JP2004229293A

JP2004229293A - 時空間トレリスコードを使用する移動通信システムでのデータ送受信装置及び方法

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Publication number: JP2004229293A
Application number: JP2004011130A
Authority: JP
Inventors: Chan-Soo Hwang; 讚洙黄; Yung-Soo Kim; 映秀金; Seung-Hoon Nam; 承勲南; Jae-Hak Chung; 在學鄭
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2003-01-21
Filing date: 2004-01-19
Publication date: 2004-08-12
Anticipated expiration: 2024-01-19
Also published as: CN1272918C; EP1441462B1; JP4046695B2; US20040151256A1; DE60320209D1; CN1518239A; EP1441462A1; KR100547784B1; DE60320209T2; US7333551B2; KR20040067110A

Abstract

【課題】時空間トレリスコードを使用する移動通信システムでデータを送受信する装置及び方法に関する。
【解決手段】Ｍ個の送信アンテナを有する移動通信システムにおいて、Ｐ個の情報ビット列のそれぞれを受信し、受信された情報ビット列を最適の生成多項式に従って時空間トレリスコードでエンコーディングし、エンコーディングされたＰ個の情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力した後に、Ｍ個の変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置での少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアリングしてＭ個の送信アンテナを通じて伝送することにより最大ダイバーシティ利得を保持しつつデータ伝送率を増加させる。
【選択図】図５

Description

本発明は、移動通信システムに関し、特に、時空間トレリスコード(Space-Time Trellis Code；以下、“ＳＴＴＣ”と略称する。)を使用する移動通信システムにおいてデータを送受信する装置及び方法に関する。

移動通信システム(Mobile Telecommunication System)が急速に発展するとともに、前記移動通信システムでサービスするデータ量も急速に増加している。最近では、高速のデータを伝送するための３世代移動通信システムが開発されている。このような３世代移動通信システムにおいて、ヨーロッパは、基地局間の非同期方式である広帯域符号分割多重接続(Wideband-Code Division Multiple Access；Ｗ−ＣＤＭＡ)方式を採択し、北アメリカは、基地局間の同期方式であるＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access；以下、“ＣＤＭＡ”と略称する。)−２０００方式を無線接続規格として採択している。一般的に、前記移動通信システムは、通常、１つの基地局を通じて複数の端末機(Mobile Station；ＭＳ)と通信する形態で構成される。しかし、前記移動通信システムで高速データを伝送するとき、無線チャンネル上で発生するフェーディング(Fading)現象により受信信号の位相が歪曲される可能性がある。前記フェーディングは、受信信号の振幅を数ｄＢから数十ｄＢまで減少させるので、このようなフェーディング現象により歪曲された受信信号の位相はデータの復調のときに補償を遂行しない場合、送信側が伝送した伝送データの情報エラーの原因になって移動通信サービスの品質を低下させるようになる。従って、移動通信システムで高速データを、サービス品質の低下を伴うことなく伝送するためにはフェーディングを克服すべきであり、このようなフェーディングを克服するために多様な方法のダイバーシティ(Diversity)技術が使用される。
一般的に、ＣＤＭＡ方式では、チャンネルの遅延拡散(delay spread)を利用してダイバーシティの受信を遂行するレーキ(Rake)受信器を採択している。前記レーキ受信器は、多重経路(multi-path)信号を受信するための受信ダイバーシティを適用している一方、前記遅延拡散を利用するダイバーシティ技術を適用したレーキ受信器は、遅延拡散が設定値より小さい場合には動作しない問題点がある。また、インターリービング(Interleaving)とコーディング(Coding)を利用する時間ダイバーシティ(Time diversity)技術は、ドップラー拡散(Doppler spread)チャンネルで使用される。しかし、前記時間ダイバーシティ技術は、低速ドップラー拡散チャンネルで利用されることが難しいという短所がある。

従って、室内チャンネルのように遅延拡散が小さいチャンネルと、歩行者チャンネル(pedestrian channel)のようにドップラー拡散が低速であるチャンネルでは、フェーディングを克服するために空間ダイバーシティ(Space Diversity)技術が使用される。前記空間ダイバーシティ技術は、２個以上の送受信アンテナを利用する。すなわち、１個の送信アンテナを通じて伝送された信号がフェーディングによりその信号パワーが減少する場合、残りの送信アンテナを通じて伝送された信号を受信する。前記空間ダイバーシティは、受信アンテナを利用する受信アンテナダイバーシティ技術と送信アンテナを利用する送信ダイバーシティ技術とに分類されることができる。しかし、前記受信アンテナダイバーシティ技術は端末機に適用されるので、端末機のサイズ及び設置費用の点からみて複数の受信アンテナを設置し難い。従って、基地局に複数の送信アンテナを設置する送信ダイバーシティ技術を使用することが勧められる。

特に、４世代(４Ｇ)移動通信システムでは、約１０Ｍｂｐｓ乃至１５０Ｍｂｐｓのデータの伝送速度を期待しており、エラー率(error rate)は、音声の場合、ビットエラー率(Bit Error Rate；以下、“ＢＥＲ”と略称する。)が１０^−３、データの場合、ＢＥＲが１０^−６、映像(image)の場合、ＢＥＲが１０^−９程度を要求している。前記ＳＴＴＣは、多重アンテナ技術とチャンネル符号化技術とが結合されたもので、無線ＭＩＭＯ(Multi Input Multi Output)チャンネルでデータ率(data rate)及び信頼度(reliability)の大幅な改善を有する技術である。前記ＳＴＴＣは、送信器の送信信号の時空間次元を拡張することにより受信器の時空間ダイバーシティ利得を得ることができ、また、付加的な帯域幅(bandwidth)の必要なくコーディング利得(coding gain)を得ることができるので、チャンネル容量の向上にも役に立つ。

従って、前記送信ダイバーシティ技術を適用するにおいて、前記ＳＴＴＣを使用して、前記ＳＴＴＣを使用すると、前記複数の送信アンテナを使用するときフェーディングチャンネル(fading channel)により発生するチャンネル利得(channel gain)の低下に対応するダイバーシティ利得(diversity gain)とともに、送信電力を増幅させた効果を有するコーディング利得(coding gain)を得るようになる。前記ＳＴＴＣを使用して信号を伝送する方式は、Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案したＩＥＥＥ文書“Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction,”(IEEE Trans. on Info. Theory, pp. 744-765, Vol. 44, No. 2, March 1998)に開示されている。このような参照文献において、コードレート(code rate)を単位時間の間伝送されたシンボル(symbol)の個数であると定義するとき、送信アンテナ及び受信アンテナの数の乗に該当するダイバーシティ利得を得るためには、コードレートが１より小さくなければならないと規定している。

図１は、一般的なＳＴＴＣを使用する送信器の構造を概略的に示す。図１を参照すると、まず、Ｐ個の情報データビット(information data bit)ｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、…、ｄ_Ｐが前記送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、…、ｄ_Ｐは、直列／並列(Serial to Parallel;Ｓ／Ｐ)変換器１１１に入力される。ここで、前記インデックス(index)Ｐは、前記送信器で単位送信時間の間に伝送する情報データビットの数を示し、前記単位送信時間は、シンボル(symbol)単位などになることができる。前記直列／並列変換器１１１は、前記情報データビットｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、…、ｄ_Pを並列に変換して第１エンコーダ(encoder)１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐのそれぞれに出力する。すなわち、前記直列／並列変換器１１１は、並列変換された情報データビットｄ_１を第１エンコーダ１２１−１に出力し、このように並列変換された情報データビットｄ_Ｐを第Ｐエンコーダ１２１−Ｐに出力する。そうすると、前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐのそれぞれは、前記直列／並列変換器１１１から出力された信号を入力して所定のエンコーディング方式にてエンコーディングした後に、第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍに出力する。ここで、前記インデックスＭは、前記送信器に備えられている送信アンテナの個数を示し、前記エンコーディング方式はＳＴＴＣエンコーディング方式である。前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐの内部構造は、図２を参照して説明する。

そして、前記第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍのそれぞれは、前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐから受信された信号を所定の変調方式にて変調する。前記第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍのそれぞれは、入力される信号のみ相異であるだけその動作は類似しているので、ここで、前記第１変調器１３１−１を例にあげて説明する。前記第１変調器１３１−１は、前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐから出力された信号を入力して加算した後に前記第１変調器１３１−１が連結される送信アンテナ、すなわち、第１送信アンテナＡＮＴ＃１に適用される利得を乗じ、前記利得が乗じられた信号を所定の変調方式にて変調した後に第１送信アンテナ(ＡＮＴ＃１)に出力する。ここで、前記変調方式には、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying；以下、“ＢＰＳＫ”と略称する。)方式、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying；以下、“ＱＰＳＫ”と略称する。)方式、ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation；以下、“ＱＡＭ”と略称する。)方式、ＰＡＭ(Pulse Amplitude Modulation；以下、“ＰＡＭ”と略称する。)方式、及びＰＳＫ(Phase Shift Keying；以下、“ＰＳＫ”と略称する。)方式などがある。図１では、エンコーダの個数がＰ個であるので２^Ｐ−ａｒｙＱＡＭ方式を使用すると仮定する。前記第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍのそれぞれは、変調された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍを前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍのそれぞれに出力する。前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍのそれぞれは、前記第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍから出力された変調シンボルＳ₁乃至Ｓ_Ｍをエア(air)上に伝送する。

図２は、図１の第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐの内部構造を示すブロック図である。説明の便宜上、前記第１エンコーダ１２１−１のみを例にあげて説明する。前記直列／並列変換器１１１から出力された情報データビットｄ_１は第１エンコーダ１２１−１に入力され、前記第１エンコーダ１２１−１は前記情報データビットｄ_１をtapped delay line（タップ付き遅延線）、すなわち、遅延器(Ｄ)２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)に出力する。ここで、前記tapped delay lineの遅延器は、前記第１エンコーダ１２１−１の拘束長Ｋより１個少ない個数で備えられる。前記遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)のそれぞれは、入力される信号を遅延して出力する。すなわち、前記遅延器２１１−１は前記情報データビットｄ_１を遅延して遅延器２１１−２に出力し、前記遅延器２１１−２は前記遅延器２１１−１の出力信号を遅延した後に出力する。また、前記遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)のそれぞれに提供される入力信号は、所定の利得が乗じられてモジュロ加算器(modulo adder)２２１−１、…、２２１−Ｍへ出力される。ここで、前記モジュロ加算器の個数は前記送信アンテナの個数と同一である。図１で送信アンテナの個数がＭであるので前記モジュロ加算器もＭ個備えられる。そして、前記遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)のそれぞれの入力信号に乗じられる利得はｇ_{ｉ、ｊ、ｔ}で表現されるが、前記ｇ_{ｉ、ｊ、ｔ}で、ｉはエンコーダインデックス、ｊはアンテナインデックス、ｔはメモリインデックスである。図１でＰ個のエンコーダが存在し、Ｍ個のアンテナが存在するので、前記エンコーダインデックスｉは１からＰまで増加し、アンテナインデックスｊは１からＭまで増加し、メモリインデックスｔは１から拘束長Ｋまで増加する。前記モジュロ加算器２２１−１、…、２２１−Ｍのそれぞれは、該当遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)の入力信号に前記利得が乗じられた信号をモジュロ加算して出力する。前記ＳＴＴＣエンコーディング方式も前記Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案したＩＥＥＥ文書“Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction,”(IEEE Trans. on Info. Theory, pp. 744-765, Vol. 44, No. 2, March 1998)に詳細に開示されている。

図２は、図１の第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｌエンコーダ１２１−Ｌの内部構造を示す。
図２を参照すると、図１で説明した第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｌエンコーダ１２１−Ｌは、図２に示すような構造を有し、前記第１エンコーダ１２１−１を例にあげて説明する。前記直列／並列変換器１１１から出力した情報データビットｄ_１は第１エンコーダ１２１−１に入力され、前記第１エンコーダ１２１−１は、前記情報データビットｄ_１をtapped delay line、すなわち、遅延器(Delay)２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)に出力する。ここで、前記tapped delay lineの遅延器は、前記第１エンコーダ１２１−１の拘束長(以下、“constraint length”と称する。)Ｋより１個少ない個数で備えられる。前記遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)のそれぞれは、入力される信号を遅延して出力する。すなわち、前記遅延器２１１−１は、前記情報データビットｄ_１を遅延して遅延器２１１−２に出力し、前記遅延器２１１−２は、前記遅延器２１１−１から出力する信号を遅延した後に出力する。また、前記遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)のそれぞれの入力端に提供される信号は、所定の利得が乗じられてモジュロ加算器(modulo adder)２２１−１、…、２２１−Ｍへ出力される。ここで、前記モジュロ加算器の個数は前記送信アンテナの個数と同一であり、図１で送信アンテナの個数がＭであるので、前記モジュロ加算器もＭ個備えられる。そして、前記遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)のそれぞれの入力信号に乗じられる利得はｇ_{１、ｊ、ｔ}で表現されるが、前記ｇ_{１、ｊ、ｔ}で、ｉはエンコーダインデックス、ｊはアンテナインデックス、ｔはメモリインデックスである。図１において、Ｌ個のエンコーダが存在し、Ｍ個のアンテナが存在するので、前記ｉは１からＬまで増加し、ｊは１からＭまで増加し、Ｋは１から拘束長Ｋまで増加する。前記モジュロ加算器２２１−１、…、２２１−Ｍのそれぞれは、該当遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)の入力信号に前記利得が乗じられた信号をモジュロ加算して出力する。前記ＳＴＴＣエンコーディング方式も前記Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案したＩＥＥＥ文書“Space time codes for high data rate wireless communication: Performance criterion and code construction,”に詳細に記載されている。

図３は、エンコーダの個数が２個であり、送信アンテナが３個であるＳＴＴＣ送信器の構造を示す。図３を参照すると、まず、２個の情報データビットｄ_１、ｄ_２が前記送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１、ｄ_２は直列／並列変換器３１１に入力される。前記直列／並列変換器３１１は、前記情報データビットｄ_１、ｄ_２を並列に変換して前記情報データビットｄ_１を第１エンコーダ３２１−１に出力し、前記情報データビットｄ_２を第２エンコーダ３２１−２に出力する。前記第１エンコーダ３２１−１の拘束長Ｋを４(拘束長Ｋ＝４)と仮定すると、前記第１エンコーダ３２１−１の内部構造は、図２で説明したように、前記拘束長Ｋ＝４より１少ない個数である３個の遅延器(１＋２Ｄ＋Ｄ^３)、３個のモジュロ加算器が備えられる。そこで、前記第１エンコーダ３２１−１は、第１遅延器に入力された、すなわち、遅延されない情報データビットｄ_１と第１遅延器で一回遅延されたビットに２を乗じたビットと第３遅延器で三回遅延されたビットとを第１送信アンテナＡＮＴ＃１の第１変調器３３１−１に連結される第１モジュロ加算器に出力する。このように前記第１エンコーダ３２１−１の３個のモジュロ演算器の出力は、それぞれ第１変調器３３１−１、第２変調器３３１−２、及び第３変調器３３１−３へ出力される。そして、前記第２エンコーダ３２１−２は、前記直列／並列変換器３１１から出力されたｄ_２を入力して前記第１エンコーダ３２１−１と同一の方式にてエンコーディングした後に、前記第１変調器３３１−１、第２変調器３３１−２、及び第３変調器３３１−３のそれぞれに出力する。

前記第１変調器３３１−１は、前記第１エンコーダ３２１−１及び第２エンコーダ３２１−２から出力された信号を所定の変調方式にて変調して第１送信アンテナＡＮＴ＃１に出力する。ここで、前記送信器に適用される変調方式をＱＰＳＫ方式であると仮定する。従って、前記第１エンコーダ３２１−１から出力された信号がｂ_１であり、前記第２エンコーダ３２１−２から出力された信号がｂ_２である場合、前記第１変調器３３１−１は、前記ＱＰＳＫ変調方式にて変調して

を出力する。前記第１変調器３３１−１と同様な方式にて、前記第２変調器３３１−２及び第３変調器３３１−３は、それぞれ前記第１エンコーダ３２１−１及び第２エンコーダ３２１−２から出力された信号をＱＰＳＫ変調方式にて変調して第２送信アンテナＡＮＴ＃２及び第３送信アンテナＡＮＴ＃３に出力する。前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第３送信アンテナＡＮＴ＃３のそれぞれは、前記第１変調器３３１−１乃至第３変調器３３１−３のそれぞれから出力された変調シンボルＳ₁乃至Ｓ_３をエア上に伝送する。

図４は、図１の送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示すブロック図である。図４を参照すると、まず、送信器がエア上に伝送した信号は、前記受信器の受信アンテナを通じて受信される。図４では、Ｎ個の受信アンテナが備えられていると仮定する。前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれは、エア上から受信される信号を処理するが、前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号は、チャンネル推定器(channel estimator)４１１及びメトリック計算機(Metric Calculator)４２３に入力される。前記チャンネル推定器４１１は、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号に対してチャンネル推定を遂行した後にそのチャンネル推定結果をハイポセシス(hypothesis)４１２に出力する。

一方、可能シーケンス生成器(Possible Sequences Generator)４１５は、前記送信器で情報データビットに対して同時にエンコーディングされる可能性があるすべての種類のシーケンスを生成し、前記生成されたシーケンスを第１エンコーダ４１７−１乃至第Ｐエンコーダ４１７−Ｐに出力する。ここで、前記可能シーケンス生成器４１５は、前記送信器で情報データを伝送する単位がＰ個の情報ビットであるので、Ｐ個のビットで構成された可能シーケンス

を生成する。このように生成された可能シーケンスのＰ個のビットのそれぞれは、前記第１エンコーダ４１７−１乃至第Ｐエンコーダ４１７−Ｐに入力され、前記第１エンコーダ４１７−１乃至第Ｐエンコーダ４１７−Ｐは、入力されるビットのそれぞれを図２で説明したようなＳＴＴＣエンコーディング方式にてエンコーディングした後に第１変調器４１９−１乃至第Ｍ変調器４１９−Ｍに出力する。前記第１変調器４１９−１乃至第Ｍ変調器４１９−Ｍのそれぞれは、前記第１エンコーダ４１７−１乃至第Ｐエンコーダ４１７−Ｐから出力されるエンコーディングされたビットを所定の変調方式にて変調して前記パイポセシス４１２に出力する。ここで、前記第１変調器４１９−１乃至第Ｍ変調器４１９−Ｍで適用する変調方式は、前述したように、ＢＰＳＫ方式、ＱＰＳＫ方式、ＱＡＭ方式、ＰＡＭ方式、ＰＳＫ方式などのような変調方式のうちいずれか１つの方式で設定され、図１の第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍで適用した変調方式が２^Ｐ−ａｒｙＱＡＭ方式であるので、前記第１変調器４１９−１乃至第Ｍ変調器４１９−Ｍも前記２^Ｐ−ａｒｙＱＡＭ方式にて入力される信号を変調する。

前記ハイポセシス４１２は、前記第１変調器４１９−１乃至第Ｍ変調器４１９−Ｍのそれぞれから出力された信号と前記チャンネル推定器４１１から出力されたチャンネル推定値を受信し、前記第１変調器４１９−１乃至第Ｍ変調器４１９−Ｍのそれぞれから出力された信号でなされたシーケンスが前記チャンネル推定結果と同一のチャンネルを通過したときの仮想チャンネル出力を生成して前記メトリック計算機４２３に出力する。前記メトリック計算機４２３は、前記ハイポセシス４１２から出力された仮想チャンネル出力と前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号を受信し、前記仮想チャンネル出力と前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号と間の距離を計算する。ここで、前記メトリック計算機４２３は、前記距離を計算するときユークリッド距離(Euclidean distance)を使用する。

このように、前記メトリック計算機４２３は、前記送信器が伝送することができるすべての可能なシーケンスに対してユークリッド距離を計算した後、最小距離選択器(minimum distance selector)４２５に出力する。前記最小距離選択器４２５は、前記メトリック計算機４２３から出力されるユークリッド距離のうち最小距離を有するユークリッド距離を選択し、前記選択されたユークリッド距離に該当する情報ビットを前記送信器が伝送した情報ビットとして決定して並列／直列(Parallel to Serial；Ｐ／Ｓ)変換器４２７に出力する。前記最小距離選択器４２５が最小距離を有するユークリッド距離に該当する情報ビットを決定するとき使用するアルゴリズム(algorithm)には複数のアルゴリズムが存在することができるが、ここで、ビタビアルゴリズム(Viterbi algorithm)を使用すると仮定する。また、前記ビタビアルゴリズムを使用して最小距離を有する情報ビットを抽出する過程も前記Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案したＩＥＥＥ文書“Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction,”(IEEE Trans. on Info. Theory, pp. 744-765, Vol. 44, No. 2, March 1998)に詳細に説明されているので、その詳細な説明を省略する。前記最小距離選択器４２５は、前記可能シーケンス生成器４１５で発生したすべてのシーケンスに対して最小距離を有するユークリッド距離に該当する情報ビットを決定するので、結果的にＰ個の情報ビット、すなわち、

を出力する。そうすると、前記並列／直列変換器４２７は、前記最小距離選択器４２５から出力されたＰ個の情報ビットを直列に変換して受信情報データシーケンス

を出力する。

前述したように、前記ＳＴＴＣは、送信器が複数の送信アンテナを備えて信号を伝送する場合、フェーディングチャンネルにより発生するチャンネル利得の低下現象を除去するために、ダイバーシティ利得とともに送信信号の電力を増幅して受信した効果を有するコーディング利得を同時に獲得することができる。そして、前述した参照文献では、ＳＴＴＣを使用する通信システムがコードレートを単位時間の間伝送されたシンボルの個数であると定義するとき、送信アンテナ及び受信アンテナの数の乗に該当するダイバーシティ利得を得るためには、コードレートが１より小さなければならないと規定している。すなわち、任意の伝送時点で１個の送信アンテナを通じてエア上に伝送されるシンボル内の情報データビットの数がＮ個であると仮定すると、送信器が複数の送信アンテナを使用しても、任意の伝送時点で前記複数の送信アンテナを通じてエア上に伝送することができる情報データビットの数は、前記Ｎ個以下でなければならないと規定している。このように前記複数の送信アンテナを通じてエア上に伝送することができる情報データビットの数が前記Ｎ個以下でなければならないと規定する理由は、前記複数の送信アンテナを通じたダイバーシティ利得を保持するためである。従って、前記ＳＴＴＣを使用する通信システムは、スペクトル効率(spectrum efficiency)を増加させ難い。

また、前記ＳＴＴＣを使用する通信システムは、前記コードレートを調節することが難しいが、これは、前記コードレートを調節する方法が送信アンテナを通じて伝送される変調信号、すなわち、変調シンボルのコンステレーションサイズ(constellation size)を増加させるほかないからである。ここで、前記変調シンボルのコンステレーションサイズを増加させることは、前記変調シンボルのそれぞれに存在する情報データビットの数を増加させることを意味する。このように前記コードレートを調節することが難しいので、２．５ビット/チャンネルユーズ(channel use)のようにコードレートを優秀な性能に調節することが不可能である。

終わりに、前記ＳＴＴＣを使用する通信システムは、受信側でエラーが発生した場合の再伝送に制約を有する。すなわち、最近に提案されている無線通信システム(wireless communication)、例えば、高速順方向パケット接続(High-Speed Downlink Packet Access；ＨＳＤＰＡ)通信システムでは、送信器が伝送した信号を受信器が正常的に受信することができない場合に再伝送を遂行する自動反復要求(automatic repeat request；“ＡＲＱ”)方式を提供している。前記ＡＲＱ方式として、前記正常的に受信されない送信信号の全体を再び伝送するのではなく、前記送信信号のうちの一部を再び伝送する増加分リダンダンシー(Incremental Redundancy；ＩＲ)方式を使用する。しかし、前記ＳＴＴＣを使用する通信システムは、送信信号に対する別途のパンクチュアリング(puncturing)方式が開発されていないので、ＡＲＱ方式のようなＩＲ方式を使用することが不可能である。

以上の背景に鑑みて、本発明の目的は、ＳＴＴＣを使用する移動通信システムでデータ伝送率を最大にするデータ送受信装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、ＳＴＴＣを使用する移動通信システムでデータパンクチュアリング装置及び方法を提供することにある。
本発明のまた他の目的は、ＳＴＴＣを使用する移動通信システムで最大ダイバーシティ利得を保持するデータ送受信装置及び方法を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、ＳＴＴＣを使用する移動通信システムで最大ダイバーシティ利得を保持するトレリスターミネーション装置及び方法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明は、Ｍ個の送信アンテナを備える移動通信システムで最大ダイバーシティ利得を有するデータ送信装置において、Ｐ個の情報ビット列のそれぞれを受信し、前記受信されたＰ個の情報ビット列を最適の生成多項式に従ってＳＴＴＣでエンコーディングするＰ個のエンコーダと、前記Ｐ個のエンコーダのそれぞれから出力されるＰ個の情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するＭ個の変調器と、前記Ｍ個の送信アンテナのそれぞれに連結され、前記Ｍ個の変調器から出力される変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置での少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアリングして前記Ｍ個の送信アンテナを通じて伝送するＭ個のパンクチュアと、を備えることを特徴とする。

また、本発明は、送信器からＮ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送される送信シンボル列をＭ個の受信アンテナを通じて受信する移動通信システムで最大ダイバーシティ利得を有するデータ受信装置において、前記Ｍ個の受信アンテナのそれぞれに連結され、前記Ｍ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列をチャンネル推定するチャンネル推定器と、前記送信器が伝送可能なすべての情報ビット列のそれぞれに対して所定の最適の生成多項式に従ってＳＴＴＣでエンコーディングするＰ個のエンコーダと、前記Ｐ個のエンコーダのそれぞれから出力される情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するＭ個の変調器と、前記Ｍ個の送信アンテナのそれぞれに連結され、前記Ｍ個の変調器から出力される変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置での少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアリングするＭ個のパンクチュアと、前記Ｍ個のパンクチュアから出力される変調シンボル列が前記チャンネル推定器が推定したチャンネルと同一のチャンネルを通じて伝送された場合の仮想チャンネル出力と前記受信シンボル列とを利用して前記送信器が伝送した送信シンボル列を検出する送信シンボル列検出器と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明は、Ｍ個の送信アンテナを備える移動通信システムで最大ダイバーシティ利得を有するデータ送信方法において、Ｐ個の情報ビット列のそれぞれを受信し、前記受信されたＰ個の情報ビット列を最適の生成多項式に従ってＳＴＴＣでエンコーディングするステップと、前記エンコーディングされたＰ個の情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するステップと、前記Ｍ個の変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置での少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアリングして前記Ｍ個の送信アンテナを通じて伝送するステップと、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明は、送信器からＮ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送される送信シンボル列をＭ個の受信アンテナを通じて受信する移動通信システムで最大ダイバーシティ利得を有するデータ受信方法において、前記Ｍ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列をチャンネル推定するステップと、前記送信器が伝送可能なすべての情報ビット列のそれぞれに対して所定の最適の生成多項式に従ってＳＴＴＣでエンコーディングするステップと、前記エンコーディングされた情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するステップと、前記変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置での少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアリングするステップと、前記少なくとも１つのパンクチュアリングされた変調シンボル列が前記チャンネル推定されたチャンネルと同一のチャンネルを通じて伝送された場合の仮想チャンネル出力と前記受信シンボル列とを利用して前記送信器が伝送した送信シンボル列を検出するステップと、を備えることを特徴とする。

本発明は、ＳＴＴＣを使用する移動通信システムで送信アンテナに従って伝送される情報データシンボルを周期的にパンクチュアリングしてデータ伝送率を増加させる。ＳＴＴＣを使用する移動通信システムは、パンクチュアリングを通じてデータ伝送率を増加させつつもダイバーシティ利得をそのままに保持してシステム性能を向上させることができる。また、ＳＴＴＣを使用する移動通信システムは、トレリスターミネーションを情報データの伝送のうち周期的に遂行することによって送信フレームの長さに関係なくダイバーシティ利得を保持することができる。

以下、本発明の好適な実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記説明において、本発明の要旨のみを明瞭にするために公知の機能又は構成に対する詳細な説明は省略する。
図５は、本発明の実施例による時空間トレリスコード(ＳＴＴＣ)を使用する送信器の構造を概略的に示すブロック図である。図５を参照すると、Ｐ個の情報データビット(information data bit)ｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、…、ｄ_Ｐが前記送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、…、ｄ_Ｐは多重化器(ＭＵＸ)５１１に入力される。前記多重化器５１１は、前記情報データビットｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、…、ｄ_Ｐを‘００００…’に多重化した後に直列／並列変換器(Serial to Parallel Converter；Ｓ／Ｐ)５１３に出力する。ここで、前記情報データビットｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、…、ｄ_Ｐをヌルデータ(null data)、すなわち、‘００００…’に多重化する理由は、トレリスターミネーションを遂行するためである。前記多重化器５１１のトレリスターミネーション動作は下記で説明するので、その詳細な説明を省略する。ここで、前記インデックス(index)Ｐは、前記送信器が単位送信時間の間に伝送する情報データビットの数を示し、前記単位送信時間は、シンボル(symbol)単位などになることができる。前記直列／並列変換器５１３は、前記情報データビットｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、…、ｄ_Ｐを並列に変換して第１エンコーダ(encoder)５１５−１乃至第Ｐエンコーダ５１５−Ｐのそれぞれに出力する。すなわち、前記直列／並列変換器５１３は、並列変換された情報データビットｄ_１を第１エンコーダ５１５−１に出力し、このように並列変換された情報データビットｄ_Ｐを第Ｐエンコーダ５１５−Ｐに出力する。そうすると、前記第１エンコーダ５１５−１は、前記情報データビットｄ_１をＳＴＴＣエンコーディング方式にてエンコーディングした後に第１変調器５１７−１乃至第Ｍ変調器５１７−Ｍに出力する。ここで、前記インデックスＭは、前記送信器に備えられている送信アンテナの個数を示す。このように、前記第Ｐエンコーダ５１５−Ｐは、前記情報データビットｄ_Ｐを前記ＳＴＴＣエンコーディング方式にてエンコーディングした後に、前記第１変調器５１７−１乃至第Ｍ変調器５１７−Ｍに出力する。前記第１エンコーダ５１５−１乃至第Ｐエンコーダ５１５−Ｐは、図２と同一の構造を有するので、その詳細な説明を省略する。

そして、前記第１変調器５１７−１乃至第Ｍ変調器５１７−Ｍのそれぞれは、前記第１エンコーダ５１５−１乃至第Ｐエンコーダ５１５−Ｐから受信された信号を所定の変調方式にて変調する。前記第１変調器５１７−１乃至第Ｍ変調器５１７−Ｍのそれぞれは、入力される信号のみ相異するだけでその動作は類似しているので、ここでは、前記第１変調器５１７−１のみを例にあげて説明する。前記第１変調器５１７−１は、前記第１エンコーダ５１５−１乃至第Ｐエンコーダ５１５−Ｐから受信された信号を加算した後に、前記加算結果と前記第１変調器５１７−１が連結される送信アンテナ、すなわち、第１送信アンテナＡＮＴ＃１に適用される利得を乗じて、前記乗算結果を所定の変調方式にて変調した後に第１パンクチュア５１９−１に出力する。ここで、前記変調方式には、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying；以下、“ＢＰＳＫ”と略称する。)方式、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying；以下、“ＱＰＳＫ”と略称する。)方式、ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation；以下、“ＱＡＭ”と略称する。)方式、ＰＡＭ(Pulse Amplitude Modulation；以下、“ＰＡＭ”と略称する。)方式、及びＰＳＫ(Phase Shift Keying；以下、“ＰＳＫ”と略称する。)方式のような変調方式などがあり、図５では、エンコーダの個数がＰ個であるので２^Ｐ−ａｒｙＱＡＭの変調方式を使用すると仮定する。

前記第１変調器５１７−１乃至第Ｍ変調器５１７−Ｍは、それぞれ変調された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍを第１パンクチュア５１９−１乃至第Ｍパンクチュア５１９−Ｍに出力する。ここで、前記第１パンクチュア５１９−１乃至第Ｍパンクチュア５１９−Ｍは、前記第１変調器５１７−１乃至第Ｍ変調器５１７−Ｍのそれぞれから出力された信号を所定のパンクチュアリングマトリックス(puncturing matrix)に従ってパンクチュアリングした後に、第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍのそれぞれを通じてエア(air)上に伝送する。それでは、ここで、前記第１パンクチュア５１９−１乃至第Ｍパンクチュア５１９−Ｍが前記パンクチュアリングマトリックスに従って前記第１変調器５１７−１乃至第Ｍ変調器５１７−Ｍのそれぞれから出力された変調シンボルＳ₁乃至Ｓ_Ｍをパンクチュアリングする過程を具体的に説明する。
例えば、前記送信器に備えられている送信アンテナの個数が２個であり、前記２個の送信アンテナを通じて単位送信区間の間４個のシンボル(symbol)が伝送されると仮定すると、下記式１のようなパンクチュアリングマトリックスを適用する。

前記式１において、Ｐ_１はパンクチュアリングマトリックスを示し、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で列(column)は送信区間、すなわち、シンボル区間を示し、行(row)は送信アンテナを示す。前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で、エレメント(element)“１”は入力されるシンボルをパンクチュアリングせずそのままに通過させることを意味し、エレメント“０”は、入力されるシンボルをパンクチュアリングして該当する区間の間はシンボルを伝送しないことを意味する。すなわち、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で、一番目列では、すなわち、第１シンボル区間では、第１送信アンテナに連結された第１変調器から出力される変調シンボルと第２送信アンテナに連結された第２変調器から出力される変調シンボルとをパンクチュアリングせずにそのまま通過させる。しかし、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で、二番目列では、すなわち、第２シンボル区間では、第１送信アンテナに連結された第１変調器から出力される変調シンボルはパンクチュアリングせずそのままに通過させる一方、第２送信アンテナに連結された第２変調器から出力される変調シンボルはパンクチュアリングする。従って、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１を適用しない場合に比べて前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１を適用する場合、コードレート(code rate)が４／３倍に増加する。ここで、前記パンクチュアリングされる区間を通じて付加情報を伝送することができ、前記付加情報には、自動反復再伝送(ＡＲＱ)のための増加分リダンダンシー(Incremental Redundancy；ＩＲ)または別途の初期送信情報などがある。前記パンクチュアリングされる区間に挿入される付加情報は、前記ＳＴＴＣを使用する移動通信システムが送受信区間を規約する限り制限されない。

図６は、図５に示した送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示すブロック図である。図６を参照すると、まず、送信器がエア上に伝送した信号は、前記受信器の受信アンテナを通じて受信される。図６では、受信アンテナがＮ個備えられていると仮定する。前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれは、エア上から受信される信号を処理するが、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号は、チャンネル推定器(channel estimator)６１１及びメトリック計算機(Metric Calculator)６１５に入力される。前記チャンネル推定器６１１は、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号に対するチャンネル推定を遂行した後に、そのチャンネル推定結果をハイポセシス６１３に出力する。

一方、可能シーケンス生成器(Possible Sequences Generator)６１７は、前記送信器で情報データビットに対して同時にエンコーディングされる可能性があるすべての種類のシーケンスを生成し、前記生成されたシーケンスを第１多重化器６１９−１乃至第Ｐ多重化器６１９−Ｐに出力する。ここで、前記可能シーケンス生成器６１７は、前記送信器が情報データを伝送する単位がＰ個の情報ビットであるので、Ｐ個のビットで構成された可能シーケンス

を生成する。このように生成された可能シーケンスのＰ個のビットのそれぞれは、前記第１多重化器６１９−１乃至第Ｐ多重化器６１９−Ｐに入力され、前記第１多重化器６１９−１乃至第Ｐ多重化器６１９−Ｐのそれぞれは、前記可能シーケンス生成器６１７から受信されたビットのそれぞれを多重化した後に第１エンコーダ６２１−１乃至第Ｐエンコーダ６２１−Ｐのそれぞれに出力する。ここで、前記第１多重化器６１９−１乃至第Ｐ多重化器６１９−Ｐは、図５に示した多重化器５１１の動作で説明したように、トレリスターミネーションのための多重化動作を遂行する。前記第１エンコーダ６２１−１乃至第Ｐエンコーダ６２１−Ｐは、前記第１多重化器６１９−１乃至第Ｐ多重化器６１９−Ｐのそれぞれから受信された信号を図２で説明したようなＳＴＴＣエンコーディング方式にてエンコーディングした後に、第１変調器６２３−１乃至第Ｍ変調器６２３−Ｍに出力する。前記第１変調器６２３−１乃至第Ｍ変調器６２３−Ｍのそれぞれは、前記第１エンコーダ６２１−１乃至第Ｐエンコーダ６２１−Ｐから出力されるエンコーディングされたビットを所定の変調方式にて変調して第１パンクチュア６２５−１乃至第Ｍパンクチュア６２５−Ｍに出力する。ここで、前記第１変調器６２３−１乃至第Ｍ変調器６２３−Ｍで適用する変調方式は、ＢＰＳＫ方式、ＱＰＳＫ方式、ＱＡＭ方式、ＰＡＭ方式、及びＰＳＫ方式などのような変調方式のうちいずれか１つの方式にて設定され、図５の第１変調器５１７−１乃至第Ｍ変調器５１７−Ｍで適用した変調方式が２^Ｐ−ａｒｙＱＡＭ方式であるので、前記第１変調器６２３−１乃至第Ｍ変調器６２３−Ｍも前記２^Ｐ−ａｒｙＱＡＭの変調方式にて入力される信号を変調する。

前記第１パンクチュア６２５−１乃至第Ｍパンクチュア６２５−Ｍは、前記第１変調器６２３−１乃至第Ｍ変調器６２３−Ｍから出力された信号を図５に示した第１パンクチュア５１９−１乃至第Ｍパンクチュア５１９−Ｍで適用したパンクチュアリングマトリックスと同一のパンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアリングして前記ハイポセシス６１３に出力する。前記ハイポセシス６１３は、前記第１パンクチュア６２５−１乃至第Ｍパンクチュア６２５−Ｍのそれぞれから出力された信号と前記チャンネル推定器６１１から出力されたチャンネル推定結果を受信し、前記第１パンクチュア６２５−１乃至第Ｍパンクチュア６２５−Ｍのそれぞれから出力された信号でなされたシーケンスが前記チャンネル推定結果と同一のチャンネルを通過したときの仮想チャンネル出力を生成して前記メトリック計算機６１５に出力する。前記メトリック計算機６１５は、前記ハイポセシス６１３から出力された仮想チャンネル出力と前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号とを受信し、前記仮想チャンネル出力と前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｍ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号との間の距離を計算する。ここで、前記メトリック計算機６１５は、前記距離を計算するときユークリッド距離を使用する。

このように、前記メトリック計算機６１５は、前記送信器が伝送することができるすべての可能なシーケンスに対してユークリッド距離を計算した後に最小距離選択器(minimum distance selector)６２７に出力する。前記最小距離選択器６２７は、前記メトリック計算機６１５から出力されるユークリッド距離のうち最小距離を有するユークリッド距離を選択し、前記選択されたユークリッド距離に該当する情報ビットを前記送信器から伝送された情報ビットとして決定して並列／直列(Parallel to Serial；Ｐ／Ｓ)変換器６２９に出力する。前記最小距離選択器６２７が最小距離を有するユークリッド距離に該当する情報ビットを決定するとき使用するアルゴリズム(algorithm)には複数のアルゴリズムが存在することができるが、ここで、ビタビアルゴリズム(Viterbi algorithm)を使用すると仮定する。

ここで、前記最小距離選択器６２７は、前記可能シーケンス生成器６１７から生成されたすべてのシーケンスに対して最小距離を有するユークリッド距離に該当する情報ビットを決定するので、結果的にＰ個の情報ビット、すなわち、

を出力する。そうすると、前記並列／直列変換器６２９は、前記最小距離選択器６２７から出力されたＰ個の情報ビットを直列変換して受信情報データシーケンス

を出力する。

さて、図５及び図６で説明した送信器及び受信器の構造を参照して本発明の動作原理を説明する。
まず、送信器は２個の送信アンテナを備え、受信器は１個の受信アンテナを備え、前記送信器は、変調方式としてＢＰＳＫ方式を使用すると仮定する。前記ＳＴＴＣにおいて、拘束長(constraint length)Ｋが増加する場合最小エラーの長さが増加する。送信器が伝送した送信シンボルマトリックス(symbol matrix)を“Ｃ”であると定義し、受信器でエラーが発生して誤って推定した受信シンボルマトリックスを“Ｅ”であると定義すると、エラーマトリックス(error matrix)“Ｂ”は下記式２のように表現される。

また、マトリックスＡをＢＢ^Ｈ(Ａ＝ＢＢ^Ｈ)であると定義し、前記送信器の送信アンテナが経るチャンネル特性が独立的なガウシアン(independent gaussian)にモデリング(modeling)されると仮定すると、前記送信シンボルマトリックスＣが前記誤って推定した受信シンボルマトリックスＥとして検出される確率は下記式３のようである。

前記式３において、τは前記マトリックスＡの階数(rank)を示し、λ_ｉは、前記マトリックスＡのｉ番目に大きい固有値(eigenvalue)を示し、Ｅ_Ｓは受信信号のエネルギー(energy)を示し、Ｎ_Ｏは雑音(noise)成分のエネルギーを示す。ここで、前記マトリックスＡの階数は、前記エラーマトリックスＢの階数と同一である。前記式３に示すように、前記マトリックスＡの階数τがシンボルエラーレート(symbol error rate)を決定する主な要因として作用することを分かる。前記マトリックスＡの階数τがダイバーシティ利得(diversity gain)になり、前記

がコーディング利得(coding gain)になる。一方、前記エラーマトリックスＢは、送信器の送信アンテナの数と同一の数の行(row)を有し、前記エラーマトリックスＢでエラーの長さは前記エラーマトリックスＢの列(column)の数を意味する。
前述したように、送信器が変調方式としてＢＰＳＫ方式を適用する場合、一番短いエラーの長さは前記拘束長Ｋと同一である。また、前記ＳＴＴＣの場合エラーマトリックスＢの最小計数(minimum rank)がダイバーシティ利得と同一であることは、Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案したＩＥＥＥ文書“Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction,”(IEEE Trans. on Info. Theory, pp. 744-765, Vol. 44, No. 2, March 1998)に開示されている。しかし、本発明で提案したように、送信器から伝送される信号をパンクチュアリングすると、前記エラーマトリックスＢで前記パンクチュアリングされた区間に該当するエレメントが“０”に置き換えられ、これは、前記エラーマトリックスＢの階数を減少させるようになる。
ここで、下記式４のようなエラーマトリックスＢ_１が存在すると仮定する。

前記式４のようなエラーマトリックスＢ_１に下記式５のようなパンクチュアリングマトリックスＰ_Ｐを適用する。

前記エラーマトリックスＢ_１に前記式５のパンクチュアリングマトリックスＰ_Ｐを適用すると、下記式６のようなエラーマトリックスＢ_２が発生する。

前記式６からエラーマトリックスＢ_２の階数が１になることを分かる。前記エラーマトリックスＢ_２において、二番目列でのすべてのエレメントが“０”になるので、エラーマトリックスＢ_２の階数は１になり、従って、ダイバーシティ利得は１になる。すなわち、前述したように、受信器が１個の受信アンテナを使用する場合ダイバーシティ利得は１(送信ダイバーシティ技術が適用されないことを示す。)になり、送信器が送信ダイバーシティ技術を適用して信号を伝送したにもかかわらず、前記パンクチュアリング動作によってダイバーシティ利得が損失される。このようにダイバーシティ利得が損失されることは、ＳＴＴＣを使用する通信システムの性能を低下させるので望ましくない。

従って、本発明は、データ伝送率の増加のためのパンクチュアリングを遂行するにおいて、ダイバーシティ利得を保持するためのパンクチュアリングマトリックスを提案する。本発明で提案したパンクチュアリングマトリックスは、図５の式１で説明したようなパンクチュアリングマトリックスＰ_１に相当する。そうすると、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１を前記式４のエラーマトリックスＢ_１に適用すると、下記式７のようなエラーマトリックスＢ_３が生成される。

前記式７からエラーマトリックスＢ_３の階数が２になることを分かる。前記エラーマトリックスＢ_３において、一番目列及び二番目列のすべてにエレメント“１”が存在するので、前記エラーマトリックスＢ_３の階数は２になり、従って、ダイバーシティ利得は２になる。すなわち、前述したように、受信器が１個の受信アンテナを使用する場合、ダイバーシティ利得は前記パンクチュアリングマトリックスを適用しない場合と同一に２になるので、前記パンクチュアリング動作によるダイバーシティ利得の損失を防止する。また、前記ダイバーシティ利得をそのままに保持しつつもデータ伝送率を増加させてシステム全体の性能を向上させることができる。

本発明で提案した前記パンクチュアリングマトリックスの特徴を説明すると次のようである。前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１は、送信アンテナに従ってパンクチュアリングされる区間、すなわち、パンクチュアリングされるシンボルを周期的に交互に位置するように生成される。すなわち、第２送信アンテナの二番目列にシンボルをパンクチュアリングする位置が存在し、第１送信アンテナの四番目列にシンボルをパンクチュアリングする位置が存在してシンボルがパンクチュアリングされる位置が送信アンテナに従って周期的に交互に位置される。

一般的に、送信器が２個の送信アンテナを備え、エラーマトリックスの階数が１に減少する場合、前記エラーマトリックスの１つの行でのすべてのエレメントが“０”の値を有するように変わる場合が大部分である。従って、データ伝送率を増加させるためにパンクチュアリングを適用する場合、前記エラーマトリックスの１つの行でのすべてのエレメントが“０”に変わる現象を防止する必要がある。このように、前記エラーマトリックスの１つの行でのすべてのエレメントが“０”に変わる現象を除去するためには、すなわち、ダイバーシティ利得の減少を避けるためには、送信器が伝送する送信シンボルマトリックスの行のそれぞれで可能な少ない数のシンボルをパンクチュアリングすべきである。また、前記送信シンボルマトリックスの行を可能なだけ獲得してシンボルパンクチュアリングを遂行しても、すべてのエレメントが“０”を有しない少なくとも１つの行が存在するようにすべきである。ここで、前記送信シンボルマトリックスの列の数を増加させることは、結局、エラーの長さを増加させるものと同一であり、前記エラーの長さを増加させることは、拘束長Ｋを増加させるものと同一である。また、送信シンボルマトリックスの行のそれぞれで可能な少ない数のシンボルをパンクチュアリングするためには、特定の１つの送信アンテナの送信シンボルのみをパンクチュアリングせず、残りの送信アンテナのそれぞれの送信シンボルとともに同一の個数の送信シンボルを周期的にパンクチュアリングしなければならない。さらに、前記エラーマトリックスは、図２で説明したように、生成多項式に依存するようになるので、パンクチュアリングマトリックスの生成において適正な生成多項式を検出しなければならない。

ここで、送信器が２個の送信アンテナを備え、受信器が１個の受信アンテナを備えるという仮定の下に、前記送信器が変調方式としてＢＰＳＫ方式を使用するとき、可能なすべてのエラーマトリックスと生成多項式を考慮して下記表１のようなパンクチュアリングパターンを検出する。

前記表１は、階数が１である最小エラーの長さを有するパンクチュアリングパターンを示す。表１において、パンクチュアリングパターン＃１は、２個の送信アンテナから出力されるシンボルを周期的に交互にパンクチュアリングするパターンであり、前記パンクチュアリングパターン＃２は、２個の送信アンテナから出力されるシンボルのうち任意の１つの送信アンテナから出力されるシンボルのみ、すなわち、１個のシンボルおきに一回ずつ周期的にパンクチュアリングするパターンであり、前記パンクチュアリングパターン＃３は、２個の送信アンテナから出力されるシンボルのうち任意の１個の送信アンテナから出力されるシンボルのみ、すなわち、３個のシンボルおきに一回ずつ周期的にパンクチュアリングするパターンである。表１に示すパンクチュアリングパターン＃１のように２個の送信アンテナから出力されるシンボルを周期的に交互にパンクチュアリングすることは、階数が１になる最小エラーの長さが１３または１６のように増加されることをわかる。前記最小エラーの長さが増加されることは、エラーマトリックスでエレメント‘０’が存在する位置をさらに遠く離隔させるので、その階数が減少される場合を防止することができる。特に、前記送信アンテナの単位送信時間であるフレーム(frame)が１３シンボルまたは１６シンボルで構成される場合、前記パンクチュアリングパターン＃１を適用すると、階数が減少される場合を防止することができる。

また、前記拘束長Ｋが４(拘束長Ｋ＝４)であり、パンクチュアリングパターンが前記表１のパンクチュアリングパターン＃１と同一である場合、最適の生成多項式は下記のようである。ここで、前記“最適の生成多項式”は、ダイバーシティ利得を損失するエラーマトリックスの列の個数のうち最小個数が１３である生成多項式を意味する。

最適の生成多項式(拘束長Ｋ＝４)
１３１ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^３
１３３ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^３
１５９ｇ１＝１＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^３
１８９ｇ１＝１＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３

前記最適の生成多項式で、１５９及び１８９の場合に適用されるパンクチュアリングパターンが前記表１のパンクチュアリングパターン＃３である場合にもダイバーシティ利得を損失するエラーマトリックスの最小列の個数は１３を保持する。
また、前記拘束長Ｋが５(拘束長Ｋ＝５)であり、パンクチュアリングパターンが前記表１のパンクチュアリングパターン＃１と同一である場合、最適の生成多項式は下記のようである。ここで、前記“最適の生成多項式”は、ダイバーシティ利得を損失するエラーマトリックスの列の個数のうち最小個数が１６である生成多項式を意味する。

最適の生成多項式(拘束長Ｋ＝５)
５８１ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
５８７ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
５８９ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
７０１ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
７０７ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
７１３ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
７６７ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
７７３ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
７７５ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
８８７ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
８９３ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
８９９ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
９４９ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
９５３ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
９５５ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
９５９ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４．

図７は、拘束長Ｋが４である場合本発明のシミュレーション結果を概略的に示すグラフである。図７を参照すると、送信器の送信アンテナは２個であり、ＳＴＴＣエンコーディングで適用する拘束長Ｋは４(Ｋ＝４)であり、変調方式としてＢＰＳＫ方式を適用し、受信器の受信アンテナは１個であると仮定する。また、前記２個の送信アンテナから伝送された信号が相互に独立的なレーリーフェーディング(rayleigh fading)チャンネルを経るものとし、チャンネル推定の性能が１００％であり、生成多項式がｇ１３３、すなわち、ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^３を使用し、１個のフレームが1２個のシンボルで構成されると仮定する。

図７には、拘束長が４、すなわち、ステート(state)の個数が８個であるＢＰＳＫ用ＳＴＴＣのフレームエラー率(Frame Error Rate；ＦＥＲ)が示されている。前記パンクチュアリングを２個の送信アンテナのすべてに適用した場合(図７で“１１１０／１０１１”に示される。)は、前記パンクチュアリングを２個の送信アンテナのすべてに適用しない場合(図７で“１１１１／１１１１”に示される。)に比べてフレームエラー率が０．１である地点及びフレームエラー率が０．０１である地点で約１ｄＢの性能低下を示すことをわかる。これは、パンクチュアリングを適用する場合にも同一のフレームエラー率を保持するために、送信器が送信電力を約１ｄＢ増加させなければならないことを意味する。すなわち、前記送信器がパンクチュアリングを遂行しない場合に比べてパンクチュアリングを遂行することによってコーディング利得の側面で約１ｄＢの損失があることを示す。しかし、前記２個の送信アンテナのすべてにパンクチュアリングを適用した場合は、前記パンクチュアリングを適用しない場合のそれぞれのフレームエラー率の傾斜と同一であり、これは、前記パンクチュアリングを適用してもダイバーシティ利得をそのままに保持することを示す。

前記２個の送信アンテナのすべてにパンクチュアリングを適用した場合とは異なり、１つの送信アンテナから出力されるシンボルにのみパンクチュアリングを適用する場合(図７で“１１１１／１０１０”に示される。)には、前記パンクチュアリングを適用しない場合に比べてフレームエラー率が０．１である地点で約１ｄＢの性能低下を示し、フレームエラー率が０．０１である地点で約３ｄＢの性能低下を示すことを分かる。結局、前記２個の送信アンテナのうちいずれか１つの送信アンテナから出力されるシンボルにのみパンクチュアリングを適用する場合のフレームエラー率の傾斜が前記パンクチュアリングを適用しない場合のフレームエラー率の傾斜より低くなり、これは、ダイバーシティ利得の損失を示す。

図８は、拘束長Ｋが５である場合本発明のシミュレーション結果を概略的に示すグラフである。図８を参照すると、まず、送信器の送信アンテナは２個であり、ＳＴＴＣエンコーディングで適用する拘束長Ｋは５(Ｋ＝５)であり、変調方式としてＢＰＳＫ方式を適用し、受信器の受信アンテナは１個であると仮定する。また、前記２個の送信アンテナから伝送された信号が相互に独立的なレーリーフェーディング(rayleigh fading)チャンネルを経、チャンネル推定の性能が１００％であり、生成多項式がｇ９５３、すなわち、ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４を使用し、１個のフレームが1６個のシンボルで構成されると仮定する。また、前記２個の送信アンテナから伝送される信号が相互に独立的なレーリーフェーディングチャンネルを経、チャンネル推定の性能が１００％であると仮定し、また、生成多項式をｇ９５３、すなわち、ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４を使用すると仮定し、１つのフレームが１６個のシンボルで構成されると仮定する。

図８には、拘束長Ｋが５、すなわち、ステートの個数が１６個であるＢＰＳＫ用ＳＴＴＣのフレームエラー率が示されている。前記パンクチュアリングを２個の送信アンテナのすべてに適用した場合(図８で“１１１０／１０１１”に示される。)は、前記パンクチュアリングを２個の送信アンテナのすべてに適用しない場合(図８で“１１１１／１１１１”に示される。)に比べてフレームエラー率が０．１である地点及びフレームエラー率が０．０１である地点で約１ｄＢの性能低下を示すことを分かる。これは、パンクチュアリングを適用する場合にも同一のフレームエラー率を保持するために、送信器が送信電力を約１ｄＢ増加させるべきことを意味する。すなわち、前記送信器がパンクチュアリングを遂行しない場合に比べてパンクチュアリングを遂行することによりコーディング利得の側面で約１ｄＢの損失があることを示す。しかし、前記２個の送信アンテナのすべてにパンクチュアリングを適用した場合は、前記パンクチュアリングを適用しない場合のそれぞれのフレームエラー率の傾斜と同一であり、これは、前記パンクチュアリングを適用してもダイバーシティ利得をそのままに保持することを示す。

前記２個の送信アンテナのすべてにパンクチュアリングを適用した場合とは異なり、１個の送信アンテナから出力されるシンボルにのみパンクチュアリングを適用する場合(図８で“１１１１／１０１０”に示される。)には、前記パンクチュアリングを適用しない場合に比べてフレームエラー率が０．１である地点で約１．５ｄＢの性能低下を示し、フレームエラー率が０．０１である地点で約５ｄＢの性能低下を示すことを分かる。結局、前記２個の送信アンテナのうちいずれか１つの送信アンテナから出力されるシンボルにのみパンクチュアリングを適用する場合のフレームエラー率の傾斜が前記パンクチュアリングを適用しない場合のフレームエラー率の傾斜より低くなり、これは、ダイバーシティ利得の損失を示す。

一方、本発明による多重化器５１１のトレリスターミネーション動作を説明する。
一般的に、“トレリスターミネーション(trellis termination)”とは、送信フレーム単位で該当送信フレームの最後部分に所定のビットだけ、例えば、Ｋ個のビットにヌルデータ(null data)、すなわち、‘０’を挿入して伝送する動作を意味する。送信器がトレリスターミネーションを通じて該当送信フレームの伝送が終了されたことを知らせ、その後、受信器は受信フレームの終了を検出することができる。さて、図９を参照して一般的なトレリスターミネーションに基づいた送信フレームフォーマットを説明する。

図９を参照すると、前記送信フレームフォーマットは、トレーニングシーケンス送信区間(Ｔｒａｉｎｉｎｇ＿Ｓｅｑｕｅｎｃｅ)９１１と、情報データ送信区間(Ｄａｔａ)９１３と、トレリスターミネーション区間９１５とから構成される。前記トレーニングシーケンス送信区間９１１は、前記送信器と受信器との間の初期チャンネル推定のためのトレーニングシーケンスが伝送される時区間であり、前記情報データ送信区間９１３は実際情報データが伝送される時区間であり、トレリスターミネーション区間９１５は、トレリスターミネーションのための所定数のヌルデータビット、例えば、Ｋ個のヌルデータビットが伝送される区間である。

ＳＴＴＣを使用する送信器において、拘束長Ｋが４である場合、前記式３、式４、及び式６で説明したようなエラーマトリックスＢを適用すると、前記エラーマトリックスＢの長さが１２である場合まではダイバーシティ利得が保持される。しかし、前記エラーマトリックスＢの長さが１２を超過する場合ダイバーシティ利得が損失される。すなわち、送信フレーム単位でトレリスターミネーションを遂行すると仮定すれば、前記送信フレームの長さが１２を超過する場合ダイバーシティ利得が損失され、このような損失は、パンクチュアリングされたＳＴＴＣのフレームエラー率を増加させる主な要因として作用する。結果的に、フレームエラー率が増加されるので、ＳＴＴＣを使用する送信器が伝送することができる送信フレームの長さは制限される。

しかし、本発明では、図５で説明した多重化器５１１がトレリスターミネーションのためのヌルデータの挿入位置を制御する。すなわち、送信フレームの最後位置にトレリスターミネーションのためのヌルデータを一括的に挿入せず、情報データを伝送する間にトレリスターミネーションのためのヌルデータを挿入する。これは、図１０を参照して詳細に説明する。

図１０は、本発明の実施形態によるトレリスターミネーションに基づいた送信フレームフォーマットを概略的に示す。図１０を参照すると、前記送信フレームフォーマットは、トレーニングシーケンス送信区間(Ｔｒａｉｎｉｎｇ＿Ｓｅｑｕｅｎｃｅ)１０１１と、情報データ送信区間(Ｄａｔａ)１０１３、１０１７、及び１０１９と、トレリスターミネーション区間１０１５及び１０２１とから構成される。前記トレーニングシーケンス送信区間１０１１は、前記送信器と受信器との間の初期チャンネル推定のためのトレーニングシーケンスが伝送される時区間であり、前記情報データ送信区間１０１３、１０１７、及び１０１９は実際情報データが伝送される時区間であり、トレリスターミネーション区間１０１５、１０２１は、トレリスターミネーションのためのヌルデータが伝送される区間である。図１０に示すように、本発明は、トレリスターミネーションのためのヌルデータを送信フレームの最後位置に一括的に挿入して伝送することではなく、情報データを伝送する間にトレリスターミネーションのためのヌルデータを挿入する。拘束長ｋが“Ｋ”であると仮定し、前記ＳＴＴＣの特性上、前記エラーマトリックスＢの階数を損失し始める時点、すなわち、ダイバーシティ利得を損失し始める時点の列の個数がｑであると仮定すると、前記多重化器５１１は、(ｑ−ｋ)個の情報データビットを伝送する動作を反復して(Ｋ−１)個のヌルデータビットを伝送する方法にて多重化を制御する。結果的に、前記多重化器５１１は、図１０に示されている送信フレームフォーマットに相応するように(ｑ−ｋ)個の情報データビットを伝送した後に(Ｋ−１)個のヌルデータビットを伝送する動作を反復する方法にて多重化を遂行する。

例えば、本発明でのようにパンクチュアリングした後のコードレートをＲであると仮定し、前記トレーニングシーケンスを除外した送信フレームの長さをＬであると仮定する。一般的なトレリスターミネーションを適用する場合には、パンクチュアリングした後のコードレートがパンクチュアリングしない場合のコードレートに比べてＲ倍だけ増加する。しかし、本発明のトレリスターミネーションを適用する場合には、(ｑ−ｋ)個の情報データビットを伝送した後に(Ｋ−１)個のヌルデータビットを伝送する。結果的に、本発明は、一般的なトレリスターミネーションを適用する場合より

個のシンボルだけを少なく伝送するようになり、従って、コードレートは

になる。もちろん、コードレートの損失があるが、本発明によるトレリスターミネーションを適用する場合、送信器が伝送する送信フレームの長さＬに関係なく、常にダイバーシティ利得を保持することができる。このようにダイバーシティ利得を保持することは、高い信号対雑音比(Signal to Noise Ratio；ＳＮＲ)を有する場合に特に性能が向上する。また、階数を損失し始めるエラーマトリックスＢの列の個数がｑになっても、トレリスターミネーションの周期を(ｑ−１)より大きい値に増加させることによってコードレートの損失を防止することができる。

以上、本発明の詳細について具体的な実施形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施形態に限るものでなく、特許請求の範囲のみならず、その範囲と均等なものにより定められるべきである。

従来のＳＴＴＣを使用する送信器の構造を概略的に示すブロック図である。図１の第１エンコーダ乃至第Ｐエンコーダの内部構造を示すブロック図である。２個のエンコーダ及び３個の送信アンテナを有するＳＴＴＣ送信器の構造を概略的に示すブロック図である。図１の送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示すブロック図である。本発明の実施例によるＳＴＴＣを使用する送信器の構造を概略的に示すブロック図である。図５の送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示すブロック図である。拘束長Ｋが４である場合本発明のシミュレーション結果を概略的に示すグラフである。拘束長Ｋが５である場合本発明のシミュレーション結果を概略的に示すグラフである。一般的なトレリスターミネーションによる送信フレームのフォーマットを概略的に示す図である。本発明のトレリスターミネーションによる送信フレームのフォーマットを概略的に示す図である。

符号の説明

５１１多重化器(ＭＵＸ)
５１３直列／並列変換器
５１５−１第１エンコーダ
５１５−Ｐ第Ｐエンコーダ
５１７−１第１変調器
５１７−Ｍ第Ｍ変調器
５１９−１第１パンクチュア
５１９−Ｍ第Ｍパンクチュア
ＡＮＴ１第１送信アンテナ
ＡＮＴＭ第Ｍ送信アンテナ

Claims

Ｍ個の送信アンテナを備える移動通信システムで最大ダイバーシティ利得を有するデータ送信装置において、
Ｐ個の情報ビット列のそれぞれを受信し、前記受信されたＰ個の情報ビット列を最適の生成多項式に従って時空間トレリスコードでエンコーディングするＰ個のエンコーダと、
前記Ｐ個のエンコーダのそれぞれから出力されるＰ個の情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するＭ個の変調器と、
前記Ｍ個の送信アンテナのそれぞれに連結され、前記Ｍ個の変調器から出力される変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置での少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアリングして前記Ｍ個の送信アンテナを通じて伝送するＭ個のパンクチュアと、を備えることを特徴とするデータ送信装置。
前記Ｍ個のパンクチュアのそれぞれは、前記Ｍ個の変調器のそれぞれから出力された変調シンボル列に対して前記少なくとも１つのパンクチュアリングされた変調シンボルの個数を同一の個数に設定する請求項１記載のデータ送信装置。
前記Ｍ個のパンクチュアのそれぞれは、前記Ｍ個の変調器のそれぞれから出力された変調シンボル列を、前記少なくとも１つの変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が周期的に反復されるように設定する請求項１記載のデータ送信装置。
前記Ｍが２であり、前記変調シンボル列を構成する変調シンボルの個数が４個である場合、下記式のパンクチュアリングマトリックスＰ_１に相応するように、前記少なくとも１つの変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が決定される請求項１記載のデータ送信装置。

ここで、列(column)は送信区間に対応し、行(row)は送信アンテナに対応し、前記少なくとも１つの変調シンボルはエレメント‘０’の位置でパンクチュアリングされる。
前記Ｍが２であり、前記所定の変調方式がＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)方式である場合、下記式のパンクチュアリングマトリックスＰ_１に相応するように前記少なくとも１つの変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が決定される請求項１記載のデータ送信装置。

ここで、列(column)は送信区間に対応し、行(row)は送信アンテナに対応し、前記少なくとも１つの変調シンボルはエレメント‘０’の位置でパンクチュアリングされる。
前記最適の生成多項式は、前記Ｍ個の送信アンテナを通じて伝送される変調シンボル列が前記最大ダイバーシティ利得を保持するようにする生成多項式であり、前記時空間トレリスコードの拘束長が４である場合、前記Ｐ個のエンコーダのそれぞれは、下記生成多項式のうちいずれか１つの生成多項式を前記最適の生成多項式として使用する請求項１記載のデータ送信装置。
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^３
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^３
ｇ１＝１＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^３
ｇ１＝１＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３．
前記最適の生成多項式は、前記Ｍ個の送信アンテナを通じて伝送される変調シンボル列が前記最大ダイバーシティ利得を保持するようにする生成多項式であり、前記時空間トレリスコードの拘束長が５である場合、前記Ｐ個のエンコーダのそれぞれは、下記生成多項式のうちいずれか１つの生成多項式を前記最適の生成多項式として使用する請求項１記載のデータ送信装置。
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４．
前記装置は、前記情報ビット列とトレリス終了のためのヌルデータ列とを多重化する多重化器をさらに備える請求項１記載のデータ送信装置。
前記多重化器は、前記時空間トレリスコードの拘束長がＫであり、前記時空間トレリスコードのダイバーシティ階数(diversity rank)が損失されるエラーマトリックスの列の数がｑである場合、１個のフレームの間(ｑ−Ｋ)個の情報ビット列を出力した後に(Ｋ−１)個のヌルデータ列を反復的に出力する請求項２記載のデータ送信装置。
Ｍ個の送信アンテナを備える移動通信システムで最大ダイバーシティ利得を有するデータ送信方法において、
Ｐ個の情報ビット列のそれぞれを受信し、前記受信されたＰ個の情報ビット列を最適の生成多項式に従って時空間トレリスコードでエンコーディングするステップと、
前記エンコーディングされたＰ個の情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するステップと、
前記Ｍ個の変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置での少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアリングして前記Ｍ個の送信アンテナを通じて伝送するステップと、を備えることを特徴とするデータ送信方法。
前記Ｍ個の変調シンボル列のそれぞれに対して前記少なくとも１つのパンクチュアリングされた変調シンボルの個数を同一の個数に設定する請求項１０記載のデータ送信方法。
前記Ｍ個の変調シンボル列は、前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が周期的に反復されるように設定される請求項１０記載のデータ送信方法。
前記Ｍが２であり、前記変調シンボル列を構成する変調シンボルの個数が４個である場合、下記式のパンクチュアリングマトリックスＰ_１に相応するように前記少なくとも１つの変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が決定される請求項１０記載のデータ送信方法。

ここで、列(column)は送信区間に対応し、行(row)は送信アンテナに対応し、前記少なくとも１つの変調シンボルはエレメント‘０’の位置でパンクチュアリングされる。
前記Ｍが２であり、前記所定の変調方式がＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)方式である場合、下記式のパンクチュアリングマトリックスＰ_１に相応するように変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が決定される請求項１０記載の方法。

ここで、列(column)は送信区間に対応し、行(row)は送信アンテナに対応し、前記少なくとも１つの変調シンボルはエレメント‘０’の位置でパンクチュアリングされる。
前記最適の生成多項式は、前記Ｍ個の送信アンテナを通じて伝送される変調シンボル列が前記最大ダイバーシティ利得を保持するようにする生成多項式であり、前記時空間トレリスコードの拘束長が４である場合、下記生成多項式のうちいずれか１つの生成多項式を前記最適の生成多項式として使用する請求項１０記載の方法。
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^３
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^３
ｇ１＝１＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^３
ｇ１＝１＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３．
前記最適の生成多項式は、前記Ｍ個の送信アンテナを通じて伝送される変調シンボル列が前記最大ダイバーシティ利得を保持するようにする生成多項式であり、前記時空間トレリスコードの拘束長が５である場合、下記生成多項式のうちいずれか１つの生成多項式を前記最適の生成多項式として使用する請求項１０記載の方法。
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４．
前記方法は、情報ビット列とトレリス終了のためのヌルデータ列を多重化するステップをさらに備える請求項１０記載の方法。
前記多重化するステップは、前記時空間トレリスコードの拘束長がＫであり、前記時空間トレリスコードのダイバーシティ階数(diversity rank)が損失されるエラーマトリックスの列の数がｑである場合、１個のフレームの間(ｑ−Ｋ)個の情報ビット列を出力した後に(Ｋ−１)個のヌルデータ列を反復的に出力する請求項１７記載の方法。
送信器からＮ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送される送信シンボル列をＭ個の受信アンテナを通じて受信する移動通信システムで最大ダイバーシティ利得を有するデータ受信装置において、
前記Ｍ個の受信アンテナのそれぞれに連結され、前記Ｍ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列をチャンネル推定するチャンネル推定器と、
前記送信器が伝送可能なすべての情報ビット列のそれぞれに対して所定の最適の生成多項式に従って時空間トレリスコードでエンコーディングするＰ個のエンコーダと、
前記Ｐ個のエンコーダのそれぞれから出力される情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するＭ個の変調器と、
前記Ｍ個の送信アンテナのそれぞれに連結され、前記Ｍ個の変調器から出力される変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置での少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアリングするＭ個のパンクチュアと、
前記Ｍ個のパンクチュアから出力される変調シンボル列が前記チャンネル推定器が推定したチャンネルと同一のチャンネルを通じて伝送された場合の仮想チャンネル出力と前記受信シンボル列とを利用して前記送信器が伝送した送信シンボル列を検出する送信シンボル列検出器と、を備えることを特徴とするデータ受信装置。
前記Ｍ個のパンクチュアのそれぞれは、前記Ｍ個の変調器のそれぞれから出力された変調シンボル列に対して前記少なくとも１つのパンクチュアリングされる変調シンボルの個数を同一の個数に設定する請求項１９記載のデータ受信装置。
前記Ｍ個のパンクチュアのそれぞれは、前記Ｍ個の変調器のそれぞれから出力された変調シンボル列を前記少なくとも１つの変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が周期的に反復されるように設定する請求項１９記載のデータ受信装置。
前記Ｍが２であり、前記変調シンボル列を構成する変調シンボルの個数が４個である場合、下記式のパンクチュアリングマトリックスＰ_１に相応するように前記少なくとも１つの変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が決定される請求項１９記載のデータ受信装置。

ここで、列(column)は送信区間に対応し、行(row)は送信アンテナに対応し、前記少なくとも１つの変調シンボルはエレメント‘０’の位置でパンクチュアリングされる。
前記Ｍが２であり、前記所定の変調方式がＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)方式である場合、下記式のパンクチュアリングマトリックスＰ_１に相応するように前記少なくとも１つの変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が決定される請求項１９記載のデータ受信装置。

ここで、列(column)は送信区間に対応し、行(row)は送信アンテナに対応し、前記少なくとも１つの変調シンボルはエレメント‘０’の位置でパンクチュアリングされる。
前記最適の生成多項式は、前記変調シンボル列が前記最大ダイバーシティ利得を保持するようにする生成多項式であり、前記時空間トレリスコードの拘束長が４である場合、前記Ｐ個のエンコーダのそれぞれは、下記生成多項式のうちいずれか１つの生成多項式を前記最適の生成多項式として使用する請求項１９記載のデータ受信装置。
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^３
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^３
ｇ１＝１＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^３
ｇ１＝１＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３．
前記最適の生成多項式は、前記変調シンボル列が前記最大ダイバーシティ利得を保持するようにする生成多項式であり、前記時空間トレリスコードの拘束長が５である場合、前記Ｐ個のエンコーダのそれぞれは、下記生成多項式のうちいずれか１つの生成多項式を前記最適の生成多項式として使用する請求項１９記載のデータ受信装置。
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４．
前記送信シンボル列生成器は、
前記Ｍ個のパンクチュアから出力される変調シンボル列が前記チャンネル推定器が推定したチャンネルと同一のチャンネルを通じて伝送された場合の仮想チャンネル出力を生成するハイポセシスと、
前記仮想チャンネル出力と前記受信シンボル列との間の距離を計算するメトリック計算機と、
前記仮想チャンネル出力と前記受信シンボル列との間の距離のうち最小距離を有する受信シンボル列を前記送信器が伝送した送信シンボル列として検出する最小距離選択器と、を備える請求項１９記載のデータ受信装置。
前記装置は、前記情報ビット列とトレリス終了のためのヌルデータ列を多重化する多重化器をさらに備える請求項１９記載のデータ受信装置。
前記多重化器は、前記時空間トレリスコードの拘束長がＫであり、前記時空間トレリスコードのダイバーシティ階数(diversity rank)が損失されるエラーマトリックスの列の数がｑである場合、１個のフレームの間(ｑ−Ｋ)個の情報ビット列を出力した後に(Ｋ−１)個のヌルデータ列を反復的に出力する請求項２７記載のデータ受信装置。
送信器からＮ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送される送信シンボル列を、Ｍ個の受信アンテナを通じて受信する移動通信システムで最大ダイバーシティ利得を有するデータ受信方法において、
前記Ｍ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列をチャンネル推定するステップと、
前記送信器が伝送可能なすべての情報ビット列のそれぞれに対して所定の最適の生成多項式に従って時空間トレリスコードでエンコーディングするステップと、
前記エンコーディングされた情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するステップと、
前記変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置での少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアリングするステップと、
前記少なくとも１つのパンクチュアリングされた変調シンボル列が前記チャンネル推定されたチャンネルと同一のチャンネルを通じて伝送された場合の仮想チャンネル出力と前記受信シンボル列とを利用して前記送信器が伝送した送信シンボル列を検出するステップと、を備えることを特徴とするデータ受信方法。
前記変調シンボル列のそれぞれに対して前記少なくとも１つのパンクチュアリングされた変調シンボルの個数を同一の個数に設定する請求項２９記載のデータ受信方法。
前記変調シンボル列のそれぞれは、前記少なくとも１つの変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が周期的に反復されるように設定される請求項２９記載のデータ受信方法。
前記Ｍが２であり、前記変調シンボル列を構成する変調シンボルの個数が４個である場合、下記式のパンクチュアリングマトリックスＰ_１に相応するように前記少なくとも１つの変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が決定される請求項２９記載のデータ受信方法。

ここで、列(column)は送信区間に対応し、行(row)は送信アンテナに対応し、前記少なくとも１つの変調シンボルはエレメント‘０’の位置でパンクチュアリングされる。
前記Ｍが２であり、前記所定の変調方式がＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)方式である場合、下記式のパンクチュアリングマトリックスＰ_１に相応するように前記少なくとも１つの変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が決定される請求項２９記載のデータ受信方法。

ここで、列(column)は送信区間に対応し、行(row)は送信アンテナに対応し、前記少なくとも１つの変調シンボルはエレメント‘０’の位置でパンクチュアリングされる。
前記最適の生成多項式は、前記変調シンボル列が前記最大ダイバーシティ利得を保持するようにする生成多項式であり、前記時空間トレリスコードの拘束長が４である場合、下記生成多項式のうちいずれか１つの生成多項式を前記最適の生成多項式として使用する請求項２９記載のデータ受信方法。
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^３
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^３
ｇ１＝１＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^３
ｇ１＝１＋Ｄ^３，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３
前記最適の生成多項式は、前記変調シンボル列が前記最大ダイバーシティ利得を保持するようにする生成多項式であり、前記時空間トレリスコードの拘束長が５である場合、下記生成多項式のうちいずれか１つの生成多項式を前記最適の生成多項式として使用する請求項２９記載のデータ受信方法。
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４
ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４
ｇ１＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４，ｇ２＝１＋Ｄ＋Ｄ^２＋Ｄ^３＋Ｄ^４．
前記方法は、情報ビット列とトレリス終了のためのヌルデータ列を多重化するステップをさらに備える請求項２９記載のデータ受信方法。
前記多重化するステップは、前記時空間トレリスコードの拘束長がＫであり、前記時空間トレリスコードのダイバーシティ階数(diversity rank)が損失されるエラーマトリックスの列の数がｑである場合、１個のフレームの間(ｑ−Ｋ)個の情報ビット列を出力した後に(Ｋ−１)個のヌルデータ列を反復的に出力する請求項３６記載のデータ受信方法。