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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Koppeln eines
Hochfrequenzsignals, das sich in einem metallischen Leiter ausbreitet,
in einen Wellenleiter oder von einem Wellenleiter in einen metallischen
Leiter.
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Herkömmliche
Kopplungsvorrichtungen dieses Typ umfassen eine Wellenleitersektion,
in der sich eine geleitete Welle in wenigstens einem Wellenleitermodus
ausbreiten kann und die einen Schlitz in einer ihrer Wände aufweist,
durch den das Feld des Wellenleitermodus' austritt und in der Lage ist, eine
Oszillation in einer Antennensektion hervorzurufen, die außerhalb
der Wellenleitersektion angeordnet ist, wobei der Schlitz überbrückt wird.
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Nur
ein Teil der Hochfrequenzenergie, die durch den Schlitz austritt,
wird tatsächlich
zum Anregen der Oszillation in der Antennensektion verwendet; der
Rest wird in den freien Raum abgestrahlt, der über dem Schlitz liegt. Das
ist unerwünscht,
nicht nur, weil die Energie dadurch ungenutzt abgestrahlt wird, sondern
auch, weil dies einen Störeinfluss
auf Ausrüstungskomponenten
haben kann, die sich in dem freien Raum befinden.
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Wenn
zum Beispiel eine Kopplungsvorrichtung dieses Typs in einer Gruppenantenne
verwendet wird, um über
Schlitze in den Wänden
eines Wellenleiters und Antennensektionen, die so angeordnet sind,
dass sie diese kreuzen, einzelne Antennenelemente der Gruppenantenne
zu speisen, so kann die aus den Schlitzen austretende Interferenzstrahlung das
Feldmuster der Gruppenantenne empfindlich stören.
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In
W. Keusgen und B. Rembold, "Broadband Planar
Subarray for Microwave WLAN Applications", MIOP, Stuttgart, 2001, wird vorgeschlagen,
dieses Problem zu umgehen, indem die Interferenzstrahlung in ein
Strahlerelement eingekoppelt wird, das aktiv zur Funktion der Gruppenantenne
beiträgt.
Diese Lösung
bringt jedoch einen erheblichen Rechenaufwand mit sich und ist nicht
allgemein anwendbar.
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In
F. J. Villegas, D. I. Stones, H. A. Hung: "A Novel Waveguide-to-Microstrip Transition
for Millimetre Wave Applications",
IEEE Trans. an Microwave Theory and Techniques, Band 47, Nr. 1,
Januar 1999, wird vorgeschlagen, dass die Interferenzstrahlung mit
Hilfe von Abdeckkappen unterdrückt
wird, die über
den jeweiligen Schlitzen angeordnet werden, um ein Austreten der
Interferenzstrahlung zu verhindern. Jedoch ist diese Lösung komplex
in der Implementierung, weil für
jeden Schlitz eine solche Abdeckung mit Durchführ-Antennensektion benötigt wird.
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Es
ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Wellenleiterkopplungsvorrichtung
des oben angesprochenen Typs bereitzustellen, bei der das Austreten
von Interferenzstrahlung in einfacher Weise effektiv unterdrückt wird
und die ohne großen
Aufwand hergestellt werden kann.
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Dieses
Ziel wird dadurch erreicht, dass in der Seitenwand, die den ersten
Schlitz aufweist, ein zweiter Schlitz bereitgestellt wird, der so
angeordnet ist, dass die zwei Schlitze auf gegenüberliegenden Seiten einer Knotenlinie
einer Feldkomponente des Wellenleitermodus', die parallel zu der geschlitzten Wand
ausgerichtet ist, liegen.
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Die
Erfindung wird vorzugsweise auf einen Wellenleiter von rechteckigem
Querschnitt und insbesondere auf seinen Hauptmodus angewendet, der als
die magnetische Grundwelle oder die H10-Welle bekannt
ist. Auf der Grundlage der hier gegebenen Erläuterungen ist jedoch ein Fachmann
in der Lage, die Erfindung auch auf andere Wellenleiterquerschnitte
und Wellenleitermodi anzuwenden.
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Wenn
ein Koordinatensystem aufgestellt wird, bei dem die X-Achse senkrecht zu
einer schmalen Seitenwand und die Y-Achse senkrecht zu einer breiten Seitenwand
der Wellenleitersektion verläuft und
die Z-Achse in der Längsrichtung
der Wellenleitersektion verläuft,
so hat die H10-Welle Feldkomponenten Hx und Hz, die parallel
zu einer breiten Seitenwand des Wellenleiters verlaufen. Von diesen
Komponenten hat die Komponente Hz eine Knotenebene, die
in der Längsrichtung
der Wellenleitersektion verläuft
und ihre zwei breiten Seitenwände
mittig schneidet. Die Hz-Komponente hat
entgegengesetzte Vorzeichen auf den verschiedenen Seiten der Knotenebene.
Dadurch oszillieren die Felder, die aus den zwei Schlitzen austreten
und in der Hz-Komponente ihren Ursprung
haben, mit entgegengesetzter Phase und haben das Bestreben, sich
in der Strahlungszone gegenseitig auszulöschen. Die Ey-Komponente der
H10-Welle regt in den Seitenwänden der
Wellenleitersektion Querströme
an, die in entgegengesetzten Richtungen auf jeder Seite derselben
Knotenebene fließen
und entgegengesetzt orientierte elektrische Felder in der X-Richtung
an den zwei Schlitzen hervorrufen. Diese haben ebenfalls das Bestreben, einander
in der Strahlungszone auszulöschen.
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Diese
Auslöschung
ist umso vollständiger,
je symmetrischer die Anordnung der zwei Schlitze in Bezug auf die
Knotenebene ist. Wenn der Ort eines Schlitzes die Reflexion des
anderen in Bezug auf die Knotenebene ist, so kompensieren sich die
Ex-Komponenten gegenseitig vollständig in
der Strahlungszone auf der Knotenebene, sofern die Symmetrie nicht
durch die Antennensektion, die den ersten Schlitz kreuzt, unterbrochen
wird, und werden dadurch im Vergleich zu dem Feld einer Wellenleitersektion
mit einem einzelnen Schlitz seitlich stark reduziert.
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Mit
einer Umkehrsymmetrieanordnung der Schlitze relative zu einem Punkt
in der Knotenebene, das heißt,
der Ort eines Schlitzes ist die umgekehrte Reflexion des anderen
mit Bezug auf die Knotenebene, kann ebenfalls eine ausreichende
Kompensation erreicht werden, sofern die Erstreckung der Schlitze in
der Z-Richtung deutlich geringer ist als die Wellenlänge des
Wellenleitermodus',
so dass Phasenunterschiede zwischen den Feldern an umkehrsymmetrischen
Punkten der zwei Schlitze ignoriert werden können.
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Die
Antennensektion ist im Allgemeinen an einem Ende mit einem Leiter
verbunden, um das eingekoppelte HF-Signal abzuleiten, und an ihrem
anderen Ende frei. Dieses freie Ende kann vorzugsweise in einem
Abstand von λs/4 von dem Schlitz entfernt angeordnet sein,
entweder fest oder verstellbar, wobei λs die
Wellenlänge
des Signals ist, das in der Antennensektion induziert wird. Dies
führt zu
dem Ergebnis, dass ein Teil des eingekoppelten Signals, der sich
in der Antennensektion von dem Schlitz aus direkt in der Richtung
des Anschlussleiters ausbreitet, und ein Teil, der anfänglich an
dem freien Ende reflektiert wurde, konstruktiv kombiniert werden,
so dass eine starke Kopplung erreicht wird.
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Um
eine Unterbrechung der Symmetrie durch eine schneidende Antennensektion
zu vermeiden, kann eine zweite Antennensektion vorteilhafterweise
so angeordnet werden, dass der zweite Schlitz überbrückt wird. Diese Antennensektion
kann zum Einspeisen einer anderen HF-Komponente als die, die durch
die erste Antennensektion eingespeist wird, oder zum Einspeisen
derselben HF-Komponente verwendet werden.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform werden
in letzterem Fall zwei Antennensektionen an einem Punkt parallel
zu einer Anschlussleiter verknüpft,
d. h. sie haben jeweils ein Ende, das mit dem Anschlussleiter verbunden
ist, und ein freies Ende.
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Die
Antennensektionen können
so angeordnet sein, dass sie die ihnen zugeordneten Schlitze in jeweiligen
entgegengesetzten Richtungen kreuzen, d. h. ihre freien Enden liegen
entweder beide zwischen den Schlitzen, oder beide liegen jenseits
der Schlitze. In diesem Fall ist es bevorzugt, dass die Antennensektionen
eine Gesamtlänge
L zwischen (n-3/8)λs und (n+3/8)λs haben,
wobei n eine ganze Zahl ist und λs die Wellenlänge der Oszillation ist, die in
den Antennensektionen durch die geleitete Welle induziert wird.
Wenn L exakt gleich nλs ist, dann interferieren die Oszillationen,
die an den zwei Schlitzen in den Antennensektionen gekoppelt sind,
exakt kophasig, und es wird eine optimale Kopplung erreicht. Werte,
die von nλs abweichen, können verwendet werden, wenn
eine schwächere
Kopplung gewünscht wird.
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Wenn
andererseits die Antennensektionen ihre Schlitze in derselben Richtung
kreuzen, d. h. wenn das freie Ende einer Antennensektion zwischen
den Schlitzen liegt und das der anderen jenseits der Schlitze liegt,
dann interferieren die Oszillationen, die an den Schlitzen induziert
werden, kophasig entlang einer Gesamtlänge L von (n+½)λs,
weshalb eine Gesamtlänge
L zwischen (n+1/8)λs und (n+7/8)λs bevorzugt
ist.
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Eine
weitere Möglichkeit
ist, die zwei Antennensektionen in Reihe zu verbinden. In diesem
Fall ist für
eine kophasige Überlagerung
der Oszillationen, die an den zwei Schlitzen induziert werden, ein Abstand
zwischen den Schlitzen – entlang
den Antennensektionen gemessen – von
ungefähr
nλs, wenn die Antennensektionen die Schlitze
in entgegengesetzten Richtungen kreuzen, oder von ungefähr (n+½)λs erforderlich,
wenn die Antennensektionen die Schlitze in derselben Richtung kreuzen.
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Bevorzugt
liegen die Kreuzungspunkte der Antennensektionen mit den Schlitzen
auf einer Linie senkrecht zur Längsrichtung
der Wellenleitersektion oder zur Knotenebene.
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Dadurch
wird gewährleistet,
dass die zwei Antennensektionen kophasigen Erregungsfeldern ausgesetzt
sind, die aus den Schlitzen austreten, und zwar unabhängig von
der genauen Position, in der die Antennensektionen in Bezug auf
die Wellenleitersektion angeordnet sind. Es ist besonders zweckmäßig, wenn
die Antennensektionen wenigstens in der Region der Kreuzungspunkte
auf einer gemeinsamen Linie liegen, so dass die Phasenkoinzidenz
der Felder, denen die zwei Antennensektionen ausgesetzt sind, selbst
bei einer transversalen Verschiebung der Antennensektionen beibehalten
bleibt.
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Gemäß einer
ersten bevorzugten Ausführungsform
verlaufen die zwei Schlitze parallel zueinander und zu der Knotenebene,
so dass die Kopplungsstärke
nicht von der Position der Antennensektionen in der Ausbreitungsrichtung
der geleiteten Welle (der Z-Richtung) abhängt, sondern ausschließlich durch
die Position der Antennensektionen transversal zur Knotenebene bestimmt
wird, d. h. durch den Abstand ihrer Kreuzungspunkte von den freien Enden.
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Gemäß einer
zweiten bevorzugten Ausführungsform
verlaufen die Schlitze parallel und schräg zur Knotenebene. Der Grad
der Abweichung vom Parallelismus beeinflusst die Stärke des
Hz-Feldes, das aus den Schlitzen austritt,
und das Koppeln in die Antennensektionen und somit die Kopplungskonstante der
Kopplungsvorrichtung. Insbesondere kann, wenn die Schlitze an einer
drehbaren Wandsektion der Wellenleitersektion angeordnet sind, durch
Drehen dieser Wandsektion die Kopplungskonstante nach Bedarf eingestellt
werden.
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Gemäß einer
dritten bevorzugten Ausführungsform
haben die Schlitze eine Beabstandung, die entlang der Knotenebene
variiert, und die Antennensektionen können in verschiedenen Positionen entlang
der Knotenebene angeordnet werden. In diesem Fall kann der Kopplungskoeffizient
durch geeignete Positionierung der Antennensektionen entlang der
Knotenebene eingestellt werden. Je näher die Schlitze an der Knotenebene
liegen, desto kleiner ist die Feldkomponente parallel zu der Wand
in dem Wellenleiter hinter den Schlitzen, und desto kleiner sind
die Wandströme,
die an der Stelle der Schlitze induziert werden, und desto kleiner
ist daher das austretende Feld, dem die Antennensektionen ausgesetzt
sind.
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In
der ersten und der dritten Ausführungsform
kann vorgesehen werden, dass bei der Herstellung der Kopplungsvorrichtung
die Antennensektionen fest an einer Stelle angeordnet werden, wodurch die
Antennensektionen an verschiedenen Positionen an der Wellenleitersektion
fixiert werden können,
und die Position in einem Einzelfall wird auf der Grundlage eines
gewünschten
Kopplungskoeffizienten ausgewählt.
Alternativ besteht die Möglichkeit,
eine Vorrichtung zum Justieren der Antennensektionen relativ zu
den Schlitzen bereitzustellen, um auch in der Lage zu sein, die
Kopplungskoeffizienten der fertigen Kopplungsvorrichtung jederzeit
an die Anforderungen anpassen zu können.
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Weitere
Merkmale und Vorteile der Erfindung werden in der folgenden Beschreibung
von Beispielen anhand der angehängten
Zeichnungen dargelegt.
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1 zeigt
eine perspektivische Ansicht einer Kopplungsvorrichtung gemäß einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung.
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2 zeigt
die Verteilung der Querströme
in der Wand der Wellenleitersektion der Kopplungsvorrichtung gemäß 1.
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3 zeigt
eine zweite Ausführungsform
einer Kopplungsvorrichtung gemäß der Erfindung
in einer perspektivischen Ansicht analog 1.
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4 zeigt
eine augenblickliche Strom- und Spannungsverteilung in den Antennensektionen
und dem Anschlussleiter in der Ausführungsform gemäß 3.
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5 zeigt
die Strom- und Spannungsverteilung in einer Ausführungsform, die im Vergleich
zu 3 geringfügig
verändert
ist.
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6 zeigt
eine Modifikation der in 3 gezeigten Ausführungsform.
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7–9 zeigen
perspektivische Ansichten einer dritten, einer vierten bzw. einer
fünften
Ausführungsform.
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10 zeigt
eine weitere Modifikation der Ausführungsform gemäß 3.
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11 zeigt
eine Weiterentwicklung der Ausführungsform
in 10.
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12 zeigt
eine perspektivische Ansicht einer sechsten Ausführungsform der Kopplungsvorrichtung
gemäß der Erfindung.
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Die
in 1 gezeigte Kopplungsvorrichtung umfasst eine Wellenleitersektion 1 von
rechteckigem Querschnitt mit einer oberen breiten Seitenwand 2, einer
unteren breiten Seitenwand 3 und schmalen Seitenwänden 8,
wobei der Wellenleitermodus H10 zur Ausbreitung
befähigt
ist. Dieser Wellenleitermodus hat nicht-verschwindende Feldkomponenten
Hx, Hz und Ey, wobei Hx und Ey proportional zu sin(πx/a) sind und Hz proportional
zu cos(πx/a)
ist, wobei a die Breite der breiten Seitenwände 2, 3 ist
und die schmalen Seitenwände 8 an
Koordinatenwerten x=0 und x=a in dem gezeigten xyz-Koordinatensystem liegen.
Die Feldkomponente Hz hat eine Knotenebene
bei x=a/2.
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Ein
erster Schlitz 4 verläuft
in der oberen breiten Seitenwand 2 in der Richtung der
z-Achse. Ein zweiter Schlitz 5 ist relativ zu der Knotenebene x=a/2
als ein Spiegelbild des ersten Schlitzes 4 angeordnet.
Felder, die aus den zwei Schlitzen 4, 5 austreten,
bestehen aus Anteilen von den nicht-verschwindenden Feldkomponenten,
die den Schlitz passieren, und elektrischen Feldern in der x-Richtung,
die aus der Tatsache resultieren, dass die Schlitze 4, 5 den
Weg der Querströme
blockieren, die in der Wellenleiterwand fließen und durch den Wellenleitermodus
hervorgerufen werden. Diese Querströme, die schematisch in 2 veranschaulicht sind,
haben entgegengesetzte Vorzeichen auf verschiedenen Seiten der Knotenebene
x=a/2. Die Knotenebene ist durch Strich-Punkt-Linien M dargestellt. Ihr
Anteil an den austretenden Feldern ist umso größer, je stärker die Querströme an der
Stelle der Schlitze 4, 5 sind, d. h. je weiter
diese von der Knotenebene entfernt sind. Die Anteile der Querströme und der
Komponente Hz des Wellenleitermodus' an dem Feld außerhalb
des Wellenleiters haben entgegengesetzte Vorzeichen auf verschiedenen
Seiten der Knotenebene, so dass diese Felder einander in der Strahlungszone
auslöschen.
Die Feldkomponenten Hx, Ey haben
das gleiche Vorzeichen auf beiden Seiten der Knotenebene, so dass
sie einander nicht in der Strahlungszone auslöschen, obgleich ihre Feldstärke sich
mit zunehmender Nähe
zu den schmalen Seitenwänden 8 null
nähert,
so dass ihr Anteil an dem Feld außerhalb der Wellenleitersektion
ebenfalls umso kleiner ist, je näher
die Schlitze 4, 5 an den schmalen Seitenwänden 8 liegen.
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An
der oberen breiten Seitenwand 2 ist ein dielektrisches
Substrat 6 angeordnet, das eine erste Streifenleitung 7 trägt, die
den ersten Schlitz 4 überbrückt. Die
Streifenleitung 7 dient als eine Antennensektion, in der
durch das elektrische Feld, das durch die Querströme hervorgerufen
wird, eine elektromagnetische Oszillation induziert wird.
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Diese
Oszillation kann dafür
verwendet werden, ein Antennenelement einer Gruppenantenne oder
einer anderen HF-Komponente
zu speisen.
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Eine
zweite Streifenleitung 9 kann in spiegelbildlicher Weise
zu der Streifenleitung 7 über dem zweiten Schlitz 5 angeordnet
sein. Ihre Funktion ist die gleiche wie bei der ersten Streifenleitung.
Sie kann zum Speisen derselben HF-Komponente wie die erste Streifenleitung 7 oder
einer zweiten HF-Komponente verwendet werden.
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In
der zweiten Ausführungsform
der Kopplungsvorrichtung gemäß der Erfindung,
die in 3 gezeigt ist, ist die Wellenleitersektion 1 die
gleiche wie in 1 und wird darum nicht noch
einmal beschrieben. Zwei Streifenleitungen 7', 9', die auf einem Substrat 6 ausgebildet
sind, verlaufen auf einer gemeinsamen Linie parallel zu der X-Achse
und sind an ihren einander zugewandten Enden miteinander verbunden
und an einen gemeinsamen Anschlussleiter 10 angeschlossen.
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In
der Ausführungsform
gemäß 3 liegt der
Verbindungspunkt 11 der einander zugewandten Enden des
Anschlussleiters 10 auf der Knotenebene x=a/2 der Feldkomponente
Hz. Es ist anzumerken, dass in dieser und
in folgenden Figuren die untere der zwei Linien M, welche die in 2 gezeigte
Ebene x=a/2 begrenzen, im Interesse einer übersichtlicheren Darstellung
weggelassen wurde. Der Abstand der Kreuzungspunkte 12 der
Streifenleitungen 7', 9' von ihren jeweiligen
freien Enden 13 ist λs/4, und der Abstand der zwei Kreuzungspunkte 12 ist λs/2,
wobei λs die Wellenlänge der Oszillation ist, die in
den Streifenleitungen durch den Wellenleitermodus induziert wird.
Die zwei Streifenleitungen 7', 9' bilden somit
einen Resonator, der auf den Wellenleitermodus der Länge λs abgestimmt
ist. In dem Resonator bildet sich eine Stehwelle, deren Strom- und Spannungsmuster
durch die gepunktete Kurve I und die Punkt- Strich-Kurve U in 4 veranschaulicht wird.
An dem Verbindungspunkt 11 befindet sich ein Knoten in
der Stromverteilung. Die Amplitude der Spannung hat hier ein Maximum,
so dass ein starkes Signal über
den Anschlussleiter 10 abgezogen werden kann.
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In
der in 5 gezeigten Variante liegt der Verbindungspunkt 11 nicht
mittig zwischen den zwei freien Enden 13, sondern ist in
Richtung des freien Endes der Streifenleitung 7' verschoben.
Die Spannungspegeldifferenz am Verbindungspunkt 11 ist
geringer als im Fall von 4, und das über den Anschlussleiter 10 abgezogene
Signal ist schwächer. Es
ist daher möglich,
unabhängig
von einem Kopplungskoeffizienten, der in einem Einzelfall benötigt wird,
die Wellenleitersektion 1 mit den Schlitzen 4, 5, dem
Substrat 6 und den Streifenleitungen 7', 9' in einer Standardform
und durch Kontaktieren des Anschlussleiters 10 an einem
zweckmäßig ausgewählten Verbindungspunkt 11 herzustellen,
um eine Kopplungsstärke
zu realisieren, die in einem Einzelfall benötigt wird.
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Variable
Kopplungskoeffizienten sind ebenfalls mit der Konstruktion gemäß 3 realisierbar, wenn
einerseits die Wellenleitersektion 1 und andererseits das
Substrat 6 mit den darauf befindlichen Streifenleitungen 7', 9' und dem Anschlussleiter 10 in einer
Standardform hergestellt werden. Um die Kopplung zu variieren, genügt es, die
Position des Substrats und der darauf befindlichen Leiter transversal
zu der Knotenebene x=a/2 zu verändern.
Das führt
zu einer Abweichung des Abstands zwischen den Kreuzungspunkten 12 und
den freien Enden 13 von dem Optimalwert λs/4.
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Durch
geeignete Auswahl der Position des Substrats 6 ist es somit
möglich,
die Stärke
der Kopplung zwischen der Wellenleitersektion 1 und den Streifenleitungen 7', 9' einzustellen.
Dies vereinfacht ganz erheblich die Herstellung von Kopplungsvorrichtungen
mit verschiedenen Kopplungsstärken,
da es nicht erforderlich ist, die Position der Schlitze 4, 5 gemäß einer
gewünschten
Kopplungsstärke
einzustellen und mehrere Wellenleitersektionen mit unterschiedlichen
Schlitzabständen
herzustellen, sondern die Wellenleitersektionen 1 können in
großen
Mengen mit einer festen Position der Schlitze hergestellt werden,
und die gewünschte
Kopplungsstärke
kann anschließend
durch geeignete Positionierung des Substrats 6 ausgewählt werden.
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Natürlich brauchen
die Abstände
der Kreuzungspunkte 12 von den freien Enden 13 und
die Abstände
der Kreuzungspunkte 12 voneinander nicht gleichzeitig λs/4
bzw. λs/2 zu sein. Zwar kann mit diesen Abständen durchaus
eine starke Kopplung erreicht werden, aber nur in einem sehr schmalen
Frequenzbereich. Wenn für
wenigstens einen dieser Abstände
ein nicht exakt optimaler Wert gewählt wird, sondern einer, der
in der Nähe
des optimalen Wertes liegt, so kann mit einer etwas verringerten
Kopplungsstärke
die Bandbreite der Kopplungsvorrichtung deutlich vergrößert werden.
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Eine
Variante des Prinzips in 3 ist in 6 gezeigt.
Die Wellenleitersektion 1 ist wieder die gleiche wie in
den 1 und 3, und die Streifenleitungen 7'', 9'',
die auf dem Substrat 6 angeordnet sind, unterscheiden sich
von denen in 3 dadurch, dass der durch sie
gebildete Resonator C-förmig
ist und dass die freien Enden 13 der Leitersektionen 7'', 9'' beide
zwischen den Schlitzen 4, 5 liegen. Die Betriebsweise
entspricht ansonsten der des Beispiels in 3.
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Die
in 7 gezeigte Ausführungsform unterscheidet sich
von der zuvor besprochenen dadurch, dass in diesem Fall die zwei
Streifenleitungen 7*, 9*, die auf dem Substrat 6 ausgebildet
sind, die ihnen zugeordneten Schlitze 4, 5 der
Wellenleitersektion 1 in derselben Richtung kreuzen. Ihre
freien Enden 13 liegen jeweils auf der Seite der Schlitze 4, 5, die
in der Perspektive von 7 dem Betrachter zugewandt sind.
Für eine
starke Kopplung der Streifenleitungen 7*, 9* an
die Wellenleitersektion 1 ist eine kophasige Überlagerung
der Oszillationen, die in die zwei Streifenleitungen 7*, 9* eingekoppelt
werden, und somit ein Abstand zwischen den zwei Kreuzungspunkten 12 der
Schlitze 4, 5 mit den Streifenleitungen 7*, 9* von
(n+½)λs erforderlich.
Die Stärke
des an dem Anschlussleiter 10 abgezogenen Signals kann,
wie in dem Beispiel in 3, durch Auswählen der
Position der Verbindungspunkte 11 des Anschlussleiters 10 und
durch Auswählen
des Abstands zwischen den Kreuzungspunkten 12 und den freien Enden 13 der
Streifenleitungen beeinflusst werden.
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Eine
besonders einfache Ausführungsform mit
Streifenleitungen 7**, 9**, welche die Schlitze 4, 5 der
Wellenleitersektion 1 in derselben Richtung kreuzen, ist
in 8 gezeigt. Die Streifenleitung 9**, die den
Schlitz 5 kreuzt, ist in Reihe zwischen der Streifenleitung 7** und
dem Anschlussleiter 10 verbunden. Die Kreuzungspunkte 12 haben
einen Abstand von dem einzelnen freien Ende 13 von λs/4
bzw. 3λs/4.
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9 zeigt
eine weitere Ausführungsform mit
Streifenleitungen 7***, 9***, die in Reihe verbunden
sind und die Schlitze 4, 5 in derselben Richtung kreuzen.
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Eine
weitere Ausführungsform
der Kopplungsvorrichtung ist in 10 gezeigt.
Hier sind das Substrat 6 und die darauf ausgebildeten Streifenleitungen 7', 9' identisch mit
jenen in 3. Die Wellenleitersektion 1' wurde geändert. Ihre
Schlitze 4', 5' verlaufen parallel
zueinander, aber in einem nicht-verschwindenden Winkel α zur Knotenebene x=a/2.
Der Schlitz 4' kann
als die umgekehrte Reflexion des Schlitzes 5' um die Knotenebene gedacht werden.
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Die
Länge der
Schlitze in der Z-Richtung wird so gewählt, dass die Phasendifferenz
der Felder an gegenüberliegenden
Enden der Schlitze 4', 5' maximal 15° beträgt. Der
Winkel α beeinflusst
die Stärke der
Hz-Komponente des Wellenleitermodus', der aus den Schlitzen 4', 5' austritt, und
somit die Stärke
des magnetisch induzierten Stroms in den Streifenleitungen 7', 9'. Bei einem
Winkel α=0
hat er ein Maximum. Bei einem Wert von 90° würde er verschwinden.
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Eine
Weiterentwicklung dieser Ausführungsform
ist in 11 gezeigt. Hier sind die Schlitze 4', 5' in einer kreisförmigen Scheibe 17 angeordnet,
die einen Teil der oberen Wand der Wellenleitersektion 1' bildet. Durch
Drehung der Scheibe 17 kann der Winkel α zwischen den Schlitzen 4', 5' und der Knotenebene
verändert
werden, und die Kopplungsstärke kann
justiert werden.
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12 zeigt
eine weitere Ausführungsform der
Kopplungsvorrichtung, wobei das Substrat 6 und die Streifenleitungen 7', 9' mit jenen in 3 identisch
sind, während
andererseits die Wellenleitersektion 1'' modifiziert
ist. Ihre Schlitze 4'', 5'' verlaufen symmetrisch zueinander,
aber schräg
zu der Knotenebene x=a/2. Das Substrat 6 kann in kontrollierter Weise
parallel zu der Knotenebene mit Hilfe von seitlich angeordneten
Schienen 14, einer Mikrometerschraube 15 und einer
Feder 16 verschoben werden, um so die Streifenleitungen 7', 9' über Regionen
der Schlitze 4'', 5'' in verschiedenen Abständen zu
positionieren. Wie bereits oben in der Erläuterung des Betriebes der Vorrichtung
angesprochen, verändert sich
bei Verschiebung der Streifenleitungen 7', 9' die Kopplung einerseits, weil
sich der Abstand der Kreuzungspunkte 12 voneinander und
von den freien Enden 13 verändert und sich darum die Interferenz
der zwei Signale, die in den zwei Streifenleitungen induziert werden, ändert, und
andererseits, weil die Felder, denen die Streifenleitungen 7', 9' ausgesetzt sind,
umso stärker
sind, je näher
die Kreuzungspunkte 12 an den Seitenwänden der Wellenleitersektion 1'' liegen. Es ist somit möglich, die
Kopplung zwischen der Wellenleitersektion 1' und den Streifenleitungen 7', 9' jederzeit präzise auf
einen momentan benötigten
Wert einzustellen, indem man das Substrat 6 entlang der
Z-Achse verschiebt.
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Natürlich kann
bei den Ausführungsformen in
den 3 und 6 bis 9 eine Führungsschiene
für eine
kontrollierte Verschiebung des Substrats transversal zu der Knotenebene
x=a/2 verwendet werden. Gleichermaßen ist es möglich, das
Substrat 6 dauerhaft auf der Wellenleitersektion 1'' von 12 in
einer Position, die zuvor entsprechend einer gewünschten Kopplungsstärke ausgewählt wurde,
zum Beispiel durch Zementieren zu befestigen.
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Mehrere
der oben besprochenen Kopplungsvorrichtungen können entlang eines einzelnen
Wellenleiters angeordnet werden. Der Abstand zwischen den einzelnen
Kopplungsvorrichtungen sollte dann die Hälfte der Wellenlänge λH der
Welle in dem Wellenleiter betragen, so dass die Reststreuungsfelder der
einzelnen Kopplungsvorrichtungen einander in der Strahlungszone
auslöschen.