DE60300716T2

DE60300716T2 - Funksender

Info

Publication number: DE60300716T2
Application number: DE60300716T
Authority: DE
Inventors: Robert Owen Bristow
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2003-03-18
Filing date: 2003-03-18
Publication date: 2005-10-20
Anticipated expiration: 2023-03-19
Also published as: US7412216B2; JP2006520560A; US20070037533A1; KR101030913B1; ATE296499T1; EP1460767A1; KR20050115284A; WO2004084425A1; CN1762104A; EP1460767B1; DE60300716D1; JP4520458B2

Description

TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft einen Funksender und insbesondere einen Sender, der in einem digitalen Funkkommunikationssystem verwendet werden kann, wie zum Beispiel als ein zellulares Mobiltelefonsystem.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
In digitalen Mobilfunk-Kommunikationssystemen müssen mobile Sender in dem gewünschten Übertragungskanal eine relativ hohe Ausgangsleistung haben, wohingegen die Leistung, die auf anderen Kanälen übertragen wird, ausreichend unterdrückt werden müssen, um Interferenzen mit anderen Übertragungen zu verhindern, beispielsweise mit empfangenen Signalen auf anderen nahegelegenen mobilen Sendern.
Um so weit wie möglich zu gewährleisten, dass diese Probleme minimiert werden, werden durch Standards, wie zum Beispiel der GSM-Standard, Minimum-Spezifikationen festgelegt, die die Geräte erfüllen müssen.
Gleichzeitig, insbesondere im Fall von tragbaren Funksendern, wie zum Beispiel Mobiltelefone und andere Handgeräte, besteht ein Wunsch, die Größe der Senderschaltung und deren Leistungsverbrauch zu minimieren und somit deren Batterie-Lebensdauer zu maximieren.
Eine bekannte Technik, die in der Senderschaltung von Mobiltelefonen verwendet wird, besteht darin, unter Verwendung eines spannungsgesteuerten Oszillators ein Signal mit einer Frequenz zu erzeugen, die ein Vielfaches der gewünschten Sendefrequenz beträgt. Dieses erzeugte Signal wird dann hinsichtlich der Frequenz auf die gewünschte Sendefrequenz nach unten dividiert. Diese Anordnung hat den Vorteil, dass die physikalische Größe von einem spannungsgesteuerten Oszillator in einer integrierten Schaltung im wesentlichen etwa umgekehrt proportional zu ihrer Ausgangsfrequenz ist. Um ein Ausgangssignal mit 1,8 GHz zu erzeugen, wird somit durch einen spannungsgesteuerten Oszillator, der ein Signal mit 3,6 GHz erzeugt, gefolgt von einem Frequenzteiler, der diese Frequenz halbiert, ein geringeres Silizium-Gebiet belegt, als durch einen spannungsgesteuerten Oszillator belegt werden würde, der direkt das Signal mit 1,8 GHz erzeugt.
Darüber hinaus werden in dem Fall von GSM zwei Sendefrequenzbänder verwendet, und zwar eines in dem Bereich von 1,8 GHz und eines in dem Bereich von 900 MHz. Signale in beiden von diesen Bändern können auf herkömmliche Weise durch einen einzelnen spannungsgesteuerten Oszillator erzeugt werden, der ein Signal bei 3,6 GHz erzeugt, gefolgt von einem Teiler, dessen Divisionsverhältnis entweder bei zwei oder bei vier eingestellt werden kann.
Das Dokument "Completely Integrated 1.5 GHz Direct Conversion Transceiver" von Weger P. et al. aus dem 1994 Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical Papers offenbart einen Transceiver, der einen Frequenzgenerator und eine digitale Teilerschaltung beinhaltet, um Signale bis zu 1,5 GHz zu erzeugen. Der Transceiver enthält außerdem einen Leistungsverstärker, um das erzeugten Signal zum Senden zu verstärken.
Ein Nachteil der Verwendung dieser Technik zum Erzeugen der Ausgangssignale besteht darin, dass der Frequenzteiler eine Rauschquelle in die Sendeschaltung einbringt. Wie vorstehend erwähnt, setzt die GSM-Spezifikation Grenzen bezüglich des erlaubten Rauschens.
Eine Möglichkeit zur Verminderung dieses Problems besteht darin, den Frequenzteiler mit geringer Impedanz zu betreiben, aber dies macht es erforderlich, dass dem Frequenzteiler ein relativ hoher Strom zugeführt werden muss, wodurch sich der Leistungsverbrauch der Schaltung erhöht.
Eine alternative Lösung besteht darin, die Ausgabe zu filtern, bevor sie dem Leistungsverstärker zugeführt wird, aber dadurch wird die Gesamtgröße der Vorrichtung erhöht, und es entstehen weitere Kosten.
Die US 5,697,073 (Daniel et al.) offenbart eine Sender-Architektur, die eine Trennung eines Formungselements von den Leistungssteuerelementen hinsichtlich der Frequenz implementiert. Das Anordnen des Formungselements bei einer feststehenden Zwischenfrequenz erlaubt die Verwendung von temperaturstabilen Formungselementen, während die Verteilung der Leistungssteuerelemente mit Funkfrequenz die Optimierung von Rauschfaktorleistung im Sender erleichtert.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß der vorliegenden Erfindung wurde erkannt, dass gemäß der GSM-Spezifikation der maximal erlaubte Rauschpegel unabhängig von der Ausgangssignalleistung ist. Jedoch hängt die Rauschverteilung von dem digitalen Teiler in dem Ausgangssignal von der Verstärkung des Leistungsverstärkers ab und ist daher bei geringen Ausgangsleistungen kleiner.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist daher eine Senderschaltung vorgesehen, die ein Signal bei einer ersten Frequenz erzeugt, und eine digitale Teilerschaltung aufweist, um die erste Frequenz zu dividieren, um ein Signal bei einer zweiten Frequenz zu erzeugen, in der die Rauschleistung des digitalen Teilers abhängig von der Ausgangsleistung des Senders eingestellt wird.
In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird der Ruhestrom eines digitalen Teilers abhängig von der Ausgangsleistung des Senders eingestellt.
In einem alternativen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators anhängig von der Ausgangsleistung des Senders einer der beiden digitalen Teilerschaltungen zugeführt werden, wobei diese beiden digitalen Teilerschaltungen Rauschleistungen haben, die für verschiedene Ausgangsleistungseinstellungen optimiert sind.
Obwohl die Erfindung anschließend unter Bezugnahme auf ein GSM-System beschrieben ist, ist offensichtlich, dass die Erfindung auch bei anderen Typen von Kommunikationssystemen anwendbar ist, in denen der maximal erlaubte Rauschpegel von der Ausgangssignalleistung unabhängig ist, wie zum Beispiel GPRS- und CDMA-Systeme.
Es wird betont, dass der Begriff "enthält" oder "aufweisen", wenn er in dieser Beschreibung verwendet wird, das Vorhandensein der genannten Merkmale, Bestandteile, Schritte oder Komponenten angibt, aber nicht das Vorhandensein oder die Hinzufügung von einem oder mehreren weiteren Merkmalen, Bestandteilen, Schritten oder Komponenten oder Gruppen daraus ausschließt.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein schematisches Blockdiagramm von einem Mobiltelefon gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung.
2 ist ein schematisches Blockdiagramm der Senderschaltung gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung.
3 ist eine schematische Schaltung von einem Teiler mit variablem Strom gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung.
4 ist ein schematisches Blockdiagramm von einer Senderschaltung gemäß einem alternativen Ausführungsbeispiel des zweiten Aspekts der Erfindung.
5 ist eine schematische Schaltung von einem Teiler mit konstantem Strom gemäß dem alternativen Ausführungsbeispiel des zweiten Aspekts der vorliegenden Erfindung.
6 ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung darstellt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
1 ist ein schematisches Blockdiagramm von einem Mobiltelefon gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung. Dies ist ein Beispiel von dem Typ eines tragbaren Kommunikationsgeräts, bei dem die Erfindung angewendet werden kann.
Wie üblich, hat das Mobiltelefon 10 eine Antenne 12, die zum Senden und Empfangen von Funkfrequenzsignalen verwendet wird. Empfangene Signale werden zu einer Empfängerschaltung 14 geleitet, während zu sendende Signale von der Senderschaltung 16 zur Antenne 12 geleitet werden. Die Empfängerschaltung 14 und die Senderschaltung 16 sind beide mit einer Prozessorschaltung 18 verbunden, die in diesem Fall verwendet wird, um sowohl die Signalverarbeitungsschaltung als auch einen Steuerprozessor darzustellen, der den Betrieb der Vorrichtung steuert. Die Prozessorschaltung 18 empfängt Audio-Eingaben von einem Mikrofon 20 sowie alphanumerische und andere Eingaben von einer Tastatur 22 und stellt Audio-Ausgaben über einen Lautsprecher 24 und visuelle Ausgaben über ein Display 26 zur Verfügung.
2 ist ein schematisches Blockdiagramm von den wichtigen Teilen der Senderschaltung 16, die ansonsten eine herkömmliche Ausgestaltung hat, aber hier nur in dem Ausmaß beschrieben wird, wie für das Verständnis der vorliegenden Erfindung erforderlich ist. Die Senderschaltung enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 30, der beispielsweise ein Ausgangssignal mit einer Frequenz im Bereich von 3,6 GHz erzeugen kann, wobei die genaue Frequenz durch den Kanal bestimmt wird, auf dem die Vorrichtung sendet. Das VCO-Ausgangssignal wir einem digitalen Teiler 32 zugeführt, der unter Steuerung des Prozessors 18 und abhängig von dem Frequenzband, in dem die Vorrichtung betrieben wird, die Frequenz des Ausgangssignals entweder durch zwei oder vier teilen kann. In dem Fall, in dem die Vorrichtung in dem 900 MHz-Band betrieben wird, muss daher die VCO-Ausgangssignalfrequenz durch vier geteilt werden, wohingegen dann, wenn die Vorrichtung in dem 1800 MHz-Band betrieben wird, die Frequenz des VCO-Ausgangssignals durch zwei geteilt werden muss.
Das resultierende Ausgangssignal des Teilers mit der gewünschten Sendefrequenz wird dann einem Leistungsverstärker 34 zugeführt. Dieser erzeugt ein Ausgangssignal, um der Antenne zugeführt zu werden.
Um den Leistungsverbrauch in der Vorrichtung zu minimieren und um die Möglichkeit von Interferenz zwischen Übertragungen von unterschiedlichen Vorrichtungen zu vermindern, wobei gleichzeitig sichergestellt wird, dass die gesendeten Signale erfolgreich in dem Empfänger erfasst werden können, muss die Ausgangsleistung der Übertragung von der Vorrichtung sorgfältig gesteuert werden, und der Leistungsverstärker 34 empfängt ein Leistungssteuereingangssignal von der Leistungssteuerschaltung 36. Dieses Leistungssteuersignal verändert wirksam die Verstärkung des Leistungsverstärkers, so dass das sich Ausgangssignal des Leistungsverstärkers auf dem gewünschten Leistungspegel befindet.
Der Teiler 32 bewirkt eine Rauschquelle in dem Ausgangssignal, wobei der Leistungsverstärker 34 unvermeidbar jedes Rauschen verstärkt, das in seinem Eingang vorhanden ist, und zwar unabhängig davon, ob es in dem VCO 30 oder in dem Teiler 32 erzeugt wird. Die GSM-Spezifikation definiert einen maximal erlaubten absoluten Rauschleistungpegel in den gesendeten Signalen, um die Möglichkeit zu minimieren, dass das Rauschen in einem gesendeten Signal mit empfangenen Signalen an einer nahegelegenen Vorrichtung interferiert.
Wenn der Leistungsverstärker 34 mit einer hoher Verstärkung betrieben wird, um zu gewährleisten, dass das gesendete Signal einen gewünschten relativ hohen Leistungspegel hat, dann verstärkt er gleichzeitig auch das Rauschsignal. Wenn daher der Leistungsverstärker 34 mit einer hohen Verstärkung betrieben wird, dann ist es außerordentlich wichtig, dass gewährleistet wird, dass der Teiler 32 die geringstmögliche Menge an Rauschen induziert.
Die Rauschleistung des Teilers 32 wird durch Erhöhung des ihm zugeführten Ruhestroms verbessert. Es ist jedoch offensichtlich, dass dadurch der Leistungsverbrauch der Vorrichtung erhöht wird.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird daher der Ruhestrom des Teilers 32 auf der Basis des Leistungssteuersignals von der Stromsteuerschaltung 36 so gesteuert, dass dann, wenn der Leistungsverstärker 34 mit hoher Verstärkung betrieben wird, der Ruhestrom in dem Teiler 32 relativ hoch gehalten wird, um die Rauschleistung des Teilers zu verbessern. Wenn jedoch der Leistungsverstärker 34 mit geringer Verstärkung betrieben wird, dann kann der Teiler 32 mit einem geringeren Ruhestrom betrieben werden, wodurch er eine geringe Rauschleistung hat, da es dann immer noch möglich ist, die Anforderungen an die Spezifikation bezüglich des Rauschens bei reduziertem Leistungsverbrauch zu erfüllen.
Zum Zwecke der Darstellung wird nachfolgend auf die GSM-Spezifikation Bezug genommen. Jedoch ist die Erfindung auch bei anderen Kommunikationssystemen anwendbar, wie zum Beispiel GPRS oder CDMA.
In der GSM-Spezifikation beträgt der maximal erlaubte Rauschpegel der Ausgabe des Senders –79 dBm. Um daher die Spezifikation zu erfüllen, muss das durch die Senderschaltung nach Verstärkung durch den Leistungsverstärker 34 erzeugte Rauschen kleiner als –79 dBm sein. Dies kann ausgedrückt werden durch: Nt + Gpa < –79 dBmwobei N_t das durch die Senderschaltung erzeugte Rauschen ist (einschließlich des Rauschens von dem Teiler 32) und G_pa die Verstärkung des Leistungsverstärkers 34 ist. Wenn daher die Verstärkung des Leistungsverstärkers 34 klein ist, kann das durch den Teiler 32 erzeugte Rauschen größer sein als wenn die Verstärkung des Leistungsverstärkers 34 hoch ist.
3 zeigt eine schematische Schaltung von dem Teiler mit variablem Strom gemäß der Erfindung.
Die hier gezeigte Teilerschaltung 32 mit variablem Strom ist konfiguriert, um die Frequenz der eingehenden Signale durch zwei zu Teilen, obwohl es offensichtlich ist, dass die nachstehend beschriebene Technik auch auf Teilerschaltungen mit variablem Strom anwendbar ist, die ein anderes Divisionsverhältnis haben.
Die Teilerschaltung enthält eine Teile-durch-2-Schaltung 102 mit Signaleingängen 104 und Signalausgängen 106. Die Teile-durch-2-Schaltung 102 ist eine herkömmliche Teilerschaltung, die auf Flipflops mit Transistoren Q1 bis Q12 basiert.
Die Rauscheigenschaften des Teilers 32 werden durch das Leistungssteuersignal 108 von der Leistungssteuerschaltung 36 gesteuert. In diesem Ausführungsbeispiel ist das Leistungssteuersignal 108 ein digitales Signal, das die Werte 0 oder 1 hat. Wenn die Teilerschaltung 32 ein gutes Rauschprofil haben soll (d. h. hoher Strom, geringe Impedanz), dann hat das Leistungssteuersignal den Wert 1. Wenn umgekehrt ein schlechteres Rauschprofil tolerierbar ist (d. h. kleiner Strom, hohe Impedanz), dann hat Leistungssteuersignal den Wert 0.
Das Leistungssteuersignal 108 steuert den Strom sowohl an den Kollektor-Eingängen wie auch an den Emitter-Ausgängen der Teile-durch-2-Schaltung 102 durch Veränderung des Widerstands, der durch die Teile-durch-2-Schaltung gesehen wird.
Die Widerstände R1, R2, R9 uns R10 sind zwischen der Spannungsversorgungsschiene und dem Kollektor-Eingängen der Transistoren Q1, Q2, Q7 bzw. Q8 angeschlossen. Parallel zu jedem der Widerstände R1, R2, R9 und R10 sind jeweils ein zweiter Widerstand (R3, R4, R11 bzw. R12) sowie ein Transistorschalter (Q13, Q14, Q15 bzw. Q16) angeschlossen. Die Basis von jedem der Transistorschalter Q13, Q14, Q15 und Q16 wird durch das Leistungssteuersignal 108 gesteuert.
Der Widerstand R18 ist zwischen Erde und den kombinierten Emitter-Ausgängen der Transistoren Q5 und Q6 angeschlossen. Der Widerstand R17 ist zwischen Erde und den kombinierten Emitter-Ausgängen von Q9 und Q12 abgeschlossen. Parallel zu jedem der Widerstände R18 und R17 sind ein zweiter Widerstand (R19 bzw. R20) sowie ein Transistorschalter (Q17 bzw. Q18) angeschlossen. Die Basis von jedem der Transistorschalter Q17 und Q18 wird durch das Leistungssteuersignal 108 gesteuert.
Wenn das Leistungssteuersignal den Wert 0 hat (d. h. kleiner Strom, hohe Impedanz) und an der Basis der Transistorschalter Q13, Q14, Q15, Q16, Q17 und Q18 eine 0 anliegt, dann sind die Schalter ausgeschaltet. Daher beträgt sie Impedanz an den Kollektoren der Transistoren Q1, Q2, Q7 und Q8 gleich R1, R2, R9 bzw. R10. Die Impedanzen an den kombinierten Emitter-Ausgängen von Q5 und Q6 sowie Q9 und Q12 betragen R18 bzw. R17.
Wenn das Leistungssteuersignal den Wert 1 hat (d. h. hoher Strom, kleine Impedanz), dann sind die Transistorschalter Q13, Q14, Q15, Q16, Q17 und Q18 eingeschaltet. Daher sind die Impedanzen an den Kollektoren der Transistoren Q1, Q2, Q7 und Q8 und an den kombinierten Emitter-Ausgängen von Q5 und Q6 sowie Q9 und Q12 vermindert, da die Widerstände R1, R2, R9, R10, R18 und R17 jetzt parallel zu den Widerständen R3, R4, R11, R12, R19 bzw. R20 geschaltet sind. Daher ist die effektive Impedanz reduziert, und der Strom wird erhöht, wodurch ein besseres Rauschprofil erreicht wird.
4 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel der Senderschaltung 16, in der Elemente, die die gleiche Funktion wie die Elemente in der Schaltung aus 2 haben, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind und nicht weiter beschrieben werden.
In dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel sind zwei Teilerschaltungen 40, 42 vorgesehen, von denen jeder programmiert werden kann, um die Frequenz eingehender Signale entweder durch zwei oder durch vier zu teilen, wie vorstehend in dem Fall des in 2 gezeigten Teilers 32 beschrieben ist. Jedoch sind in diesem Fall die Teilerschaltungen 40, 42 für einen Betrieb mit einem hohen Strom bzw. mit einem kleinen Strom ausgelegt.
In diesem dargestellten Ausführungsbeispiel enthält jede der Teilerschaltungen 40, 42 eine Teilerschaltung mit konstantem Strom, wie in 5 gezeigt. Die hier gezeigte Teilerschaltung mit konstantem Strom ist konfiguriert, um die Frequenz der eingehenden Signale durch zwei zu teilen, obwohl es offensichtlich ist, dass die nachstehend beschriebene Technik auch auf Teilerschaltungen mit anderen Divisionsverhältnissen anwendbar ist.
Die Teilerschaltung enthält eine Teile-durch-2-Schaltung 102 mit Signaleingängen 104 und Signalausgängen 106. Die Teile-durch-2-Schaltung 102 ist eine herkömmliche Teilerschaltung, die auf Flipflops mit Transistoren Q1 bis Q12 basiert.
Die Widerstände R30, R31, R32 und R33 sind zwischen der positiven Spannungsschiene und den Kollektoren der Transistoren Q1, Q2, Q7 bzw. Q8 angeschlossen. Der Widerstand R34 ist zwischen Erde und dem kombinierten Emitter-Ausgängen der Transistoren Q5 und Q6 angeschlossen. Der Widerstand R35 ist zwischen Erde und den kombinierten Emitter-Ausgängen von Q9 und Q12 angeschlossen. Die Widerstände sind Komponenten, die für die Steuerung des Rauschpegels verantwortlich sind, der durch die Teilerschaltung 40, 42 erzeugt wird. Üblicherweise gilt R30 = R31, R32 = R33 und R34 = R35. Die Werte dieser Widerstände sind gewählt, um den Betriebsstrom und daher die durch die Teilerschaltungen 40, 42 erzeugte Rauschpegel einzustellen.
Wenn beispielsweise die Leistungsausgabe hoch ist und eine relativ gute Rauschleistung gefordert ist, dann werden die Werte der Widerstände so gewählt, dass die Impedanz der Teilerschaltung 40 klein ist. Wenn im Gegensatz dazu die Leistungsausgabe klein ist und eine schlechte Rauschleistung erlaubt ist, dann können die Werte der Widerstände so gewählt werden, dass die Impedanz der Teilerschaltung 42 hoch ist.
Wenn daher, unter erneuter Bezugnahme auf 4, das Leistungssteuersignal von der Leistungssteuerschaltung 36 angibt, dass der Leistungsverstärker 34 mit hoher Verstärkung betrieben werden soll, dann wird der Teiler 40 ausgewählt, da dieser eine relativ gute Rauschleistung hat. Wenn im Gegensatz dazu das Leistungssteuersignal von der Leistungssteuerschaltung 36 angibt, dass der Leistungsverstärker 34 mit geringer Verstärkung betrieben werden soll und daher eine geringe Verstärkung der Rauschsignale erfolgt, dann wird der Teiler 42 ausgewählt, da es dann ausreichend ist, dass die schlechte Rauschleistung dieser Vorrichtung verwendet wird.
6 ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren des Betriebs der Senderschaltung darstellt, das in 2 oder 4 gezeigt ist. In Schritt 60 bestimmt die Prozessorschaltung die erforderliche Ausgangssignalleistung, die gesendet werden soll. Auf Basis der erforderlichen Signalleistung bestimmt die Schaltung dann in Schritt 62 die akzeptierbare Rauschleistung für die Teilerschaltung und steuert in Schritt 64 entsprechend den Strom des Teilers.
Wie vorstehend erläutert, kann diese Steuerung die Ausgestaltung des Einstellens des Ruhestroms zu der Teilerschaltung oder die Ausgestaltung des Auswählens einer Teilerschaltung aus einer Vielzahl von verfügbaren Teilerschaltungen haben, die mit Ruheströme arbeiten, die für verschiedene erforderliche Rauschleistungen geeignet sind. Die Bestimmung in Schritt 62 kann mit Hilfe einer mathematischen Berechnung oder, auf herkömmlichere Weise, beispielsweise durch Vergleich des Pegels des Leistungssteuersignals mit einem Grenzwert erfolgen, um zu bestimmen, ob die Teilerschaltung mit einer relativ guten Rauschleistung oder einer schlechten Rauschleistung betrieben werden soll.
Es ist ebenfalls offensichtlich, dass, obwohl 3 und 5 spezielle Schaltungen zum Erreichen der erforderlichen Steuerung zeigen, viele andere Schaltungen verwendet werden können, um die gleichen Ergebnisse zu erreichen.
Um das Prinzip der Erfindung darzustellen, ist das folgende Beispiel von einem GSM-Funksender angegeben. In diesem Beispiel wird von allen Elementen in dem Funksender angenommen, dass sie ideal und rauschfrei sind, mit Ausnahme der Ausgangswiderstände des Teilers, die thermisches Rauschen erzeugen. Außerdem wird angenommen, dass die Eingangsimpedanz des Leistungsverstärkers sehr viel größer ist als die Ausgangsimpedanz des Teilers, so dass der Leistungsverstärker auf die Spannung an dem Teilerausgang anspricht.
Es ist offensichtlich, dass es in einer realen Ausgestaltung einige weitere Rauschquellen gibt, die betrachtet werden müssen.
Der Ausgang des Teilers wird als eine Spannungsquelle mit einer realen ohmschen Impedanz von 60 Ohm angenommen. Es wird weiter angenommen, dass die Ausgangsspannung bei der geforderten Trägerfrequenz 0,4 V Spitze-Spitze beträgt.
Daher beträgt die bei der geforderten Frequenz an dem Leistungsverstärker verfügbare RMS-Spannung:
Die maximale Leistung, die von dem Mobiltelefon-Handgerät gefordert wird, beträgt +33 dBm (der Standard-Leistungspegel für ein GSM Klasse 4 Handgerät). Es wird eine Lastimpedanz von 50 Ohm angenommen und angemerkt, dass somit 1 mW gleich 0,2236 Vrms beträgt, was bedeutet, dass folgende RMS-Spannung vorliegt: 0,2236 V·10(33/20) = 9,988 V
Daher muss die Spannungsverstärkung des Leistungsverstärkers betragen:
Es wird erwartet, dass die Kollektor-Last-Widerstände die wesentliche Rauschquelle des Teilers darstellen (wie oben erläutert, sind in einem realen Entwurf auch andere Rauschquellen vorhanden). Mit der Boltzmann-Konstante Kb, einer Bandbreite von 100 KHz und einen angenommenen Raumtemperatur von 298 K, beträgt die thermische RMS-Rauschspannung: √4·Kb·(298 K)·(100000 Hz)·60 ohm = 3,142 × 10–7 V
Eine direkte Umwandlung in einen dBm-Faktor führt zu:
Die GSM-Spezifikation für den Rauschpegel an dem Senderausgang beträgt –79 dBm, so dass der –117,046 dBm-Rauschpegel um etwa 38 dB verstärkt werden kann, bevor er die GSM-Spezifikation verfehlt. Wegen der vorstehenden Begründung ist dieser Rauschpegel ausreichend, da eine Verstärkung von 37 dB erforderlich ist, um den geforderten Maximalpegel für ein Klasse 4 Handgerät zu erreichen.
Gemäß der Erfindung kann der Leistungsverbrauch des Teilers dynamisch reduziert werden, da der Leistungsverstärker mit einer geringeren Verstärkung betrieben wird, wenn größeres Rauschen von dem Teiler toleriert werden kann.
Wenn die Kollektor-Widerstandwerte auf 120 Ohm verdoppelt werden, wobei an dem Ausgang des Teilers die gleiche Spannung erhalten bleibt, wird der Strom des Teilers halbiert.
Der Rauschpegel an dem Teilerausgang beträgt nun:
Daher ist der Rauschpegel der Teilerschaltung um 3 dB höher.
Als ein Ergebnis kann die GSM-Rauschspezifikation für Leistungsverstärker-Verstärkungen bis zu: (–114,036 – (–79)) = 35 dBerfüllt werden, was nur 2 dB unter der Vollleistungsverstärkungsforderung von 37 dB liegt.
Daher zeigt dies, dass der Strom des Teilers stark reduziert werden kann (und zwar halbiert für jeden 3 dB-Anstieg des Rauschens der Teilerschaltung), wenn die GSM-Leistungseinstellung vermindert wird, und daher kann der Leistungsverbrauch (und somit die Lebensdauer der Batterie) für Einstellungen, die unter dem Maximum liegen, verbessert werden, indem der durch den Teiler verbrauchte Strom verringert wird.
Es ist daher eine Senderschaltung beschrieben, mit Hilfe derer gewährleistet werden kann, dass eine spezifizierte Rauschanforderung erfüllt wird, und zwar ohne übermäßige Erhöhung des Leistungsverbrauchs oder der Größe der Vorrichtung.

Claims

Funksender (16) mit: einem Frequenzgenerator (30) zum Erzeugen eines Signals bei einer ersten Frequenz; einer digitalen Teilerschaltung (32) zum Teilen der ersten Frequenz, um ein Signal bei einer zweiten Frequenz zu erzeugen; und einem Leistungsverstärker (34) zum Verstärken des Signals bei der zweiten Frequenz, um ein Ausgangssignal bei einer gewünschten Leistung zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass der Funksender ferner enthält: eine Steuerschaltung (36), welche dazu angepasst ist, die Rauschleistung der digitalen Teilerschaltung (32) zu verbessern, wenn die gewünschte Leistung ansteigt.
Funksender (16) nach Anspruch 1, bei welchem die Steuerschaltung (36) dazu angepasst ist, die digitale Teilerschaltung (32) dazu zu bewirken, mit einer ersten Rauschleistung bei einer ersten gewünschten Leistung, und mit einer zweiten Rauschleistung bei einer zweiten gewünschten Leistung zu arbeiten, wobei die erste Rauschleistung besser als die zweite Rauschleistung ist, wenn die erste gewünschte Leistung höher ist als die zweite gewünschte Leistung, und die erste Rauschleistung schwächer als die zweite Rauschleistung ist, wenn die erste gewünschte Leistung niedriger als die zweite gewünschte Leistung ist.
Funksender (16) nach einem der Ansprüche 1 oder 2, wobei der Funksender (16) zur Verwendung in einem GSM System dient, und wobei die Rauschleistung der digitalen Teilerschaltung (32) N_t in Abhängigkeit von der Verstärkung des Leistungsverstärkers (34) G_pa derart eingestellt ist, dass für alle Werte von G_pa gilt: Nt + Gpa < –79 dBm.
Funksender (16) nach Anspruch 1, bei welchem die digitale Teilerschaltung (32) einen digitalen Teiler enthält und die Steuerschaltung (36) ein Mittel zum Steuern eines Ruhestroms dessen enthält.
Funksender (16) nach Anspruch 1, bei welchem die digitale Teilerschaltung (32) eine Mehrzahl an digitalen Teilern (40, 42) enthält und die Steuerschaltung (36) ein Mittel zum Auswählen eines der digitalen Teiler (40, 42) zum Betrieb enthält.
Mobilfunk-Kommunikationseinrichtung (10) mit einem Funksender (16) nach Anspruch 1.
Mobilfunk-Kommunikationseinrichtung (10) nach Anspruch 6 in der Ausgestaltung eines Mobiltelefons.
Verfahren zum Betreiben eines Funksenders (16), wobei der Funksender (16) enthält: einen Frequenzgenerator (30) zum Erzeugen eines Signals bei einer ersten Frequenz; eine digitale Teilerschaltung (32) zum Teilen der ersten Frequenz, um ein Signal bei einer zweiten Frequenz zu erzeugen; und einen Leistungsverstärker (34) zum Verstärken des Signals bei der zweiten Frequenz, um ein Ausgangssignal bei einer gewünschten Leistung zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren enthält: Verbessern (34) von einer Rauschleistung der digitalen Teilerschaltung (32), wenn die gewünschte Leistung ansteigt.
Verfahren nach Anspruch 8, welches ein Betreiben der digitalen Teilerschaltung (32) mit einer ersten Rauschleistung bei einer ersten gewünschten Leistung, und mit einer zweiten Rauschleistung bei einer zweiten gewünschten Leistung enthält, wobei die erste Rauschleistung besser ist als die zweite Rauschleistung, wenn die erste gewünschte Leistung höher ist als die zweite gewünschte Leistung, und die erste Rauschleistung schwächer ist als die zweite Rauschleistung, wenn die erste gewünschte Leistung niedriger ist als die zweite gewünschte Leistung.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 oder 9, bei welchem der Funksender (16) zur Verwendung in einem GSM System dient, und die Rauschleistung der digitalen Teilerschaltung (32) N_t in Abhängigkeit von der Verstärkung des Leistungsverstärkers (34) G_pa derart eingestellt wird, dass für alle Werte von G_pa gilt: Nt + Gpa < –79 dBm.
Verfahren nach Anspruch 8, bei welchem die digitale Teilerschaltung (32) einen digitalen Teiler enthält und das Verfahren ein Einstellen (64) eines Ruhestroms dessen enthält.
Verfahren nach Anspruch 8, bei welchem die digitale Teilerschaltung (32) eine Mehrzahl an digitalen Teilern (40, 42) enthält und das Verfahren ein Auswählen eines der digitalen Teiler zum Betrieb enthält.