DE60303006T2

DE60303006T2 - Verfahren in verbindung mit sensorlosen induktionsmotoren

Info

Publication number: DE60303006T2
Application number: DE60303006T
Authority: DE
Inventors: Marko Hinkkanen
Original assignee: ABB Oy
Current assignee: ABB Oy
Priority date: 2002-10-18
Filing date: 2003-10-17
Publication date: 2006-07-20
Anticipated expiration: 2023-10-18
Also published as: US6940253B2; US20050001583A1; AU2003271790A1; CN100345370C; DE60303006D1; FI20021865A0; FI114420B; FI20021865A; EP1464110B1; WO2004036732A1; EP1464110A1; CN1685605A; ATE314752T1

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft die Verwendung von Flussbeobachtern vollständiger Ordnung und insbesondere die Stabilisierung der Flussbeobachter vollständiger Ordnung für drehzahlsensorlose Induktionsmotoren im regenerativen Modus.
Hintergrund der Erfindung
Drehzahlsensorlose Induktionsmotorantriebe haben in den vergangenen Jahren eine bedeutende Entwicklung erfahren. Drehzahladaptive Flussbeobachter vollständiger Ordnung [1], [2] sind vielversprechende Fluss-Schätzer für Induktionsmotorantriebe. Der drehzahladaptive Beobachter besteht aus einem Zustandsgrößenbeobachter, der mit einer Drehzahlanpassungsschleife vergrößert ist. Die Beobachterverstärkung und das Drehzahlanpassungsgesetz bestimmen die Dynamik des Beobachters.
Das herkömmliche Drehzahlanpassungsgesetz wurde ursprünglich mittels des Lyapunovschen Stabilitätstheorems [1] oder des Popovschen Hyperstabilitätstheorem [2] abgeleitet. Die Stabilität des Anpassungsgesetzes ist jedoch nicht garantiert, weil umstrittene Annahmen hinsichtlich nicht messbarer Zustände in [1] verwendet worden sind und die Bedingung der positiven Reellheit in [2] nicht erfüllt ist. Ein instabiler Bereich, der im Regenerationsmodus bei niedrigen Drehzahlen vorkommt, ist hinreichend bekannt [3]–[5]. Der Regenerationsmodusbetrieb bei langsamer Drehzahl ist auch für die auf dem Spannungsmodell basierenden Schätzer problematisch, wie in [6] dargelegt ist.
Das Dokument EP-A-0921632 offenbart ein Vektorregelungsverfahren für Flussbeobachter vollständiger Ordnung für drehzahlsensorlose Induktionsmotoren.
Im Falle des drehzahladaptiven Flussbeobachters vollständiger Ordnung könnte die Größe des instabilen Bereiches durch geeignete Wahl der Beobachterverstärkung verringert oder theoretisch sogar beseitigt werden [3], [5]. Den durchgeführten Si mulationen zufolge sind die Verfahren [3] und [5] jedoch gegen sehr kleine Fehler in den Motorparametern empfindlich. Außerdem kann ein nahtloser Übergang vom Regenerationsmodusbetrieb bei niedriger Drehzahl zum Betrieb bei höherer Drehzahl oder Überwachungsmodusbetrieb problematisch sein.
Ein anderer Ansatz zur Behebung der Instabilität besteht in der Modifikation des Drehzahlanpassungsgesetzes. Dieser Ansatz scheint nahezu unerforscht zu sein. In [7] wurde die Änderung der Richtung der Fehlerprojektion des Anpassungsgesetzes für einen auf einer gefilterten Gegen-EMK basierenden Beobachter besprochen (aber nicht untersucht). In [8] und [9] wurde die im Anpassungsgesetz enthaltene Läuferfluss-Schätzung durch die Ständerfluss-Schätzung ersetzt aber dies beseitigt nicht den instabilen Bereich.
Kurzbeschreibung (Offenbarung) der Erfindung
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines Verfahrens zur Lösung des oben genannten Problems. Die Aufgabe der Erfindung wird durch ein Verfahren erreicht, das durch das im unabhängigen Anspruch Aufgeführte gekennzeichnet ist. Die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen offenbart.
Das Verfahren der Erfindung basiert auf einem modifizierten Drehzahlanpassungsgesetz, bei dem die Richtung der Fehlerprojektion im Regenerationsmodusbetrieb bei niedriger Drehzahl geändert wird. Daher wird statt nur der Verwendung des Stromschätzungsfehlers senkrecht zum geschätzten Fluss auch die parallele Komponente im Regenerationsmodus genutzt.
Der Vorteil des Verfahrens der Erfindung besteht darin, dass die Regelung des sensorlosen Induktionsmotors in allen Betriebspunkten einschließlich Regeneration bei niedriger Drehzahl stabil ist. Die Regelung eines Induktionsmotors auf Basis des Verfahrens der Erfindung ist rasch zu implementieren und zuverlässig.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Im Folgenden wird die Erfindung mittels bevorzugter Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen detaillierter beschrieben; es zeigen:
1 und 2 Orte des Stromschätzungsfehlers;
3a das linearisierte Modell des Beobachters unter Verwendung des Drehzahlanpassungsgesetzes vom Stand der Technik;
3b das linearisierte Modell des Beobachters unter Verwendung des Drehzahlanpassungsgesetzes gemäß der Erfindung;
4a einen Teil der Wurzelorte des Drehzahlanpassungsgesetzes vom Stand der Technik;
4b einen Teil der Wurzelorte des Drehzahlanpassungsgesetzes der Erfindung;
5 die Versuchsanordnung;
6 einen rotorflussorientierten Regler;
7a–b und 8 Versuchsergebnisse im Regenerationsmodus;
9a Simulationsergebnisse; und
9b Versuchsergebnisse.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
In der Beschreibung werden zuerst das Induktionsmotormodell und der drehzahladaptive Flussbeobachter definiert. Dann wird eine Beharrungszustands-Analyse angewendet, um das der Erfindung zugrunde liegende Problem und seine Lösung gemäß der Erfindung zu klären. Auch wird die Stabilität mit Hilfe von Wurzelorten des linearisierten Systems untersucht. Schließlich werden nach der Beschreibung eines Regelungssystems auf Basis der Läuferflussorientierung Simulations- und Versuchsergebnisse präsentiert.
INDUKTIONSMODELL
Die Parameter der dynamischen Γ-äquivalenten Schaltung eines Induktionsmotors sind der Ständerwiderstand R_S, der Läuferwiderstand R_R, die Transient-Induktivität des Ständers L'_S und die Hauptinduktivität L_M. Die Winkelgeschwindigkeit des Läufers wird als ω_m bezeichnet, die Winkelgeschwindigkeit des Bezugssystems ω_k, der Ständerstrom-Raumvektor ist i _s und die Ständerspannung u _s . Werden der Ständerfluss Ψ _s und der Läuferfluss Ψ _R als Zustandsgrößen gewählt, wird die Zustandsraumdarstellung des Induktionsmotors
wobei der Zustandsvektor
ist und die hinsichtlich der Γ-äquivalenten Schaltungsparameter ausgedrückten Parameter σ = L'_S/(L_M + L'_S), τ'_S = L'_S/R_S und τ'_r = σL_M/R_R sind. Das elektromagnetische Drehmoment ist
wobei p die Anzahl Polpaare ist und die konjugiert komplexen Zahlen durch das Symbol * gekennzeichnet sind. In der Beschreibung werden die in Tabelle I aufgeführten Parameter eines vierpoligen 2,2 kW-Induktionsmotors verwendet. Es versteht sich auch, dass diese Parameter nur zur Erklärung der Erfindung verwendet werden.
Das Verfahren gemäß der Erfindung umfasst Bestimmen des Stromvektors des Induktionsmotors und Bestimmen des Ständerspannungsvektors des Induktionsmotors. Der Stromvektor wird z. B. durch Messen der Ströme erhalten. In einem Dreiphasensystem ist es gewöhnlich erforderlich, nur zwei Ströme zu messen.
Der Spannungsvektor wird z. B. durch Messen der Spannung im den Motor speisenden Apparat erhalten. Der Apparat ist gewöhnlich ein Frequenzumformer mit einer Gleichstromzwischenschaltung. Durch Messen dieser Spannung und Kombinieren derselben mit Zustandsinformationen der Ausgangsschalter wird der Ausgangsspannungsvektor erlangt.
SPANNUNGSADAPTIVER FLUSSBEOBACHTER VOLLSTÄNDIGER ORDNUNG
Herkömmlicherweise werden der Ständerstrom und der Läuferfluss in Flussbeobachtern vollständiger Ordnung als Zustandsgrößen verwendet. Die Wahl der Ständer- und Rotorflüsse als Zustandsgrößen ist jedoch bevorzugt, weil dies die Verwendung des Beobachters mit einer ständerflussorientierten Regelung oder direkten Drehmomentregelung [8] sowie mit einer läuferflussorientierten Regelung ermöglicht. Folglich ist der Flussbeobachter vollständiger Ordnung definiert durch
wobei der Beobachter-Zustandsvektor
ist und die Systemmatrix und die Beobachterverstärkung
sind, wobei die Schätzungen durch das Symbol ^ gekennzeichnet sind.
Beobachterverstärkung
Die einfache Beobachterverstärkung
ergibt ein befriedigendes Verhalten von Drehzahl null bis zu sehr hohen Drehzahlen [11]. Die Parameter λ' und ω_λ sind positive Konstanten. Der Parameter λ' kann als eine Impedanz betrachtet werden, die bei der Wahl von λ' für verschiedene Motorgrößen hilfreich sein kann. In der Beschreibung ist die Beobachterverstärkung durch λ' = 10 Ω und ω_λ = 1 p.u. (per unit = pro Einheit) bestimmt.
Drehzahlanpassungsgesetze
Stand der Technik
Das herkömmliche Drehzahlanpassungsgesetz lautet
wobei γ_p und γ_i die Anpassungsverstärkungen sind. Nur der Stromschätzungsfehler senkrecht zum geschätzten Läuferfluss wird zur Schätzung der Drehzahl verwendet. Das Anpassungsgesetz erfüllt seine Funktion gut, außer im Regenerationsmodus bei niedrigen Drehzahlen. In dieser Beschreibung sind die Verstärkungen γ_p = 10(Nm·s)^–1 und γ_i = 10000(Nm·s²)^–1 verwendet.
Gemäß der vorliegenden Erfindung
Das Drehzahlanpassungsgesetz gemäß der vorliegenden Erfindung lautet
wobei der Winkel ϕ die Richtung der Fehlerprojektion ändert. Anders gesagt, wird die Komponente des Stromschätzungsfehlers parallel zum geschätzten Läuferfluss auch ausgenutzt, wenn ϕ ≠ 0. Die Änderung der Richtung der Fehlerprojektion ist erforderlich, um den Regenerationsmodusbetrieb bei niedrigen Drehzahlen zu stabilisieren. Gleichung (6) ist einfach zu berechnen, da Im{a b ^*} als das Kreuzprodukt der Vektoren interpretiert werden kann. Im Falle von (6) wird das Kreuzprodukt zwischen dem Ständerstrom-Schätzungsfehler und dem geschätzten Läuferfluss berechnet.
Bei der Drehzahlanpassung wird die Verkettung des geschätzten Läuferflusses verwendet. Das Verfahren ist auf die Schätzung der Ständerflussverkettung anwendbar. Dies ermöglicht die Verwendung des Verfahrens bei verschiedensten Vektorregelungsverfahren.
BEHARRUNGSZUSTANDS-ANALYSE
Auf Basis von (1) und (3) sind der Schätzungsfehler
des Zustandsvektors und des Ständerstromfehlers
Im Folgenden wird der Schätzungsfehler e im Beharrungszustand berücksichtigt und das Bezugssystem des geschätzten Läuferflusses wird verwendet, d. h. ė = 0, ω_k = ω_s (wobei ω_s die Ständerwinkelfrequenz ist) und
Für einen gegebenen Fehler ω_m – ω ^_m und einen durch die Ständerwinkelfrequenz ω_s bestimmten Betriebspunkt, die Schlupfwinkelfrequenz ω_r = ω_m – ω_m und die Läuferfluss-Schätzung Ψ ^_R, lässt sich leicht eine Beharrungszustandslösung für (7) finden.
Stabiler Bereich
1 stellt die Orte des Stromschätzungsfehlers für zwei verschiedene Drehzahlschätzungsfehler dar, wenn die Schlupfwinkelfrequenz ω_r vom negativen Nennschlupf zum positiven Nennschlupf abweicht. Die Ständerwinkelfrequenz ist ω_s = 0,1 p.u. und der Basiswert der Winkelfrequenz ist 2π50 s^–1. Es ist ersichtlich, dass der Stromschätzungsfehler umso größer ist, je größer der Drehzahlfehler ist.
1 stellt die Orte des Stromschätzungsfehlers dar, wenn die Schlupfwinkelfrequenz ω_r vom negativen Nennschlupf zum positiven Nennschlupf abweicht (wobei der Nennschlupf 0,05 p.u. ist). Die Ständerwinkelfrequenz ist ω_s = 0,1 p.u. und zwei verschiedene Drehzahlschätzungsfehler (0,002 p.u. und 0,004 p.u.) sind dargestellt. Das Bezugssystem des geschätzten Läuferflusses ist in 1 verwendet.
In 1 ist ω_s > 0 und ω ^_m > ω_s. Ist ω_s < 0, liegen die Orte in der rechten Halbebene. Ist ω ^_m < ω_m, befinden sich die Orte in der unteren Halbebene.
Im Bezugssystem des geschätzten Läuferflusses reduziert sich das Anpassungsgesetz (5) vom Stand der Technik auf ω ^m = –γp(isq – i ^sq)Ψ ^R – γi∫(isq – i ^sq)Ψ ^R dt (8)
Die Drehzahlschätzung hängt folglich vom Fehler i_sq – i ^_sq ab. Falls ω ^_m > ω_m, sollte die Bedingung i_sq – i ^_sq > 0 gelten, damit die Drehzahlschätzung konvergiert. In 1 gilt diese Bedingung für alle Schlupffrequenzen einschließlich des Betriebs im Regenerationsmodus (wobei ω_sω_r < 0).
Instabiler Bereich
2 stellt Orte des Stromschätzungsfehlers für eine niedrigere Ständerwinkelfrequenz ω_s = 0,01 p.u. dar. Der aus der durchgezogenen Kurve und der gestrichelten Kurve bestehende Ort zeigt den Stromschätzungsfehler. Die Bedingung i_sq – i ^_sq > 0 gilt im Überwachungsmodusbetrieb aber sie gilt nicht im Regenerationsmodusbetrieb bei höheren Schlüpfen. Daher wird der das Anpassungsgesetz vom Stand der Technik verwendende Beobachter instabil.
2 stellt Orte des Stromschätzungsfehlers dar, wenn die Schlupfwinkelfrequenz ω_r vom negativen Nennschlupf zum positiven Nennschlupf abweicht. Die Ständerwinkelfrequenz ist ω_s = 0,01 p.u. und der Drehzahlschätzungsfehler ist ω ^_m – ω_m = 0,002 p.u. Die gestrichelte/durchgezogene Kurve zeigt den Ort entsprechend dem Anpassungsgesetz vom Stand der Technik. Der aus der durchgezogenen Kurve und der strichpunktierten Kurve bestehende Ort entspricht dem wie in Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung verwendeten Anpassungsgesetz. In 2 ist das Bezugssystem des geschätzten Läuferflusses verwendet.
Aus 2 geht hervor, dass der Regenerationsmodus durch Ändern der Richtung der Fehlerprojektion stabilisiert werden kann. Folglich wird das Anpassungsgesetz (6) gemäß dem Verfahren der Erfindung im Bezugssystem des geschätzten Läuferflusses berücksichtigt. Der Stromschätzungsfehler wird um den Faktor exp(–jϕ) im Bezugssystem des geschätzten Flusses rotiert. Da das Anpassungsgesetz vom Stand der Technik seine Funktion im Überwachungsmodus gut erfüllt, wird der Winkel ϕ gewählt als
Für den gegebenen Motor wurden ϕ_max = 0,44π (d. h. 80°) und ω_ϕ = 0,4 p.u. gewählt. In 2 besteht der aus (9) resultierende Stromfehlerort aus der durchgezogenen Kurve und der strichpunktierten Kurve, d. h. die gestrichelte Kurve wurde 78° um den Ursprung rotiert, um die strichpunktierte Kurve zu erhalten. Nun ist die Bedingung i_sq – i ^_sq > 0 für alle Schlupffrequenzen gültig. Die Auswahl (9) stabilisiert tatsächlich den gesamten Regenerationsbereich. Die Parameter (ϕ_max und ω_ϕ können ohne Stabilitätsverlust beträchtlich abgeändert werden.
Das Anpassungsgesetz gemäß dem Verfahren der Erfindung ist nicht auf die Beobachterverstärkung (4) beschränkt. Mehrere Beobachterverstärkungen wurden mittels der Beharrungszustands-Analyse und des linearisierten Modells untersucht. Selbst die gleichen Werte von ϕ_max und ω_ϕ wie bei der Beobachterverstärkung (4) können in manchen Fällen verwendet werden, z. B. bei Verwendung der in [8] vorgeschlagenen Beobachterverstärkung oder der Beobachterverstärkung null.
LINEARISIERTES MODELL
Die nicht lineare und komplizierte Dynamik des drehzahladaptiven Beobachters kann durch Linearisierung untersucht werden. Der Schlüsselfaktor bei der Linearisierung besteht in der Verwendung eines synchronen Bezugssystems, um einen Gleichstrom-Gleichgewichtspunkt zu erhalten. Im Folgenden werden die Dynamik des Motors und des Beobachters berücksichtigt. Obwohl die Ständerdynamik im Modell enthalten ist, ist das linearisierte Modell von der Ständerspannung und folglich vom Stromregler unabhängig.
Schätzungsfehler
Im Bezugssystem des Läuferflusses wird das linearisierte Modell von (7a) [11]
Hier sind die Gleichgewichtspunktmengen durch den tiefgestellten Index 0 gekennzeichnet und die Systemmatrix und die Beobachterverstärkung sind
Die Übertragungsfunktion vom Schätzungsfehler der Drehzahl ω_m – ω ^_m zum Schätzungsfehler des Stromes
ist
wobei
die Einheitsmatrix ist. Die Polynome in (11a) sind definiert als
wobei die Eingaben der Beobachterverstärkung in reale und imaginäre Komponenten aufgeteilt sind: l _s0 = l_sd0 + jl_sq0 und l _r0 = l_rd0 + jl_rq0. Da die Beobachterverstärkung eine Funktion der geschätzten Läuferdrehzahl sein darf, wird der tiefgestellte Index 0 verwendet. Es ist zu bemerken, dass G(s) vom Drehzahlanpassungsgesetz unabhängig ist.
Geschlossenes Regelungssystem
Anpassungsgesetz vom Stand der Technik
Auf dem herkömmlichen Anpassungsgesetz (8) basierend ist die linearisierte Übertragungsfunktion vom Stromfehler i_sq – i ^_sq zur Drehzahlschätzung ω ^_m
wobei die Verstärkungen Funktionen der Drehzahlschätzung sein können. Nur die imaginäre Komponente i_sq – i ^_sq des Schätzungsfehlers des Stroms ist von Interesse. Folglich wird nur die imaginäre Komponente von (11a) verwendet,
Mittels (12) und (13) wird das in 3(a) dargestellte geschlossene Regelungssystem gebildet. Die einem beliebigen Betriebspunkt entsprechende Übertragungsfunktion des geschlossenen Regelungssystems kann mittels geeigneter Rechner-Software (z. B. MATLAB Control System Toolbox) leicht berechnet werden.
4(a) zeigt die Wurzelorte des linearisierten geschlossenen Regelungssystems, die dem Regenerationsmodusbetrieb entsprechen. Die Schlupffrequenz ist bemessen und negativ. Nur die dominanten Pole sind dargestellt. Wie angenommen, ist das System bei niedrigen Ständerfrequenzen instabil (in der rechten Halbebene befindet sich ein echter Pol).
Anpassungsgesetz gemäß der Erfindung
Im Bezugssystem des geschätzten Läuferflusses wird das Anpassungsgesetz (6) der Erfindung ω ^m = –γp⌊(isq – i ^sq)cos(ϕ) – (isd – i ^sd)sin(ϕ)⌋Ψ ^R –γi∫[(isq – i ^sq)cos(ϕ) – (isd – i ^ss)sin(ϕ)]⌋Ψ ^Rdt (14)
Das linearisierte System ist in 3(b) dargestellt, wobei die Übertragungsfunktion vom Schätzungsfehler der Drehzahl ω_m – ω ^_m zum Schätzungsfehler des Stromes ist.
4(b) zeigt die Wurzelorte des linearisierten geschlossenen Regelungssystems, die dem Regenerationsmodusbetrieb entsprechen. In diesem Fall ist das System auch bei niedrigen Ständerfrequenzen stabil (geringfügig stabil, wenn die Ständerfrequenz null beträgt).
Die 4(a) und 4(b) zeigen einen Teil der Wurzelorte, die die dominanten Pole im Regenerationsmodus zeigen. Die Schlupffrequenz ist bemessen und negativ. Auf Grund der Symmetrie ist nur die obere Halbebene in den 4(a) und 4(b) dargestellt.
REGELUNGSSYSTEM
Der Regenerationsmodusbetrieb des drehzahladaptiven Beobachters bei niedriger Drehzahl wurde anhand von Simulationen und Versuchen untersucht. Für die Simulationen wurde die MATLAB/Simulink-Umgebung verwendet. Die Versuchsanordnung ist in 5 dargestellt. Der vierpolige 2,2 kW-Induktionsmotor (Tabelle I) wurde von einem Frequenzumformer gespeist, der durch eine Platine dSpace DS1103 PPC/DSP gesteuert wurde. Als Belastungsmaschine wurde der Dauermagnet-Servomotor (PM-Servo) verwendet.
Das Regelungssystem basierte auf der Läuferflussorientierung. Das vereinfachte Gesamtblockschaltbild des Systems ist in 6 dargestellt, wobei die elektrischen Variablen auf der linken Seite der Koordinatentransformationen im Bezugssystem des geschätzten Flusses sind und die Variablen auf der rechten Seite im Ständer-Bezugssystem sind. Die in [10] vorgeschlagene digitale Implementierung des Beobachters wurde verwendet. Der Flussbezug war 0,9 Wb.
Es wurde ein PI-Stromregler mit synchronem System verwendet [12]. Die Bandbreite des Stromreglers betrug 8 p.u. Die Drehzahlschätzung wurde mittels eines Tiefpassfilters erster Ordnung mit der Bandbreite 0,8 p.u. gefiltert, und der Drehzahlregler war ein herkömmlicher PI-Regler mit der Bandbreite 0,16 p.u. Der Flussregler war ein PI-Regler mit der Bandbreite 0.016 p.u.
Die Abtastung wurde mit der Modulation synchronisiert und die Schaltfrequenz und die Abtastfrequenz betrugen 5 kHz. Die Gleichstrom-Zwischenkreisspannung wurde gemessen und die vom Stromregler erhaltene Bezugsspannung wurde für den Flussbeobachter verwendet. Eine einfache Strom-Mitkopplungskompensation für Totzeiten und Leistungsvorrichtungs-Spannungsabfälle wurde angewendet [13].
Es ist auch klar, dass die Versuchsanordnung hier nur als ein Beispiel veranschaulicht ist. Das das Verfahren der Erfindung verwendende Regelungssystem kann jedes bekannte System sein und ist nicht auf das erwähnte läuferflussorientierte System beschränkt.
ERGEBNISSE
Die in den folgenden Figuren verwendeten Basiswerte sind: Strom √2·5,0 A und Fluss 1,0 Wb. Die unter Verwendung des Anpassungsgesetzes vom Stand der Technik erhaltenen Versuchsergebnisse sind in 7(a) aufgeführt. Der Drehzahlbezug war auf 0,08 p.u. festgelegt und ein negativer Nennlast-Drehmomentschritt wurde bei t = 1 s angewendet. Nach der Anwendung der negativen Last sollte der Antrieb im Regenerationsmodus wirken. Das System wird jedoch bald nach dem Drehmomentschritt instabil. Gemäß den Wurzelorten von 4(a) ist der Betriebspunkt instabil, weil die Ständerfrequenz ungefähr 0,05 p.u. beträgt. 7(b) zeigt Versuchsergebnisse, die unter Verwendung des Anpassungsgesetzes gemäß der Erfindung erhalten wurden. Wie auf Basis der Wurzelorte von 4(b) erwartet, verhält sich das System stabil.
Das erste Teilgrafik ("subplot") der 7(a) und 7(b) zeigt die gemessene Drehzahl (durchgezogen) und die geschätzte Drehzahl (punktiert). Die zweite Teilgrafik zeigt die Komponente q des Ständerstroms im Bezugssystem des geschätzten Flusses. Die dritte Teilgrafik stellt die realen und imaginären Komponenten des geschätzten Läuferflusses im Ständerbezugssystem dar.
8 zeigt Versuchsergebnisse, die unter Verwendung des Anpassungsgesetzes gemäß der Erfindung erhalten wurden. Der Drehzahlbezug war nun auf 0,04 p.u. festgelegt und der negative Nennlast-Drehmomentschritt wurde bei t = 5 s angewendet. Obwohl die Ständerfrequenz nur ungefähr 0,0085 p.u. beträgt, werden Fluss und Drehzahl korrekt beobachtet. Die Erklärung der Kurven ist wie bei 7.
Simulationsergebnisse, die langsame Drehzahlumkehrungen zeigen, sind in 9(a) dargestellt. Das Anpassungsgesetz gemäß der Erfindung wurde verwendet. Ein Nennlast-Drehmomentschritt wurde bei t = 1 s angewendet. Der Drehzahlbezug wurde langsam von 0,06 p.u. (t = 5 s) auf –0,06 p.u. (t = 20 s) und dann zurück auf 0,06 p.u. (t = 35 s) geändert. Der Antrieb arbeitet zuerst im Überwachungsmodus, dann im Regenerationsmodus und schließlich wieder im Überwachungsmodus.
Entsprechende Versuchsergebnisse sind in 9(b) gezeigt. Das Rauschen im Strom und der Drehzahlschätzung rührt hauptsächlich von der unvollständigen Totzeitkompensation her. Bei einer gegebenen Drehzahl ist die proportionale Wirkung der Totzeitkompensation im Regenerationsmodus bedeutsamer als im Überwachungsmodus, da die Amplitude der Ständerspannung kleiner ist. Diese Art von Drehzahlumkehrungen erfordert eine sehr genaue Schätzung des Ständerwiderstands, weil die Ständerfrequenz lange Zeit in der Nähe von null bleibt. Falls gewünscht, könnte der Beobachter mit einem Ständerwiderstand-Anpassungsverfahren, z. B. [1], erweitert werden. Versuchsergebnisse im Überwachungsmodusbetrieb (die z. B. den Betrieb bei Null-Drehzahl demonstrieren) des gleichen drehzahladaptiven Beobachters sind in [11] zu finden. Die Erklärungen der Kurven sind wie bei 7.
Dem Fachmann ist klar, dass mit zunehmendem technologischem Fortschritt die erfinderische Idee auf verschiedene Weise implementiert werden kann. Die Erfindung und ihre Ausführungsformen sind nicht auf die oben beschriebenen Beispiele beschränkt, sondern sie können innerhalb des Umfangs der Ansprüche variieren.
LITERATURVERZEICHNIS

[1] H. Kubota, K. Matsuse und T. Nakano, "DSP-based speed adaptive flux observer of induction motor", IEEE Transactions on Industry Applications, Bd. 29, Nr. 2, SS. 344–348, März/April 1993.
[2] G. Yang und T. H. Chin, "Adaptive-speed identification scheme for a vectorcontrolled speed sensorless inverter-induction motor drive", IEEE Transactions on Industry Applications, Bd. 29, Nr. 4, SS. 820–825, Juli/August 1993.
[3] S. Suwankawin und S. Sangwongwanich, "A speed-sensorless IM drive with decoupling control and stability analysis of speed estimation", IEEE Transactions on Industria/Electronics, Bd. 49, Nr. 2, SS. 444–455, April 2002.
[4] H. Tajima, G. Guidi und H. Umida, "Consideration about problems and solutions of speed estimation method and parameter tuning for speed sensorless vector control of induction motor drives", in Conference Re-cord of the IEEE Industry Applications Conference, Thirty-Fifth IAS Annual Meeting, Rom, Italien, Oktober 2000, Bd. 3, SS. 1787–1793.
[5] H. Kubota, I. Sato, Y Tamura, K. Matsuse, H. Ohta und Y. Hori, "Regeneratingmode low-speed operation of sensorless induction motor drive with adaptive observer", IEEE Transactions on Industry Appllcations, Bd. 38, Nr. 4, SS. 1081–1086, 2002.
[6] R. Ottersten und L. Harnefors, "Design and analysis of inherently sensorless rotor-flux-oriented vector control system", in Nordic Workshop on Power and Industrial Electronics (NORPIE/2002), Stockholm, Schweden, August 2002.
[7] C. Nitayotan und S. Sangwongwanich, "A filtered back EMF based speedsensorless induction motor drive", in Conference Record of the IEEE Industry Applications Conference, Thirty-Sixth/AS Annual Meeting, Chicago, IL, September/Oktober 2001, Bd. 2, SS. 1224–1231.
[8] J. Maes und J.A. Melkebeek, "Speed-sensorless direct torque control of induction motors using an adaptive flux observer", IEEE Transactions on Industry Applications, Bd. 36, Nr. 3, SS. 778–785, Mai/Juni 2000.
[9] B. Peterson, Induction machine speed estimation – observations on observers, Dr. phil. Dissertation, Department of Industrial Electrical Engineering and Automation, Lund University, Lund, Schweden, Februar 1996.
[10] M. Hinkkanen und J. Luomi, "Digital implementation of full-order flux observers for induction motors", in 10th International Power Electronics and Motion Control Conference (EPE-PEMC'02), Cavtat & Dubrovnik, Kroatien, September 2002.
[11] M. Hinkkanen, "Analysis and design of full-order flux observers for sensorless induction motors", in The 28th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society (IECON'02), Sevilla, Spanien, November 2002, im Druck.
[12] F. Briz, M.W. Degner und R.D. Lorenz, "Analysis and design of current regulators using complex vectors", IEEE Transactions on Industry Applications, Bd. 36, Nr. 3, SS. 817–825, Mai/Juni 2000.
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TABELLE I PARAMETER DES VIERPOLIGEN 2,2 KW-MOTORS FÜR 400 V, 50 Hz

Claims

Verfahren zur Stabilisierung von Flussbeobachtern vollständiger Ordnung für drehzahfsensorlose Induktionsmotoren im regenerativen Modus, wobei das Verfahren die Schritte aufweist: Bestimmen eines Stromvektors des Induktionsmotors, Bestimmen eines Ständerspannungsvektors des Induktionsmotors, Bilden eines Flussbeobachters vollständiger Ordnung, der eine Systemmatrix (A) und eine Verstärkungsmatrix (L) aufweist, wobei der Zustandsgrößenbeobachter mit einer Drehzahlanpassungsschleife vergrößert wird, und Erzeugen eines geschätzten Läuferflussverkettungsvektors und eines geschätzten Ständerstromvektors, Bestimmen eines Schätzungsfehlers des Ständerstromvektors und Definieren eines Korrekturwinkels, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch den Schritt des Bildens eines Drehzahlanpassungsgesetzes basierend auf der Gleichung
in der das Drehzahlanpassungsgesetz auf dem Kreuzprodukt des Schätzungsfehlers des Ständerstromvektors
und des geschätzten Läuferflussverkettungsvektors
basiert, wobei der Korrekturwinkel θ zum Drehen des Läuferflussverkettungsvektors oder des Schätzungsfehlers des Läuferstromvektors verwendet wird, um den Beobachter stabil zu halten.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren ferner aufweist: Regeln des drehzahlsensorlosen Induktionsmotors mit den vom Flussbeobachter vollständiger Ordnung empfangenen Informationen, wobei die Informationen den Ständer- oder Läuferflussverkettungsvektor und die Winkelgeschwindigkeit des Motors umfassen.