ES2271406T3 - Filtro de guia de onda dielectrica rectangular no sintonizable. - Google Patents
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Abstract
Filtro de microondas que incluye un sustrato (1) dieléctrico que soporta una metalización (2, 3, 4, 3'', 2'', 5, 5'', 6) adecuada para formar una guía de onda (GDL-RIS) rectangular metálica rellena con el dieléctrico del sustrato y que resuena en su modo fundamental y dos transiciones cónicas de microbanda a guía de onda como estructuras (2, 3; 3'', 2'') de entrada / salida en los dos extremos de dicha guía de onda rectangular que incluye un número predeterminado de secciones de guía de onda contiguas acopladas entre sí mediante medios (F1, F2, F3, F4) de acoplamiento que funcionan como elementos inductivos para obtener el ancho de banda deseado de 3db, cubriendo completamente dicha metalización las paredes (5, 5'') laterales de dicha guía de onda (GDL-RIS) rectangular, caracterizado porque: - dichos medios de acoplamiento son orificios (F1, F2, F3, F4) de paso metalizados
Description
Filtro de guía de onda dieléctrica rectangular
no sintonizable.
La presente invención se refiere al sector de la
técnica que se refiere a la implementación de filtros de
microondas, y específicamente a un filtro sin sintonización en una
guía de onda dieléctrica rectangular.
Textos canónicos para el diseño de filtros de
microondas son:
- \bullet
- "Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures", autores G. L. Matthaei, L. Yong y E. M. T. Jones, publicado por Artech House Books, 1980.
- \bullet
- "Waveguide Handbook", autor N. Marcuvitz, publicado por McGraw-Hill Book Company, 1951.
- \bullet
- "Foundation for Microwave Engineering", por R. E. Collin, publicado por McGraw-Hill, 2ª edición, © 1992.
A partir de las notorias enseñanzas ofrecidas
por los trabajos mencionados se deriva que un filtro de paso de
banda típico que funciona en las frecuencias de microondas incluye
una cavidad hueca resonante que consiste en una guía de onda
metálica que tiene sección transversal rectangular, delimitada en
sus extremos por paredes metálicas. La cavidad tiene una longitud
predeterminada, generalmente la mitad de la longitud de onda
\lambda_{G} en resonancia o sus múltiplos. También se obtienen
acoplamientos de entrada y salida mediante medios apropiados,
similares a sondas, para excitar el modo estacionario en la cavidad
hueca. La señal que va a filtrarse se introduce en la cavidad a
través de la primera sonda y la señal filtrada se recoge por la
segunda sonda. Para obtener una mayor selectividad, pueden
emplearse más cavidades huecas resonantes adyacentes; estas
cavidades están separadas por paredes metálicas con una abertura a
lo largo de uno de los ejes transversales ("iris"), por
ejemplo en el eje más corto, para obtener un acoplamiento inductivo.
Una implementación alternativa, similar desde el punto de vista
eléctrico, prevé el uso de una única guía de onda que contiene
conductores cilíndricos de diámetro apropiado, dispuestos
transversalmente a la guía de onda, a lo largo del eje longitudinal,
y separados en \lambda_{G}/2. Dichos conductores se denominan
"poste inductivo", actúan como transformadores de impedancia y
permiten la síntesis de la respuesta de paso de banda deseada
seleccionada. Los filtros mencionados generalmente tienen un gran
tamaño y permiten obtener altos valores para el factor de calidad no
cargado Q_{o} y, por tanto, pérdidas de inserción bajas en la
gama de frecuencia de paso de banda deseada, pero requieren técnicas
de fabricación complejas y caras desde un punto de vista mecánico.
Dichos filtros también son difíciles de integrar con los circuitos
de transceptores de microondas, fabricados en la actualidad en la
técnica plana; por tanto, resultan necesarios elementos de
interconexión eléctricos y mecánicos adicionales. Con mucha
frecuencia, los filtros en guía de onda metálica también requieren
que un operador experto realice manualmente una sintonización fina,
a través de elementos de regulación apropiados.
Una manera tradicional de reducir las
dimensiones globales de los filtros basados en una guía de onda
hueca es llenar las cavidades con un material que tiene una alta
constante dieléctrica \varepsilon_{r} y bajas pérdidas
dieléctricas, es decir, con un material que tiene valores tan
\delta pequeños, en los que \delta es el ángulo de pérdida
definido apropiadamente. El relleno con material dieléctrico reduce
parcialmente el valor del factor de calidad Q_{o}, por lo que
debe definirse un criterio de compromiso entre la reducción de las
dimensiones globales de la cavidad y las principales pérdidas de
inserción que puede tolerar el filtro. Un filtro implementado tal
como se acaba de mencionar todavía muestra los inconvenientes del
filtro relleno de aire anterior, en relación principalmente al
coste del trabajo mecánico y a la posterior calibración.
Puede obtenerse un considerable avance en la
fabricación de filtros que emplean material dieléctrico en la
cavidad resonante, empleando las mismas técnicas usadas ya para la
fabricación de circuitos en películas metálicas delgadas sobre
sustratos de cerámica. Mediante las técnicas anteriormente
mencionadas, se depositan superficies metálicas sobre las partes
deseadas del sustrato cerámico para obtener una guía de onda. Los
elementos de "poste inductivo" cilíndricos pueden realizarse
fácilmente mediante orificios de paso metalizados. El uso de la
técnica plana permite reducir considerablemente las dimensiones
globales de los filtros de microondas facilitando la integración
con el resto de circuitos. Además, gracias a la mayor precisión y
rendimiento de los procesos de producción de películas delgadas en
comparación con los mecánicos, la etapa de calibración del filtro
podría evitarse por completo. No obstante, hasta la fecha, las
diferentes soluciones propuestas sobre este tema en la técnica
conocida no son totalmente satisfactorias por las razones descritas
a continuación.
En el artículo de Arun Chandra Kundu y Kenji
Endou, con el título "TEM-Mode Planar Dielectric
Waveguide Resonator BPF for W-CDMA", publicado
en la colección "2000 IEEE", se describe un filtro de paso de
banda bipolar, que incluye dos resonadores idénticos en la guía de
onda dieléctrica que tienen un tamaño de 4,25 x 3 x 1 mm cada uno.
Cada resonador consiste en un paralelepípedo de material de alta
constante dieléctrica (\varepsilon_{r} = 93), cuya cara
superior e inferior, así como una cara lateral, están totalmente
cubiertas con una delgada capa de plata, mientras que las otras
tres caras laterales están descubiertas. Indicando \lambda_{G}
la característica de longitud de onda del modo resonante, las
dimensiones indicadas son las de un resonador \lambda_{G}/4 que
funciona a 2 GHz en el modo TEM fundamental, con un factor de
calidad Q_{o} = 240. Los dos resonadores \lambda_{G}/4 están
acoplados de manera inductiva mediante la interposición de un
segmento apropiado de guía de onda dieléctrica de sección
transversal reducida a lo largo del eje longitudinal, en el que se
propaga un modo H de tipo evanescente (que se amortigua a una corta
distancia). Se requieren dos electrodos metálicos de forma
rectangular en dos caras laterales sin recubrimiento metálico, para
realizar los accesos de entrada/salida. El filtro así obtenido, a
pesar de su compacidad y sus dimensiones reducidas, tienen algunos
inconvenientes. Un primer inconveniente es que debe usarse un
material de constante dieléctrica muy alta para delimitar el campo
eléctrico principalmente dentro de la estructura de filtrado, porque
paredes no recubiertas de metal irradiarían de lo contrario la
energía. Esto implica un valor bajo del factor de calidad Q_{o}
que limita la gama de frecuencia en la que puede aplicarse esta
solución. Una segunda desventaja se debe a la dificultad de
realizar las conexiones entre los electrodos E/S del filtro y los
hilos conductores del resto de circuitos que lo utilizan. De hecho,
dichas conexiones prevén soldaduras en planos ortogonales que
requieren operaciones manuales precisas que no encajan en un
proceso de fabricación automático de "montaje de
superficies".
Las solicitud de patente europea
EP-A1-1024548 (Sano et al.)
da a conocer un filtro dieléctrico en el que tres o más resonadores
están formados de manera integrada en un bloque dieléctrico
paralelepípedo rectangular completamente metalizado sobre sus
superficies con la excepción de dos coronas dieléctricas no
metalizadas alrededor de parches metálicos respectivos que
constituyen los electrodos de entrada/salida en los dos resonadores
finales. Se forman orificios de paso para ajustar el acoplamiento
entre resonadores adyacentes. Las coronas dieléctricas no
metalizadas constituyen dos ventanas dieléctricas; una primera para
inyectar una señal de entrada sobre el parche metálico en la
cavidad dieléctrica, y una segunda para extraer una señal filtrada
desde la cavidad y hacerla disponible sobre el parche metálico.
Debido a la realización particular de los electrodos E/S, este
filtro no es adecuado para integrarse con un diseño diferente sobre
la misma superficie de una superficie dieléctrica común, en
particular un diseño de microbanda. De hecho, la conexión a los
electrodos E/S debería realizarse mediante unión por hilo o
medios
equivalentes.
equivalentes.
Un método de implementación diferente de filtros
de paso de banda en guía de onda dieléctrica se describe en el
documento de Masaharu Ito, Kenichi Maruhashi, Kazuhiro Ikuina,
Takeya Hashiguchi, Shunichi Iwanaga y Keiichi Ochata, con el título
"A 60 GHz-Band Planar Dielectric Waveguide Filter
for Flip-chip Modules", publicado en la
colección "2001 IEEE". Tal como se muestra en la figura 1, en
referencia a dicho filtro, una pluralidad de orificios recubiertos
de metal delimita el perfil del filtro como una corona. Dichos
orificios están separados unos de otros por menos de
\lambda_{G}/2 para reducir drásticamente la irradiación de
energía fuera de la guía dieléctrica. De este modo, era posible
usar un sustrato SUB de alúmina que tiene una constante dieléctrica
relativa \varepsilon_{r} =9,7. El filtro de la figura 1 incluye
un segmento de guía de onda dieléctrica formado por cuatro
resonadores \lambda_{G}/2 contiguos. La guía de onda está
delimitada por un recubrimiento MET metálico depositado sobre la
cara superior de la capa inferior SUB, por un plano de tierra
depositado sobre la cara opuesta, y en sus lados longitudinales por
la corona de orificios periféricos recubiertos de metal. Dentro de
la guía son visibles tres pares de orificios de paso metalizados
dispuestos de manera regular a lo largo del eje longitudinal,
estando los orificios de cada par dispuestos simétricamente en los
dos lados de dicho eje y separados de manera apropiada. Desde un
punto de vista eléctrico, los pares de orificios forman elementos
de "poste inductivo" que dan forma a la respuesta de frecuencia
del filtro. La separación transversal entre los orificios se
calcula para obtener el acoplamiento inductivo deseado entre
secciones adyacentes. En los lados más cortos de la guía
dieléctrica pueden verse dos secciones CPW de entrada/salida
idénticas, consistiendo cada una en una línea coplanar que acaba en
una transición TRA hacia la guía de onda dieléctrica rectangular.
Las líneas coplanares y las transiciones relativas se obtienen
eliminando el recubrimiento MET metálico del sustrato SUB, tal como
se muestra en la figura, correspondiendo cada transición a los dos
segmentos más cortos de la línea coplanar, que terminan sobre el
recubrimiento MET metálico y están dispuestos en ángulo recto
frente al segmento de línea coplanar longitudinal. Esta clase de
filtro se ha desarrollado específicamente para conexiones con
circuitos de línea coplanar, usados generalmente sólo para
aplicaciones de onda milimétrica, un estrecho intervalo de
microondas.
Los análisis realizados hasta la fecha han
destacado carencias de la técnica conocida en relación tanto con la
realización de filtros planos como con la conexión con el resto de
circuitos. Se consideran limitaciones adicionales a continuación.
En cuanto a los filtros de la primera (Kundu y Endou) y la segunda
(Sano et al.) referencia, estos filtros no encajan para nada
en el requisito de integración con otros circuitos sobre el mismo
sustrato, porque, debido a que los electrodos están situados sobre
las caras laterales de la guía de onda dieléctrica, en el primer
filtro, o configurados como parches aislados, en el segundo filtro,
estos electrodos están separados de del diseño del resto de
circuitos y es necesario una soldadura (unión por hilos).
Por el contrario, en cuanto al filtro de la
tercera referencia (Ito et al.), se ha diseñado
específicamente para acoplarse a circuitos en línea coplanar, por
lo que el tipo de transición desarrollado es específico para el
alcance anteriormente mencionado, inhibiendo en realidad el uso del
filtro por los numerosos casos de circuitos de microbanda
desarrollados hasta ahora que pueden funcionar también en el campo
de las ondas milimétricas.
Los tres documentos siguientes superan los
inconvenientes de las referencias anteriores. En los siguientes
documentos se dan a conocer dos ejemplos bastante idénticos de cómo
conectar un diseño de microbanda a una guía de onda rectangular
metálica obtenida sobre un sustrato dieléctrico común sin romper la
continuidad del diseño
metálico:
metálico:
- -
- Patente US 6.268.781 B1 titulada: "Planar Waveguide-to-Stripline Adapter"; y
- -
- el documento de Dominic Deslands y Ke Wu, titulado "Integrated Microstrip y Rectangular Waveguide in Planar Form", IEEE Service Center, Piscataway, NJ, EE.UU., vol. 11, nº 2, 1 de febrero de 2001, páginas 68-70, XP001006819, ISSN: 1531-1309.
Ambas soluciones implementan una microbanda
cónica para obtener una transición de microbanda a guía de onda. La
transición se usa en banda ancha y no se dan indicaciones de cómo
obtener un filtro de paso de banda. Una indicación en este sentido
se da en el documento de:
- -
- \cdot Tzuang C-K et al., titulado: "H-Plane Mode Conversion and Application in printed Microwave integrated circuit", Actas de la 30º Conferencia Europea sobre Microondas, París, 3-5 de octubre de 2000; Actas de la Conferencia Europea sobre Microondas, Londres: CMP, GB, vol. 2 de 3 Conf. 30, 4 de octubre de 2000, páginas 37-40, XP001060868, ISBN: 0-86213-212-6.
Este documento presenta una nueva metodología de
diseño MIC (circuito integrado de microondas), que aplica de manera
consistente las estructuras de discontinuidad del plano H para
integrar un proceso de fabricación PCB (placa de circuito impreso)
multifunción. Dos tipos distintos de guía de onda, concretamente: la
guía de onda de microbanda y la metálica rectangular, se integran
simultáneamente sobre el mismo sustrato o sustratos a través de los
conversores de modo de interfaz. El diseño específico está destinado
a la creación de un prototipo de filtro de paso de banda de banda X
de quinto orden (cinco secciones de guía de onda). El filtro incluye
dos microbandas cónicas en los dos lados de la guía de onda
metálica rectangular rellena con el dieléctrico del sustrato que
constituye una transición de microbanda a guía de onda o viceversa.
Se fresan seis ranuras de plano H en cada lado de la guía de onda
rectangular, simétricamente con respecto al eje longitudinal. Cada
par de ranuras enfrentadas en los dos lados de la guía de onda
rectangular se comporta como un elemento inductivo (transformador
de impedancia) que controla el acoplamiento entre las secciones de
guía de onda delimitadas, para obtener la respuesta de frecuencia
deseada.
Por lo tanto, el alcance de la presente
invención es superar los inconvenientes de la técnica conocida y
proponer un filtro en guía de onda dieléctrica que pueda integrarse
totalmente en circuitos de microbanda, realizados sobre el mismo
sustrato que la guía de onda, eliminando los efectos parásitos de
conexiones adicionales. Un alcance particular de la invención es el
de proporcionar una solución alternativa al filtro plano dado a
conocer en el último documento mencionado (Tzuang) que constituye
la técnica anterior más próxima.
Para lograr estos objetivos, el alcance de la
presente invención es un filtro de microondas en guía de onda
dieléctrica rectangular metalizada, tal como se describe en la
reivindicación 1.
Los aspectos principales del filtro que se
derivan de la reivindicación 1 son los siguientes:
- -
- El filtro está hecho sobre el mismo sustrato dieléctrico que puede usarse también para los circuitos en la microbanda conectada al filtro.
- -
- El recubrimiento metálico sobre los lados longitudinales de la guía dieléctrica resonante se obtiene mediante un recubrimiento metálico de dos cavidades obtenidas en paralelo sobre los lados de la guía.
- -
- Las estructuras para el acceso al segmento de la guía dieléctrica resonante se obtienen modificando correctamente la forma geométrica de las microbandas conectadas a los extremos de la guía. La transición entre la microbanda y la guía de onda dieléctrica es similar a un "cono" que, en el contexto de la invención, se usa con el doble propósito de transformar el modo "cuasi-TEM" de la microbanda en el modo TE_{10} que se propaga en la guía de onda dieléctrica y ajustar la impedancia de la microbanda a la de la guía dieléctrica. La transición entre la guía de onda dieléctrica y la microbanda se comporta, como es bien conocido, de manera recíproca.
- -
- Los elementos inductivos que delimitan las secciones de guía de onda y que establecen el ancho de banda en 3 dB de la respuesta de frecuencia del filtro están separados \lambda_{G}/2 por orificios, perforados a lo largo del eje de simetría longitudinal de la guía de onda rectangular,
siendo \lambda_{G}/2 la
longitud de onda del modo de propagación
fundamental.
El filtro implementado según el objeto de la
invención tiene:
- -
- La ventaja de usar la misma tipología de diseño tanto para la integración con partes eléctricas desarrolladas sobre el mismo sustrato como para la realización de filtros individuales para instalarse después según técnicas "flip-chip" (chip invertido) sobre otros soportes, ya sea sustratos de alúmina o de fibra de vidrio, de tipo FR4, para circuitos impresos. La conexión eléctrica se realiza mediante soldadura directa entre las microbandas de los dos sustratos (sin "bultos" ni "vías"), evitándose así los efectos parásitos que afectarían a las conexiones de entrada/salida.
- -
- La ventaja de que no requiere que un proceso de enmascaramiento preciso a lo largo del eje vertical se implemente necesariamente sobre filtros individuales sino más bien sobre toda la pastilla dieléctrica, al contrario que el filtro descrito en el primer documento mencionado anteriormente (Kundu y Endou).
- -
- La ventaja de usar técnicas de deposición de metal de bajo coste de tipo serigráfico, al contrario que el segundo ejemplo mencionado anteriormente (Ito et al.), al prever "huecos" que se realizan con total precisión justo sobre las líneas de entrada/salida. Dichas técnicas de serigrafía permiten también la metalización en plata que reduce adicionalmente las pérdidas de inserción.
La invención, junto con otros objetos y ventajas
de la misma, podrá entenderse a partir de la siguiente descripción
detallada de una realización de la misma, tomada junto con los
dibujos acompañantes, en los que:
- la figura 1 (ya descrita) muestra un filtro de
microondas en guía dieléctrica realizada según la técnica
conocida;
- la figura 2 muestra una vista en 3D de un
filtro de microondas en guía de ondas dieléctrica implementado
según la presente invención;
- la figura 3 muestra una vista desde arriba del
filtro según la figura 2 antes de la separación del sustrato;
- la figura 4 es similar a la figura 3 con la
indicación de las dimensiones relevantes;
- las figuras 5 y 6 muestran los modelos del
campo eléctrico transversal dentro de la guía dieléctrica y la
microbanda, respectivamente, del filtro en la figura 2;
- la figura 7 muestra una medición de los
parámetros S_{11} y S_{21} de dispersión relevantes para una
realización del filtro mostrado en la figura 2.
La figura 2 muestra el filtro de guía de onda
dieléctrica de la presente invención. Con referencia a la figura,
puede verse un recubrimiento metálico central de forma rectangular
en el lado frontal del sustrato dieléctrico, que se extiende por
toda la anchura del sustrato hasta alcanzar los dos bordes en los
que continúa conectándose a un recubrimiento metálico que cubre
completamente la cara posterior del sustrato (no mostrada en la
figura) para formar una guía de onda dieléctrica resonante
GDL-RIS. Dos recubrimientos metálicos, triángulos
isósceles configurados con los vértices en una microbanda corta
relevante para las señales de entrada/salida, se extienden desde
los lados más cortos del recubrimiento metálico hacia los bordes del
sustrato. Dentro de la guía GDL-RIS pueden verse
dos orificios metalizados dispuestos a lo largo del eje longitudinal
en posición central, otros dos orificios de menor diámetro están
alineados con los anteriores en una posición más externa. Puesto que
la invención está centrada en el filtro, la figura muestra sólo el
filtro y no un posible circuito de microbanda que también puede
obtenerse sobre el mismo sustrato. Tal como puede observarse, el
filtro tiene una estructura simétrica a lo largo de los dos ejes
del lado frontal del sustrato dieléctrico. El primer aspecto
sorprendente es la compacidad y la elegancia del filtro objeto de
la invención y el hecho de que no tienen dispositivos de
sintonización.
La figura 3 muestra la vista frontal de un
sustrato 1 dieléctrico recubierto de metal de forma apropiada de
tal manera que incluye el filtro de la figura anterior todavía no
separado del resto del sustrato que incluye otras copias del mismo
filtro. Tal como puede observarse, la metalización del lado frontal
incluye las dos microbandas 2 y 2' cortas cuya longitud se amplia
de manera continua hasta formar las formas 3 y 3' metálicas
triangulares conectadas a los lados opuestos del recubrimiento 4
metálico central, que tiene forma rectangular, correspondiente a la
pared superior de la guía dieléctrica GDL-RIS. Dos
ranuras 5 y 5' recubiertas de metal delimitan la guía
GDL-RIS de guía de onda dieléctrica en los lados por
toda su longitud y por encima, si se prefiere por motivos
técnicos.
técnicos.
La figura 4 muestra la cara superior del filtro
de la figura 2, manteniendo la misma descripción de la figura 3
anterior para los elementos diferentes. El alcance de esta figura es
destacar las dimensiones que tienen un valor funcional. La
estructura de la figura 4 tiene una longitud Lfil = 44 mm, una
anchura a = 10 mm, y un espesor b = 0,635 mm (visible en la figura
5). El filtro está hecho de un sustrato de alúmina
(\varepsilon_{r} = 9,8) en el que el espesor de las capas de
metalización es de 7 \mum. Las microbandas 2 y 2' tienen una
anchura w = 0,60 mm y una impedancia característica de 50 Ohm. El
recubrimiento 4 metálico tiene una longitud
Lgdl-ris = 28,70 mm, que permite la realización de 3
resonadores \lambda_{G}/2. Los dos orificios F1 y F2 de paso
metalizados, visibles en el centro del recubrimiento 4 metálico,
tienen un diámetro D = 1,75 mm y están separados por
\lambda_{G}/2. Los dos orificios F3 y F4 externos más pequeños
tienen 0,5 mm de diámetro y están situados cerca de los dos
extremos longitudinales del recubrimiento 4 metálico. Los
recubrimientos 3 y 3' metálicos triangulares tienen un tamaño TL =
4,70 mm y T = 2,77 mm.
Las figura 5 y 6 muestran el modelo de los
campos eléctricos transversales a lo largo de dos secciones
transversales del sustrato de la figura 2 coincidiendo con la guía
de onda dieléctrica GDL-RIS y la microbanda 2 (ó
2'), respectivamente. Las dos figuras destacan el plano 6 de tierra
común a la microbanda 2 (ó 2') y a la guía de onda dieléctrica
GDL-RIS, que cubre completamente el lado posterior
del sustrato 1 que está conectado de manera continua a la
metalización del lado frontal visible en la figura 4. En referencia
a las dos figuras, las líneas del campo eléctrico tienen tendencias
que coinciden con un modo de propagación
"cuasi-TEM" en microbandas 2 y 2' y TE_{10}
en la guía dieléctrica GDL-RIS. Por supuesto, los
dos modos diferentes deben estar correctamente acoplados entre sí.
Los recubrimientos 3 y 3' metálicos triangulares logran el doble
propósito de transformar el modo "cuasi-TEM"
de las microbandas 2 y 2' en el modo TE_{10} de la guía de onda
GDL-RIS, ajustando simultáneamente la impedancia
vista en los extremos comunes de las dos estructuras. Tal como puede
observarse, las líneas del campo eléctrico transversal en las
diferentes estructuras representadas en las figuras 5 y 6 se
orientan aproximadamente en la misma dirección y comparten un mismo
perfil, por lo que la microbanda parece ser una forma adecuada para
excitar la guía de onda dieléctrica. Los recubrimientos 3 y 3'
metálicos mejoran sustancialmente lo anteriormente mencionado,
haciendo los dos perfiles del campo eléctrico más compatibles entre
sí en la banda de frecuencias de funcionamiento del filtro. Debido
a lo anterior, los recubrimientos metálicos mencionados tienen la
característica adicional de hacer funcionar una transición de modo,
distinguiéndose de los simples "conos" que realizan el ajuste
de impedancia única. Se sabe que la constante \beta de propagación
del modo TE_{10} de la guía rectangular depende sólo de la
anchura a (figura 4) y no del espesor b (figura 5) de
la guía, por lo que el espesor de la guía GDL-RIS
puede reducirse sin afectar a la constante de propagación,
permitiendo así implementar circuitos de guía de onda dieléctrica y
de microbanda sobre el mismo sustrato reduciendo las pérdidas
debidas a las interconexiones.
El filtro del ejemplo es un paso de banda de
tipo Chevyshev, que tiene 7,6 GHz de frecuencia central y un ancho
de banda con una pérdida de retorno de 20 dB de aproximadamente 200
MHz. La respuesta de frecuencia que se quería realizar se
representa mediante la medición del parámetro S_{21} y S_{11} de
dispersión mostrado en la figura
7.
7.
El diseño del filtro tiene lugar en tres etapas:
A) se calculan las dimensiones de la guía de onda dieléctrica
GDL-RIS y el primer nivel de confianza de los
diámetros de los orificios de paso; después; B) se calculan las
dimensiones de las transiciones 3 y 3'; finalmente c) se optimiza el
filtro en su conjunto. Los antecedentes del diseño de las dos
etapas A) y B) se proporciona ampliamente en los tres volúmenes
mencionados en la introducción.
En relación a la etapa A), la anchura a es tal
que la guía de onda permite la propagación del modo TE_{10}
fundamental para las frecuencias incluidas en la banda de paso del
filtro. La longitud Lgdl-ris de la guía
GDL-RIS depende de la forma y la selectividad de la
función de filtrado de paso de banda que se quiere sintetizar. El
problema de la síntesis de un filtro de paso de banda de elementos
concentrados es calcular los parámetros de un filtro prototipo
hecho de una cascada de secciones resonantes constantes
concentradas, consistiendo cada sección en una serie de ramas
L_{s}, C_{s} conectadas en paralelo a una rama L_{p}, C_{p};
suministrándose la cascada por el generador de señales y
finalizando en la carga compensada. Al escoger una función de
filtrado convencional (Buterworth, Chebyshev, etc.) se obtiene la
ventaja de que los parámetros del filtro prototipo ya se conocen.
La estructura del filtro prototipo se simplifica generalmente usando
elementos transformadores de impedancia correspondientes en cada
sección; lo que permite eliminar la serie de ramas y transforma los
valores de inductancia y capacidad de la rama paralela en valores
iguales para todos los resonadores. El filtro físico
"distribuido" correspondiente al filtro prototipo de elementos
concentrados se realiza seleccionando una longitud
Lgdl-ris de la guía de onda n veces
\lambda_{G}/2 de largo para un filtro prototipo de "n"
resonadores, y perforando n+1 "postes inductivos" que actúan
como muchos transformadores de impedancia inductiva: estos
orificios de paso metalizados se disponen entre resonadores
\lambda_{G}/2 adyacentes. El diámetro de los orificios
recubiertos de metal se calcula basándose en el valor de inductancia
necesario para una correcta inversión de la impedancia. Este método
lleva a un primer proyecto de aproximación del filtro, que puede
verificarse inmediatamente mediante una "herramienta" de
simulación lineal genérica para una primera optimización del
diseño.
diseño.
En referencia a la etapa B), el problema es
obtener las dimensiones TL y T de los recubrimientos 3 y 3'
metálicos de manera que el ajuste de la impedancia se optimice en
toda la banda del filtro. Puesto que dichos recubrimientos
metálicos corresponden a transiciones de "cono", sus
dimensiones pueden aprovechar las enseñanzas relevantes a las
mismas desarrolladas, por ejemplo, en las secciones correspondientes
del tercer volumen mencionado anteriormente (Collins) y de la
fórmula relevante. A partir de la teoría observamos que el factor
\Gamma_{i} de reflexión en la entrada de "cono" cerrada
sobre una carga (que en este caso es la impedancia de entrada de la
guía de onda GDL-RIS), se expresa mediante una
ecuación matemática compleja de tipo integral evaluada en el perfil
"cónico". Lo que debe conocerse para el cálculo de
\Gamma_{i} es la función que expresa la variación de la
impedancia Z normalizada según la variable del tamaño TL considerada
(véase la figura 4). Esta función dependerá claramente del perfil
seleccionado para el "cono" y del tipo de línea usada.
Cualquier perfil de la transición 3 y 3', siempre que aumente a
medida que se aproxima la guía GDL-RIS, puede
considerarse un ensanchamiento progresivo de las microbandas 2 y
2'. Para el perfil de microbanda lineal en la figura 4, se conoce
bien la función Z(TL). Un aspecto que tiene una gran
importancia en el diseño de un "cono" es resumir la función
Z(TL) que proporciona la tendencia deseada en frecuencia para
el factor \Gamma_{i} de reflexión. Para algunas tendencias de
la función Z(TL), por ejemplo incremento exponencial, se
conoce la expresión de \Gamma_{i} y su módulo muestra el
comportamiento del paso de banda. En el caso más general, el
problema lleva a la solución de la ecuación Riccati. El resultado
de las consideraciones realizadas sobre las transiciones con
"cono" es que también contribuyen a la respuesta de paso de
banda total del filtro.
La etapa C) se requiere por la complejidad de la
estructura de filtrado y por la necesidad de eliminar cualquier
sintonización manual después de la fabricación de los propios
filtros. Para este fin, una herramienta de simulación lineal es
inadecuada, mientras que resulta beneficioso que la optimización se
haga mediante un simulador electromagnético para estructuras
tridimensionales (3-D) tales como, por ejemplo, la
que corresponde a la versión 5.6 de "Agilent HFSS"
desarrollada por Agilent Technologies Inc., ubicada en Palo Alto,
California.
La figura 7 muestra dos diagramas superpuestos
con la respuesta de frecuencia medida de los parámetros S_{21} de
dispersión de transmisión (S_{21}) y reflexión (S_{11}) del
filtro mostrado en la figura 2. Estas mediciones se han obtenido
empleando un analizador de redes vectoriales, como HP8510C, equipado
con Wiltron "Universal Test Fixture" calibrado con
"Calibration kit - 36804" usando una técnica TRL, y estándares
de referencia de alúmina de 25 mil. Los diagramas muestran que las
pérdidas de inserción son de sólo 0,9 dB a una frecuencia central
de banda de 7,6 GHz y las pérdidas de retorno son mayores de 20 dB
en la banda de 200 MHz alrededor de la frecuencia central. El
filtro de los ejemplos se ajusta a las siguientes
generalizaciones:
- Los recubrimientos 3 y 3' metálicos pueden
desviarse de la forma triangular y adoptar un perfil que no tiene
una pendiente fija sino en aumento, por ejemplo parabólica o
exponencial.
- La guía de onda dieléctrica
GDL-RIS puede tener un único o más de un orificio de
paso en la parte interna, actuando como transformador de
impedancia, dependiendo de la selectividad requerida y ancho de
banda.
A partir de los estudios realizados por el
solicitante, resulta que lo que se ha descrito anteriormente con
referencia a las transiciones "cónicas" mencionadas es
perfectamente válido cuando el filtro funciona a frecuencias más
bajas de 38 GHz. Por el contrario, cuando el filtro funciona a
frecuencias más altas (38 GHz o más altas):
- la anchura w de la microbanda 2 permanece
invariable, mientras que
- la anchura de la guía 4 de onda
GDL-RIS se reduce, por tanto se observó que el
"cono" tiende a la anulación, es decir T\congw por
tanto TL = 0.
El método de fabricación del filtro de la figura
2 aprovecha las técnicas de deposición habituales de capas de metal
delgadas sobre sustratos dieléctricos. La técnica seleccionada es la
que aprovecha la deposición catódica o pulverización iónica de una
capa múltiple metálica sobre un sustrato de alúmina, capa múltiple
sobre la que se añade después una capa de oro según un método
galvánico o químico, después del enmascaramiento con un
fotoprotector y la posterior eliminación. La pulverización iónica y
el posterior depósito de oro permite también recubrir el interior
de los orificios F1, F2, F3 y F4 y las hendiduras 5 y 5'
longitudinales, el solicitante posee algunas patentes a este
respecto. Una técnica más económica aprovecha el depósito
serigráfico de plata en los lados superior e inferior del sustrato,
la misma operación permite el depósito simultáneo de plata en los
orificios y hendiduras mencionadas. Gracias a las dos hendiduras 5,
5' recubiertas de metal, a diferencia del filtro del segundo
artículo mencionado anteriormente (Ito et al.), ya no es
necesaria una corona de orificios a lo largo del contorno del
filtro para limitar la irradiación de energía a través de las caras
laterales de la guía de onda dieléctrica. Los bordes, completamente
recubiertos de metal, de la guía GDL-RIS permiten
por tanto elevar el factor de calidad no cargado Q_{o} del filtro
en comparación con las implementaciones conocidas. La separación
del filtro del resto del sustrato de alúmina se produce al cortar
con una sierra de diamantes el sustrato 1 a lo largo de la línea
central de las hendiduras 5 y 5' longitudinales recubiertas de
metal. El proceso anteriormente mencionado permite obtener más
filtros al mismo tiempo, partiendo de un solo sustrato, reduciendo
considerablemente los costes de fabricación. Una ventaja adicional
que se deriva de la precisión considerable y el rendimiento
característico del proceso de fabricación es hacer innecesaria la
sintonización de la frecuencia de los filtros individuales del lote
de producción (sin sintonización). Se proporciona una confirmación
en este sentido por el hecho de que la dispersión de las
características de diseño del filtro sobre 10 filtros medidos
resultó ser muy
baja.
baja.
Ahora se describe con el debido detalle el
proceso de fabricación de los filtros de microsondas en guía de
onda dieléctrica que presenta las características del objeto de la
invención. El proceso hace referencia al multiplexado e incluye las
siguientes etapas:
- -
- perforación del sustrato 1 dieléctrico coincidiendo con las posiciones de los elementos F1, F2, F3 y F4 inductivos para obtener en el espesor tantos segmentos de guía de onda dieléctrica GDL-RIS como filtros destinados para funcionar en paralelo sobre la misma capa secundaria;
- -
- perforación del sustrato 1 dieléctrico para obtener pares de hendiduras 5 y 5' longitudinales que delimitan en ambos lados cada segmento de guía de onda GDL-RIS;
- -
- depósito de metal sobre el lado 6 inferior del sustrato 1, coincidiendo con las superficies asignadas a cada filtro y sobre las paredes internas de los orificios F1, F2, F3 y F4 y las hendiduras 5 y 5' longitudinales;
- -
- repetición de la etapa anterior coincidiendo con el lado superior del sustrato 1, obteniendo un buen contacto metálico a través de dichos orificios y hendiduras;
\newpage
- -
- depósito del fotoprotector negativo sobre el lado frontal del sustrato 1 y enmascaramiento de cada segmento de guía de onda incluidas sus propias estructuras de entrada/salida en la microbanda 2, 3; 3' y 2', exposición y desarrollo para obtener zonas recubiertas de metal sin fotoprotector coincidiendo con las zonas enmascaradas;
- -
- adición de oro sobre la superficies metálicas sin fotoprotector;
- -
- eliminación del fotoprotector residual y grabado de la capa múltiple de acero no protegida con oro;
- -
- cortar el sustrato 1 a lo largo de la línea central de cada hendidura 5 y 5' recubierta de metal para la separación de los filtros individuales.
Claims (5)
1. Filtro de microondas que incluye un sustrato
(1) dieléctrico que soporta una metalización (2, 3, 4, 3', 2', 5,
5', 6) adecuada para formar una guía de onda
(GDL-RIS) rectangular metálica rellena con el
dieléctrico del sustrato y que resuena en su modo fundamental y dos
transiciones cónicas de microbanda a guía de onda como estructuras
(2, 3; 3', 2') de entrada/salida en los dos extremos de dicha guía
de onda rectangular que incluye un número predeterminado de
secciones de guía de onda contiguas acopladas entre sí mediante
medios (F1, F2, F3, F4) de acoplamiento que funcionan como
elementos inductivos para obtener el ancho de banda deseado de 3
db, cubriendo completamente dicha metalización las paredes (5, 5')
laterales de dicha guía de onda (GDL-RIS)
rectangular, caracterizado porque:
- dichos medios de acoplamiento son orificios
(F1, F2, F3, F4) de paso metalizados separados \lambda_{G}/2.
entre sí a lo largo del eje de simetría longitudinal de la guía de
onda (GDL-RIS) dieléctrica, siendo \lambda_{G}
la longitud de onda de dicho modo de propagación fundamental.
2. Filtro de microondas según la reivindicación
1, caracterizado porque la anchura de dichas transiciones
(3, 3') cónicas de microbanda a guía de onda se incrementa con
tendencia lineal.
3. Filtro de microondas según la reivindicación
1, caracterizado porque la anchura de dichas transiciones
(3, 3') cónicas de microbanda a guía de onda se incrementa con
tendencia parabólica.
4. Filtro de microondas según la reivindicación
1, caracterizado porque la anchura de dichas transiciones
(3, 3') cónicas de microbanda a guía de onda se incrementa con
tendencia exponencial.
5. Filtro de microondas según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque forma parte
de una estructura de capa múltiple que incluye un segundo sustrato
dieléctrico que soporta sus propios circuitos de microbanda y
conectado a la estructura (2, 3; 3', 2') de microbanda de dicho
filtro, montado de manera invertida sobre el segundo sustrato.
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