KR20040028444A - 이동 통신시스템의 다중 안테나 신호 송수신 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

다중 안테나를 사용하고 채널 부호화 기법을 사용하여 신호를 송수신하는 이동 통신시스템에서 하나 이상의 안테나들을 통해 신호를 송신하는 경우에 양호한 멀티플렉싱 이득 및 다이버시티 이득이 얻어질 수 있도록 하는 장치 및 방법이 개시되어 있다. 이러한 본 발명은 송신 안테나를 통해 신호를 송신할 때 다수의 안테나를 여러 그룹으로 묶어서 그룹마다 다른 신호를 전송하는 방법에 대한 것이며, 동일한 신호를 자신의 그룹의 안테나 이외에도 다른 그룹의 안테나에도 중첩시켜 보내는 방법을 제시한다. 본 발명의 신호 송신 장치는, 입력 프레임을 k개의 비트그룹들로 분할하는 프레임 분할부를 포함한다. 제1 그룹의 부호기들은 상기 k개의 비트그룹들을 각각 입력하여 부호화하고 부호화된 심볼들을 출력한다. 제2 그룹의 부호기들은 상기 k개의 비트그룹들중 적어도 2개 이상의 비트그룹들을 각각 입력하여 부호화하고 부호화된 심볼들을 출력한다. 송신부는 미리 설정된 수의 안테나들이 그룹화되는 복수의 안테나들을 포함하고, 상기 안테나들의 수는 상기 k보다 큰 N개이고, 상기 그룹화된 안테나들중 적어도 하나의 안테나를 통해 상기 제2 그룹의 부호기들중 하나의 부호기에 의해 부호화된 심볼들을 송신한다.

Description

이동 통신시스템의 다중 안테나 신호 송수신 장치 및 방법 {SIGNAL TRANSMITTING/RECEIVING APPARATUS AND METHOD OVER MULTIPLE ANTENNAS IN A MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 이동 통신시스템에 관한 것으로, 특히 다중 안테나를 통한 신호 송수신 장치 및 방법에 관한 것이다.

CDMA2000(Code Division Multiple Access 2000), UMTS(Universal Mobile Telecommunication System) 등과 같은 부호분할다중접속(Code Division Multiple Access) 방식의 이동 통신시스템에서는 무선 채널상에서의 송신 용량을 증가시키기 위한 한 방안으로 다중 안테나(multiple antennas)가 사용된다.

다중 안테나를 사용하는 방식에는 송신기와 수신기 사이에 병렬 채널을 만들어서 신호를 전송하는 멀티플렉싱(multiplexing) 방식과, 송신기 혹은 수신기에서 다중 안테나를 사용하여 송신측 또는 수신측의 성능을 향상시키는 다이버시티(diversity) 방식이 있다. 상기 방식들중 멀티플렉싱 방식은 충분한 다이버시티 효과를 제공하지 못하기 때문에 송수신 성능을 상대적으로 저하시킨다. 반면에, 상기 다이버시티 방식은 구조가 간단하면서도 좋은 송수신 성능을 제공하기 때문에 많이 사용되고 있다. 상기 다이버시티 방식은 수신기에서 채널에 대한 정보를 송신기로 전송할 필요가 없으므로 변화하는 채널 환경에서 유용하다. 이러한 방식들 이외에도 송신기에서의 전송 성능, 즉 전송 에러율을 줄이기 위하여 다중 안테나를 사용하고 이와 함께 채널 부호화(channel coding) 기법을 적용하는 방식이 사용되고 있다. 그러나 이 방식은 송신기의 안테나의 수가 증가할 때 수신기의 복잡도가 증가하기 때문에 사용하기가 어렵다는 단점이 있다.

이러한 단점을 해결하기 위하여 송신기의 안테나들을 여러 개의 그룹으로 나누어 신호를 송신하는 방식이 제안되었다. 예컨대, V. Tarokh, A. Naguib, N. Seshadri, and A. R. Calderbank, "Space-time codes for high data rate wireless communications: performance criteria in the presence of channel estimation errors, mobility, and multiple paths,"IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 47, pp. 199-207, Feb. 1999.와, 상기 제안된 방식이 2000년 10월 3일자 미합중국 특허번호 제6,127,971호, 제목 "COMBINED ARRAY PROCESSING AND SPACE-TIME CODING"에 제안되었다. 이 방식은 수신기의 복잡도가 안테나의 수 증가에 따라 기하 급수적으로 증가하지 않는 장점이 있고, 공간 채널을 여러 개로 분리하여 사용함으로써 신호의 전송 속도를 높일 수 있다.

그러나, 이 방식은 송신 안테나의 수가 적은 경우에 그룹으로 나누어지는 안테나의 수도 적어져서 멀티플렉싱 효과를 얻기 어렵기 때문에 다이버시티 효과 밖에 얻을 수 없다는 단점이 있다. 게다가, 송신 안테나의 수가 적은 경우에 그룹으로 나누어지는 안테나의 수도 적기 때문에 다이버시티 효과를 얻기도 어렵다는 단점이 있다.

따라서 본 발명의 목적은 이동 통신시스템에서 다중 안테나를 사용하고 채널 부호화 기법을 사용하여 신호를 송수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 다중 안테나를 사용하고 채널 부호화 기법을 사용하여 신호를 송수신하는 이동 통신시스템에서 양호한 멀티플렉싱 효과 및 다이버시티 효과가 얻어질 수 있도록 하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 다중 안테나를 사용하고 채널 부호화 기법을 사용하여 신호를 송수신하는 이동 통신시스템에서 그룹화된 적은 수의 송신 안테나들을 통해 신호를 송신하는 경우에도 양호한 멀티플렉싱 이득 및 다이버시티 이득이 얻어질 수 있도록 하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

이러한 목적들을 달성하기 위한 본 발명은 송신 안테나를 통해 신호를 송신할 때 동일한 신호를 자신의 그룹의 안테나 이외에도 다른 그룹의 안테나에도 중첩시켜 보내는 방법을 제시한다. 이렇게 되면 같은 안테나 수에서 기존의 방식보다 많은 다이버시티 효과를 얻을 수가 있다.

본 발명의 신호 송신 장치는, 입력 프레임을 k개의 비트그룹들로 분할하는 프레임 분할부를 포함한다. 제1 그룹의 부호기들은 상기 k개의 비트그룹들을 각각 입력하여 부호화하고 부호화된 심볼들을 출력한다. 제2 그룹의 부호기들은 상기 k개의 비트그룹들중 적어도 1개 이상의 비트그룹들을 각각 입력하여 부호화하고 부호화된 심볼들을 출력한다. 송신부는 미리 설정된 수의 안테나들이 그룹화되는 복수의 안테나들을 포함하고, 상기 안테나들의 수는 상기 k보다 큰 N개이고, 상기 그룹화된 안테나들중 적어도 하나의 안테나를 통해 상기 제2 그룹의 부호기들중 하나의 부호기에 의해 부호화된 심볼들을 송신한다.

바람직하기로, 상기 부호기들은 트렐리스 부호기들임을 특징으로 한다.

바람직하기로, 상기 그룹화된 안테나들의 수의 전체 합 N_k는 전체 안테나 수 N보다 큰 것을 특징으로 한다.

본 발명의 신호 수신 장치는, M개의 수신기들에 접속된 안테나들과, 상기 M보다 작은 k개의 복호기들을 포함한다. 분해기는 상기 수신기들로부터 출력되는 M개의 수신 심볼들중 적어도 하나의 수신 심볼을 상기 복호기들중 적어도 하나 이상의 복호기들로 출력되도록 분해한다.

바람직하기로, 상기 복호기들은 트렐리스 복호기들임을 특징으로 한다.

바람직하기로, 상기 안테나들은 미리 설정된 수의 안테나들이 그룹화되어 구성되는 것을 특징으로 한다.

전술한 바와 같은 내용은 당해 분야 통상의 지식을 가진 자가 후술되는 본 발명의 구체적인 설명으로 보다 잘 이해할 수 있도록 하기 위하여 본 발명의 특징들 및 기술적인 장점들을 다소 넓게 약술한 것이다.

본 발명의 청구범위의 주제를 형성하는 본 발명의 추가적인 특징들 및 장점들이 후술될 것이다. 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 동일한 목적들을 달성하기 위하여 다른 구조들을 변경하거나 설계하는 기초로서 발명의 개시된 개념 및 구체적인 실시예가 용이하게 사용될 수도 있다는 사실을 인식하여야 한다. 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 또한 발명과 균등한 구조들이 본 발명의 가장 넓은 형태의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않는다는 사실을 인식하여야 한다.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 이동통신 시스템의 송신장치의 블록 다이아그램.

도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 이동통신 시스템의 수신장치의 블록 다이아그램.

도 3은 도 1에 도시된 송신기의 제1 실시예에 따른 구성을 보여주는 도면.

도 4는 도 3에 도시된 제1 실시예로서 송신 안테나가 3개이고, 수신 안테나가 3개인 경우의 BPSK용 컴포넌트 부호.

도 5는 도 3에 도시된 제1 실시예로서 송신 안테나가 3개이고, 수신 안테나가 3개인 경우의 디코딩을 위한 트렐리스 다이아그램.

도 6은 도 1에 도시된 송신기의 제2 실시예에 따른 구성을 보여주는 도면.

도 7은 도 6에 도시된 제2 실시예로서 송신 안테나가 4개이고, 수신 안테나가 2개인 경우의 BPSK용 컴포넌트 부호.

도 8은 도 6에 도시된 제2 실시예로서 송신 안테나가 4개이고, 수신 안테나가 2개인 경우의 디코딩을 위한 트렐리스 다이아그램.

이하 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 도면들 중 참조번호들 및 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호들 및 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.

하기에서 설명될 본 발명은 전술한 종래 기술들인 V. Tarokh, A. Naguib, N. Seshadri, and A. R. Calderbank, "Space-time codes for high data rate wireless communications: performance criteria in the presence of channel estimation errors, mobility, and multiple paths,"IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 47, pp. 199-207, Feb. 1999.와, 2000년 10월 3일자 미합중국 특허번호 제6,127,971호, 제목 "COMBINED ARRAY PROCESSING AND SPACE-TIME CODING"에 개시된 신호 송신 방식의 문제점을 해결하기 위한 것임을 밝혀두는 바이다. 상기 종래 기술들에는 N개의 송신 안테나들을 N_i크기의 중첩되지 않은 작은 그룹들로 분할하고 각 그룹의 안테나들로부터 정보를 송신하기 위하여 컴포넌트 부호들(component codes)로서 불리어지는 개개의 시공간 부호들(space-time codes)을 사용함에 의해 부호화 및 복호화의 복잡도를 현저하게 줄이는 방법이 소개되었다.

본 발명에서는, 안테나의 그룹들이 중첩되어지는 요소들을 가지도록 함으로써 상기 종래 기술들의 개선이 이루어지도록 하는 것이다. 이러한 방식을 하기에서는 '중첩 안테나 그룹화(overlapped antenna grouping)'라고 언급할 것이다. 또한, 본 발명의 방식은 종래 기술과 비교하였을 때 멀티플렉싱 이득과 다이버시티 사이의 우수한 트레이드오프(trade-off)를 가능하게 한다. 이 트레이드오프를 가능하게 하기 위하여, 본 발명에서는 중첩 안테나 그룹화와 관련하여 사용되어질 부호화 및 복호화 알고리즘들을 보다 간단하게 하는 새로운 종류의 시공간 부호들인 '중첩 시공간 부호들(overlapped space-time codes)'를 도입한다. 이러한 본 발명은 송신 안테나들의 수가 N이고, 수신 안테나들의 수가 M이고, 멀티플렉싱 이득 γ가 주어졌을 때, (N-γ+1)(M-γ+1)의 다이버시티의 제공을 가능하게 한다.

후술될 본 발명에서는 다음과 같은 설명들이 기술될 것이다. 먼저, 본 발명이 적용되는 무선 환경에서 다중 안테나들을 사용하여 신호를 송수신하는 통신 모델과, 결합된 배열 처리(combined array processing) 및 시공간 부호화(space-time coding)의 동작이 간단하게 설명될 것이다. 다음에, 본 발명의 실시예에 따른 중첩 안테나 그룹화와 중첩 시공간 부호화의 방식이 설명될 것이다. 그 다음에, 본 발명의 실시예에 따른 방식들이 부호기 및 복호기의 구조를 간단하게 하면서도 멀티플렉싱 이득과 다이버시티 사이의 최상의 트레이드오프를 달성 가능하게 하는 것임이 설명될 것이다.

A. 통신 모델(Communications Model)

본 발명은 송신기가 N개의 안테나들을 구비하고 수신기가 M개의 안테나들을 구비하는 통신 시스템들을 고려한다. 결합된 배열 처리기(combined array processor) 및 시공간 부호기(space-time coder)는 매 타임슬롯 t에서 B 입력 비트들의 블록을 받아들인다. 이 입력 비트들은 B₁+ B₂+ ··· + B_K= B의 관계를 가지며 B₁, B₂, ···, B_K의 길이를 가지는 K 열들로 구분되어진다. 기지국에서의 안테나들은 N₁, N₂, ···, N_K안테나들의 그룹으로 이루어진다. 상기 안테나들은 N₁+ N₂+ ··· + N_K≥ N의 관계를 가지는 K개의 그룹들 G₁, G₂, ···, G_K로 분할되어진다. 각 블록 B_k(k=1,2, ···,K)는 시공간 부호기 C_k에 의해 부호화된다. C_k의 출력은 시간 t에서 그룹 G_k의 안테나들로부터 동시에 송신되는 N_k(k=1,2, ···,K) 시퀀스들의 성상 심볼들(constellation symbols)을 제공한다. 이는 안테나들 1, 2, ···, N으로부터 동시에 송신되는 전체 N 시퀀스들의 성상 심볼들을 제공한다.

c_t ^i,k를 타임슬롯 t에서 그룹 G_k의 안테나 i로부터 송신되는 신호이고, 성상의 평균 에너지가 1이고, E_k를 그룹 G_k에서 안테나 1 ≤i ≤N_k를 통한 평균 송신전력이고, α_i,j,k를 그룹 G_k의 송신 안테나 i로부터 안테나 j에 수신되는 경로 이득이라고 가정한다. 수신기의 복조기는 각 수신 안테나 j=1, 2, ···, M에 수신되는 신호들에 근거하여 결정 통계값들을 계산한다. 시간 t에서 안테나 j에 의해 수신되는 신호 r_t ^j는 <수학식 1>과 같다.

상기 <수학식 1>에서 η_t ^j는 시간 t에서 송신 안테나들과 수신 안테나 j 사이의 채널 잡음이다. 경로 이득들 α_i,j,k는 제로 평균 및 디멘죤당 파워 0.5를 가지는 독립적인 복소 가우시안 랜덤 변수들(independent complex Gaussian random variables)의 샘플들로 모델화된다. 이것은 독립적인 레일레이 페이딩(Rayleigh fades)하에서 서로 다른 안테나들로부터 송신되어지는 신호들을 가정하는 경우와 동일하다. 이때 경로 이득들 α_i,j,k가 프레임내에서 일정하고, 하나의 프레임으로부터 다른 프레임으로 변화하는 준-정적 페이딩(quasistatic fading)이라고 가정한다. 상기 잡음값들 η_t ^j(j=1,2, ···,M)은 제로 평균 및 디멘죤당 파워 0.5를 가지는 독립적인 복소 가우시안 랜덤 변수들의 샘플들로 모델화된다. 상기 <수학식 1>을 벡터 형태로 다시 쓰면 다음의 <수학식 2>와 같다.

상기 <수학식 2>에서 사용된 변수들은 다음의 <수학식 3>, <수학식 4>, <수학식 5> 및 <수학식 6>과 같다.

본 발명에서는 다른 그룹들로부터의 간섭을 억제하기 위하여 그룹 간섭 억제 방식과 시공간 부호화를 가지는 결합된 배열 처리 방식을 사용한다. 이러한 방식에 대한 원리는 논문 V. Tarokh, A. Naguib, N. Seshadri, and A. R. Calderbank, "Combined array processing and space-time coding,"IEEE Trans. Inform. Theory,vol. 45, pp. 1121-1128, May 1999.에 개시되어 있다. 또한, 본 발명에서는 M ≥N - N_k+ 1 이고, 수신기가 전적으로 채널 상태 정보 매트릭스들 Ω_k(1 ≤k ≤K) 를 알고 있다고 가정한다. 각 매트릭스 Ω_k에 대하여, Λ_k= [Ω₁,···,Ω_k-1,Ω_k+1,···,Ω_K]를 정의할 수 있다.

상기 논문에 나타나 있는 바와 같이, ν^k _jΛ_k= (0,0, ···,0)(j = 1, ···, N_k+M-N)과 같은 직교의 행 벡터들의 집합 {ν^k ₁,ν^k ₂, ···, ν^k _Nk+M-N} 을 구성할 수 있다. φ_k를 그의 j번째 열이 ν^k _j인 (N_k+ M - N) ×M 매트릭스라고 가정한다. 상기 <수학식 2>의 양변에 φ_k를 승산하면, 하기 <수학식 7>이 도출된다.

상기 <수학식 7>에서,,이다.

상기 <수학식 7>은 방정식으로, 이는 다른 그룹들의 안테나로부터의 전송 신호들이 억제됨을 나타낸다. 벡터를 시공간 부호 C_k를 사용하는 N_k송신 안테나 및 (M - N + N_k) 수신 안테나를 가지는 시공간 송신 모델에 대한 수신 벡터라고 취급함에 의해 전송 시나리오에 동일한 성능이 달성될 수 있음이 이미 앞서서 언급한종래 기술의 문헌인 논문 V. Tarokh, A. Naguib, N. Seshadri, and A. R. Calderbank, "Space-time codes for high data rate wireless communications: performance criteria in the presence of channel estimation errors, mobility, and multiple paths,"IEEE Trans. Inform. Theory,vol. 47, pp. 199-207, Feb 1999.에서 증명되었다. 그러므로, 전체 다이버시티 시공간 부호를 가정할 때 상기 종래 기술의 문헌의 방식은 부호 C_k를 복호화시 최대 N_k×( M - N + N_k) 레벨 다이버시티를 제공할 수 있다.

B. 발명의 원리

(B-1) 중첩 안테나 그룹화(Overlapped Antenna Grouping )

수신기에서의 (N-N_i) 디멘죤(dimension)들이 다른 그룹들의 안테나들로부터의 전송들을 억제하도록 사용되어지기 때문에, 상기 종래 기술의 문헌에 나타난 "결합된 배열 처리 및 시공간 부호화" 방식은 다이버시티와 멀티플렉싱 이득 사이의 트레이드오프를 최적으로 제공하지 못한다. 몇몇 경우들에 있어서, N 송신 안테나들과 M 수신 안테나들에 의해 제공된 많은 수의 N ×M 디멘죤들은 과도한 낭비일 수도 있다.

이러한 종래 기술의 문제점은 본원 발명자들에게 개선의 동기를 부여하였다.우선 발명자들은 N 송신 안테나들로부터 분할을 형성하는 그룹들의 안테나들에 대하여 상기 종래 기술의 문헌에서 행해진 가정이 과도하게 제한적이라는 것을 인식하였다. 이에 상기 발명자들은 상이한 그룹들의 안테나들이 공통의 구성요소들을 가지도록 함으로써 상기 종래 기술을 우선 개선시키고자 시도하였다. 만약 N₁, N₂, ···, N_K요소들로 각각 이루어지는 K 그룹의 안테나들이 있다면, 상기 종래 기술은 N1 + N2 + ··· + N_K= N을 만족하지만, 본원 발명은 N₁+ N₂+ ···+ N_K≥N 을 만족한다. 그러나 이러한 시도도 여전히 각 송신 안테나 i(i=1,2, ···, N)가 적어도 하나의 그룹에 있을 것을 요구한다. 또한, 상기 발명자들은 위에서 언급한 바와 같은 구조하의 본원 발명에 적용가능하고 간단한 부호화 및 복호화 알고리즘을 사용하여 구현되어질 수 있는 중첩된 시공간 부호화 기법들을 사용함에 의해 상기 종래 기술을 개선시키고자 시도하였다. 이러한 새로운 종류의 시공간 부호들의 구성이 후술되는 설명으로부터 구체적으로 논의될 것이다.

(B-2) 중첩 시공간 부호화(Overlapped Space-Time Coding)

본원 발명에 따른 중첩 시공간 부호기(Overlapped Space-Time Encoder)는 다음과 같은 3가지의 구성 요소들로 이루어진다.

첫째, 각각이 N₁, N₂, ···, N_k의 안테나들로 이루어지는 그룹들 G_k(k=1,2, ···,K)로 이루어지는 중첩된 안테나들.

둘째, N_k안테나들을 사용한 전송을 위해 설계되고 신호 성상 Α_k상에서 정의되어진 부호어들을 가지는 개별적인 그룹들 G_k(k=1,2, ···, K)에 대응하는 컴포넌트 시공간 부호 C_k.

셋째, 그룹들 G_k1, G_k2, ···, G_kl(i)의 요소들인 각 송신 안테나 i(i = 1, 2, ···, N)에 대한 일대일 함수 F_i(x_i,1, x_i,2, ···, x_i,l(i)). 상기 일대일 함수의 도메인은 A_k1×Ａ_k2×···× Ａ_kl(i)이고, 이것의 범위는 신호 성상 Q_i이다.

본원 발명에 따른 중첩 시공간 부호기는 다음과 같이 부호화 동작을 수행한다.

상기 중첩 시공간 부호기의 입력은 매 타임 슬롯 t에서 B 입력 비트들의 블록이고, 이 입력 비트들은 B₁, B₂, ···, B_K의 길이를 가지고 B₁+ B₂+ ···+ B_K= B 인 K 열들로 구분된다. 각 블록 B_k(1 ≤k ≤K)는 컴포넌트 시공간 부호기 C_k에 의해 부호화된다. 각 시간 t에서 컴포넌트 시공간 부호기 C_k의 출력은 심볼들 c_t ^1,kc_t ^2,k.···c_t ^Nk,k의 시퀀스이다. 여기서 c_t ^i,k∈ A_k는 시공간 부호기 C_k의 i번째 출력 심볼을 의미한다. c_t ^i,k(i=1,2, ···,N_k) 가 그룹 G_k에서의 i번째 송신 안테나에 대응하는 것으로 가정할 때, C_k의 출력과 그룹 G_k에서의 안테나들 사이의 상호관련성은 다음과 같이 정의된다. 매 시간 t에서, 부호기는 안테나 i가 그룹 G_kp(p=1,2, ···, l(i))의 i_p번째 안테나라고 가정하고 각 송신 안테나 i에 대한 심볼들을 계산한다. 상기 심볼들 q_t ¹,q_t ², ···, q_t ^N은 시간 t에서 각 안테나들 1,2, ···, N으로부터 동시에 송신되는 출력 신호이다.

(B-3) 중첩 시공간 복호화(Overlapped Space-Time Decoding)

중첩 시공간 부호의 복호화 동작에 대한 첫 번째 단계는 매 k = 1,2, ···, K에 대하여 그룹 G_k에 있지 않은 모든 안테나들로부터의 전송들을 억제하는 것이다. 즉, 본 발명은 다른 그룹들로부터의 간섭들을 억제하기 위하여 그룹 간섭 억제 방식과 시공간 부호화로 결합 배열 처리를 한다.

상기 복호화 동작을 위한 수신기는 하기의 <수학식 8>과 같이 정의되는 채널 상태 정보 매트릭스 Ω를 알고 있다고 가정한다.

상기 <수학식 8>에서, α_i,j는 송신 안테나 i = 1,2, ···, N으로부터 수신 안테나 j = 1,2, ···, M으로의 경로 이득이다. 이미 앞서서 논의한 바와 같이, 시간 t에서 안테나 j에 의해 수신되는 신호 r_t ^j는 하기 <수학식 9>와 같다.

상기 <수학식 9>에서, η_t ^j는 시간 t에서 송신 안테나들과 수신 안테나 j 사이의 채널 잡음이다. 상기 <수학식 9>를 벡터 형태로 변환하여 쓰면 하기의 <수학식 10>과 같다.

상기 <수학식 10>에서 사용된 변수들은 다음의 <수학식 11>, <수학식 12> 및 <수학식 13>과 같은 관계를 갖는다.

Λ_k를 그룹 G_k의 요소가 아닌 모든 열들에 대응하는 Ω의 {M ×N - N_k} 서브매트릭스이고, Ω_k와 q_t ^k를 각각 그룹 G_k의 모든 열들에 대응하는 서브매트릭스들 Ω 및 q_t라고 정의한다. M ≥N - N_k+1 라고 가정할 때, 직교의 행 벡터들의 집합 {ν^k ₁,ν^k ₂, ···, ν^k _Nk+M-N} 을 ν^k _jΛ_k= (0,0, ···,0) (j=1, ···, N_k+ M - N)과 같이 구성할 수 있다. Φ_k가 j번째 행이 ν_j ^k인 (N_k+ M - N) ×M 매트릭스라고 정의한다.

상기 <수학식 10>의 양변에 φ_k를 승산하면 하기 <수학식 14>가 도출된다.

상기 <수학식 14>에서,,이다. 상기 <수학식 14>는 방정식으로, 그룹 G_k이외의 모든 다른 그룹들에 대응하는 안테나들로부터의 전송은 억제됨을 나타낸다.

G₁에 대한 복호화 동작은 G₂, ···, G_k의 복호화 동작과 유사하기 때문에, G₁에 대한 복호화 동작에 대한 두 번째 단계만을 설명하기로 한다. 즉, k = 1이고 G₁의 요소가 안테나들 1, 2, ···, N₁이라고 가정될 수 있다. i = 1, 2, ···, N₁인 경우에 q_t ^i,1은q _t ¹의 i번째 요소로서 정의된다. 그러므로 안테나 i = 1, 2, ... , N₁이 그룹 G_kp의 i_p번째 요소라고 가정할 때이 성립한다.

컴포넌트 부호 C₁의 복호기는 벡터를 수신된 워드로서 간주하여 처리하고, 매트릭스을 채널로서 간주하여 처리한다. 상기 컴포넌트 부호 C₁의 복호기는 부호어을 결정한다. 상기 복호기는 상기 컴포넌트 부호 C₁의 모든 부호어들에 대한 합계를 최소화시켜서 C₁을 구한다. 상기 최소화 부호어는 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)을 사용하여 계산되어질 수 있다.

트렐리스(trellis) 부호를 사용하여 복호화 동작을 수행하는 경우에,중에서 상이한 선택들이 C₁의 트렐리스 다이아그램에서의 병렬 천이들을 야기한다는 것에 주목할만하다. F_i(i=1,2,···,N)를 주의하여 선택하면, 부호어들을 최소화하는 고속 계산이 이루어질 수 있다.

C. 실시예들

도 1은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 이동통신 시스템의 송신장치에 대한 블록 다이아그램이다.

상기 도 1을 참조하면, 송신장치는 직/병렬 변환기(Serial-to-Parallel Converter) 110과, 부호기들 121-1∼121-3, 122-1∼122-3, ···, 123-1∼123-3과, 송신기들 131-1∼131-3, 132-1∼132-3, ···, 133-1∼133-3과, 안테나들 ANT11∼13, ANT21∼23, ANT31∼33을 포함하여 구성된다. 상기 직/병렬 변환기 110은 입력 프레임을 k개의 비트그룹들로 분할하는 프레임 분할부로서 기능한다. 예를 들어, 상기 입력 프레임이 B = B₁+ B₂+ ···+ B_k인 경우, 상기 직/병렬 변환기 110은 미리 설정된 수의 비트들(혹은 심볼들)로 이루어지는 비트그룹들 B₁, B₂, ···, B_k를 출력한다.

상기 부호기들은 제1 그룹의 부호기들과, 제2 그룹의 부호기들로 구분된다. 상기 제1 그룹의 부호기들은 상기 k개의 비트그룹들을 각각 입력하여 부호화하고부호화된 심볼들을 출력한다. 상기 부호기들 121-1,121-3, 122-1,122-3, ···, 123-1,123-3이 상기 제1 그룹의 부호기들에 해당한다. 상기 제2 그룹의 부호기들은 상기 k개의 비트그룹들중 적어도 2개 이상의 비트그룹들을 각각 입력하여 부호화하고 부호화된 심볼들을 출력한다. 상기 부호기들 121-2, 122-2, ···, 123-2가 상기 제2 그룹의 부호기들에 해당한다. 여기서는 상기 제2 그룹의 부호기들이 각각 2 비트그룹들을 입력하여 부호화하는 예로서 도시 및 설명되고 있으나, 본 발명의 원리는 2개 이상의 비트그룹들을 입력하는 경우에도 동일하다. 왜냐하면, 본 발명은 2개 이상의 비트그룹들을 중첩하여 하나의 안테나를 통해 전송되도록 하기 위한 것을 특징으로 하기 때문이다. 이러한 부호기들은 후술되는 바와 같이 트렐리스 부호(trellis code)에 의한 부호화 동작을 수행한다.

상기 송신기들 131-1∼131-3, 132-1∼132-3, ···, 133-1∼133-3은 각각 상기 부호기들 121-1∼121-3, 122-1∼122-3, ···, 123-1∼123-3에 접속되어 있으며, 상기 부호기들로부터의 부호화된 심볼들을 안테나를 통해 송신하기에 적합한 신호로 변환한다. 예를 들어, 상기 송신기들은 부호화된 심볼들을 변조, 확산, 중간주파수 변환 및 고주파수 변환 등의 처리를 수행한다.

상기 안테나들 ANT11∼13, ANT21∼23, ANT31∼33은 각각 상기 송신기들 121-1∼121-3, 122-1∼122-3, ···, 123-1∼123-3에 접속되어 있다. 상기 안테나들은 미리 설정된 수의 안테나들이 그룹화되어 구성된다. 여기서는 각 그룹의 안테나들이 동일하게 2개의 안테나들인 것으로 도시하고 있다. 즉, 도면에서는 안테나들 ANT11, ANT12가 제1 그룹 G₁을 형성하고, 안테나들 ANT12, ANT13가 제2 그룹 G₂를 형성하고, 안테나들 ANT21,ANT22가 제3 그룹 G₃을 형성하고, 안테나들 ANT22,ANT23가 제4 그룹 G₄를 형성하고, 안테나들 ANT31,ANT32가 제(k-1) 그룹 G_k-1을 형성하고, 안테나들 ANT32,ANT33이 제k 그룹 G_k를 형성한다. 상기 각 그룹의 안테나들의 수가 N₁, N₂, ···, N_K라고 가정할 때, 상기 그룹화된 안테나들의 수의 전체 합 N_k는 상기 안테나들의 수 N보다 크게 설정되는 것이 바람직하다.

상기 송신기들 131-1∼131-3, 132-1∼132-3, ···, 133-1∼133-3과 상기 안테나들 ANT11∼13, ANT21∼23, ANT31∼33은 송신부를 구성한다. 상기 각 그룹의 안테나들의 수는 본 발명의 사상을 벗어나지 않는 범위내에서 서로 동일한 다른 수로 혹은 서로 상이한 수로 설정 가능하다. 여기서, 본 발명의 사상이란 하나의 안테나가 어느 한 그룹의 안테나로서 동작할 뿐만 아니라 다른 그룹의 안테나로서도 동작하는 것을 의미한다. 즉, 하나의 안테나가 서로 다른 그룹의 안테나를 통해 송신될 신호들을 중첩하여 송신하는 것을 의미한다.

도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 이동통신 시스템의 수신장치의 블록 다이아그램이다. 이 블록 다이아그램은 상기 도 1에 도시된 송신장치의 블록 다이아그램에 대응한다.

상기 도 2를 참조하면, 수신장치는 M개의 안테나들 ANT51∼ANT53,ANT61∼ANT63, ···, ANT71∼ANT73과, 수신기들 211-1∼211-3, 212-1∼212-3, ···, 213-1∼213-3과, 분해기(decomposer) 221과, 복호기들 231-1∼231-2, 232-1∼232-2, ···, 233-1∼233-2로 이루어진다.

상기 안테나들 ANT51∼ANT53, ANT61∼ANT63, ···, ANT71∼ANT73은 각각 M개의 수신기들 211-1∼211-3, 212-1∼212-3, ···, 213-1∼213-3에 접속되어, 무선 채널상의 신호들을 수신한다. 상기 수신기들 211-1∼211-3, 212-1∼212-3, ···, 213-1∼213-3은 각각 상기 안테나들 ANT51∼ANT53, ANT61∼ANT63, ···, ANT71∼ANT73을 통해 수신되는 신호들을 수신 처리한다. 예를 들어, 상기 수신기들 211-1∼211-3, 212-1∼212-3, ···, 213-1∼213-3은 안테나를 통해 수신되는 신호들에 대해 중간주파수 변환, 기저대역주파수 변환, 역확산, 복조 등을 수행한다. 상기 안테나들 ANT51∼ANT53, ANT61∼ANT63, ···, ANT71∼ANT73과, 수신기들 211-1∼211-3, 212-1∼212-3, ···, 213-1∼213-3은 수신부를 구성한다.

상기 분해기 221은 상기 수신기들로부터 출력되는 M개의 수신 심볼들중 적어도 하나의 수신 심볼을 상기 복호기들중 적어도 둘 이상의 복호기들로 출력되도록 분해한다. 예를 들어, 상기 분해기 221은 상기 수신기 211-1~213-3으로부터 출력되는 수신 심볼을 분해하여 송신기 131-1~131-3에서 보내온 신호를 검출하여 상기 복호기 231-1과, 상기 복호기 231-2로 출력한다. 이와 같이 송신기 132-1~132-3, 133-1~133-3에서 전송되어온 신호를 수신된 신호에 분리하여 각각 복호기 232-1,232-2와 233-1,233-2로 출력한다.

상기 복호기들 231-1∼231-2, 232-1∼232-2, ···, 233-1∼233-2는 각각해당하는 분해기 221으로부터의 수신 심볼들을 입력하여 후술되는 바와 같은 복호화 동작을 수행한다. 상기 복호기 231-1은 상기 분해기 221을 통한 상기 수신기 211-1 및 211-2로부터의 수신 심볼들을 복호화한다. 상기 복호기 231-2는 상기 분해기 221을 통한 상기 수신기 211-2 및 211-3으로부터의 수신 심볼들을 복호화한다. 상기 복호기 232-1은 상기 분해기 221을 통한 상기 수신기 212-1 및 212-2로부터의 수신 심볼들을 복호화한다. 상기 복호기 232-2는 상기 분해기 221을 통한 상기 수신기 212-2 및 212-3으로부터의 수신 심볼들을 복호화한다. 상기 복호기 233-1은 상기 분해기 221을 통한 상기 수신기 213-1 및 213-2로부터의 수신 심볼들을 복호화한다. 상기 복호기 233-2는 상기 분해기 221을 통한 상기 수신기 213-2 및 213-3으로부터의 수신 심볼들을 복호화한다. 이러한 복호기들은 트렐리스 복호기로서 구현될 수 있다.

상기 수신 안테나들은 도 1에 도시된 송신 안테나들에 대응하여 미리 설정된 수의 안테나들이 그룹화되어 구성될 수 있다. 상기 송신 안테나들은 앞서서 설명한 바와 같이 어느 한 그룹의 송신 신호와 다른 그룹의 송신 신호가 중첩된 송신 신호를 송신한다. 그러므로, 상기 수신 안테나들은 중첩된 신호를 수신하게 되고, 이에 따라 상기 복호기들은 서로 다른 그룹들의 중첩된 신호로부터 복호화 동작을 수행하게 된다.

본 발명의 실시 예에 따른 중첩 시공간 부호화 및 복호화의 동작들의 예들을 설명하면 다음과 같다. 하기의 실시 예들 각각에서는 먼저 상기 종래 기술의 문헌에 개시된 방식에 따른 중첩 시공간 부호화/복호화 동작과 그 동작의 문제점이 설명될 것이다. 다음에, 본 발명의 실시 예에 따른 중첩 시공간 부호화/복호화 동작이 설명될 것이다.

(C-1) 실시예 1 :

지금, 3개의 송신 안테나들을 사용하여 신호를 송신하고, 3개의 수신 안테나들을 사용하여 신호를 수신하는 경우를 고려한다. 전체 다이버시티가 2 ×3 = 6이라고 가정할 때 임의의 전송 시간당 단지 하나의 심볼을 전송할 수 있다. 이러한 사실은 논문 V. Tarokh, N. Seshadri, and A. R. Calderbank, "Space-time codes for high data rate wireless communications: performance criterion and code construction,"IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, pp. 744-765, Mar. 1998.에 기술된 사실로부터 잘 알 수 있을 것이다. 명확하게 6 레벨의 다이버시티가 초과될 수도 있고, 낮은 다이버시티 레벨에서 임의의 전송 시간당 2 심볼의 전송 레이트를 제공하도록 선택될 수도 있다.

상기 종래 기술의 문헌에 개시된 방식에 따라 송신 안테나들을 2개 혹은 3개의 중첩되지 않은 그룹들로 구분하는 것으로 가정한다. 송신 안테나들을 3개의 중첩되지 않은 그룹들로 구분하는 경우에, 상기 종래 기술의 방식은 단지 1의 다이버시티를 제공한다. 예를 들어, 송신 안테나들을 2개의 중첩되지 않은 그룹들로 구분하는 경우에, 제1 그룹을 2개의 송신 안테나들로 구성하고, 제2 그룹을 하나의 송신 안테나로 구성하는 것을 가정할 수 있다. 제1 그룹의 송신 신호를 복호화할 시, 수신기는 그룹 2의 송신 신호들을 억제함에 의해 4 레벨의 다이버시티를 제공한다. 유사하게, 제2 그룹의 송신 신호를 복호화할 시, 수신기는 그룹 1의 송신 신호들을 제거함으로써 단지 1 레벨의 다이버시티를 얻을 수 있다. 비록 그룹 1의 송신 신호에 대한 복호화가 성공적이고 수신된 벡터에 대한 이 그룹의 기여분이 제거되었다고 하면, 그룹 2의 송신 신호에 대한 복호화시는 3가지 레벨의 다이버시티가 제공될 수 있다. 그러나, 이러한 방식은 그룹 1의 송신 신호에 대한 복호화가 성공적이지 못하다면 에러 전파(error propagation)의 단점이 초래된다.

지금, 4가지 레벨의 다이버시티를 제공하고 에러 전파의 단점이 초래되지 않도록 본 발명의 실시 예에 따라 중첩 시공간 부호화 및 그에 따른 전송 동작이 도 3에 도시된 바와 같이 수행되는 경우를 예로 들기로 한다. 상기 도 3에서, 제1 그룹의 안테나들 G₁은 송신 안테나들 ANT1 및 ANT2로 이루어지고, 제2 그룹의 안테나들 G₂는 송신 안테나들 ANT3 및 ANT2로 이루어진다. 이때 상기 송신 안테나들 ANT1, ANT2, ANT3 은 서로 동일한 등급(order)의 안테나라고 가정한다.

부호들 C₁및 C₂는 도 4에 도시된 바와 같은 BPSK(Bi-Phase Shift Keying) 부호들이라고 가정한다. 이러한 부호들에 대해, 다음의 <수학식 15>와 같은 정의가 가능하다.

시간 t에서 C₁및 C₂의 출력 심볼들이 각각 c_t ^1,1c_t ^2,1및 c_t ^1,2c_t ^2,2라면, 안테나들 ANT1, ANT2 및 ANT3으로부터 각각 송신되는 심볼들 q_t ¹, q_t ²및 q_t ³은 다음의 <수학식 16>과 같다.

상기 <수학식 16>에서, 중첩된 출력 심볼들을 전송하는 안테나 ANT2를 통해 전송되는 심볼 q_t ²는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 성상의 요소이다. 이와 달리 다른 안테나들 ANT1, ANT3을 통해 전송되는 심볼 q_t ¹, q_t ³은 BPSK 성상의 요소이다.

C₁을 복호화하기 위하여, 수신기는 송신 안테나 ANT3으로부터의 전송 신호를 억제한다. 이 경우에, 미지의 값 x_2,2= c_t ^2,2에 의해 초래되는 간섭은 도 5에 도시된 바와 같이 C₁의 복호화를 위해 사용되는 트렐리스 다이아그램에서의 병렬 천이도를 이용하여 없앨 수 있다.

상기 도 5를 참조하면, 각 브랜치(branch)의 제1 및 제2 심볼들은 BPSK 및 QPSK 성상들의 각 요소들이다. 수신기의 복호기는을 수신된 워드(received word)로 간주하여 처리하고를 채널 매트릭스로서 간주하여 처리하고 비터비 복호화를 상기 도 5에 도시된 트렐리스 다이아그램에 적용함에 의해, 송신된 부호어 및 C₁의 비트들을 결정할 수 있다. 이러한 동작은 논문 V. Tarokh, N. Seshadri, and A. R. Calderbank, "Space-time codes for high data rate wireless communications: performance criterion and code construction,"IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, pp. 744-765, Mar. 1998.에 기술된 방식에 의해 가능하다. C₂에 대한 복호화 동작은 위에서 설명한 바와 유사하게 수행된다.

전술한 본 발명의 실시 예에 따른 부호화 및 복호화 동작이 4 레벨 다이버시티를 제공한다는 것은 용이하게 입증되어질 수 있다.

(C-2) 실시예 2:

지금, 4개의 송신 안테나들을 사용하여 신호를 송신하고, 2개의 수신 안테나들을 사용하여 신호를 수신하는 경우를 고려한다. 전체 다이버시티가 4 ×2 = 8이라고 가정할 때 임의의 전송 시간당 단지 하나의 심볼이 송신될 수 있다. 이러한 사실은 논문 V. Tarokh, N. Seshadri, and A. R. Calderbank, "Space-time codesfor high data rate wireless communications: performance criterion and code construction,"IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, pp. 744-765, Mar. 1998.에 기술된 사실로부터 잘 알 수 있을 것이다. 명확하게 8 레벨의 다이버시티가 초과될 수도 있고, 낮은 다이버시티 레벨에서 임의의 전송 시간당 2 심볼의 전송 레이트를 제공하도록 선택할 수도 있다.

상기 종래 기술의 문헌에 개시된 방식에 따라 2개 혹은 그 이상의 중첩되지 않은 그룹들에 있어서 모든 송신 안테나들이 송신을 위해 사용된다고 가정할 때, 상기 종래 기술의 문헌에 개시된 방식을 사용하여 송신된 신호들을 복호화하기에 충분한 수신 안테나를 임의로 가지지 않는다. 송신 안테나들을 2개의 중첩되지 않는 그룹들로 구분하여 신호를 전송하는 경우에, 상기 송신된 신호들을 상기 종래 기술의 문헌에 개시된 방식을 사용하여 복호화하기에는 수신 안테나의 수가 충분하지 않다. 예를 들어, 제1 그룹을 3개의 송신 안테나들로 구성하고, 제2 그룹을 하나의 송신 안테나로 구성되는 것을 가정할 수 있다. 제1 그룹의 송신 신호를 복호화할 시, 수신기는 그룹 2의 송신 신호들을 제거함으로써 3 레벨의 다이버시티를 제공한다. 만일 그룹 1의 송신 신호에 대한 복호화가 성공적이고 수신된 벡터에 대한 이 그룹의 기여분이 제거되었다면, 그룹 2의 송신 신호에 대한 복호화시는 2 레벨의 다이버시티가 제공될 수 있다. 그러나, 이러한 방식은 그룹 1의 송신 신호에 대한 복호화가 성공적이지 못하다면 에러 전파의 단점이 초래된다.

지금, 멀티플렉싱 이득 2를 가지고 3 레벨의 다이버시티를 제공하고 에러 전파의 단점이 초래되지 않도록 본 발명의 실시 예에 따라 중첩 시공간 부호화 및 그에 따른 전송 동작이 도 6에 도시된 바와 같이 수행되는 경우를 예로 들기로 한다. 상기 도 6에서, 제1 그룹의 안테나들 G₁은 송신 안테나들 ANT1, ANT2 및 ANT3으로 이루어지고, 제2 그룹의 안테나들 G₂는 송신 안테나들 ANT2, ANT3 및 ANT4로 이루어진다. 이때 상기 송신 안테나들 ANT1∼ANT4는 서로 동일한 등급의 안테나라고 가정한다.

부호들 C₁및 C₂가 도 7에 도시된 바와 같은 BPSK 부호들이라고 가정한다. 이러한 부호들에 대해, 다음의 <수학식 17>과 같은 정의가 가능하다.

시간 t에서 C₁, C₂및 C₃의 출력 심볼들이 각각 c_t ^1,1c_t ^2,1c_t ^3,1및 c_t ^1,2c_t ^2,2c_t ^3,2라면, 안테나들 ANT1, ANT2, ANT3 및 ANT4로부터 각각 송신되는 심볼들 q_t ¹, q_t ², q_t ³및 q_t ⁴는 다음의 <수학식 18>과 같다.

상기 <수학식 18>에서, 중첩된 출력 심볼들을 전송하는 안테나 ANT4를 통해 전송되는 심볼 q_t ²는 4-PSK(4-ary Phase Shift Keying) 성상의 요소이다. 또한, 안테나 ANT3을 통해 전송되는 심볼 q_t ³도 4-PSK 성상의 요소이다. 이와 달리, 다른 안테나들 ANT1, ANT4를 통해 전송되는 심볼 q_t ¹, q_t ⁴는 BPSK 성상의 요소이다.

C₁을 복호화하기 위하여, 수신기 안테나 ANT2로부터의 전송 신호를 억제한다. 이 경우에, 미지의 값 c_t ^2,2및 c_t ^3,2에 의해 초래되는 간섭은 도 8에 도시된 바와 같이 C₁의 복호화를 위해 사용되는 트렐리스 다이아그램에서의 병렬 천이도에서 해결될 수 있다.

상기 도 8을 참조하면, 임의의 2개의 상태들 사이의 모든 가능한 병렬 천이들이 접속 라인의 선분상에 쓰여져 있다. 각 브랜치의 제1 심볼들은 BPSK의 요소이고, 각 브랜치의 제2 및 제3 심볼들은 QPSK 성상들의 각 요소들이다. 수신기의 복호기는을 수신된 워드로 간주하여 처리하고를 채널 매트릭스로서 간주하여처리하고 비터비 복호화를 상기 도 8에 도시된 트렐리스 다이아그램에 적용함에 의해 송신된 부호어 및 C₁의 비트들을 결정할 수 있다. 이러한 동작은 논문 V. Tarokh, N. Seshadri, and A. R. Calderbank, "Space-time codes for high data rate wireless communications: performance criterion and code construction,"IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, pp. 744-765, Mar. 1998.에 기술된 방식에 의해 가능하다. C₂에 대한 복호화 동작은 위에서 설명한 바와 유사하게 수행된다.

전술한 본 발명의 실시예에 따른 부호화 및 복호화 동작이 3 레벨 다이버시티를 제공한다는 것은 용이하게 입증되어질 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

전술한 2가지 실시예들로부터 알 수 있는 바와 같이, 본 출원의 발명자들은 멀티플렉싱 이득 γ가 주어지고 N 송신 안테나들과 M 수신 안테나들을 사용하여 신호를 송수신한다고 가정할 때, (N - γ+ 1)(M - γ+ 1)의 다이버시티 이득이 달성될 수 있음을 확인하였다. 또한, 중첩된 시공간 부호들의 복호화시 각 그룹에서 복호화를 하자마자 수신된 워드에 대한 그 그룹의 기여도를 제거하고 다른 그룹들의 복호화를 위해 높은 레벨들의 다이버시티를 얻는 것이 가능하다는 것에 주목하였다. 예를 들어, 만약 상기 실시 예 2에서 C₁의 복호화에 후속하여 수신된 워드에 대한 그룹 1의 간섭들이 삭제된다면, 그룹 2는 6 레벨 다이버시티로 복호화될 것이다.

모든 그룹들의 복호화를 하자마자 수신된 워드에 대한 모든 다른 그룹들의 간섭을 삭제함에 의해 각 그룹의 다른 단계의 복호화가 수행되어진다. 이러한 반복적인 동작에 의해 복호화 성능이 개선된다는 사실은 당해 분야 통상의 지식을 가진 자에게 자명할 것이다.

Claims (12)

1. 이동 통신시스템의 신호 송신 장치에 있어서,

   입력 프레임을 k개의 비트그룹들로 분할하는 프레임 분할부와,

   상기 k개의 비트그룹들을 각각 입력하여 부호화하고 부호화된 심볼들을 출력하는 제1 그룹의 부호기들과,

   상기 k개의 비트그룹들중 적어도 2개 이상의 비트그룹들을 각각 입력하여 부호화하고 부호화된 심볼들을 출력하는 제2 그룹의 부호기들과,

   미리 설정된 수의 안테나들이 그룹화되는 복수의 안테나들을 포함하고, 상기 안테나들의 수는 상기 k보다 큰 N개이고, 상기 그룹화된 안테나들중 적어도 하나의 안테나를 통해 상기 제2 그룹의 부호기들중 하나의 부호기에 의해 부호화된 심볼들을 송신하는 송신부들을 포함함을 특징으로 하는 상기 송신 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 부호기들은 트렐리스 부호기들임을 특징으로 하는 상기 송신 장치.
3. 제1항에 있어서, 상기 그룹화된 안테나들의 수의 전체 합 N_k는 N보다 큰 것을 특징으로 하는 상기 송신 장치.
4. 이동 통신시스템의 신호 송신 방법에 있어서,

   입력 프레임을 k개의 비트그룹들로 분할하는 과정과,

   제1 그룹 부호기들에 의해 상기 k개의 비트그룹들을 각각 입력하여 부호화하고 부호화된 심볼들을 출력하는 과정과,

   제2 그룹 부호기들에 의해 상기 k개의 비트그룹들중 적어도 2개 이상의 비트그룹들을 각각 입력하여 부호화하고 부호화된 심볼들을 출력하는 과정과,

   상기 k보다 큰 N개의 안테나들을 미리 설정된 수로 그룹화하고, 상기 그룹화된 안테나들중 적어도 하나의 안테나를 통해 상기 제2 그룹 부호기들중 적어도 하나의 부호기에 의해 부호화된 심볼들을 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 송신 방법.
5. 제4항에 있어서, 상기 부호화된 심볼들은 트렐리스 부호기에 의해 부호화된 심볼들을 특징으로 하는 상기 송신 방법.
6. 제4항에 있어서, 상기 그룹화된 안테나들의 수의 전체 합 N_k는 N보다 큰 것을 특징으로 하는 상기 송신 방법.
7. 이동 통신시스템의 신호 수신 장치에 있어서,

   M개의 수신기들에 접속된 안테나들과,

   상기 M보다 작은 k개의 복호기들과,

   상기 수신기들로부터 출력되는 M개의 수신 심볼들중 적어도 하나의 수신 심볼을 상기 복호기들중 적어도 둘 이상의 복호기들로 출력되도록 분해하는 분해기를 포함함을 특징으로 하는 상기 수신 장치.
8. 제7항에 있어서, 상기 복호기들은 트렐리스 복호기들임을 특징으로 하는 상기 수신 장치.
9. 제7항에 있어서, 상기 안테나들은 미리 설정된 수의 안테나들이 그룹화되어 구성되는 것을 특징으로 하는 상기 수신 장치.
10. 이동 통신시스템의 신호 수신 방법에 있어서,

    M개의 수신기들에 접속된 안테나들을 통해 신호를 수신하는 과정과,

    상기 수신기들로부터 출력되는 M개의 수신 심볼들중 적어도 하나의 수신 심볼을 상기 M보다 작은 k개의 복호기들중 적어도 둘 이상의 복호기들로 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 수신 방법.
11. 제10항에 있어서, 상기 복호기들은 트렐리스 복호기들임을 특징으로 하는 상기 수신 방법.
12. 제10항에 있어서, 상기 안테나들은 미리 설정된 수의 안테나들이 그룹화되어 구성되는 것을 특징으로 하는 상기 수신 방법.