DE69018211T2

DE69018211T2 - Einrichtung zur beseitigung von schaltungssignalverschlechterungen.

Info

Publication number: DE69018211T2
Application number: DE69018211T
Authority: DE
Inventors: Kyoko - - - Hirao; Takashi Kaku; Hiroki - - - Kishimoto
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1989-06-13
Filing date: 1990-06-06
Publication date: 1995-07-27
Anticipated expiration: 2010-06-07
Also published as: EP0433458A1; EP0621712A3; EP0433458A4; DE69018211D1; WO1990016117A1; CA2028820C; EP0621712B1; CA2028820A1; EP0433458B1; US5189684A; EP0621712A2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein System zum Detektieren und zum Aufheben von Übertragungsleitungs-Verschlechterungsfaktoren, und insbesondere ein Leitungssignalverschlechterungs- Entfernungssystem, das mit einem Datamodem einzusetzen ist, das Phasen-Flimmerfaktoren effektiv entfernt.
Seit kurzem werden zur Datenübertragung zunehmend Telefonleitungen verwendet, die Übertragungsbänder im Bereich der Sprachfrequenz haben. In einem derartigen Übertragungssystem wird ein sogenanntes Modern vorgesehen, das gewöhnlich einen Modulator zum Senden und einen Demodulator zum Empfangen bedingt, und verschiedene Leitungs-Verschlechterungsfaktoren, die in einer Leitung zwischen Modems auf der Sende- und der Empfangsseite erzeugt worden sind, werden durch derartige Modems entfernt.
Insbesondere ist es in einem neueren Modulationssystem, das eine verbesserte Datenübertragungsrate durch die Einführung eines Multiphasen-Modulationssystems erlaubt, wünschenswert, mit hoher Genauigkeit verschiedene Arten von Signalverschlechterungen auszugleichen, die im Verhältnis zu den Phasen der zu übertragenden Signale auftreten. Diese umfassen Intersymbolinterferenzen, die auf der Leitung auftreten, Frequenzverschiebungen, die infolge von Unterschieden der Trägerfrequenzen für die Modulation und Demodulation erzeugt werden, und Phasenflimmern, das infolge der Fluktuation der Spannung der Stromquelle entsteht.
In dem Fall, in dem eine Telefonleitung mit einem Frequenzbereich von 0,3 bis 3,4 kHz verwendet wird, ist bekannt, daß die folgenden Verschlechterungsfaktoren berücksichtigt werden müssen:
(1) die Intersymbolinterferenz,
(2) der Phasenfehler und die Frequenzversetzung,
(3) das Phasenflimmern.
Für den Ausgleich von Charakteristiken, die als Verschlechterungsfaktoren betrachtet werden, ist die Signalverschlechterung an der Empfangsseite mit einer Struktur kompensiert worden, die in Fig. 11 dargestellt ist.
Fig. 11 ist ein Strukturdiagramm eines Algorithmuses von Operationen innerhalb eines Modems auf der Empfangsseite, und zwar gemäß dem Stand der Technik. Ein derartiger Algorithmus wird von Programmen durchgeführt, die digitale Signalverarbeitungs-LSI's und Mikroprozessoren verwenden.
In den Fign. 10 und 11 wird ein automatischer Ausgleicher (automatic equaliser = AEQ) beispielsweise durch ein Transversalfilter gebildet. Ein Grundbandsignal nach der Demodulation oder ein Durchlaßbandsignal vor der Demdulation, die von der Übertragungsleitung empfangen worden sind, werden in den in den automatischen Ausgleicher als Koordinatendaten (Vektordaten) eingegeben, die Signalpunkten in einer komplexen Ebene entsprechen. Ein ausgeglichener Ausgang wird bereitgestellt, indem man das Intersymbolinterferenzelement (der zuvor erwähnte Leitungs-Verschlechterungsfaktor 1) aus einem derartigen Eingangssignal entfernt.
In der Stufe, die dem Ausgleicher 10 folgt, wird eine Trägerphasen-Regeleinrichtung vorgesehen, die einen automatisierten Trägerphasensteuerschaltkreis (carrier automatic phase control circuit = CAPC) 12 und einen Steuerentscheidungsschaltkreis 26 umfaßt. Der CAPC 12 sieht Frequenzversetzungen und Phasenfehler vorher, die in dem ausgeglichenen Ausgang des Ausgleichers 10 enthalten sind, unter Verwendung von Integralrechnungen quadratischer Form.
Ein Ausgang des CAPC 12 wird (a) mit dem ausgeglichenen Ausgang des Ausgleichers 10 vektormultipliziert, und (b) mit einem Rückkopplungssignal zu dem Ausgleicher 10 bei der Position, bei der ein konjugierter Vektor * durch ein Multiplikationssymbol angedeutet ist. Die Multiplikation mit dem Ausgang des automatisierten Ausgleichers 10 bedeutet, daß die Phasenrotation gestoppt wird, nämlich die Demodulation, während die Multiplikation mit dem Rückkopplungssignal zu dem automatischen Ausgleicher 10 die Addition von Phasenrotation bedeutet, nämlich Modulation. Das Prinzip des Entfernens einer Trägerfrequenzversetzung mit einer derartigen Struktur basiert auf dem Prinzip, daß die Phase des Ausgangs des automatischen Ausgleichers 10 sich mit einer konstanten Winkelgeschwindigkeit infolge des Einflusses der Trägerfrequenzversetzung dreht, daß aber diese Drehung durch die Multiplikation mit einem Ausgang des CAPC 12 gestoppt werden kann.
In den automatischen Trägerphasen-Steuerschaltkreis 12 wird ein harter nicht-probabilistischer Steuerentscheidungsfehler als eine Phasendifferenz zwischen einem nicht-probabilistischen Entscheidungspunkt und dem Empfangspunkt eingegeben, und zwar mittels eines nicht-probabilistischen Entscheidungsschaltkreises 26. Der CAPC 12 errechnet die Frequenzversetzung und das Phasenfehlerelement, die in dem Ausgang des Ausgleichers 10 enthalten sind, basierend auf einem derartigen harten Steuerentscheidungsfehler. Das errechnete Ergebnis wird mit dem Ausgleicherausgang multipliziert. Diese Struktur ist als nicht-probabilistisches Entscheidungsfehler-Rückkopplungssystem bekannt, und zwar infolge des nicht-probabilistischen Entscheidungsfehlers, der von dem Entscheidungsausgang des nicht-probabilistischen Entscheidungsschaltkreises 26 erhalten worden ist.
Der Trägerphasen-Regeleinrichtung folgend wird ein Phasenflimmerentferner vorgesehen, der einen Vorhersagefilterschaltkreis 14 enthält.
Der Vorhersagefilterschaltkreis 14 sagt ein Phasenflimmerelement mittels eines Vorhersagefilters voraus. Ein Ausgang von ihm wird mit einem Ausgangswert der Trägerphasen-Regeleinrichtung in einem Teil des Schaltkreises 14 zur Codemultiplikation multipliziert, um das Phasenflimmerelement aus dem Ausgang der Trägerphasen-Regeleinrichtung zu entfernen.
Jeweilige Leitungs-Verschlechterungsfaktoren wie die Intersymbolinterferenz, die Frequenzversetzung, Phasenfehler und Frequenzflimmern, werden entfernt, und die Empfangspunktinformation nach einer derartigen Bearbeitung wird schließlich an einen weichen (probabilistischen) Entscheidungsschaltkreis, oder einen nicht-probabilistischen Entscheidungsschaltkreis 16 angelegt.
Ein probabilistischer Entscheidungsschaltkreis entscheidet basierend auf dem Eingangswert den wahrscheinlichsten Signalpunkt, der von dem empfangenen Signal eingenommen wird, und zwar mittels der wohlbekannten Viterbi-Dekodierung.
Ein nicht-probabilistischer Entscheidungsschaltkreis macht eine nicht-probabilistische Entscheidung, in der, wie für die zuvor erwähnte nicht-probabilistische Entscheidung, Signalpunkte, die den Bereichen entsprechen, die jedem komplexen Raum zugewiesen sind, unter Verwendung von Tabellen entschieden werden, die den Werten der jeweiligen Bereiche entsprechen.
Ein Entscheidungsfehler, der als ein Fehler zwischen dem Entscheidungspunkt des probabilistischen Entscheidungsschaltkreises oder des nicht-probabilistischen Entscheidungsschaltkreises 16 und dem Signalpunkt gegeben ist, wird zu dem Vorhersagefilterschaltkreis 14 als ein normierter Ausgang zurückgekoppelt, für eine optimierte Steuerung des Vorhersagefilterschaltkreises 14. Darüberhinaus wird dieser Fehler gleichfalls zu dem automatischen Ausgleicher 10 durch ein Paar von Multiplizierern zurückgekoppelt.
In einem derartigen System nach dem Stand der Technik wird die Intersymbolinterferenz, die ein Übertragungsleitungs- Signalverschlechterungsfaktor ist, durch den automatischen Ausgleicher 10 entfernt, während die Frequenzversetzung und der Phasenfehler durch die Trägerphasenregeleinrichtung entfernt werden, und das Phasenflimmern wird durch den Phasenflimmerentferner entfernt.
Indessen repräsentieren, wenn die Übertragungsrate einer Übertragungsleitung, die verwendet wird, um Daten als phasenmodulierte Signale zu übertragen, hoch wird, Signale mit sehr ähnlichen Phasen unterschiedliche Daten, wodurch eine sehr genaue Demodulation der Signalphase notwendig wird.
Das herkömmliche Modern verlangt keine sehr genaue Demodulation und Phasenkompensation, da die Übertragungsrate niedrig ist. Indessen können, wenn ein derartiges Modern für die Demodulation von Signalen mit einer hohen Übertragungsrate verwendet wird, die Signalverschlechterungsfaktoren nicht perfekt entfernt werden, was zu dem Problem führt, daß Phasenfehler zahlreich werden.
Es sind Versuche gemacht worden, die Notwendigkeit für eine erhöhte Signalphasengenauigkeit während der Demodulation zu eliminieren, wenn die Übertragungsrate hoch ist, indem man die Fehler unter Verwendung einer Faltungsverschlüsslung automatisch kompensiert hat, nämlich mit einem Maximalwahrscheinlichkeits-Verschlüsslungsverfahren, wie die Viterbi- Verschlüsslung oder die multidimensionale Gitterverschlüsslung (multidimensional trellis encoding), etc. Indessen kann dieses Verfahren die Phasenkompensation des empfangenen Signales nicht geeignet realisieren, und daher ist es als Weg zur Durchführung der Kompensation nicht immer geeignet.
Darüberhinaus erlaubt die oben erläuterte konventionelle Struktur eine hohe Abtastfähigkeit für die Verzerrung von zu erhaltenden Phasenfehlern. Dies wird erreicht, indem ein nicht-probabilistischer Entscheidungsschaltkreis verwendet wird, der die Verzögerung innerhalb der Schleife auf null für die Steuerung des CAPC 12 unterdrücken kann, durch Rückkopplung des nicht-probabilistischen Entscheidungsfehlers.
Indessen entsteht, wenn eine höhere Abtastfähigkeit erhalten wird, ein Problem dahingehend, daß eine Rauschbandbreite des CAPC 12 größer wird und die S/N-Charakteristik sich verschlechtert.
Daher ist es wünschenswert, die Abtastfähigkeit zu vermindern und die S/N-Charakteristik zu verbessern. Indessen wird in diesem Fall eine unerwünscht große Last auf den Vorhersagefilter 14 in der nachfolgenden Stufe geladen.
Demgemäß ist versucht worden, die S/N-Charakteristik zu optimieren, indem man nach einigen Zwischenpunkten suchte. Indessen haben die Erfinder der vorliegenden Erfindung herausgefunden, daß selbst wenn man verschiedene Koeffizienten mit einer derartigen Struktur optimiert hat, Phasenfehler nach wie vor auftreten und eine sehr genaue Kompensation unmöglich ist.
Das IBM Technical Disclosure Bulletin, Bd. 18, Nr. 8, Jan. 1976, Seiten 2548 bis 2552 offenbart ein System für die Phasenflimmerdämpfung unter Verwendung eines Kalman-Prädiktors, der die Merkmale des Oberbegriffs des begleitenden Anspruchs 1 aufweist. Der Kalman-Prädiktor ist verwendet worden, um eine Abschätzung des Phasenflimmerns bereit zustellen, die von dem empfangenen Phasensignal abgezogen wird.
Die US-A-3 727 134 beschreibt eine Auto-Ausgleichsvorrichtung zum Detektieren und Messen von Verzerrungskomponenten in einem empfangenen differentiellen kohärenten phasenverschiebungs-verschlüsselten Signal, und zum Verändern der Amplitude und Phase des empfangenen Signales um einen entsprechenden Betrag.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Leitungssignalverschlechterungs-Entfernungssystem vorgesehen, mit:
einem automatischen Ausgleicher zum Entfernen von Intersymbolinterferenzen aus einem empfangenen Signal auf einer Übertragungsleitung
einem Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis zum Entfernen eines Phasenflimmerelementes, das in dem empfangenen Signal enthalten ist;
und einem Entscheidungsmittel, das wenigstens nach dem genannten automatischen Ausgleicher und dem Phasenflimmer- Entfernungsmittel vorgesehen ist, um die Entfernung von Intersymbolinterferenz und Phasenflimmern in dem empfangenen Signal durch Entscheidung des Signalpunktes mit maximaler Wahrscheinlichkeit zu unterstützen; dadurch gekennzeichnet, daß
ein Phasenflimmer-Interferenzentfernungsmittel vorgesehen ist, um Phasenflimmerinterferenz zwischen Phasenflimmern zu kompensieren, das erzeugt wird, wenn das genannte Phasenflimmerelement an den genannten automatischen Ausgleicher angelegt wird, wobei das genannte Entscheidungsmittel nach dem genannten Phasenflimmer-Interferenzentfernungsmittel vorgesehen wird und das Signal verwendet, von dem die Phasenflimmerinterferenz entfernt worden ist.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann ein Verfahren und eine Vorrichtung vorsehen, zum Realisieren einer sehr genauen Phasenkompensation mit einer Struktur zur Phasenkompensation eines empfangenen Signals.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann ein Leitungssignalverschlechterungs-Kompensationssystem vorsehen, das einen automatischen Ausgleicher verwendet, nämlich ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Fällen von Entscheidungen mit hoher Genauigkeit in Bezug auf Signale nach Entfernen von Phasenflimmerinterferenz durch das vorangegangene Ausgleichen mittels eines automatischen Ausgleichers.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Realisieren einer hohen S/N-Charakteristik bereitstellen, durch Entfernen von Phasenflimmern und Verbessern der Frequenzversetzungs- und Phasenfehlerentfernungsfunktion.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann ein Datenmodem bereitstellen, das gleichfalls für ein Verschlüsslungsübertragungssystem mit maximaler Wahrscheinlichkeit verwendet werden kann, wie einem Viterbi-Verschlüsslungssystem, einem multidimensionalen Gitterverschlüsslungssystem, etc., und das in der Lage ist, Entscheidungen mit hoher Phasengenauigkeit im Verhältnis zu den Daten durchzuführen.
Die Erfinder der vorliegenden Erfindung haben als ein Ergebnis der Analyse für das nicht kompensierte Element herausgefunden, daß in einem automatischen Ausgleicher, der aus einem Filter vom Transversaltyp besteht, Signale von Anzapfung zu Anzapfung (tap to tap) verschoben werden, von der Vergangenheit in die Zukunft, uin die Intersymbolinterferenz zu kompensieren. Das Phasenflimmerelement, das in einem aus einer Vielzahl von einpfangenen Signalen enthalten ist, ist teilweise unkompensiert, da ein derartiges Element einen Einfluß auf das Ausgangssignal hat, während es auf den Anzapfungen oder Abgriffen (taps) existiert.
Daher kann das Phasenflimmern zuverlässig kompensiert werden, indem man den Einfluß auf das Phasenflimmern während der Kompensation der Intersymbolinterferenz mit einem vorherbestimmten Entfernungsschaltkreis entfernt oder unterdrückt, bevor man das Phasenflimmern unter Verwendung eines Vorhersagefilters entfernt.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Antwortzeitkonstante eines CAPCs auf einen großen Wert gesetzt, um die Funktionen des CAPCs zu stabilisieren. Dadurch kann die Abtastfähigkeit für das Phasenflimmern von niedrigeren Frequenzen vermindert werden. Dieses Phasenflimmern wird entfernt, indem man es mit dein Vorhersagefilter vorhersagt. In diesem Fall zeigt er, da der Vorhersagefilter durch einen Filter vom Transversaltyp gebildet wird, der für eine begrenzte Anzahl von Anzapfungen für Verschiebesignale sorgt, eine bemerkenswert niedrige Abtastfähigkeit für die tieferen Frequenzen. Indessen kann ein Frequenzverschiebemittel zum Multiplizieren des Eingangssignals der Betriebsfrequenz des Vorhersagefilters mit einer vorherbestimmten Frequenz vorgesehen werden, bei der Stufe, die dem Vorhersagefilter vorangeht. Dadurch kann der Vorhersagefilter das Hochfrequenzsignal verarbeiten und weist eine ausreichende Fähigkeit auf, Phasenflimmern mit niedriger Frequenz zu entfernen.
Im folgenden wird beispielhaft auf die begleitende Zeichnung Bezug genommen, in der zeigt:
Fig. 1 ein schematisches Diagramm zur Unterstützung der Erläuterung der Prinzipien, die in der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
Fig. 2 eine Struktur, die die Prinzipien einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung andeutet;
Fig. 3 ein Diagramm zum Erläutern einer Zuweisungsbedingung einer Phasenflimmer-Interferenzaufhebungsfunktion der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 ein Leitungsmodell, das in der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
Fig. 5 ein Strukturdiagramm einer Ausführungsform eines festen Ausgleichers, der in der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
Fign. 6 und 7 Diagramme zum Erläutern einer nicht konditionierten Leitungscharakteristik und Ausgleichscharakteristik;
Fig. 8 ein Strukturdiagramm einer Ausführungsform des Phasenflimmer-Vorhersageschaltkreises der vorliegenden Erfindung;
Fig. 9 ein vollständiges Strukturdiagramm einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 10 ein Algorithmusdiagramm einer detaillierten Ausführungsform des wesentlichen Teiles der vorliegenden Erfindung, realisiert mit einem digitalen Signalprozessor; und
Fig. 11 ein Strukturdiagramm eines Algorithmuses der empfangsseitigen Operationen innerhalb eines zuvor hergestellten Modems.
In Fig. 1 entfernt ein automatisches Ausgleichmittel 10 ein Intersymbolinterferenelement aus der Signalpunktinformation auf der komplexen Ebene oder vom Durchlaßbandsignal, das von dem empfangenen Signal auf der Übertragungsleitung demoduliert worden ist. Ein automatisches Trägerphasensteuermittel (CAPC) 12 entfernt einen Phasenfehler und ein Frequenzversetzungselement, die in dem ausgeglichenen Ausgang des automatischen Ausgleichmittels 10 enthalten sind.
Ein Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis 14 entfernt ein Phasenflimmerelement, das in dem Ausgang des CAPC 12 enthalten ist.
Ein Entscheidungsmittel 16 entscheidet über den wahrscheinlichsten Signalpunkt in der komplexen Ebene. In dem Fall einer probabilistischen Entscheidung geschieht dies unter Verwendung von Redundanz, die auf der Sendeseite hinzugefügt worden ist, basierend auf einem Ausgang des Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreises 14. In dem Fall einer nicht-probabilistischen Entscheidung fällt das Entscheidungsmittel 16 eine diskrete Entscheidung unter Verwendung einer Tabelle. In beiden Fällen wird ein Fehler zwischen dem idealen Empfangspunkt und dem tatsächlichen Empfangspunkt erzeugt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Phasenflimmer-Interferenzentfernungsmittel 18 zusätzlich bei einer Stufe nach dem automatischen Ausgleichmittel 10 und dem CAPC 12 vorgesehen.
Ein Phasenflimmer-Interferenzentfernungsmittel 18 empfängt Phasenflimmern, das durch die Kompensation der Intersymbolinterferenz und der Frequenzversetzung in dem automatischen Ausgleichmittel 10 und dem CAPC 12 beeinflußt worden ist.
Das Phasenflimmer-Interferenzentfernungsmittel 18 filtert derart empfangene Signale mit einem Filter, der eine Charakteristik aufweist, die an die Leitungscharakteristik angepaßt ist, so wie beispielsweise mit einem fixierten Filter, und es verstärkt und extrahiert nur das transmittierte Signal und Phasenflimmern als Ausgänge.
Ein Ausgang des Phasenflimmer-Interferenzentfernungsmittels 18 wird an den Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis 14 angelegt. Dieser Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis 14 verstärkt das verstärkte Phasenflimmern und das Phasenflimmerelement aus den kombinierten übertragenen Signalen und legt dann das phasenflimmerfreie Signal an das Entscheidungsmittel 16 an.
Fig. 2 ist ein Strukturdiagramm einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In den Fign. 2 und 10 wird ein automatischer Ausgleicher (AEQ), der eine ausgeglichene Kompensation zum Entfernen von Intersymbolinterferenz bewirkt, die in den empfangenen Punktkoordinatendaten enthalten ist, erhalten, durch die Demodulation von Signalpunkten auf der komplexen Ebene von dem empfangenen Signal auf der Übertragungsleitung (Telefonleitung).
12 bezeichnet einen automatischen Trägerphasensteuerschaltkreis (carrier automatic phase control circuit = CAPC), der Phasenfehler und Frequenzversetzungen entfernt, die Leitungsverschlechterungsfaktoren sind, die in einem Ausgang des automatischen Ausgleichers 10 enthalten sind. Dem CAPC 12 folgend wird neu ein Phasenflimmerinterferenz-Entfernungsschaltkreis 18 gemäß der vorliegenden Erfindung vorgesehen, und dieser Phasenflimmerinterferenz-Entfernungsschaltkreis 18 wird durch einen ersten fixierten Ausgleicher 20 realisiert. Details des Schaltkreises 18 werden später gegeben.
Dem Phasenflimmerinterferenz-Entfernungsschaltkreis 18 folgend ist ein Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis 14 angeordnet, der mit einem Phasenflimmer-Vorhersageschaltkreis 22 sowie zweiten und dritten fixierten Ausgleichern 24, 26 ausgestattet ist. Diese Schaltkreise werden später erläutert.
Dem Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis 14 folgend ist ein Entscheidungsschaltkreis 16 vorgesehen. Dieser entscheidet den wahrscheinlichsten Signalpunkt, der dem empfangenen Signalpunkt entspricht, auf der Basis der maximalen Wahrscheinlichkeitsverschlüsslung, nämlich der Viterbi-Verschlüsslung, die der Hinzufügung eines redundanten 1-Bit infolge der Trellis-Verschlüsslung entspricht, die für die Fehlerkontrolle auf der Sendeseite durchgeführt worden ist, und gibt diesen aus. Darüberhinaus wird ein Entscheidungsfehlerausgang (ein probabilistischer Entscheidungsfehlerausgang) des Entscheidungsschaltkreises 16 als ein normierter Ausgang rückgekoppelt, um den Phasenflimmer-Vorhersageschaltkreis 22 des Phasenflimmer-Entfernungsmittels zu optimieren. Ein neuartiges Merkmal der Erfindung besteht darin, daß der Phasenflimmerinterferenz-Entfernungsschaltkreis 18 nach dem CAPC 12 und vor dem Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis 14 vorgesehen wird, wie in Fig. 2 dargestellt. Der Grund hierfür wird im folgenden erläutert.
Fig. 3 deutet die Korrespondenzen zwischen Aufhebungsfunktionen auf der Empfangsseite und einem jeden der Verschlechterungsfaktoren an, nämlich der Intersymbolinterferenz, den Phasenfehlern/Frequenzversetzungen, der Phasenflimmerinterferenz und dem Phasenflimmern, wobei diese die Hauptverschlechterungsfaktoren für die Übertragungsleitung darstellen. Die rechte Seite der Figur deutet die Notwendigkeit zur Aufhebung anderer Verschlechterungsfaktoren an, bevor ein bestimmter Verschlechterungsfaktor aufgehoben wird.
Wie aus der Fig. 3 deutlich wird, ist es für den Zweck der Phasenflimmer-Interferenzaufhebung, die neu durch die vorliegende Erfindung ermöglicht wird, wünschenswert, zunächst die Intersymbolinterferenz und den Phasenfehler/die Frequenzversetzung aufzuheben, aber es spielt keine Rolle, ob das Phasenflimmern nicht zuerst aufgehoben wird. Demgegenüber ist es für die Zwecke der Phasenflimmerentfernung wünschenswert, zunächst die Intersymbolinterferenz, den Phasenfehler/ Frequenz-Offset und die Phasenflimmerinterferenz aufzuheben.
Demgemäß ist der Phasenflimmerinterferenz-Entfernungsschaltkreis 18 der vorliegenden Erfindung hinter dem CAPC 12 und vor dem Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis 14 angeordnet, wie in Fig. 2 dargestellt. Dadurch kann die Phasenflimmerinterferenz entfernt werden, indem man ein Ausgangssignal, aus dem die Intersymbolinterferenz mit dem automatischen Ausgleicher 10 entfernt worden ist, und die Phasenfehler und die Frequenzversetzung mit dem CAPC 12 entfernt worden sind, an den Phasenflimmerinterferenz-Entfernungsschaltkreis 18 anlegt.
Im folgenden werden die Faktoren, die die Erzeugung von Phasenflimmerinterferenzen betreffen, die von der Ausführungsform gemäß der Fig. 2 zu entfernen sind, wie folgt diskutiert.
Die Phasenflimmerinterferenz hängt von den Charakteristiken des Teiles der Übertragungsleitung nach einem Einführungspunkt des Phasenflimmerns ab. Ein Leitungsmodell, das in Fig. 4 dargestellt ist, kann verwendet werden, um die Übertragungsleitung für die Zwecke der Entfernung der Phasenflimmerinterferenz zu modellieren.
Die Bedingungen, die für die Bestimmung des in Fig. 4 gezeigten Leitungsmodelles verwendet worden sind, sind wie folgt:
(1) Ein Einfügungspunkt 28 für das Phasenflimmern exp(jθ) wird als einzelner Punkt angenommen. Da eine Übertragungsleitung gewöhnlich als eine Mehrfachzwischenleitungsstruktur ausgebildet ist, wird Phasenflimmern tatsächlich an einer Mehrzahl von Punkten eingeführt, aber es wird zur Vereinfachung des Modells angenommen, daß das die größte Verschlechterung verursachende Phasenflimmern nur von einem einzelnen Punkt ausgeht.
(2) In diesem Modell sollte der Einfügungspunkt 28 des Phasenflimmerns exp(jθ) zur Einfügung auf sowohl auf der Sende- als auch der Empfangsseite betrachtet werden. D. h., daß die Einfügung auf beiden Seiten derart berücksichtigt werden muß, daß sie die tatsächliche Situation und die charakteristische Beurteilung einer realen Übertragungsleitung umfaßt.
(3) Die Leitungscharakteristik, bei der kein Phasenflimmern exp(jθ) existiert, wird als flach angenommen. Im einzelnen wird definiert, daß das Produkt aus der Leitungscharakteristik D und der Leitungscharakteristik C, D C = 1 ist.
Ein typisches Leitungsmodell, wie das in Fig. 4 gezeigte kann erhalten werden, indem man die obigen Bedingungen (1) bis (3) berücksichtigt.
In Fig. 4 deutet X ein übertragenes Signal an, das zu einem Signal R unter dem Einfluß der Leitungscharakteristik D wird, 1 wird ein Signal K infolge des Einflusses des Phasenflimmers exp(jθ) bei dem Phasenflimmer-Einfügungspunkt 28, und es wird dann zu dem ausgeglichenen Ausgangssignal Y als ein Ergebnis der Leitungscharakteristik C.
Im folgenden wird das Phasenflimmer-interferenzelement, das durch die vorliegende Erfindung zu entfernen ist, des in Fig. 4 gezeigten Modelles wie folgt untersucht.
Zunächst ändert sich das Übertragungssignal X in das R-Signal infolge des Einflusses der Verschlechterungsfaktoren durch die Leitungscharakteristik D, und dieses Signal wird ausgedrückt wie folgt:
R = X D (1)
Daran anschließend ändert sich dieses Signal in das Signal K infolge des Einflusses der Verschlechterungsfaktoren durch das Phasenflimmern exp(jθ) bei dem Phasenflimmer-Einfügungspunkt 28. Dieses K-Signal wird ausgedrückt als
K = R x exp(jθ) (2)
Darüberhinaus ändert sich das K-Signal in ein Y-Signal infolge des Einflusses der Verschlechterungsfaktoren durch die Leitungscharakteristik C. Das Y-Signal wird ausgedrückt wie folgt:
Y = K C = R x exp(jθ) C = ausgeglichener Ausgang (3)
Daher kann, da gemäß der obigen Bedingung (3) D C = 1 ist, die Formel (3) wie folgt entwickelt werden:
Y = R x exp(jθ) C
= R C + R x exp(jθ) C = R C
= X D C + R {exp(jθ) - 1} C
= X + R {exp(jθ) - 1} C (4)
R {exp(jθ) - 1} C in dein letzten Ausdruck der Formel (4) deutet (Phasenflimmern) + (Phasenflimmer-Interferenzelement) an; diese gekoppelten Verschlechterungsfaktoren des Phasenflimmerns und der Phasenflimmerinterferenz existieren immer in einer Leitung, in der Phasenflimmern existiert.
Demgemäß wird die Phasenflimmerinterferenz auf der Grundlage der Ergebnisse von Berechnungen für das Phasenflimmer- Interferenzelement aufgehoben, unter Verwendung des letzten Ausdruckes der Formel (4).
Die Struktur der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird, basierend auf der Untersuchung der Phasenflimmerinterferenz, die für das Leitungsmodell aus Fig. 4 vorgeschlagen worden ist, nun im Detail erläutert.
in Fig. 2 wird als ein Eingang des Phasenflimmerinterferenz-Entfernungsschaltkreises 18 ein Signal verwendet, aus dem die intersymbolinterferenz und die Phasenfrequenzver-Setzung mittels dem automatischen Ausgleicher 10 und dem CAPC 12 entfernt worden sind. Dieses Ausgangssignal enthält nur (Phasenflimmern) + (Phasenflimmer-Interferenzelement), das durch den zweiten Ausdruck auf der rechten Seite der Formel (4) angedeutet ist.
Der Phasenflimmerinterferenz-Entfernungsschaltkreis 18 umfaßt einen ersten Ausgleicher 20, in dem die Leitungsausgleichscharakteristik C&supmin;¹ für die Leitungscharakteristik C des Phasenflimmer-Einfügungspunktes 28 und nachfolgender, in Fig. 4 gezeigter Punkte gesetzt ist. Dies eliminiert das Phasenflimmer-Interferenzelement durch Bewirkung einer Ausgleichskompensation unter Verwendung der Leitungsausgleichscharakteristik C&supmin;¹ auf den Ausgang des CAPC 12. Dies bedeutet, da ein Ausgang des CAPC 12 ausgedrückt werden kann als X + R {exp(jθ) - 1} C, der Ausdruck R x exp(jθ), der nur das Phasenflimmerelement enthält und frei ist von dem Phasenflimmer-Interferenzelement, erhalten werden kann, indem man eine ausgeglichene Kompensation basierend auf der Leitungsausgleichscharakteristik C&supmin;¹ auf einen derartigen Ausgang durchführt. Die Eliminierung des Phasenflimmer-Interferenzelementes durch den ersten Ausgleicher 20 erzeugt auch eine neue intersymbolinterferenz, aber eine derartige, durch den ersten Ausgleicher 20 neu erzeugte Intersymbolinterferenz kann aufgehoben werden, wenn nötig, indem man einen zusätzlichen Ausgleicher bei der Stufe vorsieht, die dem Entscheidungsschaltkreis 16 vorangeht.
Daran anschließend wird ein Ausgang, von dem das Phasenflimmer-Interferenzelement in dem ersten Ausgleicher 20 entfernt worden ist, an den Phasenflimmer-Vorhersageschaltkreis 22 in dem Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis 14 der nächsten Stufe angelegt, und dabei wird das Phasenflimmerelement exp(-jθ) berechnet. Der Ausgang exp(-jθ) des Vorhersageschaltkreises 22 wird an den multiplizierenden Punkt angelegt, um R durch Entfernung des Phasenflimmerns exp(-jθ) aus dem Ausgang des ersten Ausgleichers 20 zu erhalten. Dem multiplizierenden Punkt 30 folgend wird ein zweiter Ausgleicher 24 im Hinblick auf die Bereitstellung des ersten Ausgleichers 20 für die Entfernung der Phasenflimmerinterferenz vorgesehen. Die Leitungscharakteristik C, die die inverse Charakteristik der Leitungscharakteristik C&supmin;¹ des ersten Ausgleichers 20 ist, wird in den zweiten Ausgleicher 24 gesetzt. Dadurch kann ein ausgeglichener Ausgang X erhalten werden, indem man einen Ausgleich mit der Ausgleichscharakteristik C auf den Ausgang R von dem multiplizierenden Punkt 30 anwendet.
Der derart erhaltene Ausgang X aus dem Phasenfliinmer-Entfernungsschaltkreis 14 wird an den Entscheidungsschaltkreis 16 übermittelt, um den wahrscheinlichsten Signalpunkt mittels der Viterbi-Entschlüsslung zu entscheiden, und dieser Entscheidungspunkt wird als Endempfangspunkt ausgegeben. Dabei wird der Empf angspunkt, wie an sich wohlbekannt ist, in einen Bitzug konvertiert, der den Koordinaten auf der komplexen Ebene des entschiedenen Punktes entspricht, unter Verwendung eines Bitkartenschaltkreises (nicht illustriert).
Darüberhinaus wird ein probabilistischer Entscheidungsfehler von dem Entscheidungsschaltkreis 16 nach Normierung zu dem Phasenflimmer-Vorhersageschaltkreis 22 zurückgekoppelt, der in dem Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis 14 vorgesehen ist, und der normierte Ausgang des Entscheidungsschaltkreises 16 erfährt eine ausgeglichene Kompensation durch einen dritten Ausgleicher 26, der in der Rückkopplungsschleife vorgesehen ist. D. h., daß eine Leitungsausgleichscharakteristik C, die die gleiche ist wie die des ersten Ausgleichers 20 zum Entfernen der Phasenflimmerinterf erenz, in dem dritten Ausgleicher 26 gesetzt wird. Der Vorhersageschaltkreis 22 kann optimiert werden, indem man den Ausgang R durch Durchführung einer ausgeglichenen Kompensation basierend auf der Leitungsausgleichscharakteristik C&supmin;¹ auf dem normierten Ausgang von dem Entscheidungsschaltkreis 16 erhält, und dann diesen Ausgang R zu dem Vorhersageschaltkreis 22 zurückkoppelt.
Wenn die Leitungsausgleichscharakteristiken C&supmin;¹, C der Ausgleicher als aktive Charakteristiken des ersten Ausgleichers 20, des zweiten Ausgleichers 24 und des dritten Ausgleichers 26, die in Fig. 2 dargestellt sind, gesetzt werden, dann weist die Leitung, in der Phasenflimmern nicht existiert, unendlich Koeffizientenlösungen auf, und es wird schwierig, das System zu stabilisieren. Daher wird, wie in Fig. 5 dargestellt, ein fixierter Ausgleicher vom Transversaltyp als der erste, der zweite und der dritte Ausgleicher 20, 24, 26 verwendet, und fixierte Konstanten werden von einem experimentellen Gesichtspunkt aus als die Zählzahlen C1 bis Cn der fixierten Ausgleicher gesetzt.
Da die Zählzahlen (counting numbers) C1 bis Cn der fixierten Zähler, die in Fig. 5 dargestellt sind, die in Fig. 6 dargestellten unbedingten Charakteristiken als typische Leitungscharakteristiken aufweisen, wird die unbedingte Charakteristik aus Fig. 6 als die Leitungscharakteristik C&supmin;¹ des Phasenflimmer-Einfügungspunktes 28 und der nachfolgenden, in Fig. 4 gezeigten Punkte, aufgefaßt.
In der Ausführungsform aus Fig. 2 werden für die unbedingte Charakterstik aus Fig. 6 die Koeffizienten C1 bis Cn der fixierten Ausgleicher vom Transversaltyp, die in Fig. 5 dargestellt sind, in dem ersten Ausgleicher 20 und dem dritten Ausgleicher 26 gesetzt, so daß die inverse Charakteristik C&supmin;¹ der unbedingten Charakteristik aus Fig. 6, die in Fig. 7 dargestellt ist, erhalten werden kann. Zwischenzeitlich werden die Koeffizienten C1 bis Cn der fixierten Ausgleicher aus Fig. 5 in dem zweiten Ausgleicher 24 der Fig. 2 gesetzt, so daß die unbedingte Charakteristik aus Fig. 6 erhalten werden kann.
Die Leitungsausgleichscharakteristiken C&supmin;¹, C, die in den Ausgleichern 20, 24, 26 aus Fig. 2 gesetzt werden müssen, sind nicht lediglich auf die unbedingten Charakteristiken beschränkt, und eine Ausgleichscharakteristik basierend auf anderen adäquaten typischen Leitungscharakteristiken kann anstelle dessen gesetzt werden. Fig. 8 deutet eine praktische Struktur einer Ausführungsform des Phasenflimmer-Vorhersageschaltkreises 22 an, die in dem Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis 14 vorgesehen ist.
In dem in Fig. 8 gezeigten Phasenflimmer-Vorhersageschaltkreis 22 wird ein Ausgang von dem ersten Ausgleicher 20, der in Fig. 2 dargestellt ist, mit dem normierten Ausgang multipliziert, der durch den dritten Ausgleicher über einen Verzögerungsschaltkreis 32 und einen Tiefpaßfilter 34 ausgeglichen und kompensiert worden ist, und nachfolgend an den Vorhersagefilter 36 nach der Übertragung in einen skalaren Wert angelegt, um das Phasenflimmerelement vorherzusagen. Der Ausgang des Vorhersagefilters 36 wird in Vektordaten mittels eines Kosinus/Sinuskonverters 38 zurückübertragen, und bei dem Multiplikationspunkt 30 multipliziert, um das Phasenflimmerelement zu entfernen.
Der in Fig. 8 gezeigte Verzögerungsschaltkreis 32 ist in dem Fall notwendig, in dem der Entscheidungsschaltkreis 16 eine probabilistische Entscheidung durch die Viterbi-Entschlüsslung durchführt, aber er ist für die nicht-probabilistische Entscheidung in dem Entscheidungsschaltkreis 16 unnötig, nämlich für die Entscheidung des nahesten Signalpunktes auf der komplexen Ebene für den Demodulationsempfangspunkt ohne Verwendung einer Übergangsregel durch die Gitterverschlüsslung auf der Sendeseite.
Fig. 9 ist ein Diagramm der gesamten Struktur einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 9 bezeichnet das Bezugszeichen 10 einen automatischen Ausgleicher (automatic equaliser = AEQ), der als Eingangskoordinate Daten von dem Empfangspunkt empfängt, die aus dem empfangenen Signal der Übertragungsleitung demoduliert worden sind, d. h. Empfangspunktvektordaten oder ein Durchlaßbandsignal, und er sorgt für einen ausgeglichenen Ausgang, der im Hinblick auf die intersymbolinterferenz in den Eingangsvektordaten kompensiert ist.
Dem automatischen Ausgleicher 10 folgend wird eine Trägerphasenregeleinrichtung 12a vorgesehen. Diese enthält einen automatischen Trägerphasensteuerschaltkreis 120, der eine Frequenzversetzung und ein Phasenfehlerelement berechnet, die in dem ausgeglichenen Ausgang des automatischen Ausgleichers 10 enthalten sind, und diese Elemente werden von dem ausgeglichenen Ausgang entfernt, indem man sie an einen Multiplikationsschaltkreis 121 anlegt. Diese Trägerphasenregeleinrichtung 12a ist bereits beispielsweise in der Zeichnung der Beschreibung der veröffentlichten japanischen Patentanmeldung mit der Nummer 55-33203 beschrieben, oder im US-Patent mit der Nummer 4,097,807. Darüberhinaus ist der automatische Trägerphasensteuerschaltkreis 120 als ein zweiter CAPC-Schaltkreis bekannt, da er dem automatischen Ausgleicher 10 folgend vorgesehen wird.
Der Trägerphasensteuerung 12a folgend wird der zuvor beschriebene Phasenflimmerinterferenz-Entferner 18 vorgesehen, um diejenigen Elemente zu entfernen und zu unterdrükken, die sich von dem wahren Phasenflimmerelement in der Leitung unterscheiden, von jedwedigem Phasenflimmern, das in der Trägerphasenregeleinrichtung 12a nicht perfekt entfernt worden ist. Dem Phasenflimmerinterferenz-Entferner 18 folgend wird das Phasenflimmer-Entfernungsmittel 14 bereitgestellt. Dieses entfernt das Phasenflimmerelement von einem Ausgang des Phasenflimmerinterferenz-Entferners 18, in dem das Phasenflimmerelement verstärkt wird.
Dem Phasenflimmerentferner 14 folgend wird ein Entscheidungsschaltkreis 16 vorgesehen. Der Entscheidungsschaltkreis 16 ist mit einem probabilistischen oder nicht-probabilistischen Entscheidungsschaltkreis 160 ausgestattet, der, im Fall einer probabilistischen Entscheidung, den wahrscheinlichsten Signalpunkt auf der komplexen Ebene entscheidet und einen Fehler in dem Empfangssignalpunkt durch Verwendung eines Maßes an Redundanz entscheidet, das auf Sendeseite hinzugefügt worden ist. Dies bedeutet, da ein redundantes Bit zum Kontrollieren von Fehlern mittels eines Gitterverschlüsslungsschaltkreises, der in dem Data-Modem auf der Sendeseite vorgesehen ist, hinzugefügt worden ist, daß der wahrscheinlichste Signalpunkt durch die Viterbi-Entschlüsslung entschieden wird, die die einzelnen redundanten Bits verwendet, die durch die Gitterverschlüsslung hinzugefügt worden sind. Demgegenüber wird im Fall einer nicht-probabilistischen Entscheidung die Entscheidung direkt unter Verwendung einer Tabelle durchgeführt.
Der durch den probabilistischen oder nicht-probabilistischen Entscheidungsschaltkreis 160 bestimmte Empfangsentscheidungspunkt wird an einen Koordinaten/Bitzug-Übertragungsschaltkreis (nicht illustriert) übergeben, der in der nachfolgenden Stufe vorgesehen ist, und er wird dann in den Bitzug konvertiert, der den Signalpunkten entspricht.
Darüberhinaus wird der entschiedene Ausgang des Entscheidungsschaltkreises 160 an einen Eingang eines Addierers 162 angelegt, und ein Eingang des Entscheidungsschaltkreises 160 wird über einen Verzögerungsschaltkreis 161 an den anderen Eingang des Addierers 162 angelegt, um eine Differenz zwischen dem Entscheidungspunkt und dem Empfangspunkt, der über den Verzögerungsschaltkreis 161 erhalten worden ist, zu extrahieren, nämlich den probabilistischen oder nichtprobabilistischen Entscheidungsfehler.
Der von dem Addierer 162 erhaltene Entscheidungsfehler wird zu dem Phasenflimmerentferner 14 zurückgeführt, und er wird dann für die Optimierung eines Vorhersagefilters verwendet, wie später erläutert werden wird.
Zur Verbesserung der S/N-Charakteristik ist es notwendig, die Rauschbandbreite der Trägerphasenregeleinrichtung 12a zu verengen, und die Zeitkonstanten der Regeleinrichtung 12a werden für diesen Zweck größer gemacht. Beispielsweise wird ein Rückkopplungsgrad zu dem Multiplizierer 121 in der CAPC 120 aus Fig. 9 auf einen kleinen Wert gesetzt. Als ein Ergebnis hiervon wird die Abtastfähigkeit von Niedriggeschwindigkeitsflimmern (Niedrigfrequenzflimmern) durch den automatischen Trägerphasensteuerschaltkreis vermindert und die Trägerphasenregeleinrichtung 12a kann nicht mehr ausreichend das Niedrigfrequenzfliinrnern entfernen.
Daher muß das Niedrigfrequenzflimmern, das nicht ausreichend durch die Trägerphasenregeleinrichtung 12a entfernt worden ist, durch den Phasenfliininerentferner 14 in den nächsten und nachfolgenden Stufen entfernt werden; indessen weist der Vorhersagefilter 22, der in dem Phasenflimmerentferner 14 bereitgestellt ist, eine sehr schwache Abtastfähigkeit für niedrige Frequenzen auf, da die Anzahl von Anzapfungen oder Abgriffen von ihm endlich ist. Demgemäß kann, selbst wenn der Vorhersagefilter 22 des Phasenflimmerentferners 14 direkt betrieben wird, er dem Niedrigfrequenzflimmern nicht folgen, und er kann daher das Phasenflimmern nicht ausreichend entfernen.
Indessen ist es möglich, daß Abtasten von Niedrigfrequenzflimmern zu realisieren, indem man den Betriebsfrequenzbereich des Filters 22 zu einem höheren Frequenzbereich hin verschiebt.
Der Phasenflimmerentferner 14 wird wie folgt im Detail erläutert.
Zunächst werden die Empfangspunktdaten, nämlich die Empfangspunktvektordaten, aus denen die Intersymbolinterferenz, die Frequenzversetzung und der Phasenfehler durch den automatischen Ausgleicher 10 und die Trägerphasenregeleinrichtung 12 entfernt worden sind, durch den Verzögerungsschaltkreis 141 entnommen und mit einem normierten Signal NOR in dem Multiplizierer 142 multipliziert. Daran anschließend wird nur das imaginärelement extrahiert, und die Vektorelemente, nämlich der Koordinatenwert R auf der Realteilachse und der Koordinatenwert I auf der Imaginärteilachse der komplexen Ebene basierend auf den Eingangsvektordaten, werden durch die Hilbert-Filter 143-1, 143-2 erzeugt.
Die Vektorelemente R, I, die von den Hilbert-Filtern 143-1, 143-2 erzeugt worden sind, werden in den Vorhersagefilter 22 eingegeben, nach der Frequenzmodulation durch die Frequenz fc in den Modulationsschaltkreis 140a. D. h., daß die Frequenz nach rechts um +fc verschoben (erhöht) wird. Von dem Vorhersagefilter 22 werden die Vektorelemente R, I, die die errechneten Phasenflimmerelemente angeben, an den Demodulationsschaltkreis 140b angelegt, der in der Ausgangsstufe vorgesehen ist, wo sie in die Originalfrequenz durch die Demodulation um die Frequenz fc zurückgeführt werden, wobei sie dann an den Multiplizierer 30 angelegt werden, nach der Übertragung zurück zu Vektordaten durch den θ - sin θ, cos θ-Übertragungsschaltkreis 144. In dem Multiplizierer 30 wird das Phasenflimmerelement, das in dem Ausgang enthalten ist, der über die Trägerphasenregeleinrichtung 12 und den Phasenflimmerinterferenz-Entferner 18 übergeben worden ist, entfernt.
Darüberhinaus wird der probabilistische oder nicht-probabilistische Entscheidungsfehler von dem Addierer 162, der in dem Entscheidungsteil 16 vorgesehen ist, durch NOR (norrnalisierte Daten) eines Multiplizierers 145 normiert, der dem dritten Ausgleicher 26, wie zuvor erläutert, hinzugefügt ist, und nachfolgend in die Vektorelemente R, I durch die Hilbert-Filter 146-1, 146-2 konvertiert. Dieses Fehlersignal wird als ein normiertes Vektorelement an den Modulationsschaltkreis 140c angelegt und mit der Frequenz fc frequenzmoduliert, wie in dem Fall des Modulationsschaltkreises 140a, und es wird nachfolgend als das Fehlersignal zum Optimieren des Vorhersagefilters 22 angelegt.
Der Betriebsfrequenzbereich des Vorhersagefilters 22 wird durch die Modulationsschaltkreise 140a, 140c und den Demodulationsschaltkreis 140b, die an den Eingangs/Ausgangsenden des Vorhersagef ilters 22 vorgesehen sind, zu einem höheren Frequenzbetriebsbereich geändert, indem die Frequenz um die Modulationsfrequenz fc verschoben ist. Diese Frequenzverschiebung des Betriebsbereiches erlaubt den Vorhersagefiltern 14-1, 14-2, die bei niedrigen Frequenzen nur eine schwache Abtastung erlauben, dem Niedrigfrequenzflimmern befriedigend zu folgen. Darüberhinaus wird Niedrigfrequenzflimmern, das noch nicht von der Trägerphasenregeleinrichtung 12a entfernt worden ist, gleichfalls genau durch den Vorhersagefilter 22 vorhergesagt und kann durch den Multiplizierer 30 entfernt werden.
Der automatische Ausgleicher 10, die Trägerphasenregeleinrichtung 12a, der Phasenflimmerinterferenz-Entferner 18, der Phasenflimmerentferner 14 und der Entscheidungsschaltkreis 16, die in Fig. 9 dargestellt sind, können unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors (DSP) realisiert werden.
Fig. 10 ist ein Strukturdiagramm einer Ausführungsform, die einen Algorithinus andeutet und die durch einen DSP realisiert wird, und zwar des Phasenflimmer-Vorhersageschaltkreises 22 aus Fig. 8, der in dem Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis 14 vorgesehen wird. In dieser Figur deutet T ein Anzapf- oder Abgriffregister; eine Multiplikation; eine Addition und das Σ eine Summierung (Gesamtsummierung) an. Die enge Marke ohne eine Koeffizientenkodierung bezeichnet einen konstanten Wert.
In Fig. 10 werden ein Vektoreingang und ein Skalareingang dem Phasenfliinmer-Vorhersageschaltkreis übergeben. Der skalare Eingang wird dem Vorhersagefilter 22 über einen Tiefpaßfilter 34 übergeben. Der normierte Vektoreingang wird an den Vorhersagefilter 22 nach Ausgleich mit der Leitungsausgleichscharakteristik C&supmin;¹ angelegt. Ein vorgesagtes Signal des Vorhersagef ilters 22 wird durch die Demodulationsberechnung 140b frequenzverschoben, dann in Vektordaten durch den Kosinus/Sinusübertragungschaltkreis 144 konvertiert, in ihrer Amplitude in dem Ainplitudennormierungsschaltkreis 144' normiert und dann in den Multiplikationspunkt 30 eingegeben, um das Phasenflimmerelement aufzuheben, das in dem Vektoreingang enthalten ist.
Wie zuvor erläutert, ist die vorliegende Erfindung in der Lage, Verschlechterungsfaktoren einer Übertragungsleitung im wesentlichen zu entfernen, indem die Phasenflimmerinterferenz entfernt wird, die in der Leitung nach einem Phasenflimmerfaktor-Einfügungspunkt erzeugt worden ist, und sie ist in der Lage, eine Datenübertragung hoher Qualität für ein Superhochgeschwindigkeits-Modem bereit zustellen, bei dem die S/N-Fehlerrate verbessert und zugleich der Anwendungsbereich vergrößert wird.
Darüberhinaus kann, selbst wenn das Niedrigfrequenzflimmern nicht perfekt infolge des Anstiegs der CAPC-Zeitkonstanten zum Verbessern der S/N-Charakteristiken entfernt wird, ein Vorhersagefilter der nächsten Stufe, der zuvor bei der Verfolgung von niedrigen Frequenzen minderwertig war, derart ausgelegt werden, daß er Niedrigfrequenzflimmern befriedigend verfolgt, indem man den Filter in einem verschobenen Frequenzbetriebsbereich betreibt. Niedrigfrequenzflimmern, das durch die Trägerphasensteuerung durch Rückkopplung des probabilistischen oder des nicht-probabilistischen Entscheidungsfehlers verblieben ist, kann gleichfalls unterdrückt und entfernt werden, indem man den Vorhersagefilter effektiv verwendet.

Claims

1. Ein Leitungssignalverschlechterungs-Entfernungssystem mit:

einem automatischen Ausgleicher (10) zum Entfernen von Intersymbolinterferenzen aus einem empfangenen Signal auf einer Übertragungsleitung;

einem Phasenflimmer-Entfernungsschaltkreis (14) zum Entfernen eines Phasenflimmerelementes, das in dem empfangenen Signal enthalten ist;

und einem Entscheidungsmittel (16), das wenigstens nach dem genannten automatischen Ausgleicher (10) und dem Phasenflimmer-Entfernungsmittel (14) vorgesehen ist, um die Entfernung von Intersymbolinterferenz und Phasenflimmern in dem empfangenen Signal durch Entscheidung des Signalpunktes mit maximaler Wahrscheinlichkeit zu unterstützen; dadurch gekennzeichnet, daß

ein Phasenflimmer-Interferenzentfernungsmittel (18) vorgesehen ist, um Phasenflimmerinterferenz zwischen Phasenflimmern zu kompensieren, das erzeugt wird, wenn das genannte Phasenflimmerelement an den genannten automatischen Ausgleicher (10) angelegt wird, wobei das genannte Entscheidungsmittel (16) nach dem genannten Phasenflimmer-Interferenzentfernungsmittel (18) vorgesehen wird und das Signal verwendet, von dem die Phasenflimmerinterferenz entfernt worden ist.

2. Ein Leitungssignalverschlechterungs-Entfernungs-System nach Anspruch 1, worin das genannte Phasenflimmer- Interferenzentfernungsmittel (18) einen ersten Ausgleicher (20) umfaßt, der eine Leitungsausgleichscharakteristik für einen Phasenflimmer-Einfügungspunkt (28) und nachfolgende Punkte auf der Übertragungsleitung aufweist, zum Entfernen von Phasenflimmerinterferenzen, die in dem Eingangssignal enthalten sind, das an das genannten Phasenflimmer-Interferenzentfernungsmittel (18) angelegt worden ist.

3. Ein Leitungssignalverschlechterungs-Entfernungssystem nach Anspruch 1 oder 2, worin das genannten Phasenflimmer-Entfernungsmittel (14) einen zweiten Ausgleicher (24) umfaßt, der die inverse Leitungscharakteristik des genannten ersten Ausgleichers (20) aufweist, wodurch ein Signal ohne dem genannten Phasenflimmerelement an das genannte Entscheidungsmittel (16) nach Ausgleich durch den genannten zweiten Ausgleicher (24) ausgegeben wird.

4. Ein Leitungssignalverschlechterungs-Entfernungssystem nach Anspruch 2 oder 3, worin das genannte Phasenflimmer-Entfernungsmittel (14) desweiteren einen dritten Ausgleicher (26) umfaßt, der eine Leitungsausgleichscharakteristik hat, die die gleiche ist wie die des genannten ersten Ausgleichers (20), wodurch der dritte Ausgleicher einen Ausgleich des normierten Ausganges des genannten Entscheidungsmittels (16) durchführt und dann das ausgeglichene Signal zur Optimierung des genannten Phasenflimmer-Entfernungsmittels (14) zurückkoppelt.

5. Ein Leitungssignalverschlechterungs-Entfernungssystem nach Anspruch 2, 3 und 4, worin ein fixierter Ausgleicher vom Transversalfiltertyp als der genannte erste, zweite und dritte Ausgleicher (20, 24, 26) verwendet wird.

6. Ein Leitungssignalverschlechterungs-Entfernungssystem nach einem der vorigen Ansprüche, worin ein Ausgleichmittel zum Entfernen von intersymbolinterferenz, die während des Entfernens der Phasenflimmerinterferenz durch das genannte Flimmerinterferenzelement-Entfernungsmittel (18) erzeugt worden ist, zusätzlich bei einer Stufe vorgesehen wird, die dem Entscheidungsmittel (16) vorangeht.