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BEREICH DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen das Dimmen von Gasentladungslampen
und insbesondere elektronische Dimmer-Ballastschaltungen zum Dimmen
kompakter Fluoreszentlampen.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Eine
Gasentladungslampe konvertiert elektrische Energie in sichtbares
Licht mit hoher Effizienz. Eine Gasentladungslampe ist allgemein
ein langes gasgefülltes
(üblicherweise
Quecksilberdampf niedrigen Drucks) Rohr mit Elektroden an jedem
Ende. Jede Elektrode ist typischerweise gebildet aus einem Widerstandsdraht
(üblicherweise
Wolfram) beschichtet mit einem thermionisch emmittierenden Material, wie
beispielsweise einem Gemisch aus Oxiden alkalischer Erden.
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Der
quasistatische Betrieb einer typischen Gasentladelampe ist wie folgt.
Eine Spannung wird an den Widerstandsdrähten angelegt, welche die Elektroden
auf eine ausreichende Temperatur aufheizt, um thermionische Emmission
von Elektronen in die Entladeröhre
zu veranlassen. Eine Spannung, angelegt zwischen den Elektronen,
beschleunigt die Elektronen gegen die Anode. Auf dem Weg zur Anode
kollidieren die Elektronen mit Gasatomen zur Erzeugung positiver
Ionen und zusätzlicher
Elektronen und bilden in der Röhre
ein Gasplasma aus positiven und negativen Ladungsträgern. Die
Elektronen fahren fort, gegen die Anode zu strömen und die positiven Ionen
gegen die Kathode und rufen dabei eine elektrische Entladung in
der Röhre
hervor und heizen weiterhin die Elektroden auf. Wenn die aufgebrachte Leistung
Wechselstrom ist, wechseln die Elektroden ihre Polarität in jedem
Halbzyklus.
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Die
Entladung veranlasst die Emmission von Strahlung mit einer Wellenlänge, die
abhängt
von der einzelnen Gasfüllung
und den elektrischen Parametern der Entladung. Weil jede Kollision
zusätzlich Elektronen
und Ionen produziert, bewirken Vergrößerungen der Bogenspannung
eine Verkleinerung der Lampenimpedanz, eine Charakteristik, bekannt
als „negative
inkrementale Impedanz".
Der Betrieb der Lampe ist inhärent
unstabil, abhängig
von dieser negativen inkrementalen Impendanzcharakteristik und folglich
muß der
Strom zwischen den Elektroden gesteuert werden, um einen stabilen
Betrieb der Lampe vorzusehen.
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Gasentladungslampen
einschließlich
Fluorezentlampen sind so gebaut, dass sie ihren voll bemessenen
oder „nominalen" Lichtoutput bei
einem spezifizierten RMS Lampenstromwert abgeben. In dieser Beschreibung
und den anhängenden
Ansprüchen
wird der voll bemessene Lichtoutput der Lampe „nominaler Lichtoutput" bezeichnet.
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Leuchtstoffgasentladungslampen
beinhalten eine Phosporbeschichtung auf der Oberfläche der
Innenseite des Röhrenglasgehäuses und
die Erregung dieser Beschichtung durch Strahlung aus der Entladung
bewirkt den sichtbaren Lichtoutput. Konventionelle Fluoreszentlampen
sind allgemein sich gerade erstreckende Röhren von im wesentlichen kreisförmigem Querschnitt
mit unterschiedlichen Außendurchmessern
zwischen ungefähr
5/8 Zoll (1,59 cm) und 1/2 Zoll (3,81 cm).
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Kompakte
Fluoreszentlampen unterscheiden sich von konventionellen Fluoreszentlampen
darin, dass sie mit Röhren
kleineren Durchmessers konstruiert sind, typischer Weise besitzen
sie einen Außendurchmesser
von weniger als ungefähr
5/8 eines Zolls (1,59 cm). Ebenfalls sind die Lampen spe ziell auch
deshalb kompakt, weil die Röhren
einen oder mehrere Bögen
von kleinem Radius besitzen, die der Röhre es erlauben, sich derart
in sich selbst zurückzufalten,
dass eine kompakte Form erzielt wird. Zusätzlich enden bei kompakten
Fluoreszentlampen, bei denen die Röhre in sich selbst zurückgefaltet
ist, die Lampenenden in dichter Nähe zueinander.
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Bezüglich 1 beinhaltet
ein Lampensystem 10 nach Stand der Technik eine Wechselstromquelle
wie z.B. eine 120 Volt 60 Hz Sinuslinienspannung 100,
einen phasengesteuerten Dimmer 102, eine elektronisch dimmbare
Leuchtstoffröhrenballastschaltung 200 und
eine kompakte Leuchtstofflampe 300.
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Die
Ballastschaltung 200 empfängt eine Eingangsleistung (oder
einen Strom) auf Leitung 202, ein variables Eingangsdimmsignal
(oder einen gedimmten Strom) auf Leitung 204 und Neutral
auf Leitung 206. Es wird verstanden, dass die Spannung
auf Leitung 202 durch einen Vollwellenbrückengleichrichter 209 innerhalb
der Ballastschaltung 200 gleichgerichtet ist, um eine Spannung
mit einem positiven DC Durchschnittswert bezüglich des allgemeinen Stromkreises
zu erhalten.
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Die
elektronische Dimmballastschaltung 200 ist so ausgelegt,
dass die Größe der Outputleistung zur
Lampe 300 in Übereinstimmung
mit dem variablen Eingangssignal auf Leitung 204 vom Dimmer 102 vorgesehen
ist. Der Dimmer 102 ist ein Phasensteuerungsdimmer der
ein variables Eingangssignal auf Leitung 204 vorsieht,
indem er den Phasenzündwinkel
verändert,
der den RNS Wert des veränderbaren Eingangssignals
auf Leitung 204 steuert.
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Wie
es im Stand der Technik bekannt ist, schließt die Ballastschaltung 200 typischerweise
eine erste Leistungsstufe ein, die eine Boosterschaltung 210 enthält, die
eine gleichgerichete Spannung vom Gleichrichter 209 empfängt und
eine hohe DC Spannung auf Leitung 214 erzeugt, die 400
Volt DC oder mehr erreichen kann.
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Die
Ballastschaltung 200 beinhaltet ebenfalls typischerweise
eine zweite Leistungsstufe, die einen Inverterkreis 216 enthält, welcher
die DC Spannung auf Leitung 214 in eine mit hoher Frequenz
geschaltete Spannung konvertiert, die einer resonanten Tankschaltung 230 aufgegeben
wird, welche eine geeignete AC Spannung bereitstellt zum Betreiben
der Lampe 300. Ein Hochspannungsenergiespeicherkondensator 212 wird
in einer Widerstandskonfiguration bezüglich der Leitung 214 vorgesehen,
um eine Stromquelle niedriger Impedanz bereitzustellen für den Inverterschaltkreis 216.
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Eine
Steuerschaltung 220 sieht Steuersignale für den Boosterschaltkreis 210 und
für die
Inverterschaltung 216 vor über die Leitungen 221 und 222. Die
Steuerschaltung 220 steuert den Boosterschaltkreis 210 um
eine gewünschte
DC Busspannung bereitzustellen und steuert den Inverterschaltkreis 216, um
eine mit hoher Frequenz geschaltete Spannung bereitzustellen für den Resonanztankschaltkreis 230. Als
Ergebnis stellt die Ballastschaltung den gewünschten Strom und die Spannung über die
Leitung 208 für
die Lampe 300 bereit als Antwort auf das variable Spannungseingangssignal
auf Leitung 204 derart, dass die Lampe 300 mit
einer ordentlichen Intensität
beleuchtet ist.
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Die
Steuerschaltung 220 steuert typischerweise den Inverter 216,
z.B. durch Vergleich einer gleichgerichteten Version des variablen
Eingangssignals auf Leitung 204 mit einem Signal, welches
repräsentantiv
für den
zur Lampe über
die Leitung 208 gelieferten Strom ist und (über bekannte
Fehlersignaltechnik) durch Einstellung des Steuersignaleingangs für den Inverter 216 über die
Leitung 220 um einen geeigneten Strom zu der Lampe 300 zu
schicken.
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Wie
es im Stand der Technik bekannt ist, beaufschlagt der Steuerschaltkreis 220 ebenfalls
die Boosterschaltung 210 zur Herstellung einer ordentlichen
DC Ausgangsspannung auf Leitung 214. Weiterhin beeinhaltet
die Steuerschaltung 220 typischerweise Schaltkreise, die
andere Funktionen wie Ausschaltung bei Niedrigspannung, Schutz bei Überstrom,
Schutz bei Überspannung
und dergleichen ermöglichen.
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In
dem Ausführungsbeispiel
gemäß 1 wird
die Leistung durch eine Steuerschaltung für eine Leistungsversorgung 240 bereitgestellt
um die Steuerschaltung 220, die Boosterschaltung 210 und
die Inverterschaltung 216 zu betreiben. Verständlicherweise
kann die Steuerschaltung für
die Leistungsquelle 240 unter Verwendung vieler Schaltkreiskonfigurationen
implementiert sein.
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Lampensystem 10 nach 1 verlangt
drei Drähte
zwischen dem Dimmer 102 und der Ballastschaltung 200 und
die Ballastschaltung 200 kann innerhalb der Lampenanlage
selbst angeordnet sein. Systeme wurden entwickelt, die den Bedarf
nach einem dritten Terminal für
die Ballastschaltung 200 zum Empfang des variablen Eingangssignals
auf Leitung 204 eliminieren. Bei diesen Systemen wird das variable
Eingangssignal auf Leitung 202 empfangen. Andere Systeme
wurden entwickelt, welche ein drittes und ein viertes Terminal für die Ballastschaltung 200 benutzen
zum Empfang des variablen Eingangssignals.
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Gewöhnlicherweise
ist es zum linearen Dimmen fluoreszenter Lampen bis auf niedrige
Niveaus von Lichtoutput (d.h. ungefähr 1% Lichtoutputniveau) notwendig,
die Ausgangsimpedanz der elektronischen Dimmballastschaltung zu
vergrößern um
einen stabilen Lampenbetrieb aufrecht zu erhalten und sichtbares
Flackern zu verhindern. Typischerweise wird die Ballastoutputimpedanz
vergrößert durch
Betreiben der Be triebsfrequenz der Ballastschaltung nahe der unbelasteten
Resonanzfrequenz der resonanten Tankschaltung. Der Bedarf sowie
eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Erhalt einer hohen Ballastausgangsimpedanz
wird in
U.S. B1 5,041,763 gelehrt.
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Zusätzlich haben
die Erfinder erkannt, dass kompakte fluoreszente Lampen im Vergleich
zu typischerweise linearfluoreszierten Lampen einen zusätzlichen
Bereich instabiler Lampen bei geringem Niveau von Lampenstrom bei
ungefähr
1% nominalem Lichtoutput haben. Dieser zusätzliche Bereich der Instabilität manifestiert
sich als eine Neigung des Lichtoutputs der Lampe, zu verlöschen oder
auszugehen, im Gegensatz zum Flackern zwischen unterschiedlich niedrigen
Lichtniveaus wie bei linear fluoreszierenden Lampen beobachtet.
Während
dieses Phänomen
nicht verstanden wird, glaubt man, dass es abhängt von den pysikalischen Eigenschaften
einer kompakt fluoriszierenden Lampe, wie z.B. dem kleinen Lampenröhrendurchmesser
und der Anzahl sowie der kleinen Radien der Lampenbögen.
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Übereinstimmend
gibt es einen Bedarf nach einer Ballastschaltung, die geeignet ist
zum Aufrechterhalten eines stabilen, flackerfreien Dimmbereichs unterhalb
ungefähr
1% des vollständigen
Lichtoutputs bei kompakten floureszenten Lampen.
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ZUSAMMENFASSUNG DER VORLIEGENDEN
ERFINDUNG
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Um
die Nachteile der Ballastschaltungen nach Stand der Technik zu überwinden,
ist die vorliegende Erfindung gerichtet auf Systeme und Verfahren
zum Dimmen einer kompakten floureszenten Lampe beinhaltend eine
Ballastschaltung des Typs, die einen Inverterschaltkreis beinhaltet
mit einer Betriebsfrequenz zum Betreiben eines resonanten Output-Tankkreises der eine
vorbestimmte unbelastete Resonanzfre quenz hat. Die Betriebsfrequenz
des Inverterkreises ist derart ausgewählt, dass die offene Schleifenverstärkung unterhalb
eines ersten vorbestimmten Niveaus (d.h. ungefähr unterhalb von 15) und die
Ballastausgangsimpedanz oberhalb eines zweiten vorbestimmten Niveaus
(d.h. oberhalb ungefähr
dem zweifachen des Absolutwertes der maximalen negativen inkrementalen
Lampenimpedanz) liegen.
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In Übereinstimmung
mit bestimmten Aspekten der Erfindung ist die Betriebsfrequenz der
Inverterschaltung bestimmt durch eine Steuerschaltung, die ein frequenzbestimmendes
Widerstands-Kondensator (RC) Netzwerk enthält. Die Komponentenwerte des
RC Netzwerks sind derart ausgewählt, dass
die Betriebsfrequenz der Inverterschaltung bei einem Lampenoutput
von weniger als ungefähr
1% des nominalen Lichtoutputs eine vorbestimmte Funktion der Resonanzfrequenz
der unbelasteten Resonanztankkreises ist.
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Zum
Zwecke vorliegender Beschreibung und der angehängten Ansprüche bezieht sich der Ausdruck „DC" auf eine Spannung
oder einen Strom in Wellenform der in eine Richtung geht und entweder pulsierend
oder nicht pulsierend sein kann. Der Ausdruck „AC" bezieht sich auf die Wellenform einer Spannung
oder eines Stroms, der seine Polarität in regulär wiederkehrenden Zeitintervallen
umkehrt und alternierend positive und negative Werte hat. Der Ausdruck „DC Komponente" bezieht sich auf
den Durchschnittswert einer „AC" oder „DC" Wellenform. Der
Begriff „AC
Komponente" bezieht
sich auf denjenigen Bereich einer AC oder DC Wellenform, die übrig bleibt,
nachdem ihre DC Komponente subtrahiert wurde.
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Die
vorausgehenden und andere Aspekte der vorliegenden Erfindung werden
offenbar durch die folgende detaillierte Beschreibung der Erfindung wenn
sie in Verbindung mit den zugehörigen
Zeichnunen erörtert
wird.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Für Zwecke
zur Darstellung der Erfindung wird in den Zeichnungen ein Ausführungsbeispiel
gezeigt, welches derzeit bevorzugt ist, wobei es jedoch so zu verstehen
ist, dass die Erfindung nicht auf spezielle Verfahren oder offenbarte
Vorrichtungen beschränkt
ist. In den Zeichnungen :
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1 zeigt
ein Hochniveaublockdiagramm eines fluoreszenten Lampensystems nach
Stand der Technik;
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2 zeigt
eine charakteristische Spannungs-/Stromkurve für eine typische fluoreszierende Lampe;
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3A ist
ein Diagramm, welches eine beispielhafte V-I Kurve einer Lampe zeigt
und eine negative inkrementale Impedanzkurve einer Lampe in Übereinstimmung
mit vorliegender Erfindung;
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3B ist
eine vergrößerte Darstellung
des Bereichs des Diagramms aus 3A, zeigend
die V-I Charakteristik einer typischen kompakten fluoreszierenden
Lampe bei sehr niedrigen Lampenstromniveaus;
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4 ist
ein Diagramm welches die Verstärkung über der
Frequenz zeigt, die nützlich
bei der Beschreibung eines Beispielsystems in Übereinstimmung mit vorliegender
Erfindung ist;
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5 ist
ein Hochniveaublockdiagramm eines Beispielsystems in Übereinstimmung
mit vorliegender Erfindung;
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6 ist
ein schematisches Diagramm eines Bereichs der Steuerschaltung nach 5;
und
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7 ist
ein schematisches Diagramm eines weiteren Bereichs der Steuerschaltung
nach 5.
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BESCHREIBUNG VON BEISPIELHAFTEN
AUSFÜHRUNGEN
UND BESTE AUSFÜHRUNG
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Die
Ausgangsstabilität
von Lampenlicht ist allgemein abhängig von der Qualität einer
Stromquelle die genutzt wird zum Betrieb der Lampe. Die Qualität der Stromquelle
wird numerisch beschrieben durch eine Grösse, die bezeichnet wird als
Ausgangsimpedanz. Ausgangsimpedanz wird definiert als das Verhältnis der
Veränderung
der RNS Ausgangsspannung dividiert durch die korrespondierende Veränderung
im RNS Ausgangsstrom und hat die Einheit von Ohm. Deshalb würde eine
Stromquelle, die eine Veränderung
des Stromniveaus von 0,001 Ampere als Ergebnis einer Veränderung
der Ausgangsspannung von einem Volt aufweist, eine Ausgangsimpedanz von
einem Volt geteilt durch 0,001 Ampere aufweisen oder 1000 Ohm.
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2 ist
eine Darstellung der Spannungs/Stromcharakteristik einer typischen
fluoreszierenden Lampe. Die inkrementale Impedanz der Lampe bei
jedem Betriebspunkt dieser Kurve ist definiert als die Steigung
der Kurve an diesem Punkt. Daraus kann man ersehen, dass die inkrementale
Impedanz der Lampe bei sehr niedrigen Strömen positiv ist, dann Null
wird bei einem maximalen Spannungspunkt und dann rapide negativ
wird, wenn die Spannung noch weiter zunimmt. Klarerweise existiert
dort ein Punkt, an welchem die inkrementale Impedanz der Lampe ihren
maximalen negativen Wert erreicht und dieser Punkt ist mit A in 2 makiert.
Der Punkt der maximalen negativen inkrementalen Impedanz ist der
Betriebspunkt, an dem die Lampe am wenigsten stabil ist und am wahrscheinlichsten
Veränderungen
im Lichtbogenstrom und Lichtoutput aufweist. Deshalb sollten Messungen
der Ausgangsimpedanz des Schaltkreises am Punkt der negativen inkrementalen
Impedanz der Lampen gemacht werden, um ein wichtiger Indikator der
Betriebsstabilität
der Lampe zu sein.
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Ein
Diagramm zum Zeigen der V-I Kurve einer fluoreszenten Lampe und
einer negativen inkrementalen Impedanz der Lampe für eine Beispielslampe
in Übereinstimmung
mit vorliegender Erfindung ist in 3A und 3B gezeigt.
Für eine kompakte
fluoreszente Lampe, die mit weniger als ungefähr 1% nominalem Lichtoutput
betrieben wird, wird Instabilität
nicht nur am Peak der negativen inkrementalen Impedanz beobachtet,
wie erwartet, sondern wird ebenfalls beobachtet für ein Stromniveau
der Lampe unterhalb des Peaks der V-I Kurve.
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Wie
in größerem Detail
in 3B gezeigt wird, weist die V-I Kurve für eine typische
kompakte fluoreszente Lampe eine große Steigung auf, die eine „Klippe" bildet, an welcher
die Lampenspannung rapide vom Peak der Kurve auf einen Nullwert
für eine
inkrementale kleine Abnahme des Lampenstroms abfällt, sobald die Lampe unterhalb
etwa ein Prozent des nominalen Lichtoutputs gedimmt wird. Mit anderen
Worten tendiert die Lampe auszugehen, dass heißt zu verlöschen, wenn man versucht, den Lampenstrom
auf ein Niveau zu verringern korrespondierend zu einem Ausgangsniveau
des Lichts unterhalb ungefähr
ein Prozent nominalem Lichtoutput. Damit übereinstimmend ist es wünschenswert,
den Lampenstrom so niedrig wie möglich
zu verringern ohne „Abfallen
an der Klippe",
das bedeutet Betreiben im Bereich der steilen positiven Steigung
unterhalb des Peaks, weil dieses der Bereich ist, innerhalb dessen
die Lampe am sensibelsten auf Systemstörungen reagiert, die Löschen und
Lampenflackern verursachen. Die vorliegende Erfindung, wie sie nachfolgend
im Detail beschrieben wird, sieht eine Vorrichtung und ein Verfahren
zum Betrieb einer kompakten und fluoreszenten Lampe bei niedrigem Stromniveau
vor ohne „Fallen
von der Klippe",
das bedeutet, ohne dass die Lampe ausgeht oder flackert.
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4 ist
ein Diagramm, welches die offene Schleifenverstärkung des Ballastsystems über den Frequenz
zeigt, die nützlich
bei der Beschreibung beispielhafter Systeme und Verfahren in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung ist. Um die Stabilität zu verbessern,
werden Ballastschaltungen konventionell so nah wie möglich an
der Resonanz betrieben. Allgemein ist es beim Dimmen linearer fluoreszierender
Lampen bis auf ein Niveau von niedrigem Lichtoutput (d.h. weniger
als ein Prozent des nominalen Lichtoutputs) notwendig, die Ausgangsimpedanz
der Ballastschaltung zu vergrößern, um
einen stabilen Lampenbetrieb aufrecht zu erhalten. Typischerweise
wird die Ausgangsimpedanz der Ballastschaltung vergrößert durch
Betreiben der Betriebsfrequenz der Ballastschaltung so nah wie möglich an der
Resonanz.
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Wie
in 4 gezeigt beträgt
die unbelastete Resonanzfrequenz eines resonanten Tankkreises einer
beispielhaften Ballastschaltung ungefähr 80 kHz. Für eine kompakte
fluoreszente Lampe bei einer derartigen Betriebsfrequenz der Ballastschaltung
vergrößert sich
die Verstärkung
der offenen Schleife der Ballastschaltung in großem Umfang wenn die fluoreszierende
Lampe auf ein niedriges Niveau von Lichtoutput gedimmt wird. Beispielsweise
haben für eine
derartige Ballastschaltung und eine kompakte fluoreszente Lampe
die Erfinder herausgefunden, dass unterhalb ungefähr vier
Prozent nominalem Lichtoutput die Systemverstärkung beginnt, schnell zu steigen,
als ein Ergebnis der sich verringernden Last, welche die kompakte
fluoreszente Lampe dem resonanten Tankreis präsentiert. Die hohe Verstärkung macht
es schwierig, eine stabile geschlossene Schleifensteuerung zu schaffen.
In 4 beispielsweise ist die Verstärkung bei Resonanzfrequenz
sehr hoch bei einem Prozent nominalen Lichtoutput relativ zur Verstärkung bei
fünf Prozent
nominalem Lichtoutput. Als Ergebnis wird der Lampenoutputstrom sehr sensibel
bezüglich
der kleinsten Störungen.
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Zusätzlich haben
kompakte fluoreszente Lampen die Tendenz zum Aussgehen, wie oben
beschrieben, und sind deshalb sehr schwierig im Betrieb zu halten
bei niedrigen Lichtoutputniveaus im Vergleich zu linearen fluoreszierenden
Lampen.
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In Übereinstimmung
mit vorliegender Erfindung, wird zur Verringerung der Verstärkung die
Betriebsfrequenz der Ballastschaltung ausgewählt um derart genügend weit
von der Resonanz weg zu sein, dass beim Betrieb der Lampe mit ungefähr einem Prozent
nominalem Lichtoutputniveau die Ballastschaltung in einer offenen
Schleifenverstärkung
unterhalb eines vorbestimmten Niveaus, wie zum Beispiel 15 betrieben
wird. Durch Verändern
der Frequenz von 85 kHz aus 80 kHz beispielsweise ist die Verstärkung ungefähr dieselbe,
als ob der Lichtoutput bei fünf
Prozent oder beispielsweise einem Prozent ist. Dies sorgt für eine stabile
Steuerungsschleife.
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Jedoch
muß die
Betriebsfrequenz nicht so hoch angehoben werden, dass die Ausgangsimpedanz
der Ballastschaltung unter einen vorbestimmten Wert fällt (d.h.,
dass die Ausgangsimpedanz der Ballastschaltung oberhalb einer vorbestimmten
Ausgangsimpedanz gehalten werden sollte, so wie zum Beispiel dem
Absolutwert der maximalen negativen inkrementalen Lampenimpedanz).
Durch Betrieb innerhalb dieses Bereichs der Frequenzen können kompakte
floureszente Lampen gedimmt werden unterhalb ungefähr einem
Prozent Lichtoutput ohne auszugehen und ohne Flackern.
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Bevorzugterweise
weist eine beispielhafte Ballastschaltung zum Dimmen kompakter floureszenter
Lampen unterhalb ungefähr
einen Prozent Lichtoutput des Typs, der eine resonante Outputtankschaltung
beinhaltet mit einer vorbestimmten unbelasteten Resonanzfrequenz
Mittel zur Auswahl einer Betriebsfrequenz derart auf, dass die Verstärkung des
offenen Schleifensystems unterhalb eines ersten vorbestimmten Niveaus
(ungefähr
15) und die Ballastoutputimpedanz oberhalb eines zweiten vorbestimmten
Niveaus (ungefähr
das Doppelte des Absolutwertes der maximalen negativen inkrementalen Lam penimpedanz,
aber wenigstens mehr als der absolute Wert der maximalen negativen
inkrementalen Impedanz der Lampe) beträgt. Die Mittel zur Auswahl beinhalten
bevorzugterweise einen Oszillator mit einem frequenzbestimmenden
RC Netzwerk, dessen Komponentenwerte derart ausgewählt sind,
dass die Betriebsfrequenz bei einem Lampenlichtoutput von oder weniger
als ungefähr
einem Prozent des nominalen Lichtoutputs eine vorbestimmte Funktion
der Resonanzfrequenz der unbelasteten Resonanztankschaltung ist.
Die Verstärkung
des offenen Schleifensystems wird definiert als das Verhältnis der
Ausgangsspannung der Resonanztankschaltung zur Eingangsspannung
der Resonanztankschaltung.
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Bezugnehmend
auf die Zeichnungen der ausgewählten
Ausführungsbeispiele,
bei denen gleiche Ziffern gleiche Elemente zeigen, ist 5 ein Hochniveaublockdiagramm
eines Beispielsystems in Übereinstimmung
mit vorliegender Erfindung. Das System sieht eine änderbare
Menge an Leistung aus einer sinusförmigen Leistungsquelle für eine kompakte
fluoreszente Lampe 500 vor. In 5 sind ein stromführender
Eingang und ein neutraler Eingang an einem vorderen Ende 401 vorgesehen.
Das System beinhaltet im allgemeinen ein vorderes Ende 401,
um in bekannter Weise eine AC Eingangsspannung einer Leistungsquelle
in DC Busspannung zu konvertieren, die in einem Buskondensator Cbus
gespeichert wird.
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Der
Output am vorderen Ende 401 über den Kondensator Cbus wird
einer Inverterschaltung 416 aufgegeben, die eine mit hoher
Frequenz geschaltete AC Spannung an einen Resonanztankkreis 430 übermittelt.
Insbesondere ist der Inverter 416 gesteuert von dem Oszillator
und schaltet bekannterweise mit komplementären Lastzyklen des Betriebs
in einer D/1-D Weise, wobei D der Lastkreis des Betriebs ist, und
betreibt auf diese Weise den resonanten Tankkreis 430 mit
einer in der Pulsweite modulierten Wellenform.
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Die
resonante Tankschaltung 430 kann einen DC Blockkondensatzor
Cblock beinhalten, einen resonanten Induktor Ltank und einen resonanten Kondensator
Ctank beinhalten. Die resonante Tankschaltung 430 konvertiert
die Pulsweiten modulierte Wellenform des Inverterkreises 416 in
eine hochfrequente AC Spannung zum Betrieb der Lampe 500. Eine
Steuerschaltung 418 vergleicht einen Eingang, der repräsentativ
für den
Strom durch die Lampe ist mit einem Eingangssteuersingnal zum Dimmen,
welches repräsentativ
ist für
das gewünschte
Lichtausgangsniveau zum Steuern des Stroms durch die Lampe durch
Einstellung der Betriebsfrequenz und des Lastzyklus des Inverters 416.
Der Strom aus der resonanten Tankschaltung 430 wird der
Lampe 500 aufgegeben um eine stabile elektrische Entladung herbeizuführen und
aufrecht zu erhalten über
einen Bereich von auswählbaren
Leistungswerten. Die Kontrollschaltung 418 wird in weiteren
Details nachfolgend beschrieben.
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In 6 wird
ein Bereich der Kontrollschaltung 418 gezeigt einschließlich einer
Stromrückführschaltung.
Ein Operationsverstärker
U7:A ist als Integrator beschaltet, der die Differenz zwischen dem
einen gewünschten
Lichtniveausignal auf einem Phase-nach-DC Schaltkreis 602 integriert
und ein Signal aus einem Lampenstromsensorschaltkreis 604.
Die Phase-nach-DC Schaltung 602 nimmt ein Eingangssteuersignal
aus dem Steuerungseingang an und konvertiert es auf ein DC Niveau,
welches repräsentativ
für das
gewünschte
Lichtniveau-Ausgangssignal ist. Der Lampenstromsensorschaltkreis 604 sieht
ein Signal vor, welches repräsentativ
für den
Lampenstrom in bekannter Weise ist. Der Ausgang des Integrators
wird verglichen mit dem Ausgang des Oszillators 702 (7)
durch den Komparator U3:B, um eine pulsweitenmodulierte Wellenform
zu erzeugen, die die Schalter in der Halbbrückengleichrichterschaltung 416 der 5 schaltet.
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7 zeigt
einen weiteren Bereich der Steuerschaltung 418 nach 5 einschließlich des
Oszillators 702 der die Betriebsfrequenz der Ballastschaltung
steuert. Der Oszillator 702 beeinhaltet einen Bereich der
integrierten Schaltung U6, und die Widerstände R95, R124 und den Kondensators
C84. Die Frequenz des Oszillators bei niedrigen Lichtausgangssignalen
wird durch die Werte der Widerstände R95,
R124 und des Kondensators C84 bestimmt. Der Kondensator C84 wird
durch die Widerstände
R95 und R124 aufgeladen. Wenn er einen Wert erreicht, der durch
die integrierte Schaltung U6 bestimmt ist, entlädt die integrierte Schaltung
U6 den Kondensator C84.
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Die
Kontrollschaltung 418 beinhaltet weiter eine Frequenzanhebeschaltung 704 zum Ändern der Betriebsfrequenz
des Oszillators durch Veränderung des
Ladestroms, der für
C84 von den Widerständen R95
und R124 zur Verfügung
steht, bei höheren
gewünschten
Lichtausgangssignalen.
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Die
Phase-nach-DC Schaltung 602 beaufschlagt den Widerstand
R28 mit dem gewünschten Lichtniveausignal,
welches eine Spannung ist, die proportional zum Eingang der Dimmersteuerung
ist. Wenn die Spannung, mit welcher der nicht invertierende Eingang
von U2:D durch den Spannungsteiler, der durch die Widerstände R5 und
R28 gebildet ist, beaufschlagt wird, geringer ist als die Spannung
am invertierenden Eingang von U2:D, beaufschlagt durch die Spannungsteilung
der Widerstände
R3 und R64 (in der Nähe
des unteren Endes des Dimmbereiches), ist der Ausgang von U2:D gering
und der Transistor Q1 ausgeschaltet. Die Betriebsfrequenz wird dann
bestimmt durch die Werte der Widerstände R95 und R124 sowie durch
den Kondensator C84. Sobald das gewünschte Lichtniveausignal aus
der Phase-nach-DC Schaltung 602 steigt, steigt die Spannung,
die an dem nicht invertierenden Eingang von U2:D ansteht, ebenfalls
an und veranlasst dadurch, dass der Ausgang von U2:D ansteigt, auf
diese Weise den Transis tor Q1 eingeschaltet um auf diese Weise einen
Strom aus dem Oszilator zu ziehen, der proportional dem gewünschten
Lichtniveausignal ist. Das Ziel des Stromes aus dem Oszillators
verringert die Betriebsfrequenz der Ballastschaltung zum Betreiben
der Ballastschaltung bei hohen Lichtausgangssignalen.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung zum Betrieb bei kompakten Fluoreszentlampen
beschrieben ist, kann der hier beschriebene Schaltkreis auch jeden
Typ einer Gasentladungslampe steuern. Die Erfindung kann in Form
geeigneter Computersoftware oder in Form geeigneter Hardware oder
einer Kombination von geeigneter Hardware und Software ausgeführt werden.
Nähere
Details mit Bezug auf derartige Hardware und/oder Software sind
der hier angesprochenen Allgemeinheit zugänglich. Weiterhin sind weitere
Beschreibungen derartiger Hardware und/oder Software offensichtlich
nicht notwendig. Obwohl die vorliegende Erfindung illustriert und
beschrieben wurde mit Bezug auf bestimmte spezifische Ausführungsbeispiele,
ist nicht beabsichtigt, diese auf die gezeigten Details zu beschränken. Insofern
können
verschiedene Modifikationen in den Details gemacht werden innerhalb
des Schutzbereichs von Gleichwirkung in den Ansprüchen und
ohne die Erfindung zu verlassen.