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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine
Vorrichtung zur automatischen Verstärkungssteuerung für einen
Demodulator in einem Empfänger einer digitalen
Datenübertragungsanlage.
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Vorrichtungen zur automatischen Verstärkungssteuerung
werden häufig in Funkempfängern für Datenübertragung
verwendet. Ihre Aufgabe ist es, den Pegel des Signals auf einem
konstanten Wert mit Hilfe einer Regelschleife, auch AGC-
Schleife genannt, zu halten, wobei dieser konstante Wert des
Signalpegels besonders am Eingang des Demodulators wichtig
ist, damit dieser korrekt arbeiten kann.
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Allgemein ist eine erste AGC-Vorrichtung in der
Zwischenfrequenzkette vorgesehen, wo sie eine große Dynamik
gewährleistet, und eine zweite AGC-Vorrichtung am Eingang des
Demodulators, wo sie eine ergänzende Korrektur mit geringer
Dynamik durchführt, die nützlich ist, wenn ein Störsender in
den Durchlaßbereich des Empfangsfilters oder des
schmalbandigen Filters am Demodulatoreingang gelangen würde (im
allgemeinen ist dieses letztgenannte Filter ein
Oberflächenwellenfilter). Die Erfindung betrifft diese zweite AGC-Vorrichtung.
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In üblichen Systemen arbeitet die AGC-Vorrichtung, die
unmittelbar am Eingang des Demodulators liegt, folgendermaßen:
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Das demodulierte Signal, das man in einem der Kanäle,
auch "Auge" genannt, erhält, wird verstärkt und dann an einen
Detektor und ein Filter angelegt, um daraus die
Gleichstromkomponente zu entnehmen, die die Amplitude A des demodulierten
Signals darstellt. Dieses gefilterte Signal wird ggf.
invertiert und dann an den Steuereingang eines regelbaren
Dämpfungsglieds angelegt, das im allgemeinen mit PIN-Dioden
arbeitet. Dieses Dämpfungsglied liegt im Zwischenfrequenzbereich,
und zwar unmittelbar vor dem Demodulator.
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Die bekannten Vorrichtungen besitzen zwei
Hauptnachteile:
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- Der Detektor verwendet Dioden, deren von Null verschiedene
Detektorschwelle die Linearität der Vorrichtung
beeinträchtigt, d.h. die Linearität der abhängig von der Amplitude A der
erfaßten Spannung erhaltenen AGC-Spannung,
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- Das demodulierte Signal besitzt in seinem Spektrum
niederfrequente Komponenten, die schwierig auszufiltern sind, wenn
man ein hinreichend breites Schleifenfrequenzband erhalten
will. Diese niederfrequenten Komponenten gelangen auf die
AGC-Spannung und verändern den Betrieb der Vorrichtung.
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Aufgabe der Erfindung ist es, diese Nachteile zu
beheben. Hierzu bezieht sich die Erfindung auf eine Vorrichtung
zur automatischen Verstärkungssteuerung, die am Eingang des
Demodulators eines Empfängers einer digitalen
Datenübertragungsanlage liegt, wobei diese Vorrichtung aufweist:
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. Mittel, die das auf einem der Ausgangskanäle des
Demodulators erhaltene und demodulierte Analogsignal in ein im
Rhythmus des Bittakts des vom Empfänger empfangenen digitalen
Signals getastetes digitales Signal umwandeln,
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. Mittel, die dann jedesmal die Absolutwerte der digitalen
Signale betreffend zwei aufeinanderfolgende Tastproben
addieren,
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. Mittel, um dann den Mittelwert über mindestens mehrere zig
aufeinanderfolgende Additionen des für jede dieser Additionen
erhaltenen Ergebnisses zu bestimmen und um diesen Mittelwert
zur Steuerung einer regelbaren Spannungs-Dämpfungsvorrichtung
zu verwenden, die am Eingang des Demodulators vorgesehen ist.
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Die Erfindung, ihre Vorteile und andere Merkmale gehen
aus der nachfolgenden Beschreibung von zwei nicht beschränkend
zu verstehenden Ausführungsbeispielen anhand der beiliegenden
Figuren hervor.
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Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten
Ausführungsform dieser Vorrichtung zur automatischen
Verstärkungssteuerung.
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Figur 2 zeigt schematisch einen Teil einer zweiten
Ausführungsform dieser Vorrichtung zur automatischen
Verstärkungssteuerung.
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In Figur 1 bezeichnet das Bezugszeichen 1 den
Demodulator eines Empfängers einer digitalen Funkübertragungsanlage
unter Verwendung einer Modulation des Typs MAQ2n. Im
vorliegenden Beispiel handelt es sich um eine Modulation MAQ4, d.h. mit
vier Phasenzuständen.
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Die demodulierten Signale X und Y, auch "Augen"
genannt, sind an zwei Ausgangskanälen 2 und 3 des Demodulators 1
verfügbar.
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Üblicherweise wird ein regelbares analoges
Dämpfungsglied am Eingang des Demodulators 1 in Reihe mit dem bei 5
ankommenden Signal angeordnet, wobei der
Dämbfungssteuereingang 6 dieses Glieds an den Ausgang eines Regelkreises
angeschlossen ist, dessen Eingang 7 vom demodulierten Signal an
einem der Augen und im vorliegenden Beispiel am Auge Y
gebildet wird, das nun beschrieben wird.
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Das demodulierte Signal am Auge Y, dessen Absolutwert
der Amplitude nachfolgend mit A bezeichnet ist, wird an den
Eingang 8 eines Analog-Digital-Wandlers 9 angelegt, der es im
Rhythmus des Bittakts H am Eingang 10 tastet. Die getasteten
und digitalisierten Werte, die somit bei 11 verfügbar sind,
gelangen in eine logische Schaltung 12, die den Absolutwert
jeder der aufeinanderfolgenden Tastproben berechnen kann.
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Diese Absolutwerte der aufeinanderfolgenden Tastproben
werden dann sowohl an eine Kippstufe 13 vom Typ D angelegt,
die ebenfalls mit dem Bittakt H getaktet wird, als auch an den
ersten Eingang eines digitalen Addierers 14, der an seinem
anderen Eingang das Signal am Ausgang 15 dieser Kippstufe 13
vom Typ D empfängt. Das digitale Signal am Ausgang 16 dieses
Addierglieds 14 besteht also jeweils aus der Summe der
Absolutwerte zweier aufeinanderfolgender Tastproben, die am
Ausgang 11 des Analog-Digital-Wandlers 9 auftreten. Geht man
davon aus, daß diese Tastung exakt ist (dies ist aber nicht
unbedingt notwendig, wie weiter unten dargelegt wird), dann
hat das Signal am Ausgang 16 folgenden Wert:
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±A +
0 = A im Fall eines Übergangs
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bzw. ±A + A = 2A im Fall keines Übergangs.
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Die Bits folgen zufällig aufeinander, die
Wahrscheinlichkeit, daß am Ausgang 16 der Wert A oder der Wert 2A
vorliegt, ist die gleiche und daher ist der mittlere digitale
Wert am Ausgang 16 über eine ausreichend große Zahl von
aufeinanderfolgenden Tastproben (mindestens einige zig
Tastproben) ungefähr gleich 3A/2. Der entsprechende Analogwert dieses
digitalen Werts muß dann an den Steuereingang 6 des
Seriendämpfungsglieds 4 angelegt werden.
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Hierzu werden die am Ausgang 16 verfügbaren Signale an
einen Digital-Analog-Wandler 17 angelegt, der im Rhythmus H/2
getaktet wird, um die erwähnten Tastproben paarweise zu
berücksichtigen (H ist der Bittakt). Das am Ausgang 18
verfügbare Analogsignal wird an ein Glättungsfilter (Tiefpaßfilter)
19 angelegt, das eine für mehrere zig aufeinanderfolgende
Signale gültige Integration durchführt. Am Ausgang 20
erscheint ein Analogsignal einer Amplitude von im wesentlichen
3A/2 in invertierter Form aufgrund eines im Filter 19
enthaltenen Inverters (dies geschieht beispielsweise durch die
übliche Verwendung eines Operationsverstärkers in diesem Filter).
Dieses Signal wird an den Steuereingang 6 des Dämpfungsglieds
4 angelegt, um die gewünschte automatische
Verstärkungssteuerung durchzuführen.
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Eine interessante Variante für den Block 21, der
strichpunktiert in Figur 1 umrahmt ist, ist in Figur 2
dargestellt.
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In diesem Fall werden die aufeinanderfolgenden
digitalen Absolutwerte der beiden aufeinanderfolgenden Tastproben,
die sich am Ausgang 16 des Addierers 14 gemäß Figur 1 ergeben,
nicht in Analogsignale umgewandelt, sondern an eine im Handel
unter der Bezeichnung ADSP verfügbare Schaltung angelegt, bei
der es sich um einen digitalen Akkumulator handelt, der auf
digitaler Basis genau die gleiche Aufgabe wie ein analoger
Speicherkondensator erfüllt. Genauer betrachtet liefert eine
solche Schaltung für jedes digitale Signal ek, das an ihren
Eingang 16 im Tastzeitpunkt k angelegt wird, ein Signal am
Ausgang 23 folgender Form:
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Sk = Sk-1 + a.ek
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Hierbei ist a ein Filterkoeffizient und Sk-1 ist das
Ausgangssignal dieser Schaltung zum unmittelbar vorhergehenden
Tastzeitpunkt k-1.
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Diese Schaltung 22 enthält ganz einfach ein
Multiplizierglied 24, das den Koeffizienten a und das Eingangssignal
empfängt, gefolgt vom einem Summierglied 25, das außerdem das
Signal am eigenen Ausgang 23 empfängt, das über eine im Takt
H/2 getastete Kippstufe vom Typ D geführt wird (H ist der
Bittakt).
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Die so bei 23 berechneten digitalen Signale werden bei
27 parallel ausgegeben, so daß ihre aufeinanderfolgenden Bits
vom Bit der geringsten Gewichtung bis zum Bit mit höchster
Gewichtung an entsprechende Steueraktivierungs- oder
Nichtaktivierungseingänge Co, ... Cn-2, Cn-1, Cn einer Kaskade 28
von Dämpfungsgliedern Io, ... In-2, In-1, In angelegt werden,
die über ihre jeweiligen Steuereingänge Co bis Cn binär
gesteuert werden können und deren Dämpfungswirkungen von Io bis
In wie die aufeinanderfolgenden Binärgewichtungen der ihnen
jeweils zugeordneten Bits variieren.
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Die nachfolgend dargelegte Rechnung soll die
Unabhängigkeit des Betriebs der erfindungsgemäßen Vorrichtung vom
Tastzeitpunkt sowie die Qualität der Linearität demonstrieren.
Die Augenübergänge werden angenähert durch einen Sinusbogen
dargestellt.
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Der Einfluß der Interferenz zwischen zwei Symbolen
wird vernachlässigt, die hinsichtlich der vorliegenden
Vorrichtung wie das Rauschen wirksam wird. Dieser Einfluß
verschwindet nach dem Filtern der Detektorausgangsspannung.
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Im Fall der Modulation MAQ4 kann die
Detektorausgangsspannung folgendermaßen geschrieben werden:
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v (τ) = Σi,jpi,j . Vpi,j (τ)
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= p1,1 . Vp1,1 (τ) + p-1,-1 Vp-1,-1 (τ) + Vp-1,1(τ)
+ p,-1,1 . Vp1,-1 (τ) = 1/2 . (Vp1,1 (τ) + Vp1,-1 (τ))
= 1/2 . (Vp1 (τ) + Vp2 (τ))
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hierbei ist τ der Tastzeitpunkt (τ ε [0, T/2])
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pi,j sind die Wahrscheinlichkeiten der Übergänge vom
Zustand i zum Zustand j bei zwei aufeinanderfolgenden
Bits,
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Vpi,j ist die entsprechende resultierende Spannung,
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T ist die Dauer eines Symbols,
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A ist die Amplitude des Auges.
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Daraus folgt:
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- im Fall zweier gleicher aufeinanderfolgender Bits:
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Vp&sub1; (τ) = ±A + ±A = 2A
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- im Fall eines Übergangs
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Vp2(T) = A. cos(π/T.(τ+κT/2)) +A. cos(π/T.(τ+(k+1) .T/2))
= A. cos(κπ/2+ τπ/T) +A. cos((k+1) .π/2+τπ/T) (1)
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Wenn k geradzahlig ist (k = 2n), ergibt sich:
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Vp2(τ) = A. cos(n π+τπ/T) +A. cos (nπ+π/2+τπ/T)
=A.cosπ/T-A.cos(π/2+τπT/)
=2.A.sin(π/4) .sin(π/4+ τπ/T)
= A 2 . sin (π/4+ τπ/T) (2)
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Wenn k ungeradzahlig ist, dann ergibt sich dasselbe
Ergebnis durch Permutation der beiden Begriffe des Ausdrucks
(1).
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v (τ) = A + A . 2 /2.sin(π/4+τπ/T)=A. (1+ 2/2.sin(π/4+τπ/T)
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Daraus ergibt sich beispielsweise für die beiden möglichen
Extremwerte von τ
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v(0) = v(T/2) = A. (1. 2/2 . 2/2) = 1,5A
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und v(T/4) = A.(1+ 2/2) = 1,71A
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Man erkennt schließlich, daß der Ausdruck von v nur
wenig von T abhängt und daß daher eine versehentliche oder
bewußte Verschiebung des Tastzeitpunkts keinen Einfluß auf den
Betrieb der Vorrichtung hat.
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Diese Aussage bleibt gültig für kompliziertere
Modulationen
als die Modulation MAQ4. Verwendet man beispielsweise
für eine Modulation MAQ16 dieselben Begriffe wie oben, dann
ergibt sich:
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v(τ) = Σi,jpi,j.Vpi,j=2 /16. (Vp3,3(τ)+Vp1,1(τ) + Bp3,1(τ) +Vp-3,-1(τ)
+ Vp1,-1(τ) + Vp1,-3(τ) + Vp3,-3(τ) + Vp-1,3(τ))
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unter Berücksichtigung von: Vpi,j = Vpj,i Vp-i,-i = Vpi,j pi.j = 1/16
für jedes i und j aus der Menge {-3; -1; 1; 3}
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setzt man kπ/2 + τπ/T = α und (k+1)π/2 + τπ/T = β, dann ergibt
sich
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Vp3,3(τ) + Vp1,1(τ) = 2 . A +2/3. A =2.A+2A/3
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Vp3,-3(τ) + Vp1,-1(τ) = (A+A/3) ( cosα + cosβ
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Vp1,-3(τ) + Vp-1,3(τ) = A/3 + 2A/3 . ( cosα + cosβ )
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Vp3,1(τ) + Vp-3,-1(τ) = 2A/3 + A/3 . ( cosα + cosβ )
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Setzt man ( cosα + cosβ ) = 2.sin(π/4+τπ/T) = 2.sinΦ gemäß
der Gleichung (2), dann erhält man:
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V(τ) = 2/16.A/3.(4.(2+ 2.sinΦ)+1+2. 2.sinΦ+2+ 2.sinΦ)
= A/24.(11+7. 2.sinΦ)
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Beispielsweise ergibt sich für die beiden möglichen
Extremwerte von τ:
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v(0) = v(T/2) = A(24.(11+7) = 0,75A und
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v(T/4) = A/24.(11+7. 2) = 0,87A
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Auch hier variiert der Ausdruck für v praktisch nicht
in Abhängigkeit von τ, so daß die Tastvorrichtung ganz einfach
aufgebaut sein kann.
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Diese sehr vorteilhafte Eigenschaft läßt sich einfach
durch die Tatsache erklären, daß im Fall einer Verschiebung
der Tastung, die beispielsweise für einen Wert maximaler
Amplitude (normalerweise A) eine Spannungsabsenkung um ε
bedeutet, die getastete Spannung beim nächsten Tastzeitpunkt nicht
absolut den Wert 0, sondern einen Wert ε hat aufgrund der
Verschiebung C, aber die Periodizität der Tastung bleibt
konstant. Die Amplitude des schließlich erhaltenen Signals bei
der Addition der Absolutwerte dieser beiden
aufeinanderfolgenden Tastproben bleibt also im Ergebnis gleich A.
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Schließlich hat die erfindungsgemäße Vorrichtung
folgende vorteilhafte Merkmale:
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- Sie ist praktisch unabhängig vom Durchsatz der den
zufälligen Charakter der aufeinanderfolgende Symbole nicht
verändert;
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- es gibt praktisch keine Schwelle, da diese auf den
Wert des Durchsatzes des geringstwertigen Bits (LSB) reduziert
ist;
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- sie ist praktisch unabhängig vom Tastzeitpunkt;
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- es gibt keine Störungen durch die
Niederfrequenzkomponenten des Auges ohne Einschränkung hinsichtlich des
Durchlaßbandes der Schleife.
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Außerdem eignet sich die Erfindung, insbesondere die
Variante gemäß Figur 2 mit größerer Digitalisierung, gut zur
Realisierung in einem IC, was die Kosten und den Raumaufwand
verringert.
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Schließlich kann man bei der digitalisierten Variante
gemäß Figur 2 sehr vorteilhafterweise ohne Regelung und
aufgrund der Kodierung des digitalen Steuersignals der in Kaskade
angeordneten Dämpfungsglieder den Wert der linearisierten
AGC-Spannung erhalten, der eine zum Testen des Zustands des
digitalen Übertragungskanals nützliche Information ist.
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Selbstverständlich ist die Erfindung nicht auf die
beiden oben beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt,
sondern kann auf andere äquivalenten Formen ggf. betreffend
andere Modulationsarten erstreckt werden.