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Die
Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur
Messung von Veränderungen des
Skalierungsfaktors in einem Vibrationsgyroskop.
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Es
gibt zahlreiche bekannte Ausführungen
von Vibrationsgyroskopen (VSG). Diese benutzen sehr unterschiedliche
Resonanzstrukturen einschließlich
von vibrierenden Strahlen, von Stimmgabeln, von Halbkreisschalen
und von planaren Ringen. Diese können
unter Benutzung verschiedener Techniken hergestellt werden, wobei
verschiedene Materialien benutzt werden. Strukturen, die aus Silizium
unter Benutzung von Mikrobearbeitungstechniken hergestellt werden,
haben den besonderen Vorteil, dass sie in großer Zahl und mit niedrigen
Kosten herstellbar sind, wobei ein hoher Grad von Genauigkeit aufrecht
erhalten bleibt. Dadurch wird das Verfahren insbesondere für Anwendungen
geeignet, die große
Stückzahlen
von Sensoren mit niedrigen Kosten erfordern. Eine derartige Anwendung
ist ein Giergeschwindigkeitssensor in modernen Bremssystemen von
Kraftfahrzeugen.
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Zahlreiche
Anwendungen dieser Sensoren sind kritisch im Hinblick auf eine sichere
Fahrt des Fahrzeugs. Die Integrität des Gyroskopausgangs ist
von höchster
Wichtigkeit bei der Benutzung zur Steuerung der Funktionalität derartiger
Systeme. Bei dem fortschrittlichen Bremssystem wird die Anwendung
dieses Signals benutzt, um das Anziehen der Bremsen zu steuern.
Systemkonstrukteure fordern daher ein sehr hohes Maß an eingebauter
Testabsicherung (Built in Test (BIT)) derartiger Sensoren. Techniken
zur Prüfung
der Basisfunktionalität
derartiger Vorrichtungen sind bekannt und beispielsweise in der
US 5,866,796A und
der US-5,889,193A beschrieben. Diese bekannten Techniken ergeben
eine gute Absicherung, aber sie sind nicht in der Lage, Fehler zu überprüfen, die
dem Skalierungsfaktor zugeordnet sind (die Skalierung ist die Änderung des
Sensorausgangs in Abhängigkeit
von einer gegebenen angelegten Drehgeschwindigkeit). Derartige Fehler
können
zu einer Geschwindigkeitsmessanzeige des Sensors führen, die
sehr weitgehend unterschieden ist von der tatsächlichen Drehzahl oder unter
gewissen Umständen
völlig
fehlt. Dies kann zu einem Ausfall des Systems führen oder zu einer fehlerhaften
Arbeitsweise, was katastrophale Folgen haben kann.
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Die
EP-A-0 492 739 beschreibt ein planares Vibrationsringgyroskop, bei
dem der Skalierungsfaktor gemessen wird, um eine Skalierungsfaktorkompensation
zu ermöglichen
und Temperatureinflüsse
und Zeitabweichung zu kompensieren. Die WO-A-01/53776 beschreibt
ebenfalls ein planares Vibrationsringgyroskop, das einen Sinus/Cosinus-Treiber
und Pick-off-Resolver benutzt und das Ausgangssignal durch Benutzung
des Bryan-Faktors normalisiert. Es wird jedoch in diesem Dokument
kein Skalierungsfaktor bestimmt.
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Es
besteht ein Bedarf nach einer Vorrichtung oder einer Technik, um
eine BIT-Absicherung
einer genauen Skalierungsfaktor-Arbeitsweise von VSG-Sensoren zu
schaffen. Vorzugsweise sollte dies funktionell gelöst werden,
ohne das Erfordernis einer zusätzlichen
Hardware und ohne zusätzliche
Kosten.
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Gemäß einem
ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft diese ein Verfahren
zur Messung von Veränderungen
des Skalierungsfaktors von einem vorbestimmten Wert in einem Vibrationsgyroskop,
das eine Vibrationsstruktur, einen festen primären Treiber und einen festen
sekundären
Treiber aufweist, um die Vibrationsstruktur in Vibrationsresonanz
zu überführen und
darin zu halten, und wobei ein festes primäres Pick-off und ein festes
sekundäres
Pick-off vorgesehen sind, um die Vibration der Vibrationsstruktur
zu detektieren, und wobei der Treiber und das Pick-off radial um
die Vibrationsstruktur herum angeordnet sind und das Verfahren die
folgenden Schritte aufweist:
die Ausgänge von Treibern und Pick-offs
werden kombiniert, um zerlegte Träger- und Antwortmodentreiber und zerlegte
Träger-
und Antwortmoden-Pick-offs zu erzeugen, und die Achsen der zerlegten
Träger-
und Antwortmodentreiber und die Achsen der zerlegten Träger- und
Antwortmoden-Pick-offs werden im Winkel gleichmäßig um die Vibrationsstruktur
herum gegenüber
einer Zentralachse der Vibrationsstruktur mit einer bekannten Rate
versetzt, bei der der Skalierungsfaktor SFCAL gleich
dem vorbestimmten Skalierungsfaktor SFRATE,
dividiert durch den Bryan-Faktor GB ist,
wobei GB eine Konstante ist, die durch die
Geometrie der Vibrationsstruktur und die Vibrationsmodusform bestimmt
ist.
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Vorzugsweise
ist die Vibrationsstruktur im Wesentlichen planar und im Wesentlichen
ringförmig
gestaltet und besitzt identische Träger- und Antwortmoden.
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Zweckmäßigerweise
wird ein Treibersignal VCDcos2α an den festen
primären
Treiber unter einem Winkel von 0° angelegt
und ein Signal VCDsin2α wird an den festen sekundären Treiber
unter einem Winkel von 45° angelegt,
um eine resultierende Treibermoden-Antriebskraft unter einem Winkel α zu erzeugen.
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Vorzugsweise
wird ein Treibersignal –VRDsin2α an
den festen primären
Treiber unter einem Winkel von 0° angelegt
und ein Signal VRDcos2α wird an den festen sekundären Treiber
unter einem Winkel von 45° angelegt,
um die resultierende Antwortmoden-Antriebskraft unter einem Winkel α + 45° zu erzeugen.
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Vorzugsweise
wird der Ausgang des festen primären
Pick-offs unter einem Winkel von 0° und der Ausgang des festen
sekundären
Pick-offs wird unter einem Winkel von 45° kombiniert, um ein Trägermoden-Pick-off-Signal
VCPO = (VPPOcos2α + VSPOSin2α)
zu erzeugen, das repräsentativ
ist der Amplitude der Vibrationsbewegung, aufgelöst unter einem Winkel von (α + 270°).
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Vorzugsweise
wird der Ausgang des festen primären
Pick-offs unter einem Winkel von 0° und der Ausgang des festen
sekundären
Pick-offs wird unter einem Winkel von 45° kombiniert, um ein Antwortmoden-Pick-off-Signal
VRPO = (VSPOcos2α –VPPOsinα)
zu liefern, das repräsentativ
ist der Amplitude der Vibrationsbewegung, aufgelöst unter einem Winkel von α + 135°.
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Vorzugsweise
ist der vorbestimmte Skalierungsfaktorwert SFRATE der
Skalierungsfaktor, der gemessen wird, wenn das Vibrationsgyroskop
in einer üblichen
Testweise gedreht wird.
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Vorzugsweise
sind die Achsen von Träger-
und Antwortmodentreiber und Träger- und Antwortmoden-Pick-offs
im Winkel gleichmäßig über die
Vibrationsstruktur mit einer festen Rate über einen festen Winkel versetzt
und dann mit der gleichen Rate in die Startposition zurückversetzt.
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Vorzugsweise
sind die Achsen von Träger-
und Antwortmodentreiber und Träger- und Antwortmoden-Pick-offs
im Winkel um die Vibrationsstruktur mit einer konstanten Rate in
einer einzigen Richtung versetzt.
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Vorzugsweise
sind die Achsen von Träger-
und Antwortmodentreiber und Träger- und Antwortmoden-Pick-offs
im Winkel gleichmäßig um die
Vibrationsstruktur mit einer festen Rate über einen festen Winkel in
oszillierender Weise auf beiden Seiten einer festen Startposition
versetzt.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft diese eine Vorrichtung
zur Messung von Veränderungen
des Skalierungsfaktors von einem vorbestimmten Wert in einem Vibrationsgyroskop,
das eine Vibrationsstruktur, einen festen primären Treiber und einen festen
sekundären
Treiber aufweist, um die Vibrationsstruktur in Vibrationsresonanz
zu überführen und
darin zu halten, und wobei ein festes primäres Pick-off und ein festes
sekundäres
Pick-off vorgesehen sind, um die Vibration der Vibrationsstruktur
zu detektieren, und wobei der Treiber und das Pick-off radial um
die Vibrationsstruktur herum verteilt angeordnet sind, und wobei
ein Blindkomponenten-Schleifensystem und ein Realkomponenten-Schleifensystem sowie
ein automatisches Verstärkersteuer-Schleifensystem
und ein phasenstarres Schleifensystem vorgesehen sind, und wobei
ein Sinus/Cosinus-Pick-oft-Resolver
Signale von dem primären
Pick-off und dem sekundären
Pick-off empfängt,
um Signale an das Blindkomponenten-Schleifensystem und das Realkomponenten-Schleifensystem
und an das automatische Verstärkersteuer-Schleifensystem und
das phasenstarre Schleifensystem abzugeben, und wobei ein Sinus/Cosinus-Treiberresolver
vorgesehen ist, um die Ausgangssignale von dem Blindkomponenten-Schleifensystem
und dem Realkomponenten-Schleifensystem und von dem automatischen Verstärkersteuersystem
und dem phasenstarren Schleifensystem zu empfangen, um Steuersignale
an den primären
Treiber und den sekundären
Treiber zu überführen, und
wobei eine Winkelversetzungssteuerung vorgesehen ist, um Winkelversetzungssteuersignale
dem Sinus/Cosinus-Treiberresolver
und dem Pick-off-Resolver zuzuführen,
um eine gleichmäßige Versetzung
der Achsen von zerlegten Träger-
und Antwortmodentreibern und zerlegten Träger- und Antwortmoden-Pick-offs
im Winkel um die Vibrationsstruktur herum gegenüber einer Zentralachse der
Vibrationsstruktur mit einer bekannten Rate zu versetzen.
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Vorzugsweise
ist die Vibrationsstruktur im Wesentlichen planar und im Wesentlichen
ringförmig
gestaltet und besitzt im Wesentlichen identische Träger- und Antwortmoden.
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Zweckmäßigerweise
weist die Vorrichtung Demodulatoren auf, um Signale von dem Sinus/Cosinus-Pick-off-Resolver
zu empfangen und demodulierte Signale an die Blindkomponenten-Schleifensysteme und
die Realkomponenten-Schleifensysteme abzugeben, wobei Remodulatoren
vorgesehen sind, um Ausgangssignale von dem Blindkomponenten-Schleifensystem
und dem Realkomponenten-Schleifensystem zu empfangen und zu remodulieren,
wobei Demodulatoren vorgesehen sind, um Signale von den Sinus/Cosinus-Resolvern
zu empfangen und demodulierte Signale an das automatische Verstärkersteuer-Schleifensystem
und das phasenstarre Schleifensystem abzugeben, und wobei ein Remodulator
vorgesehen ist, um Signale zu empfangen und zu remodulieren, die
durch das automatische Verstärkersteuer-Schleifensystem
und das phasenstarre Schleifensystem ausgegeben wurden und um ein
remoduliertes Ausgangssignal dem Sinus/Cosinus-Treiberresolver zuzuführen.
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Zum
besseren Verständnis
und um zu zeigen, wie die vorliegende Erfindung in der Praxis umgesetzt werden
kann, erfolgt nachstehend eine Beschreibung von Ausführungsbeispielen
anhand der beiliegenden Zeichnung. In der Zeichnung zeigen:
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1A ist
eine graphische Darstellung des Trägermodus-Vibrationsmusters
für ein
herkömmliches
Silizium-Vibrationsgyroskop,
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1B ist
eine graphische Darstellung des Antwortmodus-Vibrationsmusters für ein herkömmliches Silizium-Vibrationsgyroskop,
-
2 ist
ein schematisches Diagramm eines herkömmlichen analogen Regelsystems
für ein
Vibrationsgyroskop,
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3 ist
ein schematisches Diagramm eines herkömmlichen digitalen elektronischen
Regelsystems für
ein Vibrationsgyroskop, und
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4 ist
ein schematisches Diagramm eines Blockschaltbildes einer erfindungsgemäßen Schaltung.
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Die
GB 2,322,196 der Anmelderin
beschreibt eine Sensorvorrichtung, die unter Benutzung einer Mikrobearbeitungstechnik
hergestellt werden kann und die geeignet ist, in Massenfertigung
mit hoher Zuverlässigkeit
hergestellt zu werden. Der Sensor besteht aus einem planaren kristallinen
Siliziumring R, der von außen über acht
elastische Trägerarme
von einem äußeren Rahmen
getragen wird. Dieser bekannte Sensor wird im typischen Fall in
einem cos 2θ -
Vibrationsmodus angetrieben, wie dies schematisch in den
1A und
1B der
beiliegenden Zeichnung angedeutet ist. Ein Modus (
1A)
wird als Trägermodus
erregt. Wenn der Sensor um die Achse normal zur Ebene des Rings
gedreht wird, werden Korioliskräfte
F
c erzeugt, die Energie in den Antwortmodus
(
1B) einkoppeln. Die Größe der Kraft ist gegeben durch:
Fc =
2mvΩapp (1)dabei
ist m die modale Masse, v ist die wirksame Geschwindigkeit und Ω
app ist die angelegte Rotationsgeschwindigkeit.
Die Trägermoden-Vibrationsamplitude
wird im typischen Fall auf einem festen Wert gehalten. Dadurch wird
auch die Geschwindigkeit v auf einem festen Wert gehalten und demgemäß gewährleistet,
dass die entwickelten Korioliskräfte
direkt proportional der Drehgeschwindigkeit Ω
app sind.
Die Amplitude der Bewegung, die durch diese Korioliskräfte induziert
wird, kann durch genaue Anpassung der Resonanzfrequenzen von Träger- und
Antwortmoden erhöht
werden. Dann wird die Bewegung durch den Q-Wert des Antwortmodus verstärkt, was
eine erhöhte
Empfindlichkeit der Vorrichtung ergibt. Beim Arbeiten in diesem
Modus mit offener Schleife wird die Empfindlichkeit (Skalierungsfaktor)
der Vorrichtung von dem Q-Wert des sekundären Modus abhängig (Beziehung
zwischen der gespeicherten Energie und der Verteilungsrate der Energie),
der sich beträchtlich über dem
Betriebstemperaturbereich ändern
kann. Diese Abhängigkeit
kann dadurch eliminiert werden, dass der Sensor in einem Modus mit
Regelschleife (Kraftrückführung) betrieben
wird. In diesem Modus wird die induzierte Antwortmodenbewegung aktiv
genullt, wobei die erforderliche angelegte Kraft, um dies zu erreichen,
nunmehr direkt proportional der Drehgeschwindigkeit wird.
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Der
Betrieb mit geschlossener Regelschleife kann üblicherweise im typischen Fall
unter Benutzung der Steuerschleifen bewirkt werden, wie sie schematisch
in 2 der beiliegenden Zeichnung dargestellt sind. Die
Trägermodenbewegung
wird durch den primären
Treiber 1 erregt und an dem primären Pick-off 2 detektiert.
Dieses Signal wird durch Demodulatoren 2a und 2c demoduliert,
die die Realkomponente von der Blindkomponente trennen, bevor ein
Anlegen an die Trägermoden-Steuerschleifen erfolgt.
Dann werden die Signale am Remodulator 2b remoduliert,
bevor sie an den primären
Treiber 1 angelegt werden. Eine phasenstarre Schleife 3 vergleicht
die relativen Phasen von primären
Pick-off-Signalen und primären Treibersignalen
und stellt die Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators 4 so
ein, dass eine 90°-Phasenverschiebung
zwischen dem angelegten Treiber und der Resonatorbewegung erfolgt.
Dadurch wird die Bewegung auf einem Resonanzmaximum gehalten. Das
primäre
Pick-off-Signal wird auch einer automatischen Verstärkersteuerschleife 5 zugeführt, die
den Signalpegel mit einem festen Bezugspegel V0 vergleicht.
Der Pegel des primären Treibers
am Remodulator 2b wird eingestellt, um einen festen Signalpegel
(und demgemäß eine Bewegungsamplitude)
am primären
Pick-off 2 aufrecht zu erhalten.
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Die
Antwortmodenbewegung wird am sekundären Pick-off 6 detektiert.
Dieses Signal wird an Demodulatoren 6a und 6b demoduliert,
um eine getrennte Realkomponente und eine getrennte Blindkomponente des
Signals zu erhalten, das einem Blindschleifenfilter 7 bzw.
einem Realschleifenfilter 8 zugeführt wird. Die reale Komponente
ist jene, die in Phase mit der Trägermodenbewegung ist. Die Bewegung,
die durch die Rotationsgeschwindigkeit induziert wird, erzeugt eine
reale Signalkomponente 9. Die Blindkomponente 10 ist
ein Fehlerausdruck, der auftritt, weil die Modenfrequenzen nicht
präzise
angepasst sind. Eine Schleifenfilterung wird diesen demodulierten
Basisband (DC)-Signalen zugeführt,
um das erforderliche Systemverhalten zu erreichen (Bandbreite usw.).
Die resultierenden Signale werden dann am Remodulator 11a, 11b remoduliert
und dann durch die Addierstufe 12 summiert, um an den sekundären Treiber 13 angelegt
zu werden, damit ein Nullwert an dem sekundären Pick-off 6 aufrecht
erhalten bleibt. Das reale Basisbandsignal (SD(real)), das direkt proportional
der realen Komponente des Antwortmodentreibers ist, die an den Resonatorring
R über
den sekundären
Treiber 13 angelegt ist, wird skaliert und am Ausgangsfilter 14 gefiltert,
um ein Geschwindigkeitsausgangssignal 15 zu erzeugen.
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Für diesen
Betriebsmodus ergibt sich der Skalierungsfaktor gemäß einer
angelegten Drehgeschwindigkeit wie folgt:
dabei
ist V
0 der eingestellte Pegel der Trägermodenamplitude, ω ist die
Trägermodenresonanzfrequenz,
k ist eine Konstante, die die Resonatordimensionen umfasst, G
B ist der Bryan-Faktor (modaler Koppelkoeffizient), g
PPO ist die primäre Pick-off-Verstärkung und
g
SD ist die sekundäre Treiberverstärkung.
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Die
in der
GB 2,322,196 beschriebene
Sensoranordnung kann auch in Verbindung mit einem digitalen elektronischen
Steuersystem benutzt werden, wie dieses in der
GB 2,329,471 beschrieben ist. Dieses
Schema ist in
3 der beiliegenden Zeichnungen
veranschaulicht. Für
diese Ausführung
werden die Signale von dem primären
und dem sekundären
Pick-off
2,
6 direkt an den Analog-Digital-Wandlern
16,
17 digitalisiert.
Dann wird eine Demodulation in Software für den realen Kanal am Demodulator
18 und
den Blindkanal am Demodulator
19 für das sekundäre Pick-off
6 und
das primäre
Pick-off
2 für
den realen Kanal am Demodulator
20 und für den Blindkanal
am Demodulator
21 durchgeführt. Die phasenstarre Schleife
und die automatischen Verstärkersteuerschleifenfunktionen
werden als Softwarefunktionen durchgeführt.
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Der
Blindkanaldemodulator 21 trennt die Blindkomponente des
Signals vom Analog-Digital-Wandler 17 ab
und legt diese an ein phasenstarres Schleifenfilter 22 an
und von dort an einen analogen Spannungssteueroszillatorkreis 23.
Der spannungsgesteuerte Kreis 23 wird bei der Trägermodenresonanzfrequenz
durch ein digitales Steuerwort getrieben und steuert die Zeitgebung
der Modulation und der Treiberaktualisierungen. Der Realkanaldemodulator 20 trennt
die Realkomponente des Signals vom Analog-Digital-Wandler 17 und
legt diese an eine Addierstufe 24 an, an der diese summiert
wird mit einem hinsichtlich seines Pegels eingestellten automatischen
Verstärkersteuersignal 25,
und das resultierende Signal wird einem automatischen Verstärkersteuerfilter 26 zugeführt. Der
Ausgang des automatischen Verstärkersteuerfilters 26 wird
einem Remodulator 27 zugeführt, der durch den spannungsgesteuerten
Oszillator 23 betrieben wird, um das Treibersignal für den primären Treiber 1 zu
bilden, dem der Ausgang über
einen Digital-Analog-Wandler 28 zugeführt wird.
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Der
Blindkanaldemodulator 19 trennt die Blindkomponente des
Ausgangssignals des sekundären Pick-offs 6 und
legt dieses an ein Blindschleifenfilter 29 an und von dort
an einen Remodulator 30. In gleicher Weise durchläuft das
Ausgangssignal des sekundären
Pick-offs 6 den Realkanaldemodulator 18, der die
Realkomponente trennt und diese einem Realschleifenfilter 31 zuführt und
von dort einem Remodulator 32. Die Ausgangssignale von
den Remodulatoren 30, 32 werden durch die Summierstufe 33 summiert,
deren Ausgang ein Treibersignal für den sekundären Treiber 13 über einen
Digital-Analog-Wandler 34 liefert. Das Ausgangssignal vom
Realkanalschleifenfilter 31 wird auch über ein Ausgangsfilter 35 geleitet,
um geeignete Charakteristiken zu erzeugen, die ein Geschwindigkeitsausgangssignal 36 liefern.
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In üblicher
Weise kann der Skalierungsfaktor der Sensorvorrichtung der
GB 2,322,196 dadurch
gemessen werden, dass sie auf einem Drehtisch montiert wird und
indem bekannte Drehgeschwindigkeiten um die Empfindlichkeitsachse
herum erzeugt werden. Der Sensorausgang kann dann so eingestellt
werden, dass er einen geeichten Skalierungsfaktor liefert, der im
typischen Fall in Einheiten von Millivolt oder in Bits bei einer digitalen
Ausbildung pro Grad pro Sekunde der Drehung definiert wird. Dieses
Verfahren wird im typischen Fall vor der Installation des Sensors
in dem endgültigen
Betriebssystem durchgeführt.
Diese Eichung kann danach nicht ohne Demontage des Systems überprüft werden,
weil hierbei das Gyroskop entnommen werden muss oder die gesamte
Struktur genau bekannten Drehgeschwindigkeiten ausgesetzt werden
muss.
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Es
ist bekannt, dass der Skalierungsfaktor für derartige Sensorvorrichtungen
sich um einige Grad über dem
Betriebsbereich des Sensors ändert.
Bei einem Sensor gemäß
GB 2,322,196 ist diese Veränderung
im hohen Maße
abhängig
von Änderungen
des primären
Pick-offs g
PPO und des sekundären Treibers
g
SD, von der Verstärkung und auch von der Veränderung
der Trägermodenresonanzfrequenz ω. Katastrophale
Fehler, die einen mechanischen Ausfall des Resonanzelementes R bewirken
oder eine völlige
Funktionsunfähigkeit
der Elemente der Elektronikschaltung sind im typischen Fall unter
Benutzung herkömmlicher
BIT-Techniken feststellbar,
wie dies in der
US 5,866,796 beschrieben
ist. Diese Technik ist jedoch nicht in der Lage, "leichte" Fehler zu detektieren,
wo die Änderungen
in der Verstärkung
beispielsweise zu einem Skalierungsfaktor führen, der die Grenzwerte überschreitet.
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Eine
Drehung des Sensors führt
im Trägermodus,
der bei einer festen Position der ringförmig gestalteten Vibrationsstruktur
aufrecht erhalten wird, zu einer Drehung gegenüber dem Inertialraum. Es wurde
nunmehr gefunden, dass das gleiche Ergebnis erreicht werden kann,
indem die Achsen von Träger-
und Antwortmodentreiber und von Träger- und Antwortmoden-Pick-off
gegenüber
dem Ring verdreht werden. Dies bewirkt, dass das Trägermodenvibrationsmuster
um den Ring präzessiert,
um eine Ausrichtung mit der Trägermodentreiberachse
aufrecht zu erhalten. Die Antwortmoden-Pick-off-Achse kann in gleicher
Weise gedreht werden, um eine feste Winkelstellung gegenüber der
Trägermodentreiberachse
aufrecht zu erhalten. Die Trägheit
der Vibrationsbewegung ist derart, dass eine Tendenz besteht, gemäß der das
Vibrationsmuster entlang der ursprünglichen Vibrationsrichtung
fortdauert, wenn der Trägermodentreiber
um den Ring herum gedreht wird. Bei einem System mit offener Schleife
wird die Amplitude der Bewegung längs der Antwortmodenachse direkt proportional
der Drehgeschwindigkeit des Trägertreibers.
Bei einem System mit geschlossener Schleife wird diese Restbewegung
durch die Antwortmodentreiberschleifen in der gleichen Weise genullt
wie die Bewegung, die durch die Korioliskräfte eingeführt wird, bei herkömmlichem
Betrieb genullt wird.
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Die
herkömmlichen
Schaltungsausbildungen gemäß 2 und 3 können gemäß der vorliegenden
Erfindung so modifiziert werden, dass die geeignete Modenachsendrehfähigkeit
erreicht wird, wie dies in 4 dargestellt
ist. In 4 haben die Teile die gleichen
Bezugszeichen wie in den 2 und 3. In 4 teilt
ein Sinus/Cosinus-Treiberresolver 37 das Trägermodentreibersignal
zwischen primärem
und sekundärem
Treiberwandler 1, 13 mit den folgenden Anteilen
auf: PD = VCD cos 2α (3) SD = VCD sin
2α (4)dabei ist
VCD der Trägermodentreiberpegel am Eingang
zum Treiberresolver 37, PD ist das primäre Treibersignal und SD ist
das sekundäre
Treibersignal. Dies ergibt eine Trägermodenantriebskraft, die
unter einem Winkel α wirkt,
wobei α =
0° in Richtung
der Wandlerachse des primären
Treibers 1, wie dies in 4 dargestellt ist.
Im Normalbetrieb wird der Trägermodentreiber
allein auf den primären
Treiberwandler 1 aufgeprägt (d.h. α = 0°).
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Der
Antwortmodentreiber wird unter einem Winkel von 45° gegenüber der
Trägermodentreiberachse aufgeprägt. Dies
wird dadurch erreicht, dass Treibersignale wie folgt angelegt werden: PD = –VRD sin
2α (5) SD = VRD cos
2α (6)dabei ist
VRD der Antwortmodentreiberpegel am Eingang
des Treiberresolvers 37. Im Normalbetrieb würde der Antwortmodentreiber
allein auf den sekundären
Treiberwandler 13 aufgeprägt (d.h. bei α = 45°).
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Ein
Sinus/Cosinus-Pick-off-Resolver 38 liefert einen Pick-off-Signaleingang 39 an
die Demodulatoren 2a und 2c wie folgt: VCPO =
(VPPO cos 2α + VSPO sin
2α) (7) dabei ist
VCPO die Trägerspannung, VPP O ist die primäre Pick-off-Spannung und VSPO ist die sekundäre Pick-off-Spannung. Die Spannung
VCPO liefert ein Signal, das repräsentativ
ist der Vibrationsbewegung, die unter einem Winkel von α + 270° angelegt
wird. Der Ausgang der Demodulatoren 2a, 2c liefert
einen Eingang für die
Trägermodenschleifen 5 und 3.
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Der
Pick-off-Resolver 38 liefert außerdem ein Signal 39a,
das an die Demodulatoren 6a und 6b angelegt wird
und wie folgt beschaffen ist: VSPO = (VSPO cos
2α – VPPO sin 2α) (8)dabei ist
VRPO die Antwortspannung, VSPO ist
die sekundäre
Pick-off-Spannung und VPPO ist die primäre Pick-off-Spannung.
Die Spannung VRPO liefert ein Signal, das
repräsentativ
ist der Vibrationsbewegung, die unter einem Winkel von α + 135° angelegt
wurde. Die Demodulatoren 6a und 6b trennen die
Realkomponente und die Blindkomponente des Signals VRPO zur
Eingabe an die Antwortmodenschleifen 7 und 8.
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Es
ist für
den Fachmann klar, dass die Auflöseelemente
stattdessen an die demodulierten Pick-off-Signale angelegt werden
können,
ohne dass die Basisfunktion dieser Technik geändert wird.
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Der
Skalierungsfaktor gemäß der Versetzung
der Treibermittelachsen ist gegeben durch:
Dabei
ist SF
CAL der Skalierungsfaktor, V
o ist der eingestellte Pegel der Trägermodenamplitude, ω ist die
Trägermodenresonanzfrequenz,
k ist eine Konstante, die die Vibrationsstrukturdimensionen umfasst,
g
PPO ist die primäre Pickoff-Verstärkung und
g
SD ist die sekunäre Treiberverstärkung.
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Bei
einer gegebenen Rate der Treiberdrehung ist daher der Skalierungsfaktor
gleich 1/G
B mal dem Skalierungsfaktor für die Drehung
des Sensors selbst. Der Bryan-Faktor
G
B ist eine Konstante, die durch die Geometrie
der Sensorstruktur und die Vibrationsmodenform bestimmt ist (G
B ∼ 0,33
für eine
Sensorausbildung gemäß
GB 2,322,196 ).
Dieser Faktor G
B ist extrem stabil unter
allen Bedingungen und es wurde gezeigt, dass er sich um weniger
als 100 ppm über
den gesamten Betriebstemperaturbereich der Sensorvorrichtung (–40 bis +85°C) ändert.
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Um
Informationen bezüglich
des Skalierungsfaktors abzuleiten, muss der Winkel α mit einer
bekannten Rate α.dt
variiert werden. Wenn die Treiber- und Pick-off-Resolverblöcke 37, 38 unter
Benutzung analoger Komponenten benutzt werden, wird ein α-Steuerblock 40 einen
Spannungspegel ausgeben, der so eingestellt werden kann, dass α über den
erforderlichen Bereich von Werten geändert werden kann. Für das digitale Schema
werden sowohl die Funktion der α-Steuerung 40 als
auch der Treiber- und Pick-off-Resolverblöcke 37, 38 als
Softwarefunktionen benutzt. Das digitale Schema hat daher den Vorteil,
dass die Selbstkalibrierungsfunktion des Skalierungsfaktors bewirkt
werden kann, ohne dass es erforderlich wäre, irgendwelche zusätzliche
Hardware zu benutzen oder zusätzliche
Kosten aufzuwenden.
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Es
kann eine Anzahl unterschiedlicher BIT-Teststrategien benutzt werden.
Gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
sind aufgelösten
Achsen von Träger-
und Antwortmodentreiber und von Träger- und Antwortmoden-Pick-off über die
Vibrationsstruktur R über
einen festen Winkel versetzt und dann zurückgestellt, und zwar mit der
gleichen Rate nach der Startposition. Diese Technik ist insbesondere
vorteilhaft, da hierdurch die Möglichkeit
geschaffen wird, die Wirkungen von Vorspannversetzungen zu eliminieren.
Die Vorspannung führt
zu einem Fehler am Ausgang beim Fehlen der eingegebenen Rate. Die
Vorspannung liefert ein konstantes Polaritätsversetzungssignal VB sowohl für positive als auch für negative
Treiberdrehungen. Für
positive Drehungen ist der Ausgang gegeben durch: Vout = ΩCAL × SFCAL + VBIAS (10)und für negative
Drehungen durch: Vout = –ΩCAL × SFCAL + VBIAS (11)
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Die
Differenz zwischen diesen beiden Signalen beträgt dann: VDIFF =
(ΩCAL × SFCAL + VBIAS)–(–ΩCAL × SFCAL + VBIAS) = 2 × ΩCAL × SFCAL (12)
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Diese
Messung ist daher durch die Vorspannversetzung nicht beeinträchtigt.
Der Skalierungsfaktor im Kalibriermodus des Betriebes ist gegeben
durch:
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Der
Skalierungsfaktor ist demgemäß definiert
als: SFRATE =
SFCAL × GB (14)
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Im
Betrieb kann das Eichverfahren periodisch durchgeführt werden
und das Ergebnis kann mit einem Bezugswert verglichen werden, der
im typischen Fall der von der Fabrik eingestellte Eichwert ist,
der während des
Herstellungsverfahrens eingegeben wurde. Für die analoge elektronische
Durchführung
erfordert dies den Zusatz einer komplizierten Schaltung. Bei der
digitalen Ausbildung kann diese Funktion wiederum innerhalb der
Software erhalten werden. Jede Abweichung außerhalb der spezifizierten
Grenzen kann benutzt werden, um eine Alarmfunktion auszulösen und
einen betriebsmäßigen Fehler
anzeigen. Bei dem analogen System wird der Alarmstatus im typischen
Fall dadurch angezeigt, dass die Ausgangsspannung auf einen festen,
vordefinierten Wert eingestellt wird. Bei dem digitalen System wird
dieser Status durch ein gegebenes Ausgabewort angezeigt.
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Dieses
Eichverfahren hat weitere Vorteile über die Benutzung der eingebauten
Testanwendung. Das Verfahren kann auch genutzt werden, um anfänglich den
Skalierungsfaktor der Sensorvorrichtung einzustellen, ohne dass
es erforderlich wäre,
eine Geschwindigkeitstabelle zu prüfen. Eine typische Einstellung
für ein Gyroskop
besteht darin, die Einrichtung auf einem Drehtisch anzuordnen und
diesen um die Empfindlichkeitsachse mit einer bekannten Drehzahl
zu drehen. Die Signalverstärkung
am Ausgang wird dann so eingestellt, dass eine vorbestimmte Ausgangsspannung
pro Grad pro Sekunde der Drehung geliefert wird. Dieses Verfahren
ist zeitraubend und erfordert eine kostspielige Testeinrichtung.
Das hier beschriebene Selbsteichungsverfahren ist in der Lage, diese
Funktion mit einem hohen Genauigkeitsgrad durchzuführen, ohne
dass irgendeine Testeinrichtung erforderlich wäre. Der Skalierungsfaktor kann
innen mit einem festen Bezugswert verglichen werden, und die Ausgangsverstärkung wird
automatisch eingestellt, um den erforderlichen Wert zu erhalten.
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Ein
weiterer Vorteil bei Benutzung dieser Technik besteht darin, dass
diese im Betrieb benutzt werden kann und deshalb benutzbar ist,
um Skalierungsfaktoränderungen
zu kompensieren, die durch Temperaturänderungen oder Alterungseffekte
eingeführt
werden. Es ist bekannt, dass diese beiden Effekte die Durchführungscharakteristik
derartiger Einrichtungen ändern.
Diese Technik schafft ein Verfahren, mit dem die Stabilität eines
Parameterschlüssels
des Gyroskopverhaltens beträchtlich
verbessert werden kann.
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Gemäß einem
abgewandelten Ausführungsbeispiel
kann der Träger-Antwortmodentreiber
und das Träger-Antwortmoden-Pick-off
mit einem konstanten Winkel in einer einzigen Richtung versetzt
werden. Die Versetzung von α mit
einer konstanten Geschwindigkeit überlagert eine konstante Versetzung
am Sensorausgang, die von jener unterschieden ist, die durch eine
wirkliche Drehung verursacht wird, der die Sensorvorrichtung unterworfen
wird. Diese Technik kann jedoch benutzt werden, wenn der Sensor
als stationär
bekannt ist. Bei einem Kraftfahrzeug-Bremssystem kann diese Information
verfügbar
sein, wenn andere Sensoren installiert sind, beispielsweise Raddrehsensoren.
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Ein
abgewandeltes Ausführungsbeispiel
besteht darin, einen oszillierenden Eingang an die α-Steuerfunktion
anzulegen, um die Modenposition um eine feste Trägermodentreiberposition schwanken
zu lassen (im typischen Fall α =
0°). Dies überlagert
ein oszillierendes Geschwindigkeitssignal auf den Sensorausgang.
Die Benutzung eines oszillierenden Eingangs erfordert, dass die
induzierte Antwort am Antwortmodentreiber genau in Bezug auf das
angelegte Oszillatorsignal demoduliert wird. Dies hat den Nachteil,
dass der BIT-Testprozess zusätzlich
kompliziert wird. Auch dieses Signal könnte derart gesteuert werden,
dass es nur aktiviert wird, wenn die Sensorplattform bekanntermaßen stationär ist. Stattdessen
kann die Frequenz der aufgeprägten
Oszillationsrate so eingestellt werden, dass sie außerhalb
der normalen Betriebsbandbreite des Sensors derart liegt, dass alle
Signale dieser Frequenz dafür
bekannt sind, dass sie durch den BIT-Test erzeugt wurden.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
und die erfindungsgemäße Vorrichtung
wurden vorstehend in Verbindung mit VSG-Konstruktionen beschrieben,
die planare, ringförmig
gestaltete Resonatoren in Verbindung mit Cos 2θ-Vibrationsmodenformen benutzen. Für den Fachmann
ist es jedoch klar, dass das Verfahren auch für einen Bereich von VSG-Resonatorstrukten
anwendbar ist, die eine Vielzahl von Vibrationsmodenpaaren benutzen.
Das Verfahren kann theoretisch auf Strukturen angewandt werden,
die typischerweise unter Benutzung verschiedener Träger- und
Antwortmodenformen benutzt werden (z.B. Stimmgabeln), jedoch ist
es am zweckmäßigsten,
die Erfindung für
Resonatoren anzuwenden, die identische Träger- und Anwortmoden benutzen,
wie dies vorstehend beschrieben wurde.
