DE68914948T2

DE68914948T2 - Spannungsreferenzkreis mit linearisiertem Temperaturverhalten.

Info

Publication number: DE68914948T2
Application number: DE68914948T
Authority: DE
Inventors: Massimiliano Brambilla; Giampietro Maggioni; Paolo Menegoli; Marco Morelli
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1988-11-23
Filing date: 1989-11-14
Publication date: 1995-03-02
Anticipated expiration: 2009-11-15
Also published as: JPH02201512A; EP0370364A1; US5001414A; IT1227488B; EP0370364B1; IT8822710A0; DE68914948D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Spannungsreferenzkreis mit linearisiertem Temperaturverhalten.
Es ist bekannt, daß die Spannungsreferenz ein wesentlicher Block integrierter Schaltungen ist. Dieser Block kann Konfigurationen enthalten, die Zenerdioden oder eine sogenannte Bandabstand-Struktur verwenden; eine solche typische Konfiguration ist in Fig. 1 gezeigt. Diese dargestellte Struktur wird allgemein bevorzugt bei Konfigurationen, die Zenerdioden verwenden, da sie einige Vorteile haben, darunter der geringe Wert ihrer Ausgangsspannung, typisch 1,2 Volt, welcher es gestattet, ihre Verträglichkeit mit Spannungsquellen zu erweitern, und eine gute thermische Stabilität.
Bezugnehmend auf die Darstellung in Fig. 1, insbesondere auf die Transitoren Q&sub1; und Q&sub2;, zeigen einfache Berechnungen, daß
in welcher
wobei A das Verhältnis zwischen den Emitterflächen von Q&sub1; und Q&sub2; ist;
IS ist der inverse Sättigungsstrom, VT = KT/q e η ist ein Korrektur- Parameter, welcher auf die eingesetzte Technologie bezogen und unabhängig von der Temperatur ist.
Durch Ableitung nach der Temperatur wird das folgende erhalten:
Durch Analysieren dieser letzten Gleichung ergibt sich, daß ·δΔVBE/δT konstant und positiv ist und daß diese einfache Funktion ein linear ansteigendes Verhalten zeigt, während ·δVBE/δT nicht konstant und negativ ist und deshalb die Spannung VBE(T) ein nichtlineares, abfallendes Verhalten zeigt. Diese Situation wird ausgedrückt in den Fig. 2a und 2b, welche entsprechend die Ableitung des Spannungsabfalls an R&sub2; (direkt proportional zu der Ableitung von ΔVBE, bezogen auf die Temperatur) und die auf die Temperatur bezogene Ableitung des Basis-Emitter-Spannungsabfalls darstellen.
In einem signifikanten Temperaturbereich (typisch für Anwendungen im Bereich von Motorfahrzeugen) zwischen -40ºC und 150ºC sind drei verschiedene Situationen möglich, nämlich:
- wenn δVBE/δT > δαVBE/δT als Absolutwert in dem gesamten Bereich angenommen wird, wird die Spannung VREF(T) stets ein abfallendes Verhalten zeigen;
- wenn statt dessen δVBE/δT < d Verfahren DaVBE/dT ist (stets in Absolutwerten in dem gesamten Bereich), wird VREF(T) stets ansteigendes Verhalten zeigen;
- wenn, stets innerhalb des ursprünglich angenommenen Bereiches, die zweite der zwei beschriebenen Bedingungen anfänglich zutrifft und die erste nachfolgend zutrifft, wird die Ableitung der Spannung VREF(T), bezogen auf die Temperatur, anfangs positiv und nachfolgend negativ (siehe Fig. 2c) und die Ausgangsfunktion wird einen parabolischen Verlauf aufweisen.
Verallgemeinernd kann gesagt werden, daß die Spannung VREF ein parabolisches Verhalten zeigt, bei welchem sich die Position des Maximalwertes innerhalb oder außerhalb des betrachteten Temperaturbereiches befinden kann. Mit einer gleichen Spannung VBE wird die Position dieses Punktes mit der Spannung VREF verbunden, die bei einer gegebenen Referenztemperatur (gewöhnlich wird die Umgebungstemperatur herangezogen) erhalten wird. Dieser Referenz-Spannungswert bestimmt daher den Wert des Widerstandes R&sub2;.
Diese Schlußfolgerungen sind in den Fig. 2a, 2b, 2c und 3 illustriert, in welchen drei unterschiedliche Werte des Widerstandes R&sub2; angenommen wurden und daher drei unterschiedliche Kennlinien erhalten wurden. Insbesondere beziehen sich die Kurven 1, 2 und 3 auf absteigende Werte des Widerstandes R&sub2;, welche eine Verschiebung des Nulldurchganges der Kurve δVREF/δT nach sich ziehen, das bedeutet eine Veränderung des Wendepunktes der Ursprungsfunktion, welche daher eines der drei in Fig. 3 gezeigten Verhalten aufweist. Dieses Verhalten ist in jedem Fall eher theoretisch, da es bestimmt ist durch die Lösung einer mathematischen Gleichung; in der Praxis jedoch machen die unvermeidbaren Prozeßstreuungen solch ein Verhalten unerreichbar.
In dieser Situation entsteht das Problem der Begrenzung der Veränderung der Referenzspannung als Funktion der Temperatur durch Vorsehen von Mitteln zum linearisieren des Verhaltens der Spannung.
Aus der US-A-4,249,122 ist eine Vorrichtung bekannt, wie im Oberbegriff des Anspruches 1 definiert.
Außerdem ist aus der GB-A-2,040,087 eine Vorrichtung mit zwei Transistoren bekannt, die mit unterschiedlichen Stromdichten arbeiten, um einen Strom mit einem positiven Temperaturkoeffizienten zu erreichen, welcher durch einen Widerstand fließt, der in Serie mit dem Transistor liegt, der die Spannung mit dem negativen Temperaturkoeffizienten erzeugt. Weitere Temperaturkompensation ist vorgesehen durch Hinzufügen eines zusätzlichen Widerstandes mit einem positiven Temperaturkoeffizienten.
Eine besondere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, mit minimalem Schaltungsaufwand die Stabilität der Referenzspannung zu verbessern und die Temperaturabhängigkeit zu verringern.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein einfaches Kompensationssystem anzugeben, welches leicht in den Spannungsreferenzkreis integriert werden kann und zuverlässig arbeitet.
Die oben genannten Aufgaben und andere, welche nachstehend erkennbar werden, werden verwirklicht durch einen Spannungsreferenzkreis mit linearisiertem Temperaturverhalten, wie in den beigefügten Ansprüchen definiert.
Die Charakteristika und Vorteile der Erfindung werden erkennbar aus der Beschreibung einer bevorzugten, aber nicht ausschließlichen Ausführungsform, die in den beigefügten Zeichnungen im Sinne eines nicht einschränkenden Beispiels lediglich illustriert wird. Es zeigen:
Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild einer bekannten Spannungsreferenz in Bandabstand-Konfiguration;
Fig. 2a, 2b, 2c und 3 mögliche Darstellungen von Spannungen des Schaltkreises aus Fig. 1 und Ableitungen davon;
Fig. 4 ein vereinfachtes Schaltbild der Struktur aus Fig. 1, erfindungsgemäß modifiziert;
Fig. 5 ein vereinfachtes Schaltbild einer anderen Konfiguration einer bekannten Spannungsreferenz; und
Fig. 6 eine erfindungsgemäße Modifikation des Bildes aus Fig. 5.
Die Fig. 1 bis 3 werden nachstehend nicht beschrieben; es wird hinsichtlich dieser Figuren Bezug genommen auf den einführenden Abschnitt des vorliegenden Patentes (für die Darstellung in Fig. 1 siehe auch A. Paul BROKAW, "Single terminal three IC reference", I.E.E.E. Journal of Solid State Circuits, Vol. SC9, Nr. 6, Dezember 1974, Seiten 389-393).
Es wird vielmehr Bezug genommen auf Fig. 4, welche einen Spannungsreferenzkreis in Bandabstands-Konfiguration gemäß der Erfindung darstellt. Ein solcher Schaltkreis entspricht im wesentlichen demjenigen aus Fig. 1, ausgenommen die Tatsache, daß der Widerstand R&sub2; ersetzt wurde durch drei Widerstände R2a, R2b und R2c, die zueinander in Serie angeordnet und mit dem Emitter von Q&sub2; und einem Anschluß von R&sub1; auf einer Seite und mit Masse auf der anderen verbunden sind. Die Schaltung beinhaltet weiterhin einen NPN-Transistor QR, welcher mit seiner Basis an dem gemeinsamen Punkt zwischen R2a und R2b angeschlossen ist, dessen Kollektor mit der Quellenspannung Vcc verbunden ist, und dessen Emitter über einen Widerstand RR mit dem gemeinsamen Punkt zwischen R2b und R2c verbunden ist.
Wenn der Widerstand RR vorübergehend ignoriert wird, sind der Kollektorstrom IC und der Basis-Emitter-Spannungsabfall VBE des Transistors QR
woraus
Dieser Strom weist eine parabolische Temperaturabhängigkeit auf, welche ausschließlich von dem Strom IC herrührt, dessen Wert sich annähernd alle 10ºC verdoppelt. Durch Einprägen dieses Stromes in den Widerstand R2cc wird ein zusätzlicher Ausdruck für die Spannung VREF erhalten, der imstande ist, das natürliche Verhalten zu kompensieren.
Durch Verwenden dieses Stromes ist es daher möglich, die Veränderung der Referenzspannung VREF von einer gegebenen Temperatur an zu kompensieren. Ausgehend von dem Vorstehenden steigt die Spannung über den Widerständen R&sub2; und dabei insbesondere über R2b, welche proportional zu ΔVBE ist, tatsächlich mit der Temperatur, während die Spannung am Basis-Emitter-Übergang von QR mit der Temperatur abnimmt. Bei einer vorgegebenen Temperatur ist daher VR2b = VBE, das bedeutet, der Transistor QR ist eingeschaltet.
Entsprechend dem dargestellten Diagramm neigt der Transistor QR dazu, zunehmend zu leiten, wenn die Temperatur steigt. Daher wurde der Widerstand RR eingesetzt, um das Schalten des Transistors feinstufiger zu machen.
Da die Wirkung des Transistors QR auf hohe Temperaturen begrenzt ist, ist die Kompensation, beginnend von einem Referenzspannungsverhalten, das seinen maximalen Wert bei niedrigen Temperaturen hat, optimiert, d. h. bei der Bedingung, die durch die Kurve 3 in Fig. 3 gezeigt ist, die, wie erwähnt, durch geeignetes Festlegen des Wertes von R2b erhalten werden kann.
Das gleiche erfinderische Konzept kann angewendet werden auf eine Referenzspannung, angeordnet nach Widlars Theorie, von der Fig. 5 eine typische nichtlinearisierte Struktur zeigt.
Für diese bekannte Konfiguration ist die Ausgangsspannung VREF gegeben durch den Basis-Emitter-Abfall am Transistor Q&sub5; plus dem Abfall an R&sub4; und damit:
Die oben dargelegten Betrachtungen sind auch für diesen Schaltkreis gültig und allgemein wird die Ausgangsreferenzspannung einen parabolischen Verlauf haben, welcher bei hohen Temperaturen durch Verwenden des in Fig. 6 gezeigten Diagrammes kompensiert werden kann.
Wie aus der Figur erkennbar ist, wurde ähnlich wie in der in Fig. 4 illustrierten Lösung der Widerstand R&sub4; geteilt in zwei Widerstände R4a und R4b und der PNP-Transistor Q'R wurde eingefügt; der Kollektor des Transistors ist mit Masse verbunden, seine Basis ist verbunden mit dem gemeinsamen Punkt zwischen R4a und R4b und sein Emitter ist verbunden mit dem Widerstand R'R, dessen äußerer Anschluß an dem oberen Teil der Schaltung, welche schematisch durch die Stromquelle I dargestellt ist, angeschlossen ist.
Die Temperaturkompensation der Schaltung in Fig. 6 wirkt ähnlich der in Fig. 4 gezeigten; insbesondere ist R4a das Äquivalent von R2b und stellt das temperaturabhängige Schalten des Wiederherstellungs- oder Kompensations-Transistors Q'R ein; R4b ist das Äquivalent des Widerstandes R2c und legt daher die Wiederherstellungs-Spannung fest (da er den Basisstrom des Transistors Q'R nach dessen Einschalten erhält) und R'R bewirkt die feine Abstufung der Wirkungsweise des Wiederherstellungs-Transistors.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung ersichtlich ist, verwirklicht die Erfindung die vorgegebenen Aufgaben. Insbesondere durch die Wirkung des Einfügens der Kompensations-Transistoren in bekannte Schaltungen wird eine Stromquelle eingesetzt, welche einen Wiederherstellungs-Strom einprägt, beginnend bei einer Spannung, welche durch geeignete Dimensionierung der Schaltung festgelegt werden kann. Dieser Strom, eingeprägt in R2c oder R4b, gestattet eine Kompensation oder mindestens Reduzierung der negativen Steigung der Referenzspannung, wenn die Temperatur steigt.
Die illustrierte Lösung ist weiterhin außerordentlich einfach, da sie aus dem Einfügen eines Transistors und mehrerer Widerstände ohne weitere Modifikation der bekannten Schaltung besteht, einen reduzierten Aufwand nach sich zieht und leicht integrierbar ist.

Claims

1. Bandabstands-Konstantspannungsreferenzkreis mit 1 linearisiertem Temperaturverhalten, mit einem Ausgangstransistor (Q&sub2;, Q&sub5;) mit einem Basis-Emitter-Übergang mit einem Spannungsabfall (VBE), welcher als Funktion der Temperatur in einer nichtlinearen Weise veränderbar ist, Widerstandsmitteln (R2a, R2c; R4a, R4b), die in Serie mit dem Übergang verbunden sind,

einen anderen Transistor enthaltende Kompensationsmittel (Q&sub1;; Q&sub3;, Q&sub4;) zum Kompensieren des Spannungsabfalls, wobei der Übergang und die Widerstandsmittel zwischen einer Referenzpotentialleitung und einem Ausgangsanschluß eingefügt sind, und mit

veränderbaren Stromquellen-Mitteln, die einen Kompensationsstrom (IC) erzeugen, und die einen Kompensationstransistor (QR, Q'R) beinhalten, der einen Kompensationsstrom erzeugt, welcher als Funktion der Temperatur veränderlich ist, um einen Spannungsabfall zu erzeugen, mit einem Verhalten, welches im wesentlichen entgegengesetzt ist zu dem nicht linearen Verhalten des Spannungsabfalles am Übergang in mindestens einem Betriebsbereich des Kreises und somit weiterhin den Übergangs-Spannungsabfall in mindestens einem Arbeitsbereich kompensiert, dadurch gekennzeichnet, daß das Stromquellenmittel die Widerstandsmittel (R2a; R2c; R4a, R4b) ohne das Zwischenfügen eines Transistors direkt mit dem Kompensationsstrom (IC) speist, um so den Spannungsabfall in den Widerstandsmitteln zu erzeugen.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie Schaltungsmittel (R2b, RR; R4a, R'R) zum Schalten des Kompensationstransistors bei einer gegebenen Betriebstemperatur beinhaltet.

3. Schaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen ersten und einen zweiten Transistor (Q&sub1;, Q&sub2;) beinhaltet, deren Kollektoranschlüsse mit einer entsprechenden Stromquelle verbunden sind, deren Basisanschlüsse miteinander verbunden sind und deren Emitteranschlüsse über ein erstes Widerstandselement (R&sub1;) miteinander verbunden sind, die Emitteranschlüsse des ersten und zweiten Transistors mit den Widerstandsmitteln (R2a-R2c) verbunden sind, die Widerstandsmittel mindestens ein zweites und ein drittes Widerstandselement (R2b, R2c) umfassen, die mit einem ersten ihrer Anschlüsse miteinander in Serie geschaltet sind, der andere Anschluß des zweiten Widerstandselementes (R2b) mit den Emitteranschlüssen des ersten und des zweiten Transistors (Q&sub1;, Q&sub2;) verbunden ist und der andere Anschluß des dritten Widerstandselementes (R2c) mit einer Masseleitung verbunden ist, und daß das zweite Widerstandselement (R2b) zusätzlich parallel zu dem Basis-Emitter-Übergang des Kompensationstransistors (QR) geschaltet ist und das Schalten aufgrund dessen Temperatur festlegt.

4. Schaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch ein in Serie mit dem Emitter des Kompensationstransistors (QR) verbundenes viertes Widerstandselement (RR).

5. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, als Widlar-Typ, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Transistor (Q&sub5;) beinhaltet, angeschlossen zwischen dem Ausgangsanschluß und der Bezugspotentialleitung mit seinen eigenen Kollektor- und Emitter-Anschlüssen, an einem Anschluß der Widerstandsmittel (R4a, R4b) mit seinem eigenen Basisanschluß, die Widerstandsmittel mit ihrem anderen Anschluß an dem Ausgangsanschluß angeschlossen sind, daß die Widerstandsmittel ein erstes und ein zweites Widerstandselement (R4a, R4b) beinhalten, die mit einem ihrer Anschlüsse miteinander verbunden sind, der andere Anschluß des ersten Widerstandselementes (R4b) mit dem Basisanschluß des Transistors (Q&sub5;) verbunden ist, der andere Anschluß des zweiten Widerstandselementes (R4a) mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist, und daß das zweite Widerstandselement (R4a) parallel geschaltet ist zu dem Basis-Emitter- Übergang des Kompensationstransistors (Q'R) und das Schalten abhängig von dessen Temperatur bewirkt.

6. Schaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch ein drittes Widerstandselement (R'R), in Serie verbunden mit dem Emitteranschluß des Kompensationstransistors (Q'R).