DE60307733T2

DE60307733T2 - Nicht-abstimmbares rechteckiges dielektrisches Wellenleiterfilter

Info

Publication number: DE60307733T2
Application number: DE60307733T
Authority: DE
Inventors: Paolo Bonato; Dr. Giorgio Carcano; Lino De Maron; Danilo Gaiani; Fabio Morgia
Original assignee: Siemens Mobile Communications SpA
Current assignee: Nokia Solutions and Networks Italia SpA
Priority date: 2002-06-27
Filing date: 2003-03-27
Publication date: 2007-10-11
Anticipated expiration: 2023-03-28
Also published as: ITMI20021415A1; ATE337622T1; ITMI20021415A0; EP1376746B1; DE60307733D1; ES2271406T3; EP1376746A1

Description

Anwendungsgebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft das technische Gebiet der Implementierung von Mikrowellenfiltern und speziell ein nicht abstimmbares Filter in einem rechteckigen dielektrischen Wellenleiter.
Stand der Technik
Grundlegende Arbeiten, welche die Konstruktion von Mikrowellenfiltern betreffen, sind:

• "Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures", Autoren G. L. Matthaei, L. Yong und E. M. T. Jones, veröffentlicht von Artech House Books, 1980.
• "Waveguide Handbook", Autor N. Marcuvitz, veröffentlicht von McGraw-Hill Book Company, 1951.
• "Foundation for Microwave Engineering", von R. E. Collin, veröffentlicht von McGraw-Hill, 2. Ausgabe, © 1992.

Aus dem wesentlichen Inhalt der erwähnten Arbeiten geht hervor, dass ein typisches Bandpassfilter, das bei Mikrowellenfrequenzen betrieben wird, einen Resonanzhohlraum enthält, der aus einem metallischen Wellenleiter mit rechteckigem Querschnitt besteht, der an seinen Enden von metallischen Wänden begrenzt wird. Der Hohlraum hat eine vorgegebene Länge, die im Allgemeinen gleich der halben Wellenlänge λ_G bei Resonanz oder ihren vielfachen ist. Eingangs- und Ausgangskopplungen werden ebenfalls durch geeignete Mittel erreicht, die Sonden ähnlich sind, um den richtigen stehenden Schwingungstyp in dem Hohlraum zu erregen. Das zu filternde Signal wird durch die erste Sonde hindurch in den Hohlraum eingeleitet, und das gefilterte Signal wird von der zweiten Sonde erfasst. Um eine höhere Selektivität zu erzielen, können mehrere benachbarte Resonanzhohlräume verwendet werden; diese Hohlräume sind durch Metallwände mit einer Öffnung entlang einer der Querachsen ("Iris"), zum Beispiel der kürzeren Achse, voneinander getrennt, um eine induktive Kopplung zu erreichen. Eine andere Implementierung, die vom elektrischen Standpunkt aus ähnlich ist, sieht die Verwendung eines einzigen Wellenleiters vor, der zylindrische Leiter mit einem geeigneten Durchmesser enthält, die quer zum Wellenleiter entlang der Längsachse und in Abständen von λ_G/2 angeordnet sind. Die besagten Leiter werden "Inductive Post" (Induktionsstab) genannt, sie wirken als Impedanzinverter und ermöglichen die Synthese des gewählten gewünschten Bandpassverhaltens. Die erwähnten Filter haben im Allgemeinen große Abmessungen und gestatten es, hohe Werte für den Koeffizienten der unbelasteten Güte (Unloaded Quality Coefficient) Q₀ und daher niedrige Einfügungsdämpfungen in dem gewünschten Bandpass-Frequenzbereich zu erhalten, erfordern jedoch Herstellungsverfahren, die vom mechanischen Standpunkt aus komplex und kostenaufwendig sind. Außerdem ist es schwierig, die besagten Filter mit den Schaltkreisen von Mikrowellen-Transceivern zu integrieren, die heutzutage in Planartechnik hergestellt werden; dadurch werden zusätzliche elektrische und mechanische Verbindungselemente notwendig. Sehr oft erfordern die Filter in metallischen Wellenleitern auch eine Feinabstimmung, die von einem Facharbeiter mittels geeigneter Regelungselemente manuell vorgenommen werden muss.
Ein herkömmliches Verfahren, um die Gesamtabmessungen von auf Hohlwellenleitern basierenden Filtern zu verringern, besteht darin, die Hohlräume mit einem Material zu füllen, das eine hohe Dielektrizitätskonstante ε_r und niedrige dielektrische Verluste aufweist, das heißt mit einem Material, das kleine Werte von tan δ besitzt, wobei δ der auf geeignete Weise definierte Verlustwinkel ist. Das Füllen mit dielektrischem Material verringert teilweise den Wert des Gütefaktors Q₀, daher muss ein Kompromisskriterium zwischen der Verringerung der Gesamtabmessungen des Hohlraums und den hauptsächlichen Einfügungsdämpfungen, die für das Filter zugelassen werden können, definiert werden. Ein Filter, das wie soeben beschrieben implementiert worden ist, weist nach wie vor die Nachteile der vorherigen, mit Luft gefüllten Filter auf, die hauptsächlich mit den Kosten der mechanischen Bearbeitung und der anschließenden Kalibrierung zusammenhängen.
Ein beachtlicher Fortschritt bei der Herstellung von Filtern, bei denen dielektrisches Material im Resonanzhohlraum verwendet wird, kann erzielt werden, indem dieselben Technologien angewendet werden, die bereits für die Herstellung von Schaltkreisen aus dünnen Metallschichten auf Keramiksubstraten angewendet wurden. Mittels der oben genannten Technologien werden metallische Oberflächen auf den gewünschten Teilen des Keramiksubstrats aufgetragen, um einen Wellenleiter zu erhalten. Zylindrische "Inductive Post"-Elemente können einfach durch metallisierte Kontaktlöcher hergestellt werden. Die Anwendung der Planartechnologie ermöglicht es, die Gesamtabmessungen von Mikrowellenfiltern beträchtlich zu verringern, was die Integration mit den restlichen Schaltungen erleichtert. Ferner konnte dank der höheren Genauigkeit und Ausbeute von Dünnschicht-Produktionsprozessen im Vergleich zu den mechanischen Verfahren der Schritt der Filterkalibrierung vollständig vermieden werden. Die verschiedenen Lösungen, die in diesem Zusammenhang in der bekannten Technik vorgeschlagen wurden, sind jedoch bis jetzt nicht völlig zufrieden stellend, und zwar aus den nachfolgend beschriebenen Gründen.
In dem Artikel von Arun Chandra Kundu und Kenji Endou mit dem Titel "TEM-Mode Planar Dielectric Waveguide Resonator BPF for W-CDMA", der in der Sammlung "2000 IEEE" veröffentlicht wurde, wird ein zweipoliges Bandpassfilter beschrieben, das zwei identische Resonatoren in einem dielektrischen Wellenleiter aufweist, die jeweils die Abmessungen 4,25 × 3 × 1 mm besitzen. Dabei besteht jeder Resonator aus einem Parallelepiped aus einem Material mit hoher Dielektrizitätskonstante (ε_r = 93), dessen Oberseite und Unterseite, ebenso wie eine Seitenfläche, vollständig mit einer dünnen Silberschicht bedeckt sind, während die übrigen drei Seitenflächen offen an der Luft liegen. Wenn λ_G die Wellenlängen-Charakteristik der Resonanzmode bezeichnet, sind die angegebenen Abmessungen diejenigen eines λ_G/4-Resonators, der mit 2 GHz in der Grund-TEM-Mode betrieben wird, mit einem Gütefaktor Q₀ = 240. Die zwei λ_G/4-Resonatoren sind induktiv gekoppelt durch Zwischenschaltung eines geeigneten Segmentes eines dielektrischen Wellenleiters mit verringertem Querschnitt entlang der Längsachse, in welchem sich eine H-Mode vom abklingenden Typ (welche sich auf einer kurzen Strecke abschwächt) ausbreitet. An zwei Seitenflächen ohne Metallüberzug werden zwei rechteckig geformte Metallelektroden benötigt, um die Ein-/Ausgangs-Anschlüsse zu realisieren. Das so erhaltene Filter weist trotz seiner Kompaktheit und reduzierten Abmessungen einige Nachteile auf. Ein erster Nachteil ist, dass Material mit einer sehr hohen Dielektrizitätskonstante verwendet werden muss, um das elektrische Feld hauptsächlich innerhalb der Filterkonstruktion einzuschließen, da die nicht mit Metall beschichteten Wände andernfalls die Energie abstrahlen würden. Dies führt zu einem niedrigen Wert des Gütefaktors Q₀, was den Frequenzbereich begrenzt, in welchem diese Lösung anwendbar ist. Ein zweiter Nachteil hängt mit der Schwierigkeit der Realisierung der Verbindungen zwischen den E/A-Elektroden des Filters und den Leiterbahnen der übrigen Schaltkreise, die es verwenden, zusammen. Tatsächlich sehen die besagten Verbindungen Schweißungen auf orthogonalen Ebenen vor, die genaue manuelle Arbeitsgänge erfordern, die nicht zu einem automatischen "Oberflächenmontagen"-Fertigungsprozess passen.
Die europäische Patentanmeldung EP-A1-1024548 (Sano et al.) offenbart ein dielektrisches Filter, in welchem drei oder mehr Resonatoren in einem Stück in einem quaderförmigen dielektrischen Block geformt sind, der auf seinen Oberflächen vollständig metallisiert ist, mit Ausnahme von zwei nicht metallisierten dielektrischen Kränzen um jeweilige Metallabschnitte herum, welche die Ein-/Ausgangselektroden darstellen, an den zwei Endresonatoren. Es sind Durchgangsbohrungen ausgebildet, um die Kopplung zwischen benachbarten Resonatoren zu justieren. Die nicht metallisierten dielektrischen Kränze bilden zwei dielektrische Fenster; ein erstes zum Einleiten eines Eingangssignals an dem Metallabschnitt in den dielektrischen Hohlraum und ein zweites zum Extrahieren eines gefilterten Signals aus dem Hohlraum und zu dessen Zurverfügungstellung an dem Metallabschnitt. Aufgrund der speziellen Ausführungsform der E/A-Elektroden ist dieses Filter nicht dafür geeignet, mit einem anderen Layout auf derselben Fläche einer gemeinsamen dielektrischen Oberfläche, insbesondere einem Mikrostreifen-Layout, integriert zu werden. Vielmehr muss die Verbindung zu den E/A-Elektroden durch Drahtbonden oder äquivalente Mittel hergestellt werden.
Ein anderes Implementierungsverfahren von Bandpassfiltern in einem dielektrischen Wellenleiter wird in der Arbeit von Masaharu Ito, Kenichi Maruhashi, Kazuhiro Ikuina, Takeya Hashiguchi, Shunichi Iwanaga und Keiichi Ohata mit dem Titel "A 60 GHz-BAND PLANAR DIELECTRIC WAVEGUIDE FILTER FOR FLIP-CHIP MODULES" beschrieben, die in der Sammlung "2001 IEEE" veröffentlicht wurde. Wie in 1 dargestellt, die sich auf ein solches Filter bezieht, begrenzt eine Vielzahl von metallbeschichteten Löchern das Filterprofil als ein Kranz. Die besagten Löcher sind in Abständen von weniger als λ_G/2 voneinander angeordnet, um die Energieabstrahlung aus dem dielektrischen Leiter hinaus drastisch zu verringern. Auf diese Weise war es möglich, ein Aluminiumoxidsubstrat SUB zu verwenden, das eine relative Dielektrizitätskonstante ε_r = 9,7 aufweist. Das Filter in 1 enthält ein Segment eines dielektrischen Wellenleiters, der aus vier aneinander angrenzenden λ_G/2-Resonatoren hergestellt ist. Der Wellenleiter wird von einem Metallüberzug MET begrenzt, der auf die Oberseite der Teilschicht SUB aufgetragen ist, von einer Grundebene, die auf der gegenüberliegenden Seite aufgetragen ist, und an seinen Längsseiten von dem Kranz aus metallbeschichteten Umfangslöchern. Im Inneren des Leiters sind drei Paare von metallisierten Kontaktlöchern sichtbar, die regelmäßig entlang der Längsachse angeordnet sind, wobei die Löcher eines jeden Paares symmetrisch beiderseits der besagten Achse angeordnet sind und geeignete Abstände voneinander haben. Vom elektrischen Standpunkt aus betrachtet bilden die Paare von Löchern "Inductive Post"-Elemente, welche den Frequenzgang des Filters formen. Der Abstand zwischen den Löchern in Querrichtung wird so berechnet, dass die gewünschte induktive Kopplung zwischen benachbarten Abschnitten erhalten wird. An den kürzeren Seiten des dielektrischen Wellenleiters sind zwei identische Ein-/Ausgangs-Abschnitte CPW zu erkennen, die jeweils aus einem koplanaren Leiterende in einem Übergang TRA zu dem rechteckigen dielektrischen Wellenleiter bestehen. Die koplanaren Leiter und die zugehörigen Übergänge werden erhalten, indem der Metallüberzug MET von dem Substrat SUB entfernt wird, wie in der Abbildung dargestellt, wobei jeder Übergang den zwei kürzeren Segmenten eines koplanaren Leiters entspricht, welche auf dem Metallüberzug MET enden und unter einem rechten Winkel zu dem Segment eines in Längsrichtung verlaufenden koplanaren Leiters angeordnet sind. Diese Art von Filter wurde speziell für Anschlüsse an koplanare Leiterkreise entwickelt, die im Allgemeinen nur für Millimeterwellen-Anwendungen verwendet werden, einen schmalen Bereich von Mikrowellen.
Die bis jetzt durchgeführte Analyse verdeutlichte einige Mängel der bekannten Technik, die sowohl die Realisierung von planaren Filtern als auch die Verbindung mit den restlichen Schaltungen betreffen. Zusätzliche Einschränkungen werden weiter unten betrachtet. Was die Filter der ersten (Kundu und Endou) und der zweiten (Sano et al.) zitierten Arbeit anbelangt, so genügen diese Filter in keiner Weise der Anforderung einer Integration mit anderen Schaltungen auf demselben Substrat, da aufgrund dessen, dass die Elektroden bei dem ersten Filter an den Seitenflächen des dielektrischen Wellenleiters angeordnet sind bzw. bei dem zweiten Filter als isolierte Abschnitte gestaltet sind, diese Elektroden von dem Layout der übrigen Schaltungen getrennt sind und ein Schweißen (Drahtbonden) notwendig ist.
Was dagegen das Filter der dritten zitierten Quelle (Ito et al.) anbelangt, so wurde es speziell entworfen, um mit Schaltungen in einer koplanaren Leitung gekoppelt zu werden; daher ist der entwickelte Typ eines Übergangs für den oben erwähnten Anwendungsbereich spezifisch und verhindert eigentlich die Verwendung des Filters in den zahlreichen Fällen von bisher entwickelten Mikrostreifen-Schaltungen, welche auch auf dem Gebiet von Millimeterwellen eingesetzt werden können.
Die nächsten drei zitierten Dokumente überwinden die Nachteile der vorhergehenden Referenzen. Zwei weitgehend identische Beispiele dafür, wie ein Mikrostreifen-Layout an einen metallischen rechteckigen Wellenleiter, der auf einem gemeinsamen dielektrischen Substrat erhalten wurde, angeschlossen werden kann, ohne die Kontinuität des metallischen Layouts zu unterbrechen, werden in den folgenden Dokumenten beschrieben:

• US-Patent 6,268,781 B1 mit dem Titel "PLANAR WAVEGUIDE-TO-STRIPLINE ADAPTER"; und
• in der Arbeit von Dominic Deslands und Ke Wu mit dem Titel "Integrated Microstrip and Rectangular Waveguide in Planar Form", IEEE Service Center, Piscataway, NJ, USA, Bd. 11, Nr. 2, 1. Februar 2001, Seiten 68–70, xP001006819, ISSN:1531-1309.

Bei beiden Lösungen wird ein sich verjüngender Mikrostreifen implementiert, um einen Übergang vom Mikrostreifen zum Wellenleiter zu erhalten. Der Übergang wird im Breitbandbetrieb verwendet, und es werden keine Angaben gemacht, wie ein Bandpassfilter erhalten werden kann. Ein Hinweis in dieser Richtung wird in folgender Arbeit gegeben:

• Tzuang C-K et al., Titel: "H-PLANE MODE CONVERSION AND APPLICATION IN PRINTED MICROWAVE INTEGRATED CIRCUIT", 30^th European Microwave Conference Proceedings, Paris, 3.–5. Oktober 2000; Proceedings der European Microwave Conference, London: CMP, GB, Bd. 2 von 3, 30. Konf., 4. Oktober 2000, Seiten 37–40, xP001060868, ISBN: 0-86213-212-6.

In dieser Arbeit wird eine neue Entwurfsmethodik für MIC (Microwave Integrated Circuits, integrierte Mikrowellenschaltkreise) vorgestellt, welche konsistent die Strukturen der Diskontinuität der H-Ebene anwendet, um einem Fertigungsprozess für Mehrfunktions-Leiterplatten zu integrieren. Zwei verschiedene Typen von Wellenleitern, nämlich Mikrostreifen und metallischer rechteckiger Wellenleiter, werden gleichzeitig auf demselben (denselben) Substrat(en) durch die Schnittstellenmodus-Konverter integriert. Die spezielle Konstruktion zielt darauf ab, einen Prototyp eines X-Band-Bandpassfilters der fünften Ordnung (fünf Wellenleiter-Abschnitte) zu realisieren. Das Filter weist zwei sich verjüngende Mikrostreifen an den zwei Seiten des rechteckigen metallischen Wellenleiters, der mit dem Dielektrikum des Substrats gefüllt ist, die einen Übergang entweder vom Mikrostreifen zum Wellenleiter oder umgekehrt darstellen. An jeder Seite des rechteckigen Wellenleiters sind sechs H-Ebenen-Schlitze gefräst, die bezüglich der Längsachse symmetrisch sind. Jedes Paar von Schlitzen, das an den zwei Seiten des rechteckigen Wellenleiters einander zugewandt ist, verhält sich wie ein induktives Element (Impedanzinverter), welches die Kopplung zwischen den begrenzten Wellenleiterabschnitten steuert, um den gewünschten Frequenzgang zu erhalten.
Aufgabe der Erfindung
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, die Nachteile der bekannten Technik zu überwinden und ein Filter in einem dielektrischen Wellenleiter vorzuschlagen, welches vollständig in Mikrostreifen-Schaltungen integriert werden könnte, die auf demselben Substrat des Wellenleiters realisiert sind, wodurch die Störeffekte zusätzlicher Verbindungen beseitigt werden. Der spezielle Inhalt der Erfindung besteht darin, dass eine andere Lösung für das planare Filter bereitgestellt wird, das in der zuletzt zitierten Arbeit (Tzuang) beschrieben ist, welche dem am nächsten kommenden Stand der Technik darstellt.
Zusammenfassung der Erfindung
Um die besagten Aufgaben zu Lösung, ist der Gegenstand der vorliegenden Erfindung ein Mikrowellenfilter in einem metallisierten dielektrischen rechteckigen Wellenleiter, wie in Anspruch 1 beschrieben.
Die herausragenden Aspekte des Filters, die sich aus Anspruch 1 ergeben, sind folgende:

• Das Filter ist auf demselben dielektrischen Substrat hergestellt, welches auch für die Schaltungen in Mikrostreifen verwendet werden kann, die an das Filter angeschlossen sind.
• Der Metallüberzug auf den Längsseiten des resonanten dielektrischen Wellenleiters wird durch Metallbeschichtung von zwei Hohlräumen erhalten, die parallel an den Seiten des Wellenleiters erhalten wurden.
• Die Strukturen für den Zugang zu dem resonanten dielektrischen Wellenleitersegment werden erhalten, indem die geometrische Form der Mikrostreifen, die an die Wellenleiterenden angeschlossen sind, entsprechend geändert werden. Der Übergang zwischen dem Mikrostreifen und dem dielektrischen Wellenleiter ist einem "Kegel" ähnlich, welcher in Verbindung mit der Erfindung für den doppelten Zweck verwendet wird, die "Quasi-TEM"-Mode des Mikrostreifens in die TE₁₀-Mode zu transformieren, die sich in dem dielektrischen Wellenleiter ausbreitet, und die Impedanz des Mikrostreifens an die des dielektrischen Wellenleiters anzupassen. Der Übergang zwischen dem dielektrischen Wellenleiter und dem Mikrostreifen verhält sich bekanntlich umgekehrt.
• Die induktiven Elemente, welche die Wellenleiterabschnitte begrenzen und die 3 dB Bandbreite des Frequenzganges des Filters einstellen, sind Durchgangsbohrungen, die in Abständen von λ_G/2 angeordnet sind und entlang der längs verlaufenden Symmetrieachse des rechteckigen Wellenleiters gebohrt sind, wobei λ_G die Wellenlänge der fundamentalen Ausbreitungsmode (Grundmode) ist.

Vorteile der Erfindung
Der gemäß der vorliegenden Erfindung implementierte Filter weist auf:

• den Vorteil, denselben Entwurfstyp sowohl für die Integration mit elektrischen Teilen, die auf demselben Substrat entwickelt wurden, als auch für die Realisierung einzelner Filter zu verwenden, die danach gemäß "Flip-Chip"-Verfahren (umgedreht) auf anderen Trägern, entweder Aluminiumoxid oder Glasfasersubstraten des Typs FR4, für gedruckte Schaltungen, zu installieren sind. Die elektrische Verbindung wird hierbei durch direktes Schweißen zwischen den Mikrostreifen der zwei Substrate hergestellt (ohne "Bondhügel" oder "Kontaktlöcher"), wodurch die Störeffekte vermieden werden, welche die Ein-/Ausgangsverbindungen beeinträchtigen würden;
• den Vorteil, keinen präzisen Maskierungsprozess entlang der vertikalen Achse zu erfordern, der notwendigerweise an einzelnen Filtern anstatt an dem ganzen dielektrischen Wafer zu implementieren ist, im Gegensatz zu dem Filter, das in der ersten oben erwähnten Arbeit (Kundu und Endou) beschrieben ist;
• den Vorteil, das kostengünstige Verfahren des Materialauftrags vom Typ der Serigraphie angewendet werden, im Gegensatz zu dem zweiten oben erwähnten Beispiel (Ito et al.), das vorsieht, dass "Zwischenräume" mit absoluter Genauigkeit gerade an den Ein-/Ausgangs-Leitungen hergestellt werden. Die besagten serigraphischen Verfahren ermöglichen auch eine Silbermetallisierung, welche die Einfügungsverluste zusätzlich verringert.

Kurzbeschreibung der Abbildungen
Die Erfindung sowie weitere Aufgaben und Vorteile derselben werden anhand der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung einer ihrer Ausführungsformen verständlich, die in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen gegeben wird, wobei:
1 (bereits beschrieben) ein Mikrowellenfilter in einem dielektrischen Wellenleiter zeigt, das nach dem bekannten Stand der Technik hergestellt ist;
2 eine dreidimensionale Ansicht eines Mikrowellenfilters in einem dielektrischen Wellenleiter zeigt, das gemäß der vorliegenden Erfindung implementiert ist;
3 eine Draufsicht des Filters von 2 vor der Trennung von dem Substrat zeigt;
4 ähnlich zu 3 ist, mit Angabe der relevanten Abmessungen;
die 5 und 6 die Muster des transversalen elektrischen Feldes innerhalb des dielektrischen Wellenleiters bzw. des Mikrostreifens des Filters in 2 zeigen;
7 eine Messung der Parameter der Streuung S₁₁ und S₂₁ zeigt, das sich auf eine Ausführungsform des in 2 dargestellten Filters bezieht.
Ausführliche Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung
2 zeigt das dielektrische Wellenleiterfilter der vorliegenden Erfindung. Es wird auf die Abbildung Bezug genommen; es ist ein mittig angeordneter Metallüberzug von rechteckiger Form auf der Vorderseite des dielektrischen Substrats zu erkennen, welcher sich über die gesamte Breite des Substrats erstreckt, bis er die zwei Ränder erreicht, wo er sich fortsetzt und mit einem Metallüberzug in Verbindung steht, welcher die Rückseite des Substrats (in der Abbildung nicht dargestellt) vollständig bedeckt, so dass er einen resonanten dielektrischen Wellenleiter GDL-RIS bildet. Zwei Metallüberzüge, welche die Form gleichschenkliger Dreiecke haben, deren Scheitelpunkte sich in einem zugehörigen kurzen Mikrostreifen für die Ein-/Ausgangssignale befinden, erstrecken sich von den kürzeren Seiten des Metallüberzuges aus zu den Rändern des Substrates hin. Innerhalb des Wellenleiters GDL-RIS sind zwei metallisierte Löcher zu erkennen, die entlang der Längsachse in einer mittigen Position angeordnet sind; weitere zwei Löcher mit kleinerem Durchmesser befinden sich weiter außen in einer Linie mit den vorhergehenden. Da sich die Erfindung auf das Filter bezieht, zeigt die Abbildung nur das Filter und nicht eine mögliche Mikrostreifen-Schaltung, welche auf demselben Substrat ebenfalls erhalten werden kann. Wie zu erkennen ist, weist das Filter eine symmetrische Struktur entlang der zwei Achsen der Vorderseiten des dielektrischen Substrats auf. Das erste auffällige Merkmal ist die Kompaktheit und Eleganz des Filters, das Gegenstand der Erfindung ist, und die Tatsache, dass es keine Abstimmvorrichtungen aufweist.
3 zeigt die Vorderansicht eines dielektrischen Substrats 1, das auf eine solche Weise mit Metall beschichtet ist, dass es das Filter der vorhergehenden Abbildung enthält, das noch nicht vom restlichen Teil des Substrats getrennt ist, und noch weitere Exemplare desselben Filters enthält. Wie zu erkennen ist, umfasst die Metallisierung auf der Vorderseite die zwei kurzen Mikrostreifen 2 und 2', die sich entlang ihrer Länge stetig verbreitern, so dass sie dreieckige metallische Formen 3 und 3' bilden, die mit den einander gegenüberliegenden Seiten des in der Mitte befindlichen Metallüberzuges 4 verbunden sind, der eine rechteckige Form hat und der oberen Wand der dielektrischen Führung GDL-RIS entspricht. Zwei metallbeschichtete Nuten 5 und 5' begrenzen den dielektrischen Wellenleiter GDL-RIS an den Seiten auf seiner gesamten Länge und darüber hinaus, falls dies aus technologischen Gründen bevorzugt wird.
4 zeigt die Oberseite des Filters von 2, wobei dieselben Bezeichnungen für die verschiedenen Elemente verwendet werden wie in der vorhergehenden 3. Der Zweck dieser Abbildung ist es, die Maße hervorzuheben, die eine funktionelle Bedeutung besitzen. Die Konstruktion von 4 hat eine Länge Lfil = 44 mm, eine Breite a = 10 mm und eine Dicke b = 0,635 mm (dargestellt in 5). Das Filter ist auf einem Aluminiumoxidsubstrat hergestellt (ε_r = 9,8), wobei die Dicke der Metallisierungsschichten 7 μm beträgt. Die Mikrostreifen 2 und 2' besitzen eine Breite w = 0,60 mm und eine charakteristische Impedanz von 50 Ohm. Der Metallüberzug 4 hat eine Länge Lgdl-ris = 28,70 mm, welche die Realisierung von 3 λ_G/2-Resonatoren ermöglicht. Die zwei metallisierten Kontaktlöcher F1 und F2, die in der Mitte des Metallüberzuges 4 zu erkennen sind, besitzen einen Durchmesser D = 1,75 mm und sind in einem Abstand λ_G/2 voneinander angeordnet. Die zwei kleineren, weiter außen befindlichen Löcher F3 und F4 haben einen Durchmesser von 0,5 mm und sind in der Nähe der zwei Längsenden des Metallüberzuges 4 angeordnet. Die dreieckigen Metallüberzüge 3 und 3' haben die Maße TL = 4,70 mm und T = 2,77 mm.
Die 5 und 6 zeigen das Muster der transversalen elektrischen Felder entlang zweier Querschnitte des Substrats von 2, die dem dielektrischen Wellenleiter GDL-RIS bzw. dem Mikrostreifen 2 (bzw. 2') entsprechen. In den zwei Abbildungen ist die Grundebene 6 hervorgehoben, die dem Mikrostreifen 2 (oder 2') und dem dielektrischen Wellenleiter GDL-RIS gemeinsam ist, welche die Rückseite des Substrats 1 vollständig bedeckt und welche kontinuierlich mit der Metallisierung der Vorderseite verbunden ist, die in 4 dargestellt ist. Es wird auf die zwei Abbildungen Bezug genommen; die Linien des elektrischen Feldes weisen Trends auf, die mit einer "Quasi-TEM"-Ausbreitungsmode in den Mikrostreifen 2 und 2' und TE₁₀ in dem dielektrischen Wellenleiter GDL-RIS zusammenfallen. Natürlich müssen die zwei verschiedenen Moden gut miteinander gekoppelt sein. Die dreieckigen Metallüberzüge 3 und 3' erfüllen den doppelten Zweck, die "Quasi-TEM"-Mode der Mikrostreifen 2 und 2' in die TE₁₀-Mode des Wellenleiters GDL-RIS zu transformieren und gleichzeitig die Impedanz anzupassen, die an den gemeinsamen Enden der zwei Strukturen vorhanden ist. Wie zu erkennen ist, sind die in den 5 und 6 dargestellten Linien des transversalen elektrischen Feldes in den verschiedenen Strukturen ungefähr in derselben Richtung orientiert und weisen ein gemeinsames Profil auf; daher scheint der Mikrostreifen ein geeigneter Weg zu sein, um den dielektrischen Wellenleiter zu erregen. Die Metallüberzüge 3 und 3' verbessern die oben erwähnte Eignung, indem sie für eine bessere Kompatibilität der zwei Profile des elektrischen Feldes miteinander in dem Frequenzband des Filters sorgen. Aufgrund des Obengesagten weisen die erwähnten Metallüberzüge das zusätzliche Merkmal auf, dass sie einen Modenübergang bewirken, im Unterschied zu den einfachen "Verjüngungen", welche die einzige Impedanzanpassung durchführen. Es ist bekannt, dass die Ausbreitungskonstante β der TE₁₀-Mode des rechteckigen Wellenleiters nur von der Breite a (4) und nicht von der Dicke b (5) des Wellenleiters abhängt; daher kann die Dicke des Wellenleiters GDL-RIS verringert werden, ohne die Ausbreitungskonstante zu beeinflussen, wodurch es ermöglicht wird, dielektrische Wellenleiter und Mikrostreifenschaltungen auf demselben Substrat zu implementieren, was die Verluste infolge von Kopplungen verringert.
Das Filter des Beispiels ist ein Bandpassfilter vom Tschebyscheff-Typ, das eine Mittenfrequenz von 7,6 GHz und eine Bandbreite bei 20 dB Reflexionsdämpfung von ungefähr 200 MHz aufweist. Der Frequenzgang, den wir realisieren wollten, wird durch die Messwerte der Streuparameter S₂₁ und S₁₁ repräsentiert, die in 7 dargestellt sind.
Der Entwurf des Filters wird in drei Schritten durchgeführt: Zuerst werden A) die Maße des dielektrischen Wellenleiters GDL-RIS und das erste Konfidenzniveau der Durchmesser der Kontaktlöcher berechnet; danach werden B) die Maße der Übergänge 3 und 3' berechnet; schließlich wird C) das Filter als Ganzes optimiert. Der Hintergrund für die in den zwei Schritten A) und B) durchgeführte Konstruktion wird weitgehend in den drei Fachbüchern bereitgestellt, die in der Einleitung erwähnt wurden.
Was Schritt A) anbelangt, ist die Breite a so beschaffen, dass der Wellenleiter die Ausbreitung der Grundmode TE₁₀ für die Frequenzen ermöglicht, die im Passband des Filters enthalten sind. Die Länge Lgdl-ris des Wellenleiters GDL-RIS hängt von der Form und Selektivität der Bandpass-Filterfunktion ab, die wir synthetisieren möchten. Das Problem der Synthese eines Bandpassfilters aus konzentrierten Schaltkreiselementen besteht darin, die Parameter eines Prototyp-Filters zu berechnen, das aus einer Kaskade von konzentrierten konstant resonanten Abschnitten hergestellt ist, wobei jeder Abschnitt aus einem Zweig L_s, C_s in Reihe besteht, der zu einem Zweig L_p, C_p parallelgeschaltet ist; wobei die Kaskade von dem Signalgenerator gespeist wird und an der angepassten Last endet. Indem wir eine kanonische Filterfunktion wählen (Butterworth, Tschebyscheff usw.), haben wir den Vorteil, dass die Parameter des Prototyp-Filters bereits bekannt sind. Der Aufbau des Prototyp-Filters wird im Allgemeinen vereinfacht, indem entsprechende Impedanzinverter-Elemente in jedem Abschnitt verwendet werden; dies ermöglicht es, den Reihenschaltungszweig zu eliminieren, und wandelt die Induktivitäts- und Kapazitätswerte des parallelen Zweiges in gleiche Werte für alle Resonatoren um. Das "verteilte" physische Filter, das dem Prototyp-Filter aus konzentrierten Schaltkreiselementen entspricht, wird realisiert, indem eine Länge des Wellenleiters Lgdl-ris gewählt wird, die für ein Prototyp-Filter mit n Resonatoren gleich n mal λ_G/2 ist, und indem n + 1 "Inductive Posts" gebohrt werden, die als ebenso viele induktive Impedanzinverter wirken; diese metallisierten Kontaktlöcher werden jeweils zwischen benachbarten λ_G/2-Resonatoren angeordnet. Der Durchmesser der metallbeschichteten Löcher wird ausgehend von dem Wert der Induktivität berechnet, der für eine korrekte Impedanzinversion erforderlich ist. Dieses Verfahren führt zu einem ersten näherungsweisen Entwurf des Filters, welcher sofort durch ein allgemeines lineares Simulations-"Tool" für eine Optimierung des ersten Entwurfs überprüft werden kann.
Was Schritt B) anbelangt, besteht das Problem darin, die Maße TL und T der Metallüberzüge 3 und 3' zu erhalten, derart, dass die Impedanzanpassung in dem gesamten Band des Filters optimiert wird. Da die besagten Metallüberzüge "konischen" Übergängen entsprechen, können für ihre Bemessung die solche Übergänge betreffenden Lehren, die zum Beispiel in den entsprechenden Abschnitten der dritten oben erwähnten Arbeit (Collins) dargelegt sind, und die zugehörige Formel genutzt werden. Aus der Theorie ist anzumerken, dass der Reflexionsfaktor Γ_i an dem "Kegel"-Eingang, der an eine Last angeschlossen ist (welcher in diesem Falle die Eingangsimpedanz des Wellenleiters GDL-RIS ist), durch eine komplexe mathematische Gleichung vom Integraltyp ausgedrückt wird, die an dem "konischen" Profil berechnet wird. Was wir für die Berechnung von Γ_i kennen müssen, ist die Funktion, welche die Änderung der normierten Impedanz Z in Abhängigkeit von der als variabel betrachteten Größe TL ausdrückt (siehe 4). Eine solche Funktion wird natürlich von dem Profil, das für die "Verjüngung" gewählt wurde, und von dem verwendeten Leitungstyp abhängen. Ein beliebiges Profil des Übergangs 3 und 3', vorausgesetzt, dass es sich mit zunehmender Annäherung an den Wellenleiter GDL-RIS vergrößert, kann als eine zunehmende Verbreiterung der Mikrostreifen 2 und 2' angesehen werden. Für das lineare Mikrostreifen-Profil von 4 ist die Funktion Z(TL) wohlbekannt. Ein Aspekt, der bei der Konstruktion einer "Verjüngung" von großer Wichtigkeit ist, besteht darin, die Funktion Z(TL) zusammenzufassen, welche den gewünschten Trend bei der Frequenz für den Reflexionsfaktor Γ_i liefert. Für einige Trends der Funktion Z(TL), zum Beispiel wachsendes Potential, ist der Ausdruck für Γ_i bekannt, und sein Modul zeigt Bandpass-Verhalten. Im allgemeineren Fall führt das Problem zur Lösung der Riccati-Gleichung. Das Ergebnis der Betrachtungen, die zu Übergängen mit "Verjüngung" angestellt wurden, ist, dass auch sie zu dem Gesamt-Bandpassverhalten des Filters beitragen.
Schritt C) wird durch die Komplexität der Filterkonstruktion und durch die Notwendigkeit, jede manuelle Abstimmung nach der Herstellung der Filter selbst unnötig zu machen, erforderlich. Für diesen Zweck ist ein lineares Simulations-Tool ungeeignet, wohingegen es günstig ist, die Optimierung von einem elektromagnetischen Simulator für dreidimensionale Strukturen (3-D) durchführen zu lassen, wie zum Beispiel von jenem, welcher der Version 5.6 von "Agilent HFSS" entspricht, die von Agilent Technologies Inc. mit Sitz in Palo Alto, Kalifornien, entwickelt wurde.
7 zeigt zwei überlagerte Kurvenbilder mit dem gemessenen Frequenzgang der Streuparameter der Übertragung (S₂₁) und der Reflexion (S₁₁) des in 2 dargestellten Filters. Diese Messwerte wurden unter Verwendung eines vektoriellen Netzanalysators erhalten, wie etwa HP8510C, ausgestattet mit einem Wiltron "Universal Test Fixture", geeicht mit einem "Calibration kit – 36804" unter Verwendung einer TRL-Technik, und mit Aluminiumoxid-Referenzstandards von 25 mils (Millizoll). Die Kurvenbilder zeigen, dass die Einfügungsverluste nur 0,9 dB bei einer Bandmittenfrequenz von 7,6 GHz betragen und die Reflexionsdämpfung in dem 200 MHz-Band um die Mittenfrequenz herum größer als 20 dB ist. Das Filter des Beispiels gestattet die folgenden Verallgemeinerungen:

• Die Metallüberzüge 3 und 3' können von der dreieckigen Form abweichen und ein Profil aufweisen, das nicht eine feste, sondern eine wachsende, zum Beispiel parabolische oder exponentielle Steigung besitzt.
• Der dielektrische Wellenleiter GDL-RIS kann ein einziges oder mehr als ein Kontaktloch im inneren Teil aufweisen, das als Impedanzinverter wirkt, in Abhängigkeit von der geforderten Selektivität und Bandbreite.

Aus Untersuchungen, die von der Anmelderin durchgeführt wurden, geht hervor, dass das, was weiter oben in Bezug auf die "sich verjüngenden" Übergänge beschrieben wurde, in vollem Umfang gilt, wenn das Filter mit Frequenzen von weniger als 38 GHz betrieben wird. Wenn das Filter dagegen mit höheren Frequenzen (38 GHz oder höher) betrieben wird, gilt:

• Die Breite w des Mikrostreifens 2 bleibt unverändert, während
• die Breite des Wellenleiters GDL-RIS 4 sich verringert; daher wurde beobachtet, dass die "Verjüngung" dazu tendiert zu verschwinden, das heißt, T≅w, daher TL=0.

Für das Herstellungsverfahren des Filters von 2 werden die üblichen Methoden zum Auftragen von dünnen Metallschichten auf dielektrische Substrate genutzt. Das gewählte Verfahren ist dasjenige, bei dem die Kathodenabscheidung oder das Sputtering einer Metall-Mehrfachschicht über einem Aluminiumoxidsubstrat angewendet wird, wobei auf diese Mehrfachschicht anschließend mit einem galvanischen oder chemischen Verfahren eine Goldschicht hinzugefügt wird, nach Maskierung mit Fotolack und mit nachfolgender Entfernung desselben. Das Sputtering und die nachfolgende Auftragung von Gold ermöglicht es auch, innerhalb der Löcher F1, F2, F3 und F4 und der Längsnuten 5 und 5' zu beschichten; die Anmelderin hält einige diesbezügliche Patente. Bei einem wirtschaftlicheren Verfahren wird die mittels Serigraphie erfolgende Auftragung von Silber auf der Ober- und Unterseite des Substrats angewendet; derselbe Arbeitsgang ermöglicht die gleichzeitige Auftragung von Silber in den erwähnten Löchern und Nuten. Dank der zwei metallbeschichteten Nuten 5 und 5' ist, im Gegensatz zu dem Filter des zweiten oben erwähnten Artikels (Ito et al.), ein Kranz von Löchern entlang der Kontur des Filters, um die Leistungsabstrahlung durch die seitlichen Seiten des dielektrischen Wellenleiters hindurch zu begrenzen, nicht mehr erforderlich. Die vollständig mit Metall beschichteten Kanten des Wellenleiters GDL-RIS ermöglichen es daher, den unbelasteten Gütefaktor Q₀ des Filters gegenüber bekannten Implementierungen zu erhöhen. Die Trennung des Filters von dem Rest des Aluminiumoxidsubstrats erfolgt, indem das Substrat 1 entlang der Mittellinie der metallbeschichteten Nuten 5 und 5' mit einer Diamantsäge zerschnitten wird. Der oben erwähnte Prozess ermöglicht es, in derselben Zeit, ausgehend von einem einzigen Substrat, mehr Filter zu erhalten, was die Herstellungskosten stark verringert. Ein zusätzlicher Vorteil, der sich aus der beträchtlichen Genauigkeit und hohen Ausbeute des Fertigungsprozesses ergibt, besteht darin, dass die Abstimmung der Frequenz der einzelnen Filter des Fertigungsloses unnötig wird ("no-tuning", d.h. nicht abzustimmen). Eine Bestätigung in diesem Sinne wird durch die Tatsache geliefert, dass die Streuung der charakteristischen Merkmale der Konstruktion des Filters bei 10 vermessenen Filtern sich als sehr niedrig erwies.
Nunmehr wird mit angemessener Ausführlichkeit der Herstellungsprozess von Mikrowellenfiltern in einem dielektrischen Wellenleiter beschrieben, welche die charakteristischen Merkmale der vorliegenden Erfindung aufweisen. Der Prozess bezieht sich auf die mehrfachen Filter und umfasst die folgenden Schritte:

– Bohren des dielektrischen Substrats 1 in Übereinstimmung mit den Positionen der induktiven Elemente F1, F2, F3 und F4, um in der Dicke so viele Segmente des dielektrischen Wellenleiters GDL-RIS zu erhalten, wie Filter vorhanden sind, die parallel auf derselben Teilschicht bearbeitet werden sollen;
– Bohren der dielektrischen Teilschicht 1, um Paare von parallelen Nuten 5, 5' zu erhalten, welche die einzelnen Segmente des Wellenleiters GDL-RIS auf beiden Seiten in Längsrichtung begrenzen;
– Auftragen von Metall auf der Unterseite 6 des Substrats 1 in Übereinstimmung mit den Flächen, die für die einzelnen Filter vorgesehen sind, und auf den Innenwänden der Löcher F1, F2, F3 und F4 und der Nuten 5 und 5';
– Wiederholung des vorhergehenden Schrittes für die Oberseite des Substrats 1, wobei ein guter Metallkontakt durch die besagten Löcher und Nuten erhalten wird;
– Auftragung von negativem Fotolack auf der Vorderseite des Substrats 1 und Maskieren der einzelnen Segmente des Wellenleiters innerhalb ihrer eigenen Ein-/Ausgangsstrukturen in den Mikrostreifen 2, 3; 3' und 2', Exposition und Entwicklung, um metallbeschichtete Bereiche ohne Fotolack zu erhalten, die mit den maskierten Bereichen übereinstimmen;
– zusätzliche Auftragung von Gold auf die Metalloberflächen ohne Fotolack;
– Entfernen des restlichen Fotolackes und Gravieren der Stahl-Mehrfachschicht, die nicht mit Gold geschützt ist;
– Zerschneiden des Substrats 1 entlang der Mittellinie jeder metallbeschichteten Nut 5, 5' zur Trennung der einzelnen Filter.

Claims

Mikrowellenfilter, das ein dielektrisches Substrat (1) umfasst, das eine Metallisierung (2, 3, 4, 3', 2', 5, 5', 6) trägt, die geeignet ist, einen metallischen rechteckigen Wellenleiter (GDL-RIS), der mit dem Dielektrikum des Substrats gefüllt ist und in seiner Grundmode in Resonanz schwingt, und zwei sich verjüngende Mikrostreifen-Wellenleiter-Übergänge als Ein-/Ausgangsstrukturen (2, 3; 3', 2') an den zwei Enden des besagten rechteckigen Wellenleiters zu bilden, welches eine vorgegebene Anzahl von aneinander angrenzenden Wellenleiterabschnitten aufweist, die miteinander durch Kopplungsmittel (F1, F2, F3, F4) gekoppelt sind, die als induktive Element wirken, um die gewünschte Bandbreite von 3 dB zu erhalten, wobei die besagte Metallisierung die Seitenwände (5, 5') des besagten rechteckigen Wellenleiters (GDL-RIS) vollständig bedeckt, dadurch gekennzeichnet, dass: – die besagten Kopplungsmittel metallisierte Kontaktlöcher (F1, F2, F3, F4) sind, die in Abständen von λ_G/2 voneinander entlang der längs verlaufenden Symmetrieachse des dielektrischen Wellenleiters (GDL-RIS) angeordnet sind, wobei λ_G die Wellenlänge der besagten Grundmode ist.
Mikrowellenfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sich die Breite der besagten sich verjüngenden Mikrostreifen-Wellenleiter-Übergänge (3, 3') linear vergrößert.
Mikrowellenfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sich die Breite der besagten sich verjüngenden Mikrostreifen-Wellenleiter-Übergänge (3, 3') entsprechend einer parabolischen Funktion vergrößert.
Mikrowellenfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sich die Breite der besagten sich verjüngenden Mikrostreifen-Wellenleiter-Übergänge (3, 3') entsprechend einer exponentiellen Funktion vergrößert.
Mikrowellenfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es einen Teil einer Mehrschichtstruktur bildet, die ein zweites dielektrisches Substrat aufweist, das seine eigenen Mikrostreifen-Schaltungen trägt und mit der Mikrostreifen-Struktur (2, 3; 3', 2') des besagten Filters verbunden ist, die auf dem zweite Substrat umgedreht montiert wird.