DE60206640T2

DE60206640T2 - Pilotgestützte taktsynchronisation für ofdm-signale

Info

Publication number: DE60206640T2
Application number: DE60206640T
Authority: DE
Inventors: Eric Jacobsen
Original assignee: Intel Corp
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2001-08-30
Filing date: 2002-08-02
Publication date: 2006-07-13
Anticipated expiration: 2022-08-03
Also published as: MY135315A; US7142502B2; WO2003022004A3; CN1550092A; WO2003022004A2; EP1421756A2; HK1063409A1; AU2002318950A1; EP1421756B1; CN100440877C; DE60206640D1; ATE306771T1; US20030053411A1

Description

HINTERGRUND
Die Erfindung betrifft im Allgemeinen ein Verfahren zur kontinuierlichen Demodulation von orthogonalen Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Signalen.
Viele neuere Implementierungen drahtloser digitaler Kommunikationssysteme (drahtlose oder kabelbasierte Systeme beispielsweise) verwenden ein orthogonales Frequenzteilungsmultiplexen (OFDM) für Umgebungen, bei welchen es starke Störungen oder Mehrwegreflexionen gibt. Ein Nachteil der Verwendung von OFDM ist jedoch die Verwendung einer schnellen Fouriertransformation (FFT) und einer inversen FFT (IFFT) in dem Demodulator (für einen OFDM-Sender) bzw. in dem Modulator (für einen OFDM-Empfänger). Auf diese Weise kann die Berechnung der FFT und der inversen FFT aufgrund des großen Verarbeitungsblocks, welcher an jedem Ende der Verbindungsstrecke erforderlich ist, eine beträchtliche Menge Komplexität zu dem OFDM-Sender/Empfänger hinzufügen.
Während OFDM ein überlegenes Leistungsvermögen bei Signalschwund, Störungen und Mehrwegumgebungen bieten kann, ist es nicht ohne Nachteile. Ein Nachteil, welcher OFDM zugeordnet ist, ist beispielsweise die Schwierigkeit bei einer Synchronisierung, eine Schwierigkeit, welche zu langen Erfassungszeiten führen kann, welche das gesamte Systemleistungsvermögen nachteilig beeinflussen können. Auf diese Weise umfasst das OFDM-Signal modulierte OFDM-Symbole. Jedes Symbol erscheint wiederum während eines bestimmten Zeitschlitzes. Um folglich das OFDM-Signal zu demodulieren, um ein bestimmtes Symbol zu extrahieren, muss die Demodulation mit dem Zeitschlitz synchronisiert werden. Viele OFDM-Systeme verwenden Pilottöne für eine Kanalabschätzung sowie, um bei der Synchronisierung zu helfen. Die OFDM-Systeme, welche die Pilottöne verwenden, modulieren oder verwürfeln die Pilottöne, um das Peak-zu-Durchschnitt-Verhältnis der Sendeleistung zu reduzieren.
Zum Zweck der Maximierung einer statistischen Multiplexverstärkung weisen viele Kommunikationssysteme individuellen Teilnehmern, Terminals oder elektrischen Vorrichtungen sowohl in der Aufwärts- als auch in der Abwärtsrichtung Untersätze der OFDM-Subträger zu. Auf diese Weise werden Daten, welche einem bestimmten Teilnehmer, Terminal oder einer bestimmten elektrischen Vorrichtung zugeordnet sind, über einen zugeordneten Untersatz der OFDM-Subträger an dem OFDM-Sender moduliert. Das resultierende OFDM-modulierte Signal wird dann über ein HF-Trägersignal moduliert, und dieses trägermodulierte Signal wird über eine Drahtlosverbindung (beispielsweise) zum Empfang durch einen OFDM-Empfänger übertragen. Dieses OFDM-Modulationsverfahren wird gewöhnlich OFDMA für Mehrfachzugriff mit orthogonaler Frequenzteilung (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) genannt.
Die FFT ist eine N-Punkte-Operation, d.h. die FFT basiert auf einem Satz von N Subträgern. Für den OFDM-Empfänger bilden die Daten, welche einem bestimmten Untersatz der Subträger zugeordnet sind, auf diese Weise einen FFT-Eingabevektor, welcher über die FFT verarbeitet wird, um die demodulierten OFDM-Frequenzkoeffizienten herzustellen, welche ein bestimmtes demoduliertes OFDM-Symbol angeben.
Wie oben stehend beschrieben, ist es möglich, dass manche der OFDM-Subträger keinem bestimmten Sender zugeordnet werden können. Im Ergebnis kann die Blockberechnung der FFT für eine OFDM-Demodulation ein Berechnen von Frequenzkoeffizienten für Subträger einbeziehen, welche nicht verwendet werden, wodurch eine ineffiziente Berechnung der FFT resultiert.
EP 1,047,236 A beschreibt ein Verfahren, welches die Übertragung einer Synchronisierungssequenz einer bestimmten Länge für eine Zeitsynchronisierung eines Senders mit einem oder mehreren Empfängern einbezieht. Sektionen oder Erfassungsfenster des empfangenen Signals werden mit einer gespeicherten Version der Synchronisierungssequenz korreliert. Das Erfassungsfenster, dessen Länge mindestens ungefähr die gleiche ist, wie die Länge der Synchronisierungssequenz, wird durch einen Wert ersetzt, welcher größer als die Differenz zwischen den Längen plus eins und nicht kleiner als zwei ist.
EP 0,837,582 A beschreibt eine Symbolsynchronisierung in einem DAB-Empfänger. Ein DFT-Fenstererzeuger verschiebt der Reihe nach die Position eines Fensters mit einer Schutzintervallbreite und berechnet an den jeweiligen Positionen die Energie einer Impulserwiderung in einem Fenster, um eine Fensterposition zu erhalten, bei welcher die maximale Energie erhalten werden kann, wobei die Position als die Startflankenposition des DFT-Fensters gesetzt wird.
Es existiert ein fortdauernder Bedarf für ein Verfahren oder eine Anordnung, welche ein oder mehrere der Probleme anspricht, welche oben stehend beschrieben wurden.
KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß einem ersten und einem zweiten Gesichtspunkt der Erfindung werden Verfahren bereitgestellt, wie in den Ansprüchen 1 bzw. 9 dargelegt. Gemäß einem dritten Gesichtspunkt wird ein Empfänger bereitgestellt, wie in Anspruch 12 dargelegt. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
1 ist ein Schemadiagramm eines OFDM-Empfängers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
2 ist eine Darstellung, welche eine Demodulation eines OFDM-Signals gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellt.
3 ist ein Ablaufdiagramm, welches ein Verfahren zum Demodulieren eines OFDM-Signals gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellt.
4 ist ein Signalablaufdiagramm für die Berechnung einer inversen FFT mit Basis zwei nach dem Stand der Technik.
5 ist ein Signalablaufdiagramm für die Berechnung einer DFT gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
6 ist eine Tabelle, welche einen Vergleich des Demodulationsverfahrens der vorliegenden Erfindung mit einem Demodulationsverfahren nach dem Stand der Technik darstellt.
7 ist ein Schemadiagramm eines Senders gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
8 ist ein Ablaufdiagramm, welches ein OFDM-Symbolerzeugungsverfahren gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellt.
9 ist eine Darstellung, welche ein Verfahren zum lokalisieren optimaler Demodulationszeiten für OFDM-Symbole gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Unter Bezugnahme auf 1 führt eine Ausführungsform 10 eines OFDM-Empfängers gemäß der Erfindung kontinuierlich eine diskrete Fouriertransformation (DFT) durch, um kontinuierlich ein empfangenes OFDM-Signal zu demodulieren. Auf diese Weise umfasst der Empfänger, wie nachfolgend beschrieben, eine DFT-Funktionseinheit 18, welche eine Gleitfenster-DFT durchführt, um kontinuierlich das empfangene OFDM-Signal zu demodulieren. Insbesondere bei manchen Ausführungsformen der Erfindung führt die DFT-Funktionseinheit 18 kontinuierlich DFTs auf dem empfangenen OFDM-Signal durch, indem ein Fenster einer festen zeitlichen Länge wirksam über das empfangene OFDM-Signal gleitet. Auf diese Weise gleitet dieses Fenster in der Zeit über diskrete Zeitabtastwerte des empfangenen OFDM-Signals, so dass die DFT-Funktionseinheit 18 eine DFT für jede Position des Fensters berechnet. Wie nachfolgend beschrieben, bestimmt die DFT-Funktionseinheit 18 im Verlauf des Berechnens dieser DFTs das optimale Zeitintervall zum Einfangen eines bestimmten OFDM-Symbols und wählt eine der DFTs aus, welche diesem optimalen Zeitintervall zugeordnet ist, um das OFDM-Symbol zu extrahieren oder abzuleiten.
Unter Bezugnahme sowohl auf 1 als auch auf 2 umfasst der Empfänger 10 hinsichtlich der spezifischen Struktur des Empfängers 10 eine Antenne 12, welche ein OFDM-Signal 51 empfängt (man siehe 2), welches OFDM-Symbole 52 umfasst (OFDM-Symbole 52a und 52b, welche als Beispiele dargestellt sind). Jedem Symbol 52 ist eine unterschiedliche Zeitscheibe oder ein unterschiedlicher Schlitz des OFDM-Signals 51 zugeordnet. Das OFDM-Signal 51 wird durch einen analogen Empfangsschaltkomplex 14 verarbeitet, und die Ergebnisse werden einem Analog/Digital-Wandler (ADC) 16 vorgelegt, welcher eine digitale Angabe (d.h. diskrete Zeitabtastwerte) des OFDM-Signals 51 liefert. Diese digitale Angabe wird durch die DFT-Funktionseinheit 18 in einer Weise verarbeitet, welche kontinuierlich eine Gleitfenster-DFT berechnet.
Insbesondere bei manchen Ausführungsformen der Erfindung erzeugt die DFT-Funktionseinheit 18 für jeden neuen diskreten Zeitabtastwert eine DFT auf der Grundlage diskreter Zeitabtastwerte, welche in einem bestimmten Fenster 60 enthalten sind. Folglich wird jede aufeinanderfolgende DFT unter Verwendung eines Fensters 60 berechnet, welches einen neuen Abtastwert und einen Abtastwert weniger umfasst, welche bei der Berechnung der vorhergehenden Gleitfenster-DFT verwendet wurden. Wie in 2 dargestellt, wird das Gleitfenster 60 schließlich im Wesentlichen mit dem bestimmten OFDM-Symbol 52 ausgerichtet, welches demoduliert werden soll. Beispielsweise richtet sich das OFDM-Symbol 52a mit dem Gleitfenster 60a aus. Folglich befindet sich das Gleitfenster 60a in der optimalen Position zur Demodulation des OFDM-Symbols 52a. Die DFT, welche unter Verwendung der Zeitabtastwerte in dem Fenster 60 berechnet wird, stellt eine Angabe des demodulierten OFDM-Symbols 52a her. Genauso wird das Gleitfenster 60b im Wesentlichen mit dem OFDM-Symbol 52b ausgerichtet. Wie nachfolgend beschrieben, bestimmt die DFT-Funktionseinheit 18, welches Gleitfenster 60 als das optimale Zeitintervall für das bestimmte OFDM-Symbol 52 auszuwählen ist (d.h. es wird das Fenster 60 ausgewählt, welches mit dem OFDM-Symbol 52 synchronisiert ist), und das ausgewählte Fenster 60 weist eine entsprechende DFT auf, welche eine Angabe des demodulierten OFDM-Symbols bereitstellt.
Wie in 2 dargestellt, produziert jede Gleitfenster-DFT Koeffizienten 64, welche den ausgegebenen Subträgern des OFDM-Symbols entsprechen, und Koeffizienten 66, welche, wie nachfolgend beschrieben, Pilottönen entsprechen, welche verwendet werden, um den optimalen Punkt für die Demodulation eines bestimmten OFDM-Symbols 52 zu finden. Folglich gestattet eine Verwendung der Gleitfenster-DFT, dass die OFDM-Subträger bei dem Synchronisierungsprozess verwendet werden können, wie nachfolgend beschrieben wird.
Deshalb stellt das Demodulationsverfahren, welches von der DFT-Funktionseinheit 18 durchgeführt wird, eine kontinuierliche Berechnung der DFT des empfangenen OFDM-Signals bereit. Dieses Verfahren gestattet, dass eine Zeitsynchronisierung und eine Frequenzsynchronisierung strikt in der Frequenzdomäne durchgeführt werden können, welche viele Vorteile bietet, einschließlich des Nutzens der Verarbeitungsgewinne aus der Berechnung der Transformation. Außerdem gestattet das Verfahren, welches von der DFT-Funktionseinheit 18 durchgeführt wird, auch, dass ein bestimmter Demodulator eine Berechnung der Subträger überspringt, welche nicht für einen bestimmten Teilnehmer oder für ein bestimmtes Terminal vorgesehen sind. Dies stellt eine Reduktion der Verarbeitungsanforderungen an die DFT-Funktionseinheit 18 bereit, wie nachfolgend beschrieben wird.
Die DFT-Funktionseinheit 18 umfasst bei manchen Ausführungsformen der Erfindung einen Prozessor 25, welcher Befehle ausführt, wie beispielsweise ein Programm 22, welches in einem Speicher 24 der DFT-Funktionseinheit 18 gespeichert ist. Das Programm 22 bewirkt, dass der Prozessor 25 ein Verfahren 80 durchführt, welches in 3 dargestellt wird. Unter Bezugnahme auf 3 hinsichtlich des Leistungsvermögens des Verfahrens 80 berechnet die DFT-Funktionseinheit 18 (Block 82) auf diese Weise die nächste Gleitfenster-DFT. Nach dem Berechnen der nächsten Gleitfenster-DFT bestimmt die DFT-Funktionseinheit 18 (Karo 84), ob sich das zugeordnete Fenster 60 an einem optimalen Zeitort befindet, um ein bestimmtes OFDM-Symbol zu demodulieren. Falls nicht, berechnet die DFT-Funktionseinheit 18 (Block 82) die nächste Gleitfenster-DFT. Andernfalls verwendet die DFT-Funktionseinheit 18 (Block 86) die DFT, um ein demoduliertes OFDM-Symbol abzuleiten. Diese Verwendung kann umfassen, dass die DFT-Funktionseinheit 18 ein bestimmtes DFT-Ergebnis für eine spätere Ableitung eines bestimmten OFDM-Symbols markiert. Nachfolgend kehrt die DFT-Funktionseinheit 18 zu Block 82 zurück, um die nächste Gleitfenster-DFT zu berechnen.
Das Ausmaß der mathematischen Operationen, welche in herkömmlichen OFDM-Empfängern aufgrund des Verarbeitens von Koeffizienten durchgeführt werden, welche nicht verwendeten OFDM-Subträgern zugeordnet sind, wird offenkundig, wenn ein Signalablaufdiagramm der herkömmlichen FFT untersucht wird. Beispielsweise stellt 4 ein Signalablaufdiagramm für die Berechnung einer FFT mit Basis zwei dar, welches eine FFT ist, welche von herkömmlichen OFDM-Empfängern verwendet wird. Wie gezeigt, werden für eine FFT mit Basis zwei und acht Punkten drei Ebenen 102, 104 und 106 verwendet, um die FFT zu berechnen. Zusätzliche Ebenen können zugegeben werden, um eine größere FFT zu berechnen. Wie in 4 dargestellt, hängt jeder Frequenzkoeffizient (X₀, X₁, X₂ ... X₇), welcher von der letzten Ebene 106 bereitgestellt wird, von allen diskreten Zeitwerten (x₁, x₂, x₃ ... x_n) des Eingabevektors ab. Folglich produziert ein Verarbeiten eines Koeffizienten für einen bestimmten Subträger, welcher nicht verwendet wird, eine signifikante Zahl unnötiger mathematischer Operationen.
Im Gegensatz zu dem herkömmlichen OFDM-Empfänger umfasst der Empfänger 10 (2) die DFT-Funktionseinheit 18, welche die Frequenzkoeffizienten für jede Transformation gemäß dem Signalablaufdiagramm 130 berechnet, welches in 5 dargestellt wird. Die Ergebnisse des Signalablaufdiagramms 130 können zu der folgenden mathematischen Beziehung vereinfacht werden: Xf,k+1 = ej2Πf/N·(Xf,k + Xk+N – Xk), Gleichung (1)wobei „X" einen bestimmten Subträger-Frequenzkoeffizienten zu einer bestimmten Zeit angibt, wie durch eine bestimmte Subträgerfrequenz, „f" genannt, und einen Koeffizienten „k" indiziert wird, welcher ein bestimmtes Gleitfenster 60 (2) indiziert. Der Koeffizient „N" ist die Länge der Anzahl diskreter Zeitabtastwerte in dem Fenster 60. Die Notation „X" bezeichnet einen diskreten Zeitabtastwert, welcher durch den „k"-Koeffizienten oder den „k + N"-Koeffizienten indiziert wird. Wie gezeigt, wird jeder Ausgabefrequenzkoeffizient „X" unabhängig von den anderen Frequenzkoeffizienten berechnet. Dies erlaubt, dass nicht benötigte Ausgabeberechnungen für nicht verwendete Subträger übersprungen werden können, wodurch Verarbeitungszyklen für die DFT-Funktionseinheit 18 eingespart werden, und es erlaubt eine effizientere Berechnung der DFT.
Als ein Beispiel stellt eine Tabelle 160 in 6 einen Vergleich des Verfahrens 80, welches von der DFT-Funktionseinheit 18 verwendet wird, mit FFT-Berechnungen mit Basis zwei dar. Insbesondere die Einträge in Spalte 162 sind verschiedene Zahlen verfügbarer OFDM-Subträger (zugeordnet und nicht zugeordnet); die Einträge in Spalte 164 sind die Zahlen von Berechnungen, welche von den FFT-Berechnungen mit Basis zwei für die verschiedenen OFDM-Subträger erfordert werden; und die Einträge der Spalte 166 definieren Punkte, bei welchen die Berechnungen durch die DFT-Funktionseinheit 18 effizienter sind, als die Berechnungen der FFT mit Basis zwei. Auf diese Weise stellt für den Fall, bei welchem die Anzahl zugeordneter Subträger (Spalte 162) die Werte nicht übersteigt, welche in Spalte 166 angegeben sind, das Verfahren, welches von der DFT-Funktionseinheit 18 bereitgestellt wird, einen Berechnungsvorteil gegenüber der herkömmlichen, FFT-basierten Demodulation bereit.
Wenn beispielsweise die Gesamtanzahl verfügbarer Subträger 64 ist (Zeile 3 der Spalte 162), dann ist die DFT-Funktionseinheit 18, solange sechs oder weniger Subträger zugeordnet sind, berechnungsmäßig effizienter als eine Funktionseinheit, welche FFT-Berechnungen mit Basis zwei verwendet.
Folglich weist das Verfahren, welches von der DFT-Funktionseinheit 18 verwendet wird, die folgenden zusätzlichen Vorteile gegenüber herkömmlichen Verfahren auf, welche die FFT verwenden. Erstens stellt das Verfahren, welches durch die DFT-Funktionseinheit 18 bereitgestellt wird, eine Flexibilität bei der Blockgröße bereit, d.h. bei der Anzahl Subträger, welche berechnet werden. Weil die Subträger bei dem Gleitfenster-DFT-Verfahren alle unabhängig berechnet werden, wird auf diese Weise einer Veränderung der Anzahl Subträger, entweder insgesamt oder für ein bestimmtes Terminal, leicht Rechnung getragen. Die Anzahl Subträger, welche tatsächlich berechnet wird, kann folglich eine beliebige Zahl sein, ohne Einschränkungen wie eine Länge in Zweierpotenzen, Primzahlen oder andere auf den Algorithmus bezogene Begrenzungen. Zweitens erlaubt das hier beschriebene Gleitfenster-DFT-Verfahren eine schnellere Erfassung. Weil eine Zeit- und Frequenzsynchronisierung unmittelbar in der Frequenzdomäne bei einer stark erhöhten Abtastrate ausgeführt werden kann, kann eine Erfassungszeit auf diese Weise deutlich reduziert werden. Diese kann besonders wichtig sein, da eine lange Erfassungszeit eine Konsequenz vieler der herkömmlichen Synchronisierungsalgorithmen ist. Drittens können Veränderungen der Abtastrate in Bezug auf den OFDM-Abtastwert ungeachtet der Anzahl Subträger oder der Anzahl Subträger, welche verarbeitet werden, durch Einstellen der Phase des Koeffizienten bei jeder Ausgabeberechnung Rechnung getragen werden. Es ist u.U. keine Adressbit-Umkehrverarbeitung oder -Pufferung erforderlich. Schließlich wird eine Latenz aufgrund des Verfahrens reduziert, welches durch die DFT-Funktionseinheit 18 bereitgestellt wird. Auf diese Weise reduziert die rekursive Natur des Verfahrens, welches von der DFT-Funktionseinheit 18 verwendet wird, die Latenz stark. Die erforderliche Anzahl Berechnungen von dem Empfang des letzten Zeitdomänenabtastwerts in dem OFDM-Symbol bis zum Erhalten der demodulierten Subträger liegt in der Größenordnung von „N" an Stelle in der Größenordnung von „N·log₂ (N)".
Das Gleitfensterverfahren, welches durch die DFT-Funktionseinheit 18 verwendet wird, kann abgeleitet werden, wie nachfolgend beschrieben. Auf diese Weise wird die diskrete Fouriertransformation eines Vektors X der Dimension N wie folgt definiert:
wobei „n" der Zeitindex und „f" der Frequenzindex ist. Ein Hinzufügen eines zusätzlichen Zeitindexes k, welcher das Gleiten der DFT über mehrere Eingabefenster der Länge N steuert, ergibt folgende zweidimensionale Definition einer Gleit-DFT:
Die DFT des (k + 1)-ten Elements kann wie folgt umgeschrieben werden:
Substituieren mit p = n + 1, wobei der Bereich für p von 1 bis N ist, ergibt:
Die Summierung kann verändert werden, indem die N-te Komponente separat formal ausgedrückt wird und der Fall p = 0 hinzugefügt wird. Der hinzugefügte Fall wird dann formal subtrahiert, wie in nachfolgender Gleichung 6 beschrieben. Folglich ist der Bereich für p jetzt 0 bis N – 1.
Der einzelne Rotationsexponenzialausdruck kann wie folgt ausgeklammert werden:
Der Exponenzialausdruck mit dem Term k + N weist immer eine Phase = 2Π auf und ist deshalb gleich 1, so dass:
Es ist zu beachten, dass die Summierung die DFT des k-ten Vektors ist und der Ausdruck als oben stehende Gleichung (1) umgeschrieben werden kann. Dies ergibt eine rekursive Struktur, bei welcher die (k + 1)-te DFT unter Verwendung der Ausgabe der k-ten DFT berechnet werden kann. Die Differenz der ältesten und neusten Zeiteingaben wird berechnet und zu der Ausgabe jedes Elements der vorhergehenden DFT hinzugefügt. Jede DFT-Ausgabe wird dann individuell mit einer Rotationskonstante multipliziert, welche für jeden Frequenzkorb fest liegt. Die Berechnung der Gleitfenster-DFT kann initialisiert werden, indem mit den Eingabe- und Ausgabepuffern begonnen wird, welche alle null gesetzt sind. Mit dem Inkrementieren von k sickern die neuen Daten ein, bis der Eingabepuffer voll ist, an welchem Punkt die Ausgabe gültig wird.
Unter Bezugnahme auf 7 kann der Empfänger 10 bei manchen Ausführungsformen der Erfindung (beispielsweise über eine Drahtlosverbindung 202 oder eine kabelbasierte Verbindung) über einen OFDM-Sender 200 kommunizieren. Der Sender 200 umfasst einen Prozessor 214, welcher Befehle oder ein Programm 212 ausführt, welches in einem Speicher 210 des Senders 200 gespeichert ist. Als Reaktion auf den Prozessor 214, welcher das Programm 212 ausführt, bewirkt das Programm 212, dass der Prozessor 214 ein Verfahren 220 durchführt, dass in 8 dargestellt wird. Auf diese Weise fügt bei diesem Verfahren 220 der Sender 200 Informationen in das OFDM-Signal ein, welches dem Empfänger 10 beim Synchronisieren der Demodulation der OFDM-Symbole unter Verwendung oben stehend beschriebener Gleitfenster-DFT-Verfahren hilft.
Insbesondere verwürfelt der Prozessor 214 (Block 224) unter Bezugnahme auf 8 bei dem Verfahren 220 Pilottöne für ein bestimmtes OFDM-Symbol 52a (man siehe 9) unter Verwendung eines Pilotcodes, wie beispielsweise eines Pilotcodes, welcher bei einem bestimmten Beispiel durch den Suffix „A" dargestellt wird. Nach dem Verwürfeln der Pilottöne erzeugt der Prozessor 214 (Block 226) das OFDM-Symbol 52a. Nachfolgend verwürfelt der Prozessor 200 (Block 228) bei diesem Beispiel Pilottöne für das OFDM-Symbol 52b (man siehe 9) unter Verwendung eines unterschiedlichen Pilotcodes (durch den Suffix „B"). Der Prozessor 200 erzeugt (Block 230) dann das OFDM-Symbol 52b. Folglich verwendet der Sender 200 gemäß dem Verfahren 220 unterschiedliche Pilottöne für (zeitlich) benachbarte OFDM-Symbole zum Zweck des Helfens bei der Synchronisierung für die Demodulation dieser Symbole, wie nachfolgend beschrieben.
Auf diese Weise werden zeitlich benachbarten OFDM-Symbolen unterschiedliche bekannte Verwürfelungscodes zugeordnet, so dass die Koeffizienten benachbarter Gleit-DFT-Fenster korreliert werden können, um die individuellen Symbole und den besten Zeitpunkt zu identifizieren, um sie zu demodulieren. 9 stellt weiterhin eine Darstellung 250 eines Verfahrens dar, welches auf jede Gleitfenster-DFT 60 angewandt werden kann. Wie gezeigt, produziert jede Gleitfenster-DFT Koeffizienten 64, welche sich auf die Ausgabesubträger und Koeffizienten 66 beziehen, welche die Pilottöne betreffen, welche einem bestimmten OFDM-Symbol zugeordnet sind. Die Koeffizienten 64 und 66 einer bestimmten Gleitfenster-DFT 60 sind mit dem Pilotcode A (über einen Korrelator 252) und mit dem Pilotcode B (über einen Korrelator 258) korreliert, um zwei jeweilige Korrelationssignale 260 und 262 zu produzieren. Als Reaktion auf die Gleitfenster-DFT, welche Pilottöne demoduliert, welche über den Pilotcode A verwürfelt sind, erreicht das Signal 260 Spitzenwerte (wie durch 260a angegeben), um eine Erfassung des Pilotcodes A anzugeben. Genauso erreicht das Signal 262 als Reaktion auf eine bestimmte Gleitfenster-DFT, welche Pilottöne demoduliert, welche über den Pilotcode B verwürfelt sind, Spitzenwerte (wie durch den Peak 262a angegeben), um eine Erfassung des Pilotcodes B anzugeben.
Wenn folglich die Pilotcodes A und B verwendet werden, um Pilottöne in benachbarten OFDM-Symbolen zu verwürfeln, dann kann auf diese Weise das Auftreten der OFDM-Symbole 52 über die Signale 260 und 262 erfasst werden. Dies gestattet eine Auflösung benachbarter Symbole 52 sowie des Orts des optimalen Abtastpunkts für eine Demodulation. Zum Beispiel können die Pilottöne mit Zweiphasenmodulation (BPSK) unter Verwendung einer 15-Bit-Pseudorausch-(PN)-Sequenz moduliert sein, welche um vier Bits zwischen benachbarten Symbolen verschoben ist, wobei ein einzelnes Bit hinzugefügt ist. Es ist jedoch zweifellos nicht nötig, PN-Sequenzen zur Auflösung zu verwenden, und alle disparate Sequenzen mit einer angemessenen Hamming-Entfernung stellen ein gutes Leistungsvermögen bereit. Das Korrelatorausgabesignal erreicht Spitzenwerte (wie beispielsweise die Peaks 260a und 262a), welche dem Identifizieren der optimalen Zeitorte durch die niedrige Ausgabevarianz auf beiden Seiten des Peaks entsprechen.
Folglich umfassen die Vorteile des oben stehend beschriebenen Synchronisierungsverfahrens ein oder mehrere der folgenden. Erstens erlaubt die oben stehend beschriebene Synchronisierung eine schnellere Erfassung. Weil eine Zeitsynchronisierung unmittelbar in der Frequenzdomäne bei einer größeren, erhöhten Abtastrate ausgeführt werden kann, kann auf diese Weise die Erfassungszeit deutlich reduziert werden. Dieses Verfahren bietet das Potenzial einer ersten Symbolerfassung oder Stoßerfassung von OFDM-Symbolen, was ein besonders wichtiger Vorteil ist, da eine lange Erfassungszeit eine Konsequenz vieler der gewöhnlich verwendeten Synchronisierungsalgorithmen ist. Weil die unterschiedlichen Pilotcodes leicht aufgelöst werden können, ist es zweitens möglich, das Synchronisierungsverfahren für einen Mehrfachzugriff zu verwenden. Auf diese Weise kann ein bestimmtes Terminal Pilotcodes gegenüber einem eindeutigen Code, welcher nur ihm zugeordnet ist, derart korrelieren, dass es keine OFDM-Symbole demoduliert, welche für andere Terminals bestimmt sind. Ein dritter Vorteil ist, dass der Ort des optimalen Zeitorts eine durch Zeitfehler eingeführte „Verdrehung" in dem demodulierten Signal reduziert. Dies schwächt die Last der Kanalabschätzungs- und -Ausgleichsalgorithmen ab, so dass ein größerer Leistungsspielraum zum Korrigieren von Kanalbeeinträchtigungen statt der Verdrehung aufgrund der Synchronisierungsfehler verfügbar ist. Viertens wird eine Latenz reduziert. Wenn auf diese Weise der optimale Zeitort erfasst wird, sind die Daten sofort für eine Kanalabschätzung und einen Kanalausgleich verfügbar.
Während die Erfindung hinsichtlich einer begrenzten Anzahl von Ausführungsformen offenbart wurde, werden Durchschnittsfachleute mit dem Nutzen dieser Offenbarung anerkennen, dass zahlreiche Modifikationen und Schwankungen vorgenommen werden können, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen, wie er in den angefügten Ansprüchen dargelegt wird.

Claims

Verfahren umfassend: Empfangen (10, 12, 14, 16) eines Signals, welches ein moduliertes Symbol (52) angibt, während eines Zeitschnitts des Signals; Durchführen (18, 22, 24, 25) von Gleitfenster-(60)-Frequenztransformationen des Signals, wobei jede Gleitfenster-(60)-Transformation einem unterschiedlichen Zeitintervall des Signals zugeordnet ist; Auswählen (18) eines der Zeitintervalle, um dem Zeitschnitt zu entsprechen; und Verwenden (18) des Ergebnisses der Frequenztransformation, welche dem ausgewählten Zeitintervall zugeordnet ist, um eine Angabe des demodulierten Symbols (52) zu erhalten, dadurch gekennzeichnet, dass: das Auswählen Folgendes umfasst: Korrelieren (252) der Gleitfenster-Transformationen mit einem ersten Pilotcode; Korrelieren (252) der Gleitfenster-Transformationen mit einem zweiten Pilotcode; und Verwenden (18) der Ergebnisse der Korrelationen, um das eine der Zeitintervalle auszuwählen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der erste Pilotcode dem Symbol (52) zugeordnet ist, und der zweite Pilotcode einem anderen Symbol (52) zugeordnet ist, welches zu dem ersten Symbol (52) zeitlich benachbart ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Verwenden (18) der Ergebnisse der Korrelationen Folgendes umfasst: Finden eines Zeitintervalls zwischen Korrelationsspitzen (260a, 262a).
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das Durchführen (18, 22, 24, 25) der Gleitfenster-(60)-Transformationen Folgendes umfasst: für jede Transformation Hinzufügen mindestens eines zusätzlichen Abtastwerts des Signals zu der Transformation im Vergleich zu einer vorhergehenden Transformation und Entfernen mindestens eines Abtastwerts, welcher bei der vorhergehenden Transformation verwendet wurde.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das Durchführen (18, 22, 24, 25) der Gleitfenster-(60)-Frequenztransformationen Folgendes umfasst: Abtasten des Signals, um Abtastwerte zu unterschiedlichen Zeitpunkten herzustellen; Erzeugen eines Fensters (60), um eine vorbestimmte Anzahl der Abtastwerte innerhalb des Zeitintervalls auszuwählen, welches der Gleitfenster-Transformation zugeordnet ist; und Durchführen (18, 22, 24, 25) einer der Gleitfenster-Transformationen für jedes Fenster.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Durchführen (18, 22, 24, 25) jeder Gleitfenster-(60)-Transformation Folgendes umfasst: zeitliches Bewegen des Fensters (60), bevor die nächste Gleitfenster-(60)-Transformation durchgeführt wird (18, 22, 24, 25).
Verfahren nach Anspruch 6, wobei das Bewegen Folgendes umfasst: zeitliches Bewegen des Fensters (60) um eine vorbestimmte Anzahl Abtastperioden.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das Signal ein OFDM-(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)-Signal umfasst.
Verfahren, Folgendes umfassend: Erzeugen (200, 210, 212, 214) eines modulierten Signals, wobei das Signal ein erstes moduliertes Symbol (52) und ein zweites moduliertes Symbol (52) umfasst, welches zu dem ersten modulierten Symbol (52) zeitlich benachbart ist, gekennzeichnet durch: Verwürfeln (252) erster Pilottöne, welche dem ersten modulierten Symbol (52) zugeordnet sind, mit einem ersten Pilotcode, und Verwürfeln (252) zweiter Pilottöne, welche dem zweiten modulierten Symbol (52) zugeordnet sind, mit einem zweiten Pilotcode, um ein Zeitintervall anzugeben, in welchem das erste modulierte Symbol (52) aus dem Signal demoduliert wird.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei das modulierte Signal ein OFDM-(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)-Signal umfasst.
Verfahren nach Anspruch 9, weiterhin Übertragen (200) des modulierten Signals umfassend.
Empfänger, Folgendes umfassend: einen Schaltkomplex (10, 12, 14, 16) zum Empfangen eines Signals, welches ein moduliertes Symbol (52) angibt, welches einem Zeitschnitt des Signals zugeordnet ist; und eine Funktionseinheit, welche für Folgendes angepasst ist: Durchführen (18, 22, 24, 25) von Gleitfenster-(60)-Frequenztransformationen des Signals, wobei jede Gleitfenster-(60)-Transformation einem unterschiedlichen Zeitintervall des Signals zugeordnet ist; Auswählen (18) eines der Zeitintervalle, um dem Zeitschnitt zu entsprechen; und Verwenden (18) des Ergebnisses der Frequenztransformation, welche dem ausgewählten Zeitintervall zugeordnet ist, um eine Angabe des demodulierten Symbols (52) zu erhalten, dadurch gekennzeichnet, dass die Funktionseinheit (18, 22, 24, 25) weiterhin für Folgendes betriebsfähig ist: Korrelieren (252) der Gleitfenster-(60)-Transformationen mit einem ersten Pilotcode; Korrelieren (252) der Gleitfenster-(60)-Transformationen mit einem zweiten Pilotcode; und Verwenden (18) der Ergebnisse der Korrelationen mit dem ersten und dem zweiten Pilotcode, um das eine der Zeitintervalle auszuwählen.
Empfänger nach Anspruch 12, wobei der erste Pilotcode dem Symbol (52) zugeordnet ist, und der zweite Pilotcode einem anderen Symbol (52) zugeordnet ist, welches zu dem ersten Symbol (52) zeitlich benachbart ist.
Empfänger nach Anspruch 12, wobei die Funktionseinheit (18, 22, 24, 25) betriebsfähig ist, um die Ergebnisse der Korrelationen durch Finden eines Zeitintervalls zwischen Korrelationsspitzen (260a, 262a) zu verwenden.
Empfänger nach Anspruch 12, wobei die Funktionseinheit (18, 22, 24, 25) die Gleitfenster-(60)-Transformationen durchführt, indem für jede Transformation mindestens ein zusätzlicher Abtastwert des Signals zu der Transformation im Vergleich zu einer vorhergehenden Transformation hinzugefügt wird und indem mindestens ein Abtastwert entfernt wird, welcher bei der vorhergehenden Transformation verwendet wurde.
Empfänger nach Anspruch 12, wobei die Funktionseinheit (18, 22, 24, 25) das Signal abtastet, um Abtastwerte zu unterschiedlichen Zeitpunkten herzustellen, und ein Fenster (60) erzeugt, um eine vorbestimmte Anzahl Abtastwerte innerhalb des Zeitintervalls auszuwählen, welches der Gleitfenster-(60)-Transformation zugeordnet ist.
Empfänger nach Anspruch 16, wobei die Funktionseinheit (18, 22, 24, 25) das Fenster (60) zeitlich bewegt, bevor die nächste Gleitfenster-(60)-Transformation durchgeführt wird.
Empfänger nach Anspruch 17, wobei die Funktionseinheit (18, 22, 24, 25) das Fenster (60) zeitlich um eine Abtastperiode bewegt.
Empfänger nach Anspruch 12, wobei das Signal ein OFDM-(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)-Signal umfasst.