DE60320209T2

DE60320209T2 - Vorrichtung und Verfahren zur Datenübertragung und zum Datenempfang in einem mobilen Kommunikationssystem mittels punktierten Raum-Zeit-Trellis-Kodes

Info

Publication number: DE60320209T2
Application number: DE60320209T
Authority: DE
Inventors: Chan-Soo Samsung Elec Suwon-si Hwang; Young-Soo Samsung Elec Gyeonggi-do Kim; Seung-Hoon. Sinjeong 1-dong.Yangcheon-gu Nam; Jae-Hak Seocho-dong Seocho-gu Chung
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2003-01-21
Filing date: 2003-12-09
Publication date: 2009-07-09
Anticipated expiration: 2023-12-10
Also published as: CN1272918C; CN1518239A; EP1441462B1; KR20040067110A; KR100547784B1; EP1441462A1; DE60320209D1; JP2004229293A; JP4046695B2; US20040151256A1; US7333551B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf ein mobiles Kommunikationssystem und insbesondere auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Übertragen und Empfangen von Daten in einem mobilen Kommunikationssystem mit Hilfe eines Raum-Zeit-Trellis-Codes (STTC).
Mit der schnellen Entwicklung mobiler Kommunikationssysteme hat sich ebenfalls die Menge von Daten erhöht, die vom mobilen Kommunikationssystem bereitgestellt werden. Kürzlich wurde eine mobiles Kommunikationssystem der dritten Generation zum Übertragen von Hochgeschwindigkeitsdaten entwickelt. Für das mobile Kommunikationssystem der dritten Generation hat Europa ein System eines asynchronen Breitband-Mehrfachcodezugriffs (W-CDMA) als seinen Funkzugriffsstandard eingerichtet, während Nordamerika das System eines synchronen Code-Mehrfachzugriffs-2000 (CDMA-2000) als seinen Funkzugriffsstandard entwickelt hat. Im allgemeinen kommuniziert bei diesen mobilen Kommunikationssystemen eine Vielzahl von Mobilstationen (MSs) miteinander über eine gemeinsame Basisstation (BS). Während der Hochgeschwindigkeits-Datenübertragung im mobilen Kommunikationssystem kann jedoch eine Phase eines empfangenen Signals infolge eines Fading-Phänomens auf einem Funkkanal verzerrt werden. Das Fading verringert die Amplitude eines empfangenen Signals um einige dB auf einige Zehntel dB. Wenn eine Phase eines empfangenen Signals, das infolge des Fading-Phänomens verzerrt wird, während der Datendemodulation nicht kompensiert wird, wird die Phasenverzerrung ein Grund von Informationsfehlern bei Übertragungsdaten, die von einer Übertragungsseite übertragen werden, wodurch eine Verringerung bei der Qualität eines mobilen Kommunikationsdienstes bewirkt wird. Daher muss bei mobilen Kommunikationssystemen das Fading überwunden werden, um Hochgeschwindigkeitsdaten ohne einen Verlust der Dienstqualität zu übertragen, wobei zahlreiche Diversity-Techniken verwendet werden, um dem Fading Rechung zu tragen.
Im allgemeinen verwendet ein CDMA-System einen Rake-Empfänger, der einen Diversity-Empfang mit Hilfe einer Verzögerungsspreizung eines Kanals ausführt. Wenngleich der Rake-Empfänger die Empfangs-Diversity zum Empfangen eines Mehrwegsignals ausführt, ist ein Rake-Empfänger, der die Diversitiy-Technik mit Hilfe der Verzögerungsspreizung anwendet, dahingehend nachteilig, dass er nicht arbeitet, wenn die Verzögerungsspreizung geringer ist als ein voreingestellter Wert. Darüber hinaus wird eine Zeit-Diversity-Technik mit Hilfe der Verschachtelung und der Codierung in einem Doppler-Spreizkanal verwendet. Die Zeit-Diversity-Technik ist dahingehend nachteilig, dass sie kaum in einem Niedergeschwindigkeits-Doppler-Spreizkanal verwendet werden kann.
Um dem Fading Rechnung zu tragen, wird somit eine Raum-Diversity-Technik in einem Kanal mit einer geringen Verzögerungsspreizung, wie etwa einem Innenraumkanal, und ein Kanal mit einer Niedergeschwindigkeits-Doppler-Spreizung, wie etwa ein langwelliger Kanal verwendet. Die Raum-Diversity-Technik verwendet zwei oder mehr Sende-/Empfangsantennen. Wenn bei dieser Technik ein Signal, das über eine Sendeantenne übertragen wird, in seiner Signalleistung infolge des Fadings abnimmt, wird ein Signal, das über die andere Sendeantenne gesendet wird, empfangen. Die Raum-Diversity kann in eine Empfangsantennen-Diversity-Technik unter Verwendung einer Empfangsantenne und eine Übertragungs-Diversity-Technik unter Verwendung einer Sendeantenne klassifiziert werden. Da jedoch die Empfangsantennen-Diversity-Technik auf eine Mobilstation angewendet wird, ist es schwierig, eine Vielzahl von Antennen in der Mobilstation im Hinblick auf die Größe der Mobilstation und deren Installationskosten zu installieren. Daher wird empfohlen, dass die Übertragungs-Diversity-Technik verwendet werden sollte, wenn eine Vielzahl von Sendeantennen in einer Basisstation installiert ist.
Insbesondere wird bei einem mobilen Kommunikationssystem der vierten Generation eine Datenrate von etwa 10 Mbps bis 150 Mbps erwartet, wobei eine Fehlerrate eine Bitfehlerrate (BER) von 10^–3 für Sprache, eine BER von 10^–6 für Daten und eine BER von 10^–9 für Bild erfordert. Der STTC ist eine Kombination einer Mehrantennen-Technik und einer Kanalcodiertechnik und ist eine Technik, die eine dras tische Verbesserung einer Datenrate und Zuverlässigkeit in einem Funk-MIMO-Kanal (MIMO – Multi Input Multi Output) mit sich bringt. Der STTC bezieht den Raum-Zeit-Diversity-Gewinn durch Erweitern der Raum-Zeit-Dimension eines Übertragungssignals eines Senders. Darüber hinaus kann der STTC einen Codiergewinn ohne eine zusätzliche Bandbreite beziehen, was zu einer Verbesserung der Kanalkapazität beiträgt. Daher wird bei der Übertragungs-Diversity-Technik der STTC verwendet.
Wird der STTC verwendet, wird ein Codiergewinn, der die Wirkung der Erhöhung der Sendeleistung hat, zusammen mit einem Diversitiy-Gewinn bezogen, der äquivalent zu einer Verringerung eines Kanalgewinns ist, die infolge eines schwindenden Kanals auftritt, wenn mehrere Sendeantennen verwendet werden. Ein Verfahren zum Übertragen eines Signals mit Hilfe des STTC ist in Vahid Tarokh, N. Seshadri, and A. Calderbank, "Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction", IEEE Trans. an Info. Theory, pp. 744–765, Band 44, No. 2, März 1998 beschrieben.
In ICC 2001. 2001 IEEE International Conference an Communications. Conference Record Helsinky, Finland, 11. bis 14 Juni 2001, Ieee International Conference an Communications, New York, NY: IEEE, US (11-6-2001), 1 OF 10, 1104–1109, beschreibt Tujkovic rekursive Trellis-Codes für 8PSK- und 16QAM-Raum-Zeit-Turbocode-Modulation hoher Bandbreite. Das Schema wurde entwickelt, um den maximalen Diversity-Gewinn zu erhalten, aber gleichzeitig den Codiergewinn zu verbessern. Punktieren der Ausgaben von Komponentencodes ermöglichte eine beträchtliche Verbesserung der Leistungseffizienz, die nicht zu Lasten der hohen Bandbreiteneffizienz geht.
1 ist ein Blockschaltbild, das schematisch einen allgemeinen Aufbau eines Senders darstellt, der den STTC verwendet. Wenn unter Bezugnahme auf 1 P Informationsdatenbits d₁, d₂, d₃, ..., d_P in den Sender eingegeben werden, werden die eingegebenen Informationsdatenbits d₁, d₂, d₃, ..., d_P einem Seriell-zu-Parallel-(S/P-)Wandler 111 zugeführt. Hier steht der Index P für die Zahl von Informationsdatenbits, die vom Sender für eine Einheitsübertragungszeit übertragen werden sollen, wobei die Einheitsübertragungszeit eine Symboleinheit werden kann. Der S/P-Wandler 111 führt anschließend eine Parallelumwandlung der Informationsdatenbits d₁, d₂, d₃, ..., d_P aus und führt seine Ausgaben ersten bis P^ten Codierern 121-1 bis 121-P zu. Das heißt, der S/P-Wandler 111 führt ein parallelgewandeltes Informationsdatenbit d₁ dem ersten Codierer 121-1 zu und führt auf diese Weise ein parellelgewandeltes Informationsdatenbit d_P dem P^ten Codierer 121-1 P zu. Die ersten bis P^ten Codierer 121-1 bis 121-P codieren jeweils Codiersignale, die vom S/P-Wandler 111 empfangen werden, in einem vorbestimmten Codierschema und führen anschließend ihre Ausgaben jeweils ersten bis M^ten Modulatoren 131-1 bis 131-M zu. Hier steht der Index M für die Zahl der Sendeantennen, die im Sender enthalten sind, wobei das Codierschema ein STTC-Codierschema ist. Ein detaillierter Aufbau der ersten bis P^ten Codierer 121-1 bis 121-P wird später unter Bezugnahem auf 2 erläutert.
Die ersten bis M^ten Modulatoren 131-1 bis 131-M modulieren jeweils Signale, die vom ersten bis P^ten Codierer 121-1 bis 121-P empfangen werden, in einem vorbestimmten Modulationsschema. Die ersten bis M^ten Modulatoren 131-1 bis 131-M gleichen einander hinsichtlich des Betriebs, mit Ausnahme der Signale, die ihnen zugeführt werden. Daher wird hier nur der erste Modulator 131-1 beschrieben. Der erste Modulator 131-1 addiert Signale, die von den ersten bis P^ten Codierern 121-1 bis 121-P empfangen werden, multipliziert das Additionsergebnis mit einem Gewinn, der an einer Sendeantenne anliegt, mit der der erste Modulator 131-1 verbunden ist, d. h. an einer ersten Sendeantenne ANT#1, moduliert das Multiplikationsergebnis in einem vorbestimmten Modulationsschema, und führt das Modulationsergebnis der ersten Sendeantenne ANT#1 zu. Hier enthält das Modulationsschema BPSK (Binärphasenumtastung), QPSK (Quadraturphasenumtastung), QAM (Quadraturamplitudenmodulation), PAM (Impulsamplitudenmodulation) und PSK (Phasenumtastung). In 1 wird davon ausgegangen, dass, da die Zahl von Codierern P ist, eine 2^P-QAM als Modulationsschema verwendet wird. Die ersten bis M^ten Modulatoren 131-1 bis 131-M stellen ihre Modulationssymbole S₁ bis S_M jeweils den ersten bis M^ten Sendeantennen ANT#1 bis ANT#M bereit. Die ersten bis M^ten Sendeantennen ANT#1 bis ANT#M übertragen in die Luft die Modulationssymbole S₁ bis S_M, die aus den ersten bis M^ten Modulatoren 131-1 bis 131-M ausgegeben werden.
2 ist eine Blockschaltbild, das einen detaillierten Aufbau der ersten bis P^ten Codierer 121-1 bis 121-P aus 1 zeigt. Aus Gründen der Einfachheit erfolgt eine Beschreibung lediglich des erstes Codierers 121-1. Das Informationsdatenbit d₁, das aus dem S/P-Wandler 111 ausgegeben wird, wird dem ersten Codierer 121-1 zugeführt, und der erste Codierer 121-1 führt das Informationsdatenbit d₁ angezapften Verzögerungsleitungen, d. h. Verzögerungen (D) 211-1, 211-2, ..., 211-(K-1) zu. Hier ist die Zahl der Verzögerungen oder der angezapften Verzögerungsleitungen um 1 kleiner als eine Constraint-Length K des ersten Codierers 121-1. Die Verzögerungen 211-1, 211-2, ..., 211-(K-1) verzögern jeweils ihre Eingangssignale. Das heißt, die Verzögerung 211-1 verzögert das Informationsdatenbit d₁ und führt dessen Ausgabe der Verzögerung 211-2 zu, und die Verzögerung 211-2 verzögert ein Ausgangssignal der Verzögerung 211-1. Darüber hinaus werden die Eingangssignale, die den Verzögerungen 211-1, 211-2, ..., 211-(K-1) zugeführt werden, mit vorbestimmten Gewinnen multipliziert und anschließend jeweils Modulo-Addiereinrichtungen 221-1, ..., 221-M zugeführt. Die Zahl der Module-Addiereinrichtungen ist identisch mit der Zahl der Sendeantennen. Da in 1 die Zahl der Sendeantennen M ist, ist die Zahl der Modulo-Addiereinrichtungen ebenfalls M. Weiterhin sind die Gewinne, die mit den Eingangssignalen der Verzögerungen 211-2, 211-2, ..., 211-(K-1) multipliziert werden, durch g_i,j,t dargestellt, wobei i einen Codierindex, j einen Antennenindex und t einen Speicherindex kennzeichnet. Da in 1 die Zahl der Codierer P ist und die Zahl der Antennen M ist, nimmt der Codierindex i von 1 zu P zu, der Antennenindex j von 1 zu M zu und der Speicherindex K von 1 zur Constraint-Length K zu. Die Modulo-Addiereinrichtungen 221-1, ..., 221-M führen jeweils eine Modulo-Addition der Signale aus, die man durch Multiplizieren der Eingangssignale der entsprechenden Verzögerungen 211-1, 211-2, ..., 211-(K-1) mit den Gewinnen erhält. Das STTC-Codierschema ist ebenfalls in Vahid Tarokh, N. Seshadri, and A-Calderbank, "Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction", IEEE Trans. an Info. Theory, pp. 744–765, Vol. 44, No. 2, März 1998 beschrieben.
3 ist ein Blockschaltbild, das schematisch einen Aufbau einer STTC-Übertragungseinrichtung darstellt, die über zwei Codierer und drei Sendeantennen verfügt. Unter Bezugnahme auf 3 werden, wenn 2 Informationsdatenbits d₁ und d₂ in die Übertragungseinrichtung eingegeben werden, die eingegebenen Informationsdatenbits d₁ und d₂ einem S/P-Wandler 311 zugeführt. Der S/P-Wandler 311 führt eine Parallelumwandlung der Informationsdatenbits d₁ und d₂ durch und gibt das Informationsdatenbit d₁ an einen ersten Codierer 321-1 und das Informationsdatenbit d₂ an einen zweiten Codierer 321-2 aus. Wird davon ausgegangen, dass der erste Codierer 321-1 eine Constraint-Length K von 4 hat (Constraint-Length K = 4), besteht ein in 2 gezeigter interner Aufbau des ersten Codierers 321-1 aus 3 Verzögerungen (1 + 2D + D³) und 3 Modulo-Addiereinrichtungen, wobei die Zahl der Verzögerungen und der Modulo-Addiereinrichtungen gleich einem Wert kleiner 1 als die Constraint-Length K = 4 ist. Daher werden beim ersten Codierer 321-1 das unverzögerte Informationsdatenbit d₁, das einer ersten Verzögerung zugeführt wird, ein Bit, das durch Multiplizieren eines bereits durch die erste Verzögerung verzögerten Bits mit 2 bestimmt wird, und ein Bit, das dreimal durch eine dritte Verzögerung verzögert wird, einer ersten Modulo-Addiereinrichtung zugeführt, die mit einem ersten Modulator 331-1 einer ersten Sendeantenne ANT#1 verbunden ist. Auf diese Weise werden Ausgaben der 3 Modulo-Addiereinrichtungen des ersten Codierers 321-1 dem ersten Modulator 331-1, einem zweiten Modulator 331-2 bzw. einem dritten Modulator 331-3 zugeführt. In ähnlicher Weise codiert der zweite Codierer 321-2 das Informationsdatenbit d₂, das aus dem S/P-Wandler 311 ausgegeben wird, im selben Codierschema, wie jenes, das vom ersten Codierer 321-1 verwendet wird und führt anschließend seine Ausgaben dem ersten Modulator 331-1, dem zweiten Modulator 331-2 und dem dritten Modulator 331-3 zu.
Der erste Modulator 331-1 moduliert die Signale, die aus dem ersten Codierer 321-1 und dem zweiten Codierer 321-2 ausgegeben werden in einem vorbestimmten Modulationsschema und führt anschließend seine Ausgabe einer ersten Sendeantenne ANT#1 zu. Es wird hier davon ausgegangen, dass ein Modulationsschema, das auf den Sender angewendet wird QPSK ist. Wenn ein Ausgangssignal des ersten Codierers 321-1 b₁ ist und ein Ausgangssignal des zweiten Codierers 321-2 b₂ ist, moduliert somit der erste Modulator 331-1 die Ausgangssignale im QPSK-Modulationsschema und gibt b₁ + b₂·j aus, wobei j = √–1 ist. Ähnlich wie der erste Modulator 331-1, modulieren der zweite Modulator 331-2 und der dritte Modulator 331-3 Ausgangssignale des ersten Codierers 321-1 und des zweiten Codierers 321-2 im QPSK-Modulationsschema und führen anschließend ihre Ausgaben einer zweiten Sendeantenne ANT#2 bzw. einer dritten Sendeantenne ANT#3 zu. Die ersten bis dritten Sendeantennen ANT#1 bis ANT#3 übertragen in die Luft die Modulationssymbole S₁ bis S₃, die aus den ersten bis dritten Modulatoren 331-1 bis 331-3 ausgegeben werden.
4 ist ein Blockschaltbild, das schematisch einen Empfängeraufbau entsprechend dem Senderaufbau von 1 zeigt. Unter Bezugnahme auf 4 wird ein Signal, das in die Luft von einem Sender übertragen wird, durch Empfangsantennen des Empfängers empfangen. In 4 wird davon ausgegangen, dass N Empfangsantennen vorgesehen sind. Die N Empfangsantennen verarbeiten jeweils Signale, die aus der Luft empfangen werden. Signale, die durch die ersten bis N^ten Empfangsantennen ANT#1 bis ANT#N empfangen werden, werden einem Kanalschätzer 411 und einer metrischen Berechnungseinrichtung 423 zugeführt. Der Kanalschätzer 411 führt die Kanalschätzung an Signalen aus, die aus den ersten bis N^ten Empfangsantennen ANT#1 bis ANT#N ausgegeben werden, und führt anschließend die Kanalschätzergebnisse einem Hypotheseteil 412 zu.
Ein Generator 415 möglicher Sequenzen erzeugt alle Arten von Sequenzen, die möglicherweise gleichzeitig für Informationsdatenbits im Sender codiert wurden, und führt die erzeugten Sequenzen den ersten bis P^ten Codierern 417-1 bis 417-P zu. Da der Sender Informationsdaten durch die P Informationsbits überträgt, erzeugt der Generator möglicher Sequenzen mögliche Sequenzen d₁...d_P, die aus P Bits bestehen. Die P Bits der erzeugten möglichen Sequenzen werden den ersten bis P^ten Codierern 417-1 bis 417-P zugeführt, und die ersten bis P^ten Codierer 417-1 bis 417-P codieren ihre Eingabebits im STTC-Codierschema, das in Verbindung mit 2 beschrieben ist, und führen anschließend die codierten Bits den ersten bis M^ten Modulatoren 419-1 bis 419-M zu. Die ersten bis M^ten Modulatoren 419-1 bis 419-M modulieren jeweils die codierten Bits, die von den ersten bis P^ten Codierern 417-1 bis 417-P ausgegeben werden, in einem vorbestimmten Modulationsschema und führen ihre Ausgaben dem Hypotheseteil 412 zu. Das Modulationsschema, das den ersten bis M^ten Modulatoren 419-1 bis 419-M zugeführt wird, ist auf eines der Modulationsschemata BPSK, QPSK, QAM, PAM und PSK eingestellt. Da ein Modulationsschema, das in den ersten bis M^ten Modulatoren 131-1 bis 131-M von 1 angewendet wird, 2^P-QAM ist, modulieren die ersten bis M^ten Modulatoren 419-1 bis 419-M ebenfalls ihre Eingangssignale im Modulationsschema 2^P-QAM.
Der Hypotheseteil 412 empfängt Signale, die aus den ersten bis M^ten Modulatoren 419-1 bis 419-M ausgegeben werden, und das Kanalschätzergebnis, das aus dem Kanalschätzer 411 ausgegeben wird, erzeugt eine hypothetische Kanalausgabe zu einem Zeitpunkt, zu dem eine Sequenz, die aus den Signalen besteht, die aus den ersten bis M^ten Modulatoren 419-1 bis 419-M besteht, denselben Kanal durchlaufen hat, wie es das Kanalschätzergebnis tat, und führt die erzeugte hypothetische Kanalausgabe der metrischen Berechnungseinrichtung 423 zu. Die metrische Berechungseinrichtung 423 empfängt die hypothetische Kanalausgabe, die vom Hypotheseteil 412 ausgegeben wird, und die Signale, die durch die ersten bis N^ten Empfangsantennen ANT#1 bis ANT#N empfangen werden, und berechnet den Abstand zwischen der hypothetischen Kanalausgabe und den Signalen, die durch die ersten bis N^ten Empfangsantennen ANT#1 bis ANT#N empfangen werden. Die metrische Berechungseinrichtung 423 verwendet den euklidischen Abstand, wenn sie den Abstand berechnet.
Auf diese Weise berechnet die metrische Berechnungseinrichtung 423 den euklidischen Abstand für alle möglichen Sequenzen, die die Übertragungseinrichtung übertragen kann und führt den berechneten euklidischen Abstand einem Minimumabstandsselektor 425 zu. Der Minimumabstandsselektor 425 wählt einen euklidischen Abstand, der den Minimumabstand vom euklidischen Abstand hat, der aus der metrischen Berechnungseinrichtung 423 ausgegeben wurde, bestimmt Informationsbits entsprechend dem gewählten euklidischen Abstand als Informationsbits, die durch die Übertragungseinrichtung übertragen wurden, und führt die bestimmten Informationsbits einem Parallel-zu-Seriell-(P/S)-Wandler 427 zu. Wenngleich es zahlreiche mögliche Algorithmen gibt, die verwendet werden, wenn der Minimumabstandsselektor 425 Informationsbits entsprechend dem euklidischen Abstand bestimmt, der den Minimumabstand hat, wird hier davon ausgegangen, dass ein Viterbi-Algorithmus verwendet wird. Ein Vorgang zum Extrahieren von Informationsbits, die den Minimumabstand haben, mit Hilfe des Viterbi-Algorithmus, ist ebenfalls in Vahid Tarokh, N. Seshadri, and A. Calderbank, "Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction", IEEE Trans. an Info. Theory, pp. 744–765, Vol. 44, No. 2, März 1998 erläutert, so dass auf eine detaillierte Beschreibung desselben hier aus Gründen der Einfachheit verzichtet wird. Da der Minimumabstandsselektor 425 Informationsbits entsprechend dem euklidischen Abstand, der den Minimumabstand hat, für sämtliche Sequenzen ermittelt, die vom Generator 415 möglicher Sequenzen erzeugt werden, gibt er schließlich P Informationsbits d ^₁, d ^₁, ..., d ^_P aus. Der P/S-Wandler 427 führt anschließend eine Seriellumwandlung der P Informationsbits aus, die aus dem Minimumabstandsselektor 425 ausgegeben werden, und gibt eine Empfangsinformationsdatensequenz von d ^₁, d ^₁, ..., d ^_P aus.
Wenn, wie es oben beschrieben wurde, die Übertragungseinrichtung ein Signal mit einer Vielzahl von Sendeantennen überträgt, kann der STTC einen Codiergewinn, der eine Wirkung der Verstärkungsleistung eines empfangenen Übertragungssignals hat, zusammen mit einem Diversity-Gewinn erzielen, um eine Verringerung des Kanalgewinns zu verhindern, der infolge eines schwindenden Kanals auftritt. In der Tarokh-Bezugnahme ist vorgesehen, dass, wenn eine Code-Rate als die Zahl von Symbolen definiert ist, die für eine Zeiteinheit in einem Kommunikationssystem mit Hilfe von STTC übertragen wird, die Code-Rate kleiner als 1 sein muss, um einen Diversity-Gewinn entsprechend dem Produkt der Zahl der Sendeantennen und der Zahl der Empfangsantennen zu erzielen. Das heißt, es wird vorausgesetzt, dass, wenn angenommen wird, dass die Zahl von Informationsdatenbits in einem Symbol, das in die Luft durch eine Sendeantenne zu einer bestimmten Übertragungszeit übertragen wird, N ist, selbst wenn ein Sender eine Vielzahl von Sendeantennen verwendet, die Zahl der Informationsdatenbits, die in die Luft durch die zahlreichen Sendeantennen zu einer speziellen Übertragungszeit übertragen werden kann, kleiner oder gleich N sein muss. Der Grund, dass vorausgesetzt wird, dass die Zahl von Informationsdatenbits, die in die Luft durch eine Vielzahl von Sendeantennen kleiner oder gleich N sein sollte, besteht darin, den Diverstity-Gewinn durch die zahlreichen Sendeantennen beizu behalten. Somit hat ein Kommunikationssystem, das den STTC verwendet, Schwierigkeiten bei der Erhöhung seiner Spektrumseffizienz.
Darüber hinaus hat das Kommunikationssystem, das den STTC verwendet, Schwierigkeiten bei der Einstellung der Code-Rate, da die Code-Rate lediglich durch Erhöhen einer Konstellationsgröße von Modulationssignalen oder Modulationssymbolen eingestellt werden kann, die durch Sendeantennen übertragen werden. Hier ist die Erhöhung einer Konstellationsgröße der Modulationssymbole äquivalent zur Erhöhung der Zahl von Informationsdatenbits, die in jedem der Modulationssymbole vorhanden sind. Das es Schwierigkeiten bereitet, die Code-Rate einzustellen, ist es unmöglich, eine Code-Rate auf ein höheres Leistungsverhalten, wie etwa eine 2,5 Bits/Kanal-Verwendung einzustellen.
Schließlich hat das Kommunikationssystem, das STTC verwendet, eine Einschränkung bei der Neuübertragung, wenn ein Fehler auf einer Empfängerseite auftritt. Das heißt bei einem kürzlich vorgestellten Drahtloskommunikationssystem stellt beispielsweise ein Hochgeschwindigkeits-Downlink-Paketzugriffs-(HSDPA-)Kommunikationssystem eine Schema einer automatischen Wiederholanfrage (im folgenden als "ARQ" bezeichnet) bereit, bei dem, wenn es einem Empfänger nicht gelingt, auf normalem Wege ein Signal zu empfangen, das von einem Sender übertragen wird, eine Neusendung ausgeführt wird. Als das ARQ-Schema wird normalerweise ein inkrementelles Redundanzschema (IR-Schema) verwendet, bei dem ein Teil des nicht übertragenen Signals, nicht das gesamte nicht übertragene Signal neu gesendet wird. Das Kommunikationssystem, das den STTC verwendet, kann jedoch nicht das IR-Schema als das ARQ-Schema verwenden, da ein separates Punktierschema für ein Übertragungssignal nicht entwickelt wurde.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung besteht somit darin, eine Datenübertragungs-/Empfangsvorrichtung und ein Verfahren zum Maximieren einer Datenrate in einem mobilen Kommunikationssystem mit Hilfe eines STTC anzugeben.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Datenpunktiervorrichtung und ein Datenpunktierverfahren in einem mobilen Kommunikationssystem anzugeben, das den STTC verwendet.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Datenübertragungs-/Empfangsvorrichtung und ein Verfahren zum Beibehalten des maximalen Diversity-Gewinns in einem mobilen Kommunikationssystem anzugeben, das den STTC verwendet.
Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Trellis-Terminiervorrichtung und ein Verfahren zum Beibehalten des maximalen Diversity-Gewinns in einem mobilen Kommunikationssystem anzugeben, das den STTC verwendet.
Um die obigen und andere Ziele zu erreichen, gibt die Erfindung eine Datenübertragungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 an.
Um das obige und andere Ziele zu erreichen, gibt die Erfindung zudem eine Datenempfangsvorrichtung gemäß Anspruch 19 an.
Um das obige und andere Ziele zu erreichen, gibt die Erfindung zudem ein Datenübertragungsverfahren gemäß Anspruch 10 an.
Um das obige und andere Ziele zu erreichen, gibt die Erfindung zudem ein Datenempfangsverfahren gemäß Anspruch 28 an.
Die obigen und anderen Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen besser verständlich.
1 ist ein Blockschaltbild, das schematisch einen herkömmlichen Aufbau eines Senders zeigt, der den STTC verwendet;
2 ist ein Blockschaltbild, das einen detaillierten Aufbau des ersten bis P^ten Decoder aus 1 zeigt;
3 ist ein Blockschaltbild, das schematisch einen Aufbau eines STTC-Senders zeigt, der zwei Codierer und drei Sendeantennen hat;
4 ist ein Blockschaltbild, das schematisch einen Empfängeraufbau entsprechend dem Senderaufbau von 1 zeigt;
5 ist ein Blockschaltbild, das schematisch einen Aufbau eines Senders zeigt, der einen STTC verwendet, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
6 ist ein Blockschaltbild, das schematisch einen Empfängeraufbau entsprechend dem Senderaufbau aus 5 zeigt;
7 ist ein Graph, der schematisch ein Simulationsergebnis der vorliegenden Erfindung für eine Constraint-Lenght K = 4 zeigt;
8 ist ein Graph, der schematisch ein Simulationsergebnis der vorliegenden Erfindung für eine Constraint-Lenght K = 5 zeigt;
9 zeigt schematisch ein allgemeines Übertragungs-Frame-Format auf der Basis einer Trellis-Terminierung; und
10 zeigt schematisch ein Übertragungs-Frame-Format auf der Basis einer Trellis-Terminierung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Zahlreiche bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden hier im Detail unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. In der folgenden Beschreibung wurde aus Gründen der Prägnanz auf eine detaillierte Beschreibung bekannter Funktionen und Konfigurationen, die hier enthalten sind, verzichtet.
5 ist ein Blockschaltbild, das schematisch einen Aufbau eines Senders, der einen Raum-Zeit-Trellis-Code verwendet, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Wenn unter Bezugnahme P Informationsdatenbits d₁, d₂, d₃, ..., d_P in den Sender eingegeben werden, werden die eingegebenen Informationsdatenbits d₁, d₂, d₃, ..., d_P einem Multiplexer (MUX) 511 zugeführt. Der Multiplexer 511 Multiplexiert die Informationsdatenbits d₁, d₂, d₃..., d_P mit "0000" und führt seine Ausgabe einem Seriell-zu-Parallel-(S/P)-Wandler 513 zu. Der Grund für das Multiplexieren der Informationsdatenbits d₁, d₂, d₃, ..., d_P mit "0000" besteht darin, eine Trellis-Terminierung auszuführen. Eine detaillierte Beschreibung eines Trellis-Terminiervorgangs durch den Multiplexer 511 erfolgt später. Hier steht der Index P für die Zahl der Informationsdatenbits, die vom Sender für eine Einheitszeitübertragungszeit gesendet werden sollen, wobei die Einheitsübertragungszeit eine Symboleinheit werden kann. Der S/P-Wandler 513 führt eine Parallelumwandlung der Informationsdatenbits d₁, d₂, d₃, ..., d_Paus und führt seine Ausgaben den ersten bis P^ten Codierern 515-1 bis 515-P zu. Das heißt, der S/P-Wandler 513 führt ein parallelgewandeltes Informationsdatenbit d₁ dem ersten Codierer 515-1 zu, und führt auf diese Weise ein parallelgewandeltes Informationsdatenbit d_P dem P^ten Codierer 515-P zu. Der erste Codierer 515-1 codiert anschließend das Informationsdatenbit d₁ in einem STTC-Codierschema und führt seine Ausgabe den ersten bis M^ten Modulatoren 517-1 bis 517-M zu. Hier repräsentiert der Index die Zahl der Sendeantennen, die im Sender enthalten sind. Auf diese Weise codiert der P^te Codierer 515-P das Informationsdatenbit d_P im STTC-Codierschema und führt anschließend seine Ausgabe den ersten bis M^ten Modulatoren 517-1 bis 517-M zu. Die ersten bis P^ten Codierer 515-1 bis 515-P haben den Aufbau, der oben in Verbindung mit 2 beschrieben ist, weshalb auf eine detaillierte Beschreibung desselben verzichtet wird.
Die ersten bis M^ten Modulatoren 517-1 bis 517-M modulieren jeweils Signale, die von den ersten bis P^ten Codierern empfangen werden, in einem vorbestimmten Modulationsschema. Die ersten bis M^ten Modulatoren 517-1 bis 517-M gleichen einander in der Funktion, mit der Ausnahme der Signale, die ihnen zugeführt werden. Daher wird hier nur der erste Modulator 517-1 beschrieben. Der erste Modulator 517-1 addiert Signale, die von den ersten bis P^ten Codierern 515-1 bis 515-P empfangen werden, multipliziert das Additionsergebnis mit einem Gewinn, der einer Sendeantenne zugeführt wird, mit der der ersten Modulator 517-1 verbunden ist, d. h. einer ersten Sendeantenne ANT#1, moduliert das Multiplikationsergebnis in einem vorbestimmten Modulationsschema, und führt das Modulationsergebnis einem ersten Punktierer 519-1 zu. Hier enthält das Modulationsschema BPSK (Binärphasenumtastung), QPSK (Quadraturphasenumtastung), QAM (Quadraturamplitudenmodulation), PAM (Impulsamplitudenmodulation) und PSK (Phasenumtastung) Es wird in 5 davon ausgegangen, dass, da die Zahl von Codierern P ist, die 2^P-QAM als Modulationsschema verwendet wird.
Die ersten bis M Modulatoren 517-1 bis 517-M führen ihre Modulationssymbole S₁ bis S_M jeweils den ersten bis M^ten Übertragungspunktierern 519-1 bis 519-M zu. Die ersten bis M^ten Übertragungspunktierer 519-1 bis 519-M punktieren jeweils Signale, die von den ersten bis M^ten Modulatoren 517-1 bis 517-M ausgegeben werden, gemäß einer vorbestimmten Punktiermatrix und senden anschließend ihre Ausgaben in die Luft durch die ersten bis M^ten Übertragungsantennen ANT#1 bis ANT#M. Es folgt nun einen detaillierte Beschreibung eines Vorgangs, bei dem die ersten bis M^ten Punktierer 519-1 bis 519-M jeweils die Modulationssymbole S₁ bis S_M punktieren, die von den ersten bis M^ten Modulatoren 517-1 bis 517-M gemäß der Punktiermatrix ausgegeben werden.
Wenn beispielsweise angenommen wird, dass die Zahl von Übertragungsantennen, die im Sender enthalten sind, 2 ist und 4 Symbole durch die 2 Sendeantennen für eine Einheitsübertragungsperiode gesendet werden, dann wird die Punktiermatrix angewendet, die durch die Gleichung (1) unten gegeben ist
In Gleichung (1) repräsentiert P₁ eine Punktiermatrix. In der Punktiermatrix P₁ repräsentiert eine Spalte eine Sendeperiode, d. h. eine Symbolperiode, und repräsentiert eine Reihe eine Sendeantenne. In der Punktiermatrix P₁ repräsentiert ein Element "1", dass ein Eingabemodulationssymbol weitergeleitet wird, ohne dass es punktiert wird, während ein Element "0" darstellt, dass ein Eingabemodulationssymbol punktiert wird, so dass kein Modulationssymbol für eine entsprechende Zeit gesendet wird. Das heißt, in der Punktiermatrix P₁ werden für eine erste Spalte oder eine erste Symboldauer ein Modulationssymbol, das von einem ersten Modulator ausgegeben wird, der mit einer ersten Sendeantenne verbunden ist, und ein Modulationssymbol, das von einem zweiten Modulator ausgegeben wird, der mit einer zweiten Sendeantenne verbunden ist, weitergeleitet, ohne punktiert zu werden. In der Punktiermatrix P₁ wird für eine zweite Spalte oder eine zweite Symbolperiode ein Modulationssymbol, das aus dem ersten Modulator ausgegeben wird, der mit der ersten Sendeantenne verbunden ist, weitergeleitet, ohne Punktiert zu werden, während ein Modulationssymbol, das aus dem zweiten Modulator ausgegeben wird, der mit der zweiten Sendeantenne verbunden ist, punktiert wird. Somit ist eine Code-Rate für den Fall, bei dem die Punktiermatrix P₁ angewendet wird, 4/3-mal höher als eine Code-Rate für den Fall, bei dem die Punktiermatrix P₁ nicht angewendet wird. Zusätzliche Informationen können durch die punktierte Periode gesendet werden, wobei die zusätzlichen Informationen IR-Informationen (IR – Inkrementelle Redundanz) für eine automatische Widerholübertragung (ARQ) oder separate Ausgangsübertragungsinformationen beinhalten. Die zusätzlichen Informationen, die in die punktierte Periode eingefügt werden, sind nicht beschränkt, so lange ein mobiles Kommunikationssystem, das den STTC verwendet, die Übertragungsempfangsperioden festlegt.
6 ist ein Blockschaltbild, das schematisch einen Empfängeraufbau entsprechend dem Senderaufbau darstellt, der in 5 gezeigt ist. Unter Bezugnahme auf 6 wird ein Signal, das von einem Sender in die Luft gesendet wird, durch Empfangsantennen des Empfängers empfangen. Es wird in 6 angenommen, dass N Empfangsantennen vorgesehen sind. Die N Empfangsantennen verarbeiten jeweils Signale, die aus der Luft empfangen werden, wobei die Signale, die durch die ersten bis N^ten Empfangantennen ANT#1 und ANT#N empfangen werden, einem Kanalschätzer 611 und einer metrischen Berechnungseinrichtung 615 zugeführt werden. Der Kanalschätzer 611 führt eine Kanalschätzung an Signalen aus, die aus den ersten bis N^ten Empfangsantennen ANT#1 bis ANT#N ausgegeben werden, und führt anschließend das Kanalschätzergebnis einem Hypotheseteil 613 zu.
Ein Generator 617 möglicher Sequenzen erzeugt sämtliche Arten von Sequenzen, die möglicherweise für die Informationsdatenbits im Sender simultan codiert wurden, und führt die erzeugten Sequenzen den ersten bis P^ten Multiplexern 619-1 bis 619-P zu. Da der Sender Informationsdaten durch die P Informationsbits sendet, erzeugt der Generator 617 möglicher Sequenzen mögliche Sequenzen d ~₁...d ~_P, die aus P Bits bestehen. Die P Bits der erzeugten möglichen Sequenzen werden den ersten bis P^ten Multiplexern 619-1 bis 619-P zugeführt, wobei die ersten bis P^ten Multiplexer 619-1 bis 619-P jeweils Bits multiplexieren, die vom Generator 617 möglicher Sequenzen empfangen werden, und anschließend ihre Ausgaben den ersten bis P^ten Codierern 621-1 bis 621-P zuführen. Die ersten bis P^ten Multiplexer 619-1 bis 619-9 führen einen Multiplexiervorgang für die Trellis-Terminierung aus, wie es in Verbindung mit dem Multiplexer 511 beschrieben wurde, der in 5 gezeigt ist. Die ersten bis P^ten Codierer 621-1 bis 621-P codieren Signale, die von den ersten bis P^ten Multiplexern 619-1 bis 619-P im STTC-Codierschema empfangen werden, wie es in Verbindung mit 2 beschrieben wurde, und führen anschließend die codierten Bits den ersten bis M^ten Modulatoren 623-1 bis 623-M zu. Die ersten bis M^ten Modulatoren 623-1 bis 623-M modulieren jeweils codierte Bits, die aus den ersten bis P^ten Codierern 621-1 bis 621-P ausgegeben werden, in einem vorbestimmten Modulationsschema und führen ihre Ausgaben den ersten bis M^ten Punktierern 625-1 bis 625-M zu. Das Modulationsschema, das in den ersten bis M^ten Modulatoren 623-1 bis 623-M angewendet wird, ist aus einem der Modulationsschemata BPSK, QPSK, QAM, PAM und PSK bestimmt. Da das Modulationsschema, das in den ersten bis M^ten Modulatoren 517-1 bis 517-M von 5 angewendet wird, die 2^P-QAM ist, modulieren die ersten bis M^ten Modulatoren 623-1 bis 623-M ebenfalls ihre Eingangssignale im 2^P-QAM-Modulationsschema.
Die ersten bis M^ten Punktierer 625-1 bis 625-M punktieren Signale, die aus den ersten bis M^ten Modulatoren 623-1 bis 623-M ausgegeben werden, gemäß einer Punktiermatrix, die mit der Punktiermatrix identisch ist, die in den ersten bis M^ten Punktierern 519-1 bis 519-M angewendet wird, die in 5 gezeigt sind, und führen ihre Ausgaben dem Hypotheseteil 613 zu. Der Hypotheseteil 613 empfängt Signale, die aus den ersten bis M^ten Punktierern 625-1 bis 625-M ausgegeben werden und das Kanalschätzergebnis, das aus dem Kanalschätzer 611 ausgegeben wird, erzeugt eine hypothetische Kanalausgabe zu einem Zeitpunkt, wenn eine Sequenz, die aus den Signalen besteht, die aus den ersten bis M^ten Punktierern 625-1 bis 625-M ausgegeben werden, denselben Kanal durchlaufen, wie es das Kanalschätzergebnis tat, und führt die erzeugte hypothetische Kanalausgabe der metrischen Berechungseinrichtung 615 zu. Die metrische Berechungseinrichtung 615 empfängt die hypothetische Kanalausgabe, die vom Hypotheseteil 613 zugeführt wird, und die Signale, die durch die ersten bis N^ten Empfangsantennen ANT#1 bis ANT#N empfangen werden, und berechnet den Abstand zwischen der hypothetischen Kanalausgabe und den Signalen, die durch die ersten bis N^ten Empfangsantennen ANT#1 bis ANT#N empfangen werden. Die metrische Berechungseinrichtung 615 verwendet den euklidischen Abstand, wenn sie den Abstand berechnet.
Auf diese Weise berechnet die metrische Berechungseinrichtung 615 den euklidischen Abstand für alle möglichen Sequenzen, die der Sender senden kann, und führt anschließend den berechneten euklidischen Abstand einem Minimumabstandsselektor 627 zu. Der Minimumabstandsselektor 627 wählt einen euklidischen Abstand, der den Minimumabstand von den euklidischen Abständen hat, die aus der metrischen Berechungseinrichtung 615 ausgegeben werden, bestimmt Informationsbits entsprechend dem gewählten euklidischen Abstand als Informationsbits, die durch den Sender gesendet werden, und führt die bestimmten Informationsbits einem Parallel-zu-Seriell-(P/S-)Wandler 629 zu. Wenngleich es zahlreiche mögliche Algorithmen gibt, die verwendet werden, wenn der Minimumabstandsselektor 627 Informationsbits bestimmt, die dem euklidischen Abstand entsprechen der den Minimumabstand hat, wird hier davon ausgegangen, dass ein Viterbi-Algorithmus verwendet wird.
Da der Minimumabstandsselektor 627 Informationsbits entsprechend dem euklidischen Abstand, der den Minimumabstand hat, für sämtliche Sequenzen bestimmt, die vom Generator 617 möglicher Sequenzen erzeugt werden, gibt er schließlich P Informationsbits von d ^₁, d ^₁, ..., d ^_P aus. Der P/S-Wandler 629 führt anschließend eine Seriellumwandlung der P Informationsbits aus, die aus dem Minimumabstandsselektor 627 ausgegeben werden, und gibt eine Empfangsinformationsdatensequenz von d ^₁, d ^₁, ..., d ^_P aus.
Ein Funktionsprinzip der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf einen Senderaufbau und einen Empfängeraufbau beschrieben, die in Verbindung mit 5 und 6 erläutert sind.
Zunächst wird davon ausgegangen, dass der Sender 2 Sendeantennen hat, der Empfänger 1 Empfangsantenne hat und der Sender BPSK als sein Modulationsschema hat. Im STTC bewirkt eine Zunahme der Constraint-Lenght K eine Zu nahme einer minimalen Fehlerlänge. Wenn eine Sendesymbolmatrix, die vom Sender gesendet wird, als "C" definiert ist, und eine Empfangssymbolmatrix, die vom Empfänger infolge des Auftretens eines Fehlers fälschlich geschätzt wird, als "E" definiert ist, dann wird eine Fehlermatrix "B" ausgedrückt in B = C – E Gleichung (2)
Wenn darüber hinaus angenommen wird, dass eine Matrix A als BB^H (A = BB^H) definiert ist, und Kanaleigenschaften, denen Sendeantennen des Senders unterzogen werden, mit einer unabhängigen Gaußglocke modelliert werden, dann ist eine Wahrscheinlichkeit, dass die Sendesymbolmatrix C als fälschlich geschätzte Empfangssymbolmatrix E erfasst wird, gegeben durch:
In Gleichung (3) steht τ für eine Rangzahl der Matrix A, λ_i für einen i^ten größten Eigenwert der Matrix A, E_S für die Energie eines empfangenen Signals und N₀ für die Energie eines Rauschanteils. Hier ist eine Rangzahl der Matrix A identisch zu einer Rangzahl der Fehlermatrix B. Aus der Gleichung (3) ist zu verstehen, dass eine Rangzahl τ der Matrix A als Hauptursache der Bestimmung eines Symbolfehlerrate fungiert. Die Rangzahl τ der Matrix wird zum Diversity-Gewinn, und
wird zu einem Codiergewinn. Die Fehlermatrix B hat in gleicher Zahl Reihen wie die Zahl von Sendeantennen des Senders, wobei eine Länge eines Fehlers in der Fehlermatrix B die Zahl der Spalten in der Fehlermatrix B repräsentiert.
Wenn der Sender BPSK als sein Modulationsschema verwendet, wie es oben beschrieben wurde, ist eine Länge des kürzesten Fehlers identisch mit der Contsraint-Length K. Darüber hinaus ist die Tatsache, dass im Fall des STTC eine Minimumrangzahl der Fehlermatrix B identisch mit dem Diversitiy-Gewinn ist, in Vahid Tarokh, N. Seshadri, and A. Calderbank, pp. 744–765, Vol. 44, No. 2, März 1998 beschrieben, deren Inhalte hier durch Bezugnahme enthalten sind. Wenn jedoch Signale, die vom Sender gesendet werden, punktiert werden, wie es in der Erfindung vorgeschlagen ist, wird ein Element entsprechend der punktierten Periode durch "0" in der Fehlermatrix ersetzt, was zu einer Verminderung einer Rangzahl der Fehlermatrix B führt.
Es wird hier davon ausgegangen, dass es eine Fehlermatrix B₁ gibt, die gegeben ist durch:
Eine Punktiermatrix P_P der Gleichung (5) unten wird auf die Fehlermatrix B₁ von Gleichung (4) angewendet.
Wenn die Punktiermatrix P_P von Gleichung (5) auf die Fehlermatrix B₁ angewendet wird, wird eine Fehlermatrix B₂ erzeugt, die durch die Gleichung (6) unten gegeben ist.
Es ist aus Gleichung (6) zu erkennen, dass eine Rangzahl der Fehlermatrix B₂ 1 wird. Bei der Fehlermatrix B₂ sind sämtliche Elemente in einer Spalte "0", so dass eine Rangzahl der Fehlermatrix B₂ 1 und somit der Diversity-Gewinn 1 wird. Das heißt, wenn der Empfänger eine Empfangsantenne verwendet, wie es oben beschrieben wurde, wird der Diversity-Gewinn 1 (wodurch angezeigt ist, dass keine Übertragungs-Diversity-Technik angewendet wird), und wenngleich der Sender Signale durch Anwenden der Übertragungs-Diversity-Technik gesendet hat, leidet der Diversity-Gewinn unter einem Verlust infolge des Punktiervorgangs. Der Ver lust des Diversity-Gewinns beeinträchtigt unerwünscht das Leistungsverhalten eines Kommunikationssystems das den STTC verwendet.
Somit schlägt die vorliegende Erfindung eine Punktiermatrix zur Beibehaltung des Diversity-Gewinns bei der Durchführung der Punktierung vor, um die Datenrate zu erhöhen. Eine Punktiermatrix, die durch die Erfindung vorgeschlagen ist, ist äquivalent zu einer Punktiermatrix P₁, die in Verbindung mit 5 und Gleichung (1) beschrieben ist. Wenn die Punktiermatrix P₁ auf die Fehlermatrix B₁ der Gleichung (4) angewendet wird, wird eine Fehlermatrix B₃ erzeugt, die durch Gleichung (7) unten gegeben ist.
Aus Gleichung (7) ist zu erkennen, dass eine Rangzahl der Fehlermatrix B₃ 2 wird. In der Fehlermatrix B₃ existiert eine "1" sowohl in der ersten als auch in der zweiten Spalte, so dass eine Rangzahl der Fehlermatrix B₃ 2 und somit der Diversity-Gewinn 2 wird. Das heißt, wenn der Empfänger eine Empfangsantenne verwendet, wie es oben beschrieben ist, wird der Diversity-Gewinn 2, was identisch mit dem Fall ist, bei dem die Punktiermatrix nicht angewendet wird, wodurch ein Verlust des Diversity-Gewinns infolge des Punktiervorgangs verhindert wird. Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, die gesamte Systemleistung zu verbessern, indem eine Datenrate erhöht wird, während der Diversity-Gewinn beibehalten wird.
Es folgt nun eine Beschreibung einer Eigenschaft der Punktiermatrix, die von der Erfindung vorgeschlagen wird. Die Punktiermatrix P₁ wird erzeugt, um periodisch alternierend eine Punktierperiode, d. h. ein Punktiersymbol, gemäß den Sendeantennen zu lokalisieren. Das heißt, es existiert eine Symbolpunktierposition in einer zweiten Spalte einer zweiten Sendeantenne, und es existiert eine Symbolpunktierposition in einer vierten Spalte einer ersten Sendeantenne, so dass Symbolpunktierpositionen periodisch alternierend gemäß den Sendeantennen lokalisiert werden.
Wenn ein Sender zwei Sendeantennen enthält und eine Rangzahl einer Fehlermatrix auf 1 verringert wird, werden in den meisten Fällen sämtliche Elemente in einer Reihe der Fehlermatrix geändert, um einen Wert "0" anzunehmen. Wenn das Punktieren angewendet wird, um eine Datenrate zu erhöhen, ist es somit notwendig zu verhindern, dass sämtliche Elemente in einer Reihe der Fehlermatrix auf "0" geändert werden. Um zu verhindern, dass sämtliche Elemente in einer Reihe der Fehlermatrix auf "0" geändert werden, um eine Verringerung des Diversity-Gewinns zu verhindern, muss eine mögliche kleine Zahl von Symbolen in jeder der Reihen einer Sendesymbolmatrix punktiert werden, die durch den Sender gesendet wird. Darüber hinaus werden Reihen der Sendesymbolmatrix in möglichst großer Zahl bezogen, so dass es, obwohl die Symbolpunktierung ausgeführt wird, wenigsten eine Reihe gibt, in der kein Element "0" hat. Hier ist die Erhöhung der Zahl von Spalten der Sendesymbolmatrix äquivalent zur Erhöhung einer Fehlerlänge und ist die Erhöhung der Fehlerlänge äquivalent zu Erhöhung einer Constraint-Lenght K. Um darüber hinaus eine möglichst geringe Zahl von Symbolen in jeder der Reihen der Sendesymbolmatrix zu punktieren, ist es notwendig, periodisch dieselbe Zahl von Sendesymbolen zusammen mit Sendesymbolen jeder der verbleibenden Sendeantennen zu punktieren, anstelle Sendesymbole lediglich einer speziellen Sendeantenne zu punktieren. Da weiterhin die Fehlermatrix von einem Generatorpolynom abhängig ist, wie es in Verbindung mit 2 beschrieben ist, muss ein geeignetes Generatorpolynom beim Erzeugen einer Punktiermatrix erfasst werden.

Hier erfasst aus der Annahme, dass ein Sender 2 Sendeantennen und ein Empfänger eine Empfängerantenne hat, der Sender, wenn er BPSK als sein Modulationsschema verwendet, Punktiermuster aus der unten aufgeführten Tabelle 1 durch Berücksichtigen sämtlicher möglicher Fehlermatrizen und eines Generatorpolynoms. Tabelle 1

Zahl	Punktiermuster (1: senden; 0: punktieren)	Rate	Min. Fehlerlänge für Rangz. = 1
Zahl	Punktiermuster (1: senden; 0: punktieren)	Rate	K = 4	K = 5
1	1110111011101110 1011101110111011	4/3	13	16
2	1111111111111111 1010101010101010	4/3	7	10
3	1111111111111111 1011101110111011	4/3	13	16

In Tabelle 1 sind Punktiermuster gezeigt, die eine minimale Fehlerlänge für Rangzahl = 1 haben. In Tabelle 1 ist ein Punktiermuster #1 ein Muster zum periodischen alternierenden Punktieren von Symbolen, die aus den beiden Sendeantennen ausgegeben werden, ist ein Punktiermuster #2 ein Muster zum periodischen Punktieren lediglich von Symbolen, die von einer speziellen Sendeantenne aus den Symbolen ausgegeben werden, die von den beiden Sendeantennen ausgegeben werden, d. h. zum Punktieren jedes anderen Symbols, und ist ein Punktiermuster #3 ein Muster zum periodischen Punktieren von Symbolen, die von einer speziellen Sendeantenne aus Symbolen ausgegeben werden, die von den beiden Sendeantennen ausgegeben werden, d. h. zum Punktieren aller drei Symbole. Aus Tabelle 1 ist zu erkennen, dass für das Punktiermuster #1 zum periodischen alternierenden Punktieren von Symbolen, die aus den beiden Sendeantennen ausgegeben werden, eine minimale Fehlerlänge für die Rangzahl = 1 von 13 auf 16 auf 16 erhöht wird. Die Zunahme der minimalen Fehlerlänge trennt weiterhin Positionen, an denen Elemente von "0" in einer Fehlermatrix existieren, wodurch die Zahl der Fälle verringert wird, bei denen eine Rangzahl vermindert wird. Insbesondere wenn ein Rahmen oder eine Einheitssendezeit der Sendeantennen aus 13 oder 16 Symbolen besteht, ist es, wenn das Punktiermuster #1 angewendet wird, möglich zu verhindern, dass eine Rangzahl vermindert wird.
Wenn darüber hinaus die Constraint-Length K 4 ist (Constraint-Length K = 4) und ein Punktiermuster identisch mit dem Punktiermuster #1 der Tabelle 1 ist, sind die optimalen Generatorpolynome wie folgt. Hier bezieht sich der Begriff "optimales Generatorpolynom" auf ein Generatorpolynom, für das die minimale Zahl 13 aus der Anzahl von Spalten einer Fehlermatrix ist, die unter einem Verlust des Diversity-Gewinns leidet.
Optimale Generatorpolynome (Constraint-Length K = 4)

131 g1 = 1 + D + D3, g2 = 1 + D3
133 g1 = 1 + D2 + D3, g2 = 1 + D3
159 g1 = 1 + D3, g2 = 1 + D + D3
189 g1 = 1 + D3, g2 = 1 + D2 + D3

Selbst wenn ein Punktiermuster, das auf die Fälle 159 und 189 bei den optimalen Generatorpolynomen angewendet wird, das Punktiermuster #3 der Tabelle 1 ist, bleibt die Minimalzahl von Spalten einer Fehlermatrix, die unter einem Verlust des Diversity-Gewinns leidet, 13.
Wenn darüber hinaus die Constraint-Length K 4 (Constraint-Length K = 5) und ein Punktiermuster identisch mit dem Punktiermuster #1 der Tabelle 1 ist, sind die optimalen Generatorpolynome wie folgt. Hier bezieht sich der Begriff "optimales Generatorpolynom" auf ein Generatorpolynom, für das die Minimalzahl 16 aus den Zahlen der Spalten einer Fehlermatrix ist, die unter einem Verlust des Diversity-Gewinns leidet.
Optimale Generatorpolynome (Constraint-Length K = 5)

581 g1 = 1 + D + D2 + D4, g2 = 1 + D + D4
587 g1 = 1 + D2 + D3 + D4, g2= 1 + D + D4
589 g1 = 1 + D + D2 + D3 + D4, g2 = 1 + D + D4
701 g1 = 1 + D + D4, g2 = 1 + D + D2 + D4
707 g1 = 1 + D3 + D4, g2 = 1 + D + D2 + D4
713 g1 = 1 + D + D2 + D3 + D4, g2 = 1 + D + D2 + D4
767 g2 = 1 + D + D2 + D4, g2 = 1 + D3 + D4
773 g1 = 1 + D2 + D3 + D4, g2 = 1 + D3 + D4
775 g1 = 1 + D + D2 + D3 + D4, g2 = 1 + D3 + D4
887 g1 = 1 + D + D4, g2 = 1 + D2 + D3 + D4
893 g1 = 1 + D3 + D4, g2 = 1 + D2 + D3 + D4
899 g1 = 1 + D + D2 + D3 + D4, g2 = 1 + D2+ D3 + D4
949 g1 = 1 + D + D4, g2 = 1 + D + D2 + D3 + D4
953 g1 = 1 + D + D2 + D4, g2 = 1 + D + D2 + D3 + D4
955 g1 = 1 + D3 + D4, g2 = 1 + D + D2 + D3 + D4
959 g1 = 1 + D2 + D3 + D4, g2 = 1 + D + D2 + D3 + D4

7 ist ein Graph, der schematisch ein Simulationsergebnis der vorliegenden Erfindung für eine Constraint-Length K = 4 zeigt. Es wird in 7 davon ausgegangen, dass die Zahl von Sendeantennen eines Senders 2 ist, eine Constraint-Length K, die bei der STTC-Codierung verwendet wird 4 (K = 4) ist, BPSK als Modulationsschema angewendet wird und die Zahl von Empfangsantennen eines Empfängers 1 ist. Darüber hinaus wird davon ausgegangen, dass die Signale, die von den beiden Sendeantennen gesendet werden, unabhängige Rayleigh-Fading-Kanälen zulassen, das Kanalschätz-Leistungsverhalten 100% beträgt, ein optimales Generatorpolynom von g 133, d. h. g1 = 1 + D² + D³, g2 = 1 + D³ verwendet wird und ein Frame aus 12 Symbolen besteht.
In 7 ist eine Frame-Fehlerrate (FER) des BPSK-STTC dargestellt, für die eine Constraint-Length 4, d. h. Zahl von Zuständen 8 ist. Es wird darauf hingewiesen, dass ein Fall, bei dem die Punktierung auf beide der zwei Sendeantennen ange wendet wird (gekennzeichnet mit "1110/1011" in 7), eine Beeinträchtigung des Leistungsverhaltens von etwa 1 dB sowohl an einem Punkt, bei dem die Frame-Fehlerrate 0,1 ist, als auch an einem Punkt aufweist, an dem die Frame-Fehlerrate 0,01 ist, verglichen mit einem Fall, bei dem die Punktierung auf keine der beiden Sendeantennen angewendet wird (gekennzeichnet mit "1111/1111" in 7). Dies kennzeichnet, dass der Sender die Sendeleistung um etwa 1 dB erhöhen muss, um dieselbe Frame-Fehlerrate beizubehalten, selbst wenn die Punktierung angewendet wird. Das heißt, der Sender lässt einen Verlust von etwa 1 dB hinsichtlich des Codiergewinns zu, indem er eine Punktierung durchführt, verglichen mit dem Fall, bei dem die Punktierung nicht ausgeführt wird. Jedoch ist ein Fall, bei dem die Punktierung auf beide der zwei Sendeantennen angewendet wird, in einer Steigung von Frame-Fehlerraten identisch mit einem Fall, bei dem die Punktierung auf keine der beiden Sendeantennen angewendet wird, wobei dies kennzeichnet, dass der Diversity-Gewinn beibehalten wird, auch wenn die Punktierung angewendet wird.
Im Gegensatz zu dem Fall, bei dem die Punktierung auf beide der zwei Sendeantennen angewendet wird, weist ein Fall, bei dem die Punktierung auf Symbole angewendet wird, die lediglich von einer Sendeantenne ausgegeben werden (gekennzeichnet mit "1111/1010" in 7), eine Beeinträchtigung des Leistungsverhaltens von etwa 1 dB an einem Punkt auf, an dem die Frame-Fehlerrate 0,1 ist, und weist eine Beeinträchtigung des Leistungsverhaltens von etwa 3 dB an einem Punkt auf, an dem die Frame-Fehlerrate 0,01 ist, vergleichen mit einem Fall, bei dem die Punktierung nicht angewendet wird. Schlussfolgernd ist eine Steigung der Frame-Fehlerrate für den Fall, bei dem die Punktierung auf Symbole angewendet wird, die von lediglich einer der beiden Sendeantennen ausgegeben werden, geringer als eine Steigung einer Frame-Fehlerrate für den Fall, bei dem die Punktierung nicht angewendet wird, wobei dies einen Verlust des Diversity-Gewinns kennzeichnet.
8 ist ein Graph, der schematisch ein Simulationsergebnis der vorliegenden Erfindung für eine Constraint-Length K = 5 darstellt. Es wird in 8 davon ausgegangen, dass die Zahl der Sendeantennen eines Senders 2 ist, eine Constraint-Length K, die für die STTC-Codierung angewendet wird 5 (K = 5) ist, BPSK als ein Modulationsschema angewendet wird, und die Zahl der Empfangsantennen eines Empfängers 1 ist. Darüber hinaus wird davon ausgegangen, dass die Signale, die von den beiden Sendeantennen gesendet werden, unabhängige Rayleigh-Fading-Kanäle zulassen, das Kanalschätz-Leistungsverhalten 100% ist, ein optimales Generatorpolynom von g 953, d. h. g1 = 1 + D + D² + D⁴, g2 = 1 + D + D² + D³ + D⁴, verwendet wird und ein Frame aus 12 Symbolen besteht.
In 8 ist eine Frame-Fehlerrate von BPSK-STTC, für die die Frame-Fehlerrate 5 ist, dargestellt, d. h. die Zahl von Zuständen ist 16. Es wird darauf hingewiesen, dass ein Fall, bei dem die Punktierung auf beide der zwei Sendeantennen angewendet wird (gekennzeichnet mit "1110/1011" in 8), eine Beeinträchtigung des Leistungsverhaltens von etwa 1 dB sowohl an einem Punkt, bei dem eine Frame-Fehlerrate 0,1 ist, als auch an einem Punkt aufweist, an dem eine Frame-Fehlerrate 0,01 ist, verglichen mit dem Fall, bei dem die Punktierung auf keine der beiden Sendeantennen angewendet wird (gekennzeichnet mit "1111/1111" in 8). Dies kennzeichnet, dass der Sender die Sendeleistung um etwa 1 dB erhöhen muss, um dieselbe Frame-Fehlerrate beizubehalten, selbst wenn die Punktierung angewendet wird. Das heißt, der Sender lässt einen Verlust von etwa 1 dB hinsichtlich des Codiergewinnes durch Ausführen einer Punktierung zu, im Gegensatz zu dem Fall, bei dem eine Punktierung nicht ausgeführt wird. Jedoch ist bei einem Fall, bei dem die Punktierung auf beide der zwei Sendeantennen angewendet wird, eine Steigung der Frame-Fehlerraten identisch mit einem Fall, bei dem die Punktierung auf keine der beiden Sendeantennen angewendet wird, wobei dies kennzeichnet, dass der Diversity-Gewinn beibehalten wird, selbst wenn die Punktierung angewendet wird.
Im Gegensatz zu dem Fall, bei dem die Punktierung auf beide der zwei Sendeantennen angewendet wird, weist ein Fall, bei dem die Punktierung auf Symbole angewendet wird, die von lediglich einer Sendeantenne ausgegeben werden (gekennzeichnet mit "1111/1010" in 8), eine Beeinträchtigung des Leistungsverhaltens von etwa 1,5 dB an einem Punkt auf, an dem die Frame-Fehlerrate 0,1 ist, und weist eine Beeinträchtigung des Leistungsverhaltens von etwa 5 dB an einem Punkt auf, an dem eine Frame-Fehlerrate 0,01 ist, verglichen mit einem Fall, bei dem die Punktierung nicht angewendet wird. Schlussfolgernd ist eine Steigung der Frame-Fehlerrate für den Fall, bei dem die Punktierung auf Symbole angewendet wird, die von lediglich einer der beiden Sendeantennen ausgegeben werden, geringer als eine Steigung einer Frame-Fehlerrate für den Fall, bei dem die Punktierung nicht angewendet wird, wobei dies einen Verlust des Diversity-Gewinns kennzeichnet.
Ein Trellis-Terminiervorgang durch den Multiplexer 511 gemäß der vorliegenden Erfindung wird nun beschrieben.
Im allgemeinen bezieht sich eine "Trellis-Terminierung" auf einen Vorgang des Einfügens von Null-Daten, d. h. "0" in eine vorbestimmte Zahl von Bits, z. B. K Bits, am letzten Teil eines entsprechenden Sende-Frames auf einer Basis Frame für Frame vor der Übertragung. Ein Sender kennzeichnet durch Trellis-Terminierung, dass eine Übertragung eines entsprechenden Sende-Frames beendet ist, worauf ein Empfänger eine Terminierung eines Empfangs-Frames erfassen kann. Ein allgemeines Sende-Frame-Format auf der Basis der Trellis-Terminierung wird nun unter Bezugnahme auf 9 beschrieben.
Unter Bezugnahme auf 9 besteht das Sende-Frame-Format aus einer Trainings-Sequenz-Sendeperiode (Trainings_Sequenz) 911, einer Informationsdaten-Sendeperiode (Daten) 913 und einer Trellis-Terminierungsperiode 915. Die Trainingssequenz-Sendeperiode 911 ist eine Zeitperiode, in der eine Trainingssequenz für die anfängliche Kanalschätzung zwischen dem Sender und dem Empfänger übertragen wird. Die Informationsdaten-Sendeperiode 913 ist eine Zeitperiode, bei der tatsächliche Informationsdaten übertragen werden, und die Trellis-Terminierungsperiode 915 ist eine Zeitperiode, für die eine vorbestimmte Zahl von Null-Datenbits, wie etwa K Nulldatenbits, für die Trellis-Terminierung übertragen werden.
In einem Sender, der den STTC verwendet, wird, wenn eine Constraint-Length k 4 ist und eine Fehlermatrix B angewendet wird, die in Verbindung mit Gleichung (4), Gleichung (6) und Gleichung (7) beschrieben ist, der Diversity-Gewinn beibehalten, bis eine Länge der Fehlermatrix B 12 ist. Wenn jedoch die Länge der Fehlermatrix B 12 überschreitet, erfährt der Diversity-Gewinn einen Verlust. Das heißt, vorausgesetzt, dass die Trellis-Terminierung durch den Sende-Frame ausgeführt wird, erfährt, sofern eine Länge des Sende-Frames 12 überschreitet, der Diversity-Gewinn einen Verlust, und infolgedessen verhält sich der Verlust als Hauptursache der Erhöhung einer Frame-Fehlerrate des punktierten STTC. Infolgedessen begrenzt die Erhöhung der Frame-Fehlerrate eine Länge der Sende-Frames, die der Sender, der den STTC verwendet, senden kann.
Bei der vorliegenden Erfindung steuert jedoch der Multiplexer 511, der in Verbindung mit 5 beschrieben ist, eine Einfügeposition von Nulldaten für die Trellis-Terminierung. Das heißt, die vorliegende Erfindung fügt Nulldaten für die Trellis-Terminierung während der Sendung von Informationsdaten ein, anstelle die gesamten Nulldaten für die Trellis-Terminierung an der letzten Position eines Sende-Frames einzufügen. Dies wird im Detail unter Bezugnahme auf 10 beschrieben.
10 zeigt schematisch ein Sende-Frame-Format auf der Basis einer Trellis-Terminierung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Unter Bezugnahme auf 10 besteht das Sende-Frame-Format aus einer Trainingssequenz-Sendeperiode (Trainings_Sequenz) 1011, Informationsdaten-Sendeperioden (Daten) 1013, 1017 und 1019 und Trellis-Terminierungsperioden 1015 und 1021. Die Trainingssequenz-Sendeperiode 1011 ist eine Periode, in der eine Trainingssequenz für die anfängliche Kanalschätzung zwischen dem Sender und dem Empfänger übertragen wird. Die Informationsdaten-Sendeperioden 1013, 1017 und 1019 sind Zeitperioden, in denen tatsächliche Informationsdaten übertragen werden, und die Trellis-Terminierungsperioden 1015 und 1021 sind Zeitperioden, in denen Nulldaten für die Trellis-Terminierung übertragen werden. Wie es in 10 gezeigt ist, fügt die vorliegende Erfindung Nulldaten für die Trellis-Terminierung zwischen die Übertragungen von Informationsdaten ein, anstatt die gesamten Nulldaten für die Trellis-Terminierung in den letzten Teil eines Sende-Rahmen einzufügen. Wird davon ausgegangen, dass eine Constraint-Length k "K" ist und die Zahl von Spalten zu einem Zeitpunkt, zu dem eine Rangzahl der Fehlermatrix B beginnt, einen Verlust zu erleiden. d. h. zu einem Zeitpunkt, bei dem der Diversity-Gewinn beginnt, einen Verlust infolge einer Charakteristik des STTC zu erleiden, q ist, steuert der Multiplexer 511 das Multiplexen in einem Verfahren des Wiederholens eines Vorgangs zum Senden von (q-K) Informationsdatenbits und des anschließenden Sendens von (K-1) Nulldatenbits. Infolgedessen führt der Multiplexer 511 das Multiplexen in einem Verfahren des Wiederholens eines Vorgangs des Sendens von (K-1) Nulldatenbits nach dem Senden von (q-K) Informationsdatenbits gemäß dem Sende-Frame-Format aus, das in 10 gezeigt ist.
Beispielsweise wird davon ausgegangen, dass eine Code-Rate nach dem Punktieren, das von der Erfindung vorgeschlagen wird, R ist und eine Länge eines Sende-Frames, von dem die Trainingssequenz ausgeschlossen ist, L ist. Wird die allgemeine Trellis-Terminierung angewendet, ist eine Code-Rate nach dem Punktieren R-mal höher als eine Code-Rate für den Fall, bei dem die Punktierung nicht ausgeführt wird. Wenn jedoch die Trellis-Terminierung, die von der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen wird, angewendet wird, werden (K-1) Nulldatenbits übertragen, nachdem (q-K) Informationsdatenbits übertragen worden sind. Infolgedessen überträgt die vorliegende Erfindung L / (q – 1)(K – 1) weniger Symbole im Vergleich zu dem Fall, bei dem die allgemeine Trellis-Terminierung angewendet wird, so dass eine Code-Rate R – (K – 1) / (q – 1) wird. Wengleich eine Code-Rate einen Verlust erfährt, wenn die vorgeschlagene Trellis-Terminierung angewendet wird, ist es natürlich möglich, einen Diversity-Gewinn unabhängig von einer Länge L eines Sende-Frames beizubehalten, der von einem Sender gesendet wird. Dies trägt zu einer Verbesserung des Leistungsverhaltens insbesondere bei einem hohen Signalrauschabstand (SNR) bei. Selbst wenn darüber hinaus die Zahl der Spalten einer Fehlermatrix B, die beginnt, eine Rangzahl zu verlieren, q wird, ist es möglich, einen Verlust einer Code-Rate zu verhindern, indem eine Periode der Trellis-Terminierung auf einen Wert höher als (q-1) eingestellt wird.
Wie es oben beschrieben wurde, erhöht in einem mobilen Kommunikationssystem, das den STTC verwendet, die vorliegende Erfindung eine Datenrate durch periodisches Punktieren von Informationsdatensymbolen, die gemäß Sendeantennen gesendet werden. Das mobile Kommunikationssystem, das den STTC verwendet, erhöht die Systemleistung durch Beibehalten des Diversity-Gewinns, während eine Datenrate durch Punktieren erhöht wird. Darüber hinaus kann das mobile Kommunikationssystem, das den STTC verwendet, den Diversity-Gewinn unabhängig von einer Länge eines Sende-Frames beibehalten, indem periodisch eine Trellis-Terminierung während einer Sendung von Informationsdaten ausgeführt wird.
Wenngleich die Erfindung unter Bezugnahme auf bestimmte bevorzugte Ausführungsformen derselben dargestellt und beschrieben wurde, wird der Fachmann verstehen, das unterschiedliche Änderungen in Form und Detail an dieser vorgenommen werden können, ohne vom Geltungsbereich der Erfindung abzuweichen, wie er in den beigefügten Ansprüchen definiert ist.

Claims

Datenübertragungsvorrichtung, die Diversity-Gewinn für ein mobiles Kommunikationssystem bereitstellt, wobei die Datenübertragungsvorrichtung M Sendeantennen 1 bis M umfasst und die Datenübertragungsvorrichtung ferner umfasst: P Codierer (515-1 bis 515-P) zum Empfangen von P Informationsbitströmen und zum Codieren der empfangenen P Informationsbitströme mit einem Raum-Zeit-Trellis-Code, im Folgenden STTC genannt, entsprechend einem Generatorpolynom, M Modulatoren (517-1 bis 517-M) zum Modulieren von P Informationsbitströmen, die von den P Codierem ausgegeben werden, in einem vorbestimmten Modulationsschema und zum Ausgeben von Modulationssymbolströmen und M Punktierer (519-1 bis 519-M), verbunden mit den M Sendeantennen, zum Punktieren wenigstens eines Modulationssymbols, in einer vorbestimmten Position, aus jedem der von den M Modulatoren ausgegebenen Modulationssymbolströme, die symbolpunktierten Positionen periodisch abwechselnd anordnend, und zum Senden der punktierten Modulationssymbolströme durch die M Sendeantennen, wodurch das Generatorpolynom vergrößerte Minimalfehlerlänge aufweist, um zu verhindern, dass der Rang einer Fehlermatrix, die als die Differenz zwischen der Sendesymbolmatrix und der Empfangssymbolmatrix ausgedrückt wird, verkleinert wird, wenn die Punktierung angewendet wird.
Datenübertragungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei jeder der M Punktierer für die von den M Modulatoren ausgegebenen Modulationssymbolströme eine Anzahl des wenigstens einen punktierten Modulationssymbols in einer gleichen Anzahl einrichtet.
Datenübertragungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die M Punktierer jeder die von den M Modulatoren ausgegebenen Modulationssymbolströme so einrichten, dass eine Position, wo das wenigstens eine Modulationssymbol punktiert wird, periodisch wiederholt wird.
Datenübertragungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei, wenn M zwei ist und eine Anzahl von Modulationssymbolen, die den Modulationssymbolstrom bilden, vier ist, die Position, wo das wenigstens eine Modulationssymbol punktiert wird, entsprechend einer Punktierungsmatrix P1 bestimmt wird, die gegeben ist durch:
wobei eine Spalte einer Sendeperiode entspricht, eine Zeile einer Sendeantenne entspricht und das wenigstens eine Modulationssymbol in einer Position eines Elementes "0" punktiert wird.
Datenübertragungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei, wenn M zwei ist und das vorgegebene Modulationsschema binäre Amplitudenmodulation mit Phasenumtastung ist, die Position, wo das wenigstens eine Modulationssymbol punktiert wird, entsprechend einer Punktierungsmatrix P1 bestimmt wird, die gegeben ist durch:
wobei eine Spalte einer Sendeperiode entspricht, eine Zeile einer Sendeantenne entspricht und das wenigstens eine Modulationssymbol in einer Position eines Elementes "0" punktiert wird.
Datenübertragungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei das optimale Generatorpolynom ein Generatorpolynom ist, das den durch die M Sendeantennen gesendeten Modulationssymbolströmen ermöglicht, den maximalen Diversity-Gewinn vorzuhalten, und wobei, wenn eine Constraint-Length des STTC vier ist, die P Codierer jeder ein beliebiges der folgenden Generatorpolynome als das optimale Generatorpolynom nutzen: g1 = 1 + D + D<3>, g2 = 1 + D<3> g1 = 1 + D<2> + D<3>, g2 = 1 + D<3> g1 = 1 + D<3>, g2 = 1 + D + D<3> g1 = 1 + D<3>, g2 = 1 + D<2> + D<3>.
Datenübertragungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei das optimale Generatorpolynom ein Generatorpolynom ist, das durch die M Sendeantennen gesendeten Modulationssymbolströmen ermöglicht, den maximalen Diversity-Gewinn vorzuhalten, und wobei, wenn eine Constraint-Length des STTC fünf ist, die P Codierer jeder ein beliebiges der folgenden Generatorpolynome als das optimale Generatorpolynom nutzen: g1 = 1 + D + D<2> + D<4>, g2 = 1 + D + D<4> g1 = 1 + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<4> g1 = 1 + D + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<4> g1 = 1 + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<4> g2 = 1 + D + D<2> + D<4>, g2 = 1 + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<4>, g2 = 1 + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>.
Datenübertragungsvorrichtung nach Anspruch 1, die des Weiteren einen Multiplexer zum Multiplexen der Informationsbitströme und der Nulldatenströme zur Trellis-Terminierung umfasst.
Datenübertragungsvorrichtung nach Anspruch 8, wobei der Multiplexer wiederholt (K-1) Nulldatenströme nach dem Ausgeben von (q-K) Informationsbitströmen für einen Frame ausgibt, wobei K eine Constraint-Length des STTC angibt und q eine Anzahl von Spalten einer Fehlermatrix angibt, die einen Verlust eines Diversity-Rangs des STTC auslösen.
Datenübertragungsverfahren, das Diversity-Gewinn für ein mobiles Kommunikationssystem bereitstellt, wobei das System M Sendeantennen 1 bis M enthält und das Datenübertragungsverfahren die folgenden Schritte umfasst: Empfangen von P Informationsbitströmen und Codieren der empfangenen P Informationsbitströme mit Hilfe von P Codierem mit einem Raum-Zeit-Trellis-Code entsprechend einem Generatorpolynom, Modulieren der codierten P Informationsbitströme in einem vorbestimmten Modulationsschema mit Hilfe von M Modulatoren und Ausgeben von M Modulationssymbolströmen und Punktieren wenigstens eines Modulationssymbols, in einer vorbestimmten Position, aus jedem der M Modulationssymbolströme, die symbolpunktierten Positionen abwechselnd anordnend, und Senden der punktierten Modulationssymbolströme durch M Sendeantennen, wodurch das Generatorpolynom vergrößerte Minimalfehlerlänge aufweist, um zu verhindern, dass der Rang einer Fehlermatrix, die als die Differenz zwischen der Sendesymbolmatrix und der Empfangssymbolmatrix ausgedrückt wird, verkleinert wird, wenn die Punktierung angewendet wird.
Datenübertragungsverfahren nach Anspruch 10, wobei für die M Modulationssymbolströme eine Anzahl des wenigstens einen punktierten Modulationssymbols in einer gleichen Anzahl eingerichtet wird.
Datenübertragungsverfahren nach Anspruch 10, wobei die M Modulationssymbolströme so eingerichtet sind, dass eine Position, wo das Modulationssymbol punktiert wird, periodisch wiederholt wird.
Datenübertragungsverfahren nach Anspruch 10, wobei, wenn M zwei ist und eine Anzahl von Modulationssymbolen, die den Modulationssymbolstrom bilden, vier ist, die Position, wo das wenigstens eine Modulationssymbol punktiert wird, entsprechend einer Punktierungsmatrix P1 bestimmt wird, die gegeben ist durch:
wobei eine Spalte einer Sendeperiode entspricht, eine Zeile einer Sendeantenne entspricht und das wenigstens eine Modulationssymbol in einer Position eines Elementes „0" punktiert wird.
Datenübertragungsverfahren nach Anspruch 10, wobei, wenn M zwei ist und das vorgegebene Modulationsschema binäre Amplitudenmodulation mit Phasenumtastung ist, die Position, wo das wenigstens eine Modulationssymbol punktiert wird, entsprechend einer Punktierungsmatrix P1 bestimmt wird, die gegeben ist durch:
wobei eine Spalte einer Sendeperiode entspricht, eine Zeile einer Sendeantenne entspricht und das wenigstens eine Modulationssymbol in einer Position eines Elementes _"0" punktiert wird.
Datenübertragungsverfahren nach Anspruch 10, wobei das optimale Generatorpolynom ein Generatorpolynom ist, das den durch die M Sendeantennen gesendeten Modulationssymbolströmen ermöglicht, den maximalen Diversity-Gewinn vorzuhalten, und wenn eine Constraint-Length des STCC vier ist, ein beliebiges der folgenden Generatorpolynome als das optimale Generatorpolynom genutzt wird: g1 = 1 + D + D<3>, g2 = 1 + D<3> g1 = 1 + D<2> + D<3>, g2 = 1 + D<3> g1 = 1 + D<3>, g2 = 1 + D + D<3> g1 = 1 + D<3>, g2 = 1 + D<2> + D<3>.
Datenübertragungsverfahren nach Anspruch 10, wobei das optimale Generatorpolynom ein Generatorpolynom ist, das durch die M Sendeantennen gesendeten Modulationssymbolströmen ermöglicht, den maximalen Diversity-Gewinn vorzuhalten, und wenn eine Constraint-Length des STTC fünf ist, ein beliebiges der folgenden Generatorpolynome als das optimale Generatorpolynom genutzt wird: g1 = 1 + D + D<2> + D<4>, g2 = 1 + D + D<4> g1 = 1 + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<4> g1 = 1 + D + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<4> g1 = 1 + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<4> g2 = 1 + D + D<2> + D<4>, g2 = 1 + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<4>, g2 = 1 + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>.
Datenübertragungsverfahren nach Anspruch 10, des Weiteren den Schritt des Multiplexens der Informationsbitströme und der Nulldatenströme zur Trellis-Terminierung umfassend.
Datenübertragungsverfahren nach Anspruch 17, wobei der Multiplexschritt den Schritt des wiederholten Ausgebens von (K-1) Nulldatenströmen nach dem Ausgeben von (q-K) Informationsbitströmen für einen Frame umfasst, wobei K eine Constraint-Length des STTC angibt und q die Anzahl von Spalten einer Fehlermatrix angibt, die einen Verlust eines Diversity-Rangs des STTC auslösen.
Datenempfangsvorrichtung zum Bereitstellen von Diversity-Gewinn für ein mobiles Kommunikationssystem, wobei die Datenempfangsvorrichtung durch N Empfangsantennen (1 bis N) von einem Sender durch M Sendeantennen gesendete Sendesymbolströme empfängt, wobei die Datenempfangsvorrichtung umfasst: einen Kanalschätzer, verbunden mit den N Empfangsantennen, für Kanalschätzung der von den N Empfangsantennen ausgegebenen Empfangssymbolströme, P Codierer (621-1 bis 621-P) zum Codieren aller Informationsbitströme, die der Sender mit einem Raum-Zeit-Trellis-Code entsprechend einem vorbestimmten Generatorpolynom senden kann, M Modulatoren (623-1 bis 623-M) zum Modulieren der von den P Codierem ausgegebenen Informationsbitströme in einem vorbestimmten Modulationsschema und zum Ausgeben von Modulationssymbolströmen, M Punktierer (625-1 bis 625-M) zum Punktieren wenigstens eines Modulationssymbols in einer vorbestimmten Position aus jedem der von den M Modulatoren ausgegebenen Modulationssymbolströme, die symbolpunktierten Positionen periodisch abwechselnd anordnend, wodurch das Generatorpolynom vergrößerte Minimalfehlerlänge aufweist, um zu verhindern, dass der Rang einer Fehlermatrix, die als die Differenz zwischen der Sendesymbolmatrix und der Empfangssymbolmatrix ausgedrückt wird, verkleinert wird, wenn die Punktierung angewendet wird, einen Hypotheseteil (613) zum Generieren einer hypothetischen Kanalausgabe, wenn die von den M Punktierem ausgegebenen Modulationssymbolströme durch einen gleichen Kanal wie einen durch den Kanalschätzer geschätzten Kanal gesendet würden, einen metrischen Kalkulator (615) zum Berechnen eines Abstands zwischen der hypothetischen Kanalausgabe und den Empfangssymbolströmen, einen Minimumabstandsselektor (627) zum Detektieren eines Empfangssymbolstroms mit einem Minimumabstand unter Abständen zwischen der hypothetischen Kanalausgabe und den Empfangssymbolströmen als einen von dem Sender gesendeten Sendesymbolstrom.
Datenempfangsvorrichtung nach Anspruch 19, wobei die M Punktierer jeder für die von den M Modulatoren ausgegebenen Modulationssymbolströme eine Anzahl des wenigstens einen punktierten Modulationssymbols in einer gleichen Anzahl einrichten.
Datenempfangsvorrichtung nach Anspruch 19, wobei die M Punktierer jeder die von den M Modulatoren ausgegebenen Modulationssymbolströme so einrichten, dass die Position, wo wenigstens ein Modulationssymbol punktiert wird, periodisch wiederholt wird.
Datenempfangsvorrichtung nach Anspruch 19, wobei, wenn M zwei ist und eine Anzahl von Modulationssymbolen, die den Modulationssymbolstrom bilden, vier ist, die Position, wo das wenigstens eine Modulationssymbol punktiert wird, entsprechend einer Punktierungsmatrix P1 bestimmt wird, die gegeben ist durch:
wobei eine Spalte einer Sendeperiode entspricht, eine Zeile einer Sendeantenne entspricht und das wenigstens eine Modulationssymbol in einer Position eines Elementes „0" punktiert wird.
Datenempfangsvorrichtung nach Anspruch 19, wobei, wenn M zwei ist und das vorgegebene Modulationsschema binäre Amplitudenmodulation mit Phasenumtastung ist, die Position, wo das wenigstens eine Modulationssymbol punktiert wird, entsprechend einer Punktierungsmatrix P1 bestimmt wird, die gegeben ist durch
wobei eine Spalte einer Sendeperiode entspricht, eine Zeile einer Sendeantenne entspricht und das wenigstens eine Modulationssymbol in einer Position eines Elementes „0" punktiert wird.
Datenempfangsvorrichtung nach Anspruch 19, wobei das optimale Generatorpolynom ein Generatorpolynom ist, das den Modulationssymbolströmen ermöglicht, einen maximalen Diversity-Gewinn vorzuhalten, und wenn eine Constraint-Length des STTC vier ist, die P Codierer jeder ein beliebiges der folgenden Generatorpolynome als das optimale Generatorpolynom nutzen: g1 = 1 + D + D<3>, g2 = 1 + D<3> g1 = 1 + D<2> + D<3>, g2 = 1 + D<3> g1 = 1 + D<3>, g2 = 1 + D + D<3> g1 = 1 + D<3>, g2 = 1 + D<2> + D<3>.
Datenempfangsvorrichtung nach Anspruch 19, wobei das optimale Generatorpolynom ein Generatorpolynom ist, das den Modulationssymbolströmen ermöglicht, den maximalen Diversity-Gewinn vorzuhalten, und wenn eine Constraint-Length des STTC fünf ist, die P Codierer jeder ein beliebiges der folgenden Generatorpolynome als das optimale Generatorpolynom nutzen: g1 = 1 + D + D<2> + D<4>, g2 = 1 + D + D<4> g1 = 1 + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<4> g1 = 1 + D + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<4> g1 = 1 + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<4> g2 = 1 + D + D<2> + D<4>, g2 = 1 + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<4>, g2 = 1 + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>.
Datenempfangsvorrichtung nach Anspruch 19, des Weiteren einen Multiplexer (619-1 bis 619-P) zum Multiplexen der Informationsbitströme und der Nulldatenströme zur Trellis-Terminierung umfassend.
Datenempfangsvorrichtung nach Anspruch 26, wobei der Multiplexer wiederholt (K-1) Nulldatenströme nach dem Ausgeben von (q-K) Informationsbitströmen für einen Frame ausgibt, wobei K eine Constraint-Length des STTC angibt und q die Anzahl von Spalten einer Fehlermatrix angibt, die einen Verlust eines Diversity-Rangs des STTC auslösen.
Datenempfangsverfahren, das Diversity-Gewinn für ein mobiles Kommunikationssystem bereitstellt, wobei das Datenempfangsverfahren durch N Empfangsantennen von einem Sender durch M Sendeantennen gesendete Sendesymbolströme empfängt und das Datenempfangsverfahren die folgenden Schritte umfasst: Kanalschätzen der von den N Empfangsantennen ausgegebenen Empfangssymbolströme, Codieren, mit Hilfe von P Codierern, aller Informationsbitströme, die der Sender mit einem Raum-Zeit-Trellis-Code entsprechend einem vorbestimmten optimalen Generatorpolynom senden kann, Modulieren der codierten Informationsbitströme mit Hilfe von M Modulatoren in einem vorbestimmten Modulationsschema und Ausgeben von Modulationssymbolströmen und Punktieren, mit Hilfe von M Punktierern, wenigstens eines Modulationssymbols, in einer vorbestimmten Position, aus jedem der Modulationssymbolströme, die symbolpunktierten Positionen abwechseln anordnend, wodurch das Generatorpolynom vergrößerte Minimalfehlerlänge aufweist, um zu verhindern, dass der Rang einer Fehlermatrix, die als die Differenz zwischen der Sendesymbolmatrix und der Empfangssymbolmatrix ausgedrückt wird, verkleinert wird, wenn die Punktierung angewendet wird, Generieren einer hypothetischen Kanalausgabe, wenn die von den M Punktierern ausgegebenen Modulationssymbolströme durch einen gleichen Kanal wie einen durch den Kanalschätzer geschätzten Kanal gesendet würden, Berechnen eines Abstands zwischen der hypothetischen Kanalausgabe und den Empfangssymbolströmen, Detektieren eines Empfangssymbolstroms mit einem Minimumabstand unter Abständen zwischen der hypothetischen Kanalausgabe und den Empfangssymbolströmen als einen von dem Sender gesendeten Sendesymbolstrom.
Datenempfangsverfahren nach Anspruch 28, wobei für die Modulationssymbolströme eine Anzahl des wenigstens einen punktierten Modulationssymbols in einer gleichen Anzahl eingerichtet wird.
Datenempfangsverfahren nach Anspruch 28, wobei die Modulationssymbolströme so eingerichtet sind, dass die Position, wo das wenigstens eine Modulationssymbol punktiert wird, periodisch wiederholt wird.
Datenempfangsverfahren nach Anspruch 28, wobei, wenn M zwei ist und eine Anzahl von Modulationssymbolen, die den Modulationssymbolstrom bilden, vier ist, die Position, wo das wenigstens eine Modulationssymbol punktiert wird, entsprechend einer Punktierungsmatrix P1 bestimmt wird, die gegeben ist durch:
wobei eine Spalte einer Sendeperiode entspricht, eine Zeile einer Sendeantenne entspricht und das wenigstens eine Modulationssymbol in einer Position eines Elementes „0" punktiert wird.
Datenempfangsverfahren nach Anspruch 28, wobei, wenn M zwei ist und das vorgegebene Modulationsschema binäre Amplitudenmodulation mit Phasenumtastung ist, die Position, wo das wenigstens eine Modulationssymbol punktiert wird, entsprechend einer Punktierungsmatrix P1 bestimmt wird, die gegeben ist durch:
wobei eine Spalte einer Sendeperiode entspricht, eine Zeile einer Sendeantenne entspricht und das wenigstens eine Modulationssymbol in einer Position eines Elementes „0" punktiert wird.
Datenempfangsverfahren nach Anspruch 28, wobei das optimale Generatorpolynom ein Generatorpolynom ist, das den Modulationssymbolströmen ermöglicht, einen maximalen Diversity-Gewinn vorzuhalten, und wobei, wenn eine Constraint- Length des STTC vier ist, ein beliebiges der folgenden Generatorpolynome als das optimale Generatorpolynom genutzt wird: g1 = 1 + D + D<3>, g2 = 1 + D<3> g1 = 1 + D<2> + D<3>, g2 = 1 + D<3> g1 = 1 + D<3>, g2 = 1 + D + D<3> g1 = 1 + D<3>, g2 = 1 + D<2> + D<3>.
Datenempfangsverfahren nach Anspruch 28, wobei das optimale Generatorpolynom ein Generatorpolynom ist, das den Modulationssymbolströmen ermöglicht, einen maximalen Diversity-Gewinn vorzuhalten, und wobei, wenn eine Constraint-Length des STTC fünf ist, ein beliebiges der folgenden Generatorpolynome als das optimale Generatorpolynom genutzt wird: g1 = 1 + D + D<2> + D<4>, g2 = 1 + D + D<4> g1 = 1 + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<4> g1 = 1 + D + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<4> g1 = 1 + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<4> g2 = 1 + D + D<2> + D<4>, g2 = 1 + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<4>, g2 = 1 + D<2> + p<3> + p<4> g1 = 1 + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D + D<2> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + D<4> g1 = 1 + D<2> + D<3> + D<4>, g2 = 1 + D + D<2> + D<3> + p<4>.
Datenempfangsverfahren nach Anspruch 28, des Weiteren den Schritt des Multiplexens der Informationsbitströme und der Nulldatenströme zur Trellis-Terminierung umfassend.
Datenempfangsverfahren nach Anspruch 35, wobei der Multiplexschritt den Schritt des wiederholten Ausgebens von (K-1) Nulldatenströmen nach dem Ausgeben von (q-K) Informationsbitströmen für einen Frame umfasst, wobei K eine Constraint-Length des STTC angibt und q die Anzahl von Spalten einer Fehlermatrix angibt, die einen Verlust eines Diversity-Rangs des STTC auslösen.