signalweg eingeschlossen. Dies bedeutet dann, daß
dieselben Temperaturkenndaten sowohl in der Schleife als auch
außerhalb vorhanden sind, so daß die beiden Signale, wenn
sie zusammenaddiert werden, dieselben Temperaturkenndaten
haben und somit besser aneinander angepaßt sind.
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7) Der zusätzliche Vorteil, daß die Temperaturkompensation
außerhalb der Schleife eingeschlossen ist, ist es, daß
die in der Schaltung eingeschlossene Diode eine Schottky-
Diode ist, die ähnliche RF- und DC-Kenndaten hat. Dies
bedeutet, daß das Einschließen einer Diode in beiden
Wegen in dem Komparator dazu dient, die Detektorkenndaten
zu linearisieren.
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8) Die in den Digital/Analog-Konverter eingegebenen externen
Datenbits bestimmen den maximalen
Transistorausgangspegel.