DE69014940T2

DE69014940T2 - Integrierte Halbleitervorrichtung mit einer aktiven Isolatorschaltung.

Info

Publication number: DE69014940T2
Application number: DE69014940T
Authority: DE
Inventors: Ramesh Pyndiah; Den Bogaart Francis Van
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1989-03-14
Filing date: 1990-03-08
Publication date: 1995-07-06
Anticipated expiration: 2010-03-09
Also published as: US5087898A; JPH02279013A; FR2644653B1; EP0387949B1; FR2644653A1; EP0387949A1; DE69014940D1

Description

Die Erfindung betrifft eine integrierte Halbleitervorrichtung mit einer aktiven Isolatorschaltung, die mindestens einen Feldeffekttransistor umfaßt.
Die Erfindung findet Anwendung in der Ausführung von Ultrahochfrequenzsystemen wie z.B. einem Antennen-Empfangskopf für einen künstlichen Satelliten, in dem der örtliche Schwingungserzeuger von Impedanzschwankungen der Mischerstufe entkoppelt werden muß. Außerdem findet die Erfindung Anwendung in der Ausführung von Ultrahochfrequenz-Zirkulatoren.
Eine Isolatorschaltung ist aus dem US-Patent Nr. 4,679,010, Juli 1987, sowie aus der Veröffentlichung mit dem Titel: "The design of a 6-Port active circulator" von I.J. BAHL in 1988 IEEE, MTT-S Digest, Seiten 1011-1014 bekannt. Diese Dokumente beschreiben eine aktive Zirkulatorschaltung, die aus drei Isolatorschaltungen und aus drei Kopplern besteht.
Insbesondere die Veröffentlichung lehrt, daß in zahlreichen Ultrahochfrequenzschaltungen nichtreziproke Bauteile wie z.B. Isolatoren oder Zirkulatoren nützlich sind, um Wechselwirkungen zwischen den verschiedenen Blocks des Systems zu vermeiden. In herkömmlichen Ultrahochfrequenzsystemen verwendet man zur Ausführung solcher Bauteile Ferrit. Heutzutage können diese Bauteile auf GaAs- Substraten unter Hinzufügung von Ferritscheiben und Permanentmagneten ausgeführt sein. Folglich führt diese Technik zu sehr großen Abmessungen und einem erheblichen Gewicht der Bauteile und ist nicht mit der Technologie monolithisch-integrierter Ultrahochfrequenzschaltungen vereinbar. Daher wird im oben zitierten Patent und der Veröffentlichung ein vollständig integrierbarer aktiver Zirkulator vorgeschlagen. Zu diesem Zweck bestehen in der zitierten Veröffentlichung die für die Ausführung des Zirkulators erforderlichen Isolatorschaltungen aus monolithischen Kettenverstärkern mit vier Zellen, die zwischen 1 und 10 GHz mit einer Verstärkung von 7 dB, Rückflußdämpfungen und einer Isolierung von über 12 dB bzw. 20 dB arbeiten. Dieser Verstärker besitzt 4 Feldeffekttransistoren mit einem Gate von 0,5 x 150 um, und seine Leistungsaufnahme beträgt etwa 60 mW. Eine vollständige Beschreibung dieser Isolatorschaltungen findet sich in der Veröffentlichung mit dem Titel: "A monolithic GaAs 1-13 GHz Travelling-Wave Amplifier" in IEEE TRANSACTION ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, Band MTT-30, Nr. 7, Juli 1982, von YALCIN AYASLI et al.
Diese bekannte Isolatorschaltung weist mehrere Nachteile auf:
- Die Anpassung von 12 dB und die Isolation von 20 dB, die durch diese Schaltung erreicht werden, sind nicht ausreichend für die obenerwähnte geplante Anwendung;
- Die Verwendung von 4 Transistoren für die Ausbildung dieser Schaltung führt zu einer erheblichen Leistungsaufnahme von 60 mW;
- Die belegte Fläche ist groß (2 mm²), was für die Anwendung in integrierten Schaltungen nachteilig ist;
- Die Leistungen sind empfindlich gegen technische Einflüsse.
Dagegen ist im zitierten Patent die Isolatorschaltung anders aufgebaut.
Im zitierten Patent enthält die Isolatorschaltung am Eingang einen mit einem an Masse gelegten Gate versehenen FET und am Ausgang einen mit einem an Masse gelegten Drain versehenen FET. Die Größe der FETs ist so optimiert, daß man eine gute Anpassung auf 50 X erhält.
Darüber hinaus enthält die bekannte Schaltung dieses Patents L-C- Reihenschaltungen, die zwischen die Übertragungsleitung und Masse geschaltet sind und deren Funktion im Abgleich der Schaltung besteht. Der erste Transistor funktioniert wie ein für die hohen Frequenzen ausgelegter Verstärker. Die Schaltung soll die niedrigen Frequenzen in allen Richtungen unterdrücken.
Dieses zitierte Patent lehrt, daß der zweite Transistor eine so hohe Gate- Source-Impedanz hat, daß ein reflektiertes Signal, das über den Ausgang eintritt und sich in zum Eingang-Ausgang entgegengesetzter Richtung fortpflanzt, eine Dämpfung von 25 dB hat.
In Wirklichkeit weiß der Fachmann, daß die Gate-Source-Kapazität eines Transistors etwa zehnmal niedriger ist als seine Gate-Drain-Kapazität. Die im zitierten Patent angegebenen Leistungen scheinen daher völlig überbewertet zu sein. Eine weitere Veröffentlichung mit dem Titel "Active isolator-combiner divider and magic-T as miniaturize function bloc" von TSUNEO TOKUMITSU in GaAs IC Symposium IEEE 1988, Seiten 273-276, beschreibt dieselbe Isolatorschaltung.
Diese Veröffentlichung lehrt, daß die Isolation nur 20 dB bei 10 GHz mit einer Anpassung von 15 dB am Eingang bei derselben Frequenz beträgt.
Diese Leistungen sind für die in der vorliegenden Erfindung geplanten Anwendungen nicht ausreichend.
Andererseits umfassen die bekannten Isolatorschaltungen des Patents und der letztzitierten Veröffentlichung 4 Drosselspulen, wobei jedes dieser Elemente eine große Fläche in einer Schaltung benötigt und daher für Anwendungen in integrierten Schaltungen so weit wie möglich zu vermeiden ist.
Die vorliegende Erfindung hat die Aufgabe, eine aktive Isolatorschaltung zu schaffen, mit der eine bessere Anpassung sowie eine bessere Isolation als mit den bekannten Schaltungen über einen großen Frequenzbereich erreicht werden kann, und zwar mittels einer sehr einfachen, kompakten Schaltung, die wenig empfindlich gegen technische Einflüsse ist und eine geringe Leistungsaufnahme hat.
Diese Aufgaben werden gelöst mit einer Vorrichtung der eingangs erwähnten Art, die außerdem dadurch gekennzeichnet ist, daß die Isolatorschaltung eine Gegenkopplungs-Verstärkerschaltung umfaßt, die entgegen der üblichen Richtung eingesetzt wird.
In diesem Fall kann die erfindungsgemäße Schaltung wesentlich einfacher sein als der aus der zitierten Veröffentlichung und dem zitierten Patent bekannte Kettenverstärker.
In einer Ausführungsform ist die erfindungsgemäße Vorrichtung dadurch gekennzeichnet, daß dieser Verstärker eine Stufe mit einem Feldeffekttransistor, versehen mit einer an Masse gelegten Source, dessen Draln das Eingangssignal VE empfängt und dessen Gate das Ausgangssignal VS liefert, und eine zwischen Gate und Draln angeordnete Gegenkopplungsschaltung umfaßt.
Daher bietet die erfindungsgemäße Vorrichtung den Vorteil, daß sie mit jedem Verfahren unter Verwendung von Feldeffekttransistoren hergestellt werden kann, beispielsweise mit den Verfahren, die die Verbindungen III-V oder auch Siiizium verwenden.
Mit den Verfahren, die die Verbindungen III-V verwenden, können die erreichten Betriebsfrequenzen extrem hoch sein.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Figur 1a eine schematische Darstellung der erfindungsgemaßen Isolatorschaltung;
Figur 1b das Ersatzschaltbild der Schaltung der Figur 1a;
Figur 2 eine schematische Darstellung der Isolatorschaltung in einer Ausführungsform mit Feldeffekttransistoren aus Galliumarsenid;
Figur 3a und 3b in Abhängigkeit von der Frequenz die Parameter S21, S12, S22 und S11 in dB der erfindungsgemäßen Schaltung für eine Laufzeit der Elektronen im Gate von 2,8ps;
Figur 5a und 5b dieselben Parameter für eine Laufzeit von 2,1 ps.
In Figur 1a umfaßt die erfindungsgemaße Isolatorschaltung einen Feldeffekttransistor T&sub1; mit einer Source S, einem Gate G und einem Drain D. Zur Ausführung einer Isolatorschaltung ist dieser Feldeffekttransistor als Gegenkopplungsverstärker beschaltet, der umgekehrt zur üblichen Richtung verwendet wird.
Hierzu ist zwischen seinem Gate und seinem Drain ein Gegenkopplungszweig mit einem Widerstand RF angeordnet. Das Eingangssignal VE wird zwischen der Source und dem Drain zugeführt und das Ausgangssignal VS zwischen der Source und dem Gate abgenommen. Die Ausgangsimpedanz der vorhergehenden Schaltung wird vom Widerstand RE symbolisiert, der zwischen Drain und Source des Transistors T&sub1; angeordnet ist. Die Eingangsimpedanz der folgenden Schaltung wird vom Widerstand RS symbolisiert, der zwischen Gate und Source des Transistors T&sub1; angeordnet ist. Der Wirkleitwert der Gegenkopplung ist daher gF = 1/RF; der Eingangswirkleitwert ist daher gE = 1/RE und der Ausgangswirkleitwert gS = 1/RS.
Die Schaltung der Figur 1b ist das Ersatzschaltbild für die Schaltung der Figur 1a. gM stellt die Steilheit des Transistors T&sub1; dar, gD stellt seinen Drain-Wirkleitwert dar, RF ist außerdem der Widerstand des Gegenkopplungszweigs, und CGS ist die Gate-Source-Kapazität des Transistors T&sub1;.
Unter diesen Umständen erhält man die Verstärkung der erfindungsgemäßen Isolatorschaltung aus der Gleichung (1) der Tabelle I. Der Eingangswirkleitwert dieses Isolators ist YE, den man aus der Gleichung (2) erhält. In diesen Gleichungen ist ω das Pulsieren des Signals VE der Frequenz F, das an den Eingang der Isolatorstufe angelegt wird.
In Tabelle I ist die durch das Verhältnis von Eingangs- zu Ausgangsspannung dargestellte Isolation durch die Gleichung (3) gegeben; der Ausgangswirkleitwert des Isolators ist YS, den man durch die Gleichung (4) erhält.
In der Gleichung (4) ist der Term jωCGS ein geringer Blindleitwert, der mit der Frequenz zunimmt und zu Beschränkungen bei sehr hohen Frequenzen führen kann.
Erfindungsgemäß geht man davon aus, daß der Gegenkopplungs-Wirkleitwert gF gleich der Steilheit gM des Transistors T&sub1; ist. Unter diesen Umständen wird der Term für die Isolation Null, was bedeutet, daß die Verstärkung der umgekehrten Stufe Null ist.
Andererseits will man, daß die erfindungsgemäße Isolatorschaltung aus einer Anpassung der vorhergehenden und folgenden Schaltungen an eine gegebene Referenzimpedanz R&sub0; besteht. Um dies zu erreichen, werden die Eigenschaften des Feldeffekttransistors T&sub1; so gewählt, daß die Summe seiner Steilheit gM und seines Drain-Wirkleitwerts gD gleich dem Kehrwert der gegebenen Impedanz R&sub0; ist.
Diese Bedingungen werden durch die Gleichungen (5) und (6) der Tabelle III wiedergegeben.
Daraus ergibt sich, daß der Eingangswirkleitwert der erfindungsgemäßen Isolatorschaltung in diesem Fall sich aus der Gleichung (7) und ihre Ausgangsimpedanz aus der Gleichung (8) der Tabelle III ergibt.
Wählt man die Referenzimpedanz R&sub0; gleich 50 X, dann ist die Verstärkung des Isolators VS/VE gleich 1/2 (Gleichung 1b der Tabelle III) und die Isolation VE/VS gleich 0 (Gleichung 3b der Tabelle III).
In einer Ausführungsform kann der Gegenkopplungszweig nur einen Widerstand RF umfassen, der zwischen dem Gate und dem Drain des Transistors T1 angeordnet ist. Falls man die Referenzimpedanz R&sub0; mit 50 X wählt, muß man die Größe des Transistors so wählen, daß gM+gD = 20 mS ist.
Unter diesen Umständen ist der Eingangswirkleitwert YE = 20 mS und der Ausgangswirkleitwert = 20 mS zuzüglich eines geringen Blindleitwerts wie oben erwähnt.
Die in Figur 2 dargestellte erfindungsgemäße Isolatorschaltung ist eine für die Anwendung bei hohen Frequenzen besonders geeignete Ausführungsform. Bei diesen hohen Frequenzen treten aufgrund der Laufzeit der Elektronen im Gate des Transistors T&sub1; und aufgrund von Zeitkonstanten, die sich aus den Eingangswiderständen und den inneren Widerständen des Transistors ergeben, sowie aufgrund der Gate- Source-Kapazität Verzögerungen auf. Um diese Verzögerungen bei hohen Frequenzen zu kompensieren, kann der Gegenkopplungszweig auch eine mit dem Widerstand RF in Reihe geschaltete Leitung LF umfassen. Diese Leitung besteht vorzugsweise aus einer Mikrostreifenleitung. In der in Figur 2 dargestellten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung ist das Gate des Transistors T&sub1; mit Polarisationsmitteln versehen, damit der Wert der Steilheit gM des Transistors T&sub1; eingestellt und die Streuungseffekte seiner Eigenschaften aufgrund des Verfahrens kompensiert werden können. Diese Polarisationsmittel umfassen eine negative Polarisationsgleichspannung VG1, die über einen Widerstand RP1 an sein Gate angelegt wird.
Andererseits hat sich während der Ausführung der in Figur 2 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltung gezeigt, daß es vorteilhaft wäre, den Transistor T&sub1; mit einer aktiven Last zu versehen, um die Leistungen der Schaltung zu erhöhen. Hierzu wird ein Transistor T&sub2; zwischen einer Gleichspannungsversorgung VDD und dem Drain des Transistors T&sub1; angeordnet. Außerdem wird das Gate des Transistors T&sub2; über einen Widerstand RP2 mit einer positiven Polarisationsspannung VG2 polarisiert. Gegebenenfalls verbindet eine Kapazität C&sub2; das Gate des Lasttransistors T&sub2; mit dem Drain des Transistors T&sub1; der Isolatorstufe. Schließlich kann eine Entkopplungskapazität C&sub1; zwischen den Verbindungspunkt des Gates und des Widerstands RP1 und den Anschlußpunkt ST des Gegenkopplungszweigs, d.h. den Punkt, an dem die Ausgangsspannung VS abgenommen wird, geschaltet werden.
In einem Ausführungsbeispiel ist die in Figur 2 dargestellte Schaltung mit den Elementen der Tabelle II ausgeführt. Die Referenzimpedanz für den Isolator ist R&sub0; = 50 X, die Transistoren T&sub1; des Isolators und T&sub2; der Last sind aus Galliumarsenid (GaAs) hergestellte MESFETs. Das GaAs-Substrat unter der Isolatorschaltung ist 100 um dick. Die Source des Transistors T&sub1; ist mit der Masse durch ein metallisiertes Loch verbunden, das einen induktiven Scheinwiderstand der Verbindung LS erzeugt, der einer Induktivität von etwa 0,03 nH entspricht. Die anderen Elemente sind in Tabelle II aufgeführt. Bei der Berechnung der Länge der Leitung wurde die Gleichung (9) in Tabelle I berücksichtigt, die ebenfalls die Elemente zur Lösung dieser Gleichung enthält.
Die Leistungen der Schaltung sind in Figur 3 bis 5 dargestellt. Die Figuren 3a und 3b zeigen die Schaltungsparameter S21, S12, S22 und S11 in dB in Abhängigkeit von der Frequenz in GHz für eine Laufzeit τ von 2,8 ps. Man kann aus den Kurven entnehmen, daß die Isolation größer als 30 dB und die Anpassung größer als 20 dB über einen Betriebsbereich von 1 bis 13 GHz ist. Daher sind die damit erzielten Leistungen deutlich besser als diejenigen der beschriebenen Schaltung nach dem Stand der Technik.
Außerdem ist die erfindungsgemäße Schaltung kompakter, weil sie mit nur einem Drosselelement ausgeführt ist. Die Leistungsaufnahme ist geringer, weil nur ein Transistor verwendet wird, der im genannten Ausführungsbeispiel 100 um mißt. Dazu sind die Leistungen der Schaltung nur gegenüber der Steilheit gM des Transistors empfindlich, und diese kann durch Einwirken auf die Polarisation des Gates VG1 des Transistors T&sub1; eingestellt werden. Damit lassen sich die Streuungseffekte der Eigenschaften des Transistors T&sub1; aufgrund des Verfahrens kompensieren.
Die Figuren 4a und 4b zeigen dieselben Parameter für eine Laufzeit τ von 3,5 ps, und die Figuren 5a und 5b zeigen diese Parameter für eine Laufzeit von 2,1 ps.
Die Figuren 4 und 5 zeigen folglich die Leistungen des Isolators unter Bedingungen, wo die Laufzeit der Elektronen 25% länger oder 25% kürzer ist als der Ausgangswert der Figur 3. Man sieht, daß das Ansprechen der Schaltung sich geändert hat, aber die Leistungen nicht schlechter werden; d.h., daß die Isolation immer über 30 dB und die Eingangsanpassung immer über 20 dB im Bereich von 1 bis 13 GHz liegt.
Es ist anzumerken, daß die aktive Last so gewählt wurde, daß die Verluste der Stufe verringert werden, und daß man unerwarteterweise festgestellt hat, daß dieser Aufbau die Isolation verbessert.
Die erfindungsgemäße Schaltung ist vollkommen monolithisch integrierbar, sehr kompakt und hat einen sehr großen Frequenzbereich. Sie beseitigt die Reflexionsprobleme, die in Ultrahochfrequenzschaltungen beispielsweise dadurch auftreten, daß hintereinander angeordnete Blöcke nicht aufeinander abgestimmt sind, oder auch, weil die Schaltung einen Oszillator enthält, um zu verhindern, daß dieser mit der Frequenz schwingt.
Die erfindungsgemäße Schaltung liefert nicht direkt eine äußerst hohe Verstärkung, dies ist jedoch nur ein kleiner Nachteil, der deshalb kein Problem darstellt, weil er in einer integrierten Ultrahochfrequenzschaltung das Hinzufügen eines kleinen Verstärkers erleichtert, um diese Art von Verlusten wiedergutzumachen.
Die erfindungsgemäße Schaltung kann gleichfalls vorteilhaft mit Transistoren, die dem Fachmann unter der Bezeichnung HEMTs bekannt sind, und allgemein mit allen Feldeffekttransistoren wie z.B. den dem Fachmann als MOSFETs bekannten, ausgeführt werden. TABELLE I Steilheit des Transistors T&sub1; Wirkleitwert des Gegenkopplungswiderstands Ausgangswirkleitwert der vorhergehenden Stufe Eingangswirkleitwert der folgenden Stufe Wirkleitwert des Drains des Transistors T&sub1; Gate-Source-Kapazität des Transistors T&sub1; Pulsieren des Frequenzsignals F, des Eingangssignals VE und des Ausgangssignals VS Verstärkung des Isolators Eingangswirkleitwert des Isolators Isolation Ausgangswirkleitwert des Isolators Leitungslänge Phasengeschwindigkeit Laufzeit der Elektronen im Gate Wellenwiderstand der Leitung TABELLE II Referenzimpedanz für den Isolator Transistoren T&sub1;, T&sub2; = MESFETs, ausgeführt mittels Galliumarsenid (GaAs), mit zwei Gate-Kontakten. Gate-Breite der Transistoren Dicke des GaAs-Substrats unter der Isolatorschaltung H Induktiver Scheinwiderstand der Verbindung der Source des Transistors T&sub1; mit Masse Lastwiderstände Kapazität der Isolierung bei Gleichspannung Widerstand des Gegenkopplungszweigs Mikrostreifenleitung des Gegenkopplungszweigs LF Breite Länge Wellenwiderstand der Leitung Zl Negative Polarisationsspannung Positive Polarisationsspannung Versorgungs-Gleichspannung TABELLE III Eingangsimpedanz ZE Ausgangsimpedanz ZS Verstärkung des Isolators Isolation

Claims

1. Integrierte Halbleitervorrichtung mit einer aktiven Isolatorschaltung, die mindestens einen Feldeffekttransistor umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß der letzere einen Gegenkopplungsverstärker (T&sub1;, RF) umfaßt, der entgegen der üblichen Richtung eingesetzt wird.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dieser Verstärker eine Stufe mit einem Feldeffekttransistor, versehen mit einer an Masse gelegten Source, dessen Drain das Eingangssignal empfängt und dessen Gate das Ausgangssignal liefert, und eine zwischen Gate und Draln angeordnete Gegenkopplungsschaltung umfaßt.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß diese Stufe Mittel umfaßt, die eine Verstärkung von Null in umgekehrter Richtung und eine Impedanz gleich einer gegebenen Referenzimpedanz R&sub0; liefern.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Wirkleitwert gF der Gegenkopplungsschaltung und die Steilheit gF des Feldeffekttransistors gleich groß gewählt werden, damit diese Stufe eine Verstärkung von Null in umgekehrter Richtung liefert.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Eigenschaften des Feldeffekttransistors so gewählt werden, daß die Summe seiner Steilheit gM und seines Drain-Wirkleitwerts gD gleich dem Kehrwert der gegebenen Impodanz R&sub0; ist, damit diese Stufe eine Impedanz liefert, die gleich einer gegebenen Impedenz R&sub0; ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenkopplungsschaltung aus einem Zweig mit einem Widerstand RF gebildet wird.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungszweig auch eine mit dem Widerstand RF in Reihe geschaltete Leitung LF umfaßt, um die Verzögerungen zu kompensieren, die aufgrund der Laufzeit der Elektronen im Gate und aufgrund von Zeitkonstanten, die sich aus den Eingangswiderständen und den inneren Widerständen des Transistors ergeben, sowie aufgrund der Gate-Source-Kapazität bei hohen Frequenzen auftreten.

8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Gate des Transistors mit Polarisationsmitteln versehen ist, damit der Wert der Steilheit gM des Transistors T&sub1; eingestellt und die Streuungseffekte seiner Merkmale aufgrund des Verfahrens kompensiert werden können.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarisationsmittel eine negative Polarisationsgleichspannung VG1 umfassen, die über einen Widerstand RP1 an sein Gate angelegt wird.

10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Feldeffekttransistor der Isolatorstufe, als erster Transistor bezeichnet, mit einer an seinen Draln angelegten aktiven Last versehen ist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die aktive Last einen Feldeffekttransistor, als zweiter Transistor bezeichnet, umfaßt, dessen Source mit dem Draln des ersten Transistors verbunden ist, dessen Draln mit einer Versorgungsgleichspannungsquelle VDD verbunden ist und dessen Gate mit einer positiven Polarisationsgleichspannung VG2 über einen Widerstand RP2 verbunden ist, und daß gegebenenfalls eine Kapazität das Gate mit der Source des zweiten Transistors verbindet.

12. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie mittels eines Verfahrens unter Verwendung von Feldeffekttransistoren aus der Verbindung III- V, beispielsweise des Typs MESFET oder HEMT, ausgeführt wird.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor vom MESFET-Typ aus Galliumarsenid mit zwei Gateanschlüssen, einer Gatelänge lG von 0,5 um und einer Gatebreite WG von 100 um sind.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand des Gegenkopplungszweigs RF 60 X beträgt und die mit diesem Widerstand in Reihe geschaltete Leitung eine Mikrostreifenleitung mit einem induktiven Scheinwiderstand von etwa 100 X, was einer Induktivität von etwa 0,5 nH entspricht, ist.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die negative Polarisationsspannung VG1 = -0,5 V, die positive Polarisationsspannung VG2= +25 V, die Versorgungsgleichspannung VDD = 4 V, die Polarisationswiderstände RP1 und RP2 = 10 kX sind.

16. Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß eine Entkopplungskapazität C&sub1; zwischen dem Ende des Gate-Polarisationswiderstands RP1 und dem Ausgang ST an seinem Anschlußpunkt zum Gegenkopplungszweig angeordnet ist.

17. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß sie mit einem Verfahren unter Verwendung von Feldeffekttransistoren aus Silizium des Typs MOSFET ausgeführt ist.