DE60202587T2 - Verfahren zur Hybrid-Arq Wiederübertragung mit reduzierter Pufferspeicherforderung und entsprechender Empfänger - Google Patents

Verfahren zur Hybrid-Arq Wiederübertragung mit reduzierter Pufferspeicherforderung und entsprechender Empfänger Download PDF

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Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Hybrid-ARQ-Retransmissions-Verfahren in einem Kommunikationssystem gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Weiterhin bezieht sich die Erfindung auf einen Empfänger, der so ausgeführt ist, um das Verfahren der Erfindung durchzuführen.
  • Eine herkömmliche Technik in Kommunikationssystemen mit nicht zuverlässigen und zeitvariierenden Kanalzuständen ist diejenige, Fehler basierend auf automatischen Wiederholungs-Anforderungs-(Automatic Repeat Request – ARQ)-Schemata zusammen mit einer Vorwärts-Fehlerkorrektur-(Forward Error Correction – FEC)-Technik, bezeichnet als Hybrid-ARQ (HARQ), zu erfassen und zu korrigieren. Falls ein Fehler innerhalb eines Datenpakets durch eine üblicherweise verwendete, zyklische Redundanzprüfung (Cyclic Redundancy Check – CRC) erfasst wird, fordert der Empfänger des Kommunikationssystems den Empfänger auf, zusätzliche Informationen (Datenpaket-Rückübertragung) zu senden, um die Wahrscheinlichkeit eines korrekten Decodierens des fehlerhaften Datenpakets zu verbessern.
  • Ein Datenpaket wird mit der FEC vor einer Übertragung codiert. In Abhängigkeit von dem Inhalt der Rückübertragung und der Art und Weise, in der die Bits mit zuvor gesendeten Informationen kombiniert werden, definieren S. Kallel., Analysis of a type II hybrid ARQ sheme with code combining, IEEE Transactions on Communications, Vol.38, No. 8, August 1990, und S. Kallel, R. Link, S. Bakhtiyari, Thoughput performance of Memory ARQ schemes, IEEE Transactions on Vehicular technology, Vol.48, No. 3, Mai 1999, drei unterschiedliche Typen von ARQ-Schemata:
    • – Typ I: Die fehlerhaften, empfangenen Datenpakete werden nicht ausgesondert und eine neue Kopie desselben Datenpakets wird zurückgesendet und separat decodiert. Dabei ist kein Kombinieren von früher oder später empfangenen Versionen dieser Datenpakete vorhanden.
    • – Typ II: Das (die) fehlerhafte(n), empfangene(n) Datenpakete) wird (werden) nicht ausgesondert, sondern wird (werden) mit zusätzlichen Rückübertragungen beziehungsweise Retransmission für ein darauf folgendes Decodieren kombiniert. Er neut übertragene Datenpakete besitzen manchmal höhere Codierraten (Codierverstärkung) und werden an dem Empfänger mit den gespeicherten Soft-Informationen von vorherige(r/n) Übertragung(en) gespeichert.
    • – Typ III: Ist derselbe wie Type II, mit der Einschränkung, dass jedes erneut übertragene Datenpaket nun selbst decodierbar ist. Dies bringt mit sich, dass das übertragene Datenpaket ohne die Kombination mit zuvor übertragenen Datenpaketen decodierbar ist. Dies ist dann nützlich, wenn einige übertragene Datenpakete in einer solchen Weise beschädigt sind, dass nahezu keine Informationen wiederverwendbar sind.
  • Diese Erfindung bezieht sich auf Schemata vom Typ II und Type III, bei denen die empfangenen (Re)Transmissionen kombiniert werden. HARQ-Schemata vom Typ II und Type III sind offensichtlich intelligenter und zeigen eine Funktionsverstärkung in Bezug auf den Typ I, da sie die Möglichkeit liefern, Informationen von zuvor empfangenen, fehlerhaften Übertragungspakten erneut zu verwenden. Dabei existieren grundsätzlich drei Schemata, um die Informationen von zuvor übertragenen Datenpaketen wieder zu verwenden:
    • – Soft-Kombination
    • – Code-Kombination
    • – Kombination von Soft- und Code-Kombination. Soft-Kombination
  • Unter Einsetzen einer Soft-Kombination führen die Retransmissions-Pakete identische oder teilweise identische Informationen, verglichen mit den zuvor empfangenen Informationen. In diesem Fall werden die mehreren, empfangenen Datenpakete entweder auf einer Basis Symbol-für-Symbol oder auf einer Basis Bit-für-Bit kombiniert, wie dies, zum Beispiel, in D. Chase, combining: A maximum-likelihood decoding approach for combining an arbitrary number of noisy packets, IEEE Trans. Commun., Vol. COM-33, Seiten 385–393, Mai 1985, oder B. A. Harvey und S. Wicker, Packet Combining System based on the Viterbi Decoder, IEEE Transactions on Communications, Vol. 42, No 2/3/4, April 1994.
  • In dem Fall eines Einsetzens einer Symbolebene-Kombination müssen die erneut übertragenen Datenpakete identische Modulationssymbole zu den zuvor übertragenen, fehlerhaften Datenpaketen führen. In diesem Fall werden mehrere, empfangene Daten pakete auf einer Modulations-Symbolebene kombiniert. Eine übliche Technik ist das Maximal-Verhältnis-Kombinieren (Maximum Ratio Combining – MRC), auch bezeichnet als Durchschnitts-Diversity-Kombination (Average Diversity Combining – ADC), der mehrfach empfangenen Symbole, wobei nach N Übertragungen die Summe/der Durchschnitt der passenden Symbole gepuffert wird.
  • In dem Fall eines Einsetzens eines Bitebene-Kombinierens müssen die erneut übertragenen Datenpakete identische Bits zu den zuvor übertragenen, fehlerhaften Datenpaketen führen. Hierbei werden die mehrfachen, empfangenen Datenpakete unter einem Bitebene nach einer Demodulation kombiniert. Die Bits können entweder in der selben Art und Weise auf den Modulations-Symbolen wie in vorherigen Übertragungen desselben Datenpakets aufgelistet werden oder können unterschiedlich aufgelistet werden. In dem Fall, dass die Auflistung dieselbe wie bei vorherigen Übertragungen ist, kann auch ein Symbolebene-Kombinieren angewandt werden. Eine übliche Kombiniertechnik ist die Addition der berechneten Log-Wahrscheinlichkeits-Verhältnisse (Log-Likelihood-Rations – LLRs), insbesondere wenn so genannte Turbo Codes für das FEC verwendet werden, wie dies, zum Beispiel, aus C. Berrou, A. Glavieux und P. Thitimajshima, Near Shannon Limit Error-Correcting Coding and Decoding: Turbo Codes, Proc. ICC '93, Genf, Schweiz, Seiten 1064–1070, Mai 1993; S. Le Goff, A. Glavieurx, C. Berrou, Turbo-Codes and High Spectral Efficiency Modulation, IEEE SUPERCOMM/ICC '94, Vol. 2, Seiten 645–649, 1994; und A. Burr, Modulation and Coding for Wireless Communications, Pearson Education, Prentice Hall ISBN 0-201-39857-5, 2001, beschrieben ist. Hier wird, nach N Übertragungen, die Summe der LLRs der passenden Bits gepuffert.
  • Für beide erwähnten Soft-Kombinier-Techniken – vom Gesichtspunkt eines Decodierers aus gesehen – wird dasselbe FEC-Schema (mit einer konstanten Code-Rate bevorzugt) über alle Übertragungen eingesetzt werden. Demzufolge muss der Decodierer nicht wissen, wie viele Transaktionen durchgeführt worden sind. Er sieht nur die kombinierte Soft-Information. In diesem Schema werden alle übertragenen Datenpakete dieselbe Zahl von Symbolen oder Bits führen müssen.
  • Code-Kombination
  • Eine Code-Kombination konzentriert die empfangenen Datenpakete, um ein neues Code-Wort zu erzeugen (Verringerung der Code-Rate mit einer Erhöhung der Anzahl der Übertragungen). Demzufolge muss sich der Decodierer über das FEC-Schema bewusst sein, um es bei jeder erneuten Übertragung sofort anzuwenden. Eine Code-Kombination bietet eine höhere Flexibilität in Bezug auf eine Soft-Kombination, da die Länge der zurückübertragenen Datenpakete geändert werden kann, um die Kanal-Zustände anzupassen. Allerdings erfordert dies mehr signalisierende Daten, um sie in Bezug auf eine Soft-Kombination zurückzuübertragen.
  • Kombination einer Soft- und Code-Kombination
  • In dem Fall, dass zurückübertragene Datenpakete einige Symbole/Bits identisch zu zuvor übertragenen Symbolen-Bits tragen und einige Code-Symbole/Bits unterschiedlich zu solchen sind, werden die identischen Code-Symbole/Bits unter Verwendung eines Soft-Kombinierens kombiniert, während die verbleibenden Code-Symbole/Bits unter Verwendung eines Code-Kombinierens kombiniert werden. Hierbei werden die signalisierenden Erfordernisse ähnlich zu einer Code-Kombination sein.
  • Unter Einsetzen einer Signal-Konstellation für ein 16 QAM Modulations-Schema, entsprechend 1, die eine Gray-codierte Signal-Konstellation mit einer gegebenen Bit-Auflistungs-Reihenfolge i1q1i2g2 zeigt, unterscheiden sich die Bits, die auf den Symbolen aufgelistet sind, wesentlich voneinander in der durchschnittlichen Zuverlässigkeit bei der ersten Übertragung des Datenpakets. Genauer gesagt haben Bits i1 und q1 eine hohe durchschnittliche Zuverlässigkeit, da diese Bits zu halben Räumen des Signal-Konstellations-Diagramms mit den Folgen, dass deren Zuverlässigkeit unabhängig von der Tatsache ist, ob das Bit Eins oder Null sendet, aufgelistet sind.
  • In Gegensatz hierzu haben Bits i2 und q2 eine niedrige, durchschnittliche Zuverlässigkeit, da deren Zuverlässigkeit von der Tatsache abhängt, ob sie Eins oder Null übertragen. Zum Beispiel werden, für ein Bit i2, Eins'en zu äußeren Spalten hin aufgelistet, wogegen Null'en zu inneren Spalten hin aufgelistet werden. Ähnlich werden, für ein Bit q2, Eins'en zu äußeren Reihen aufgelistet, wogegen Null'en zu inneren Reihen hin aufgelistet werden.
  • Das Kombinieren von mehreren, empfangenen Datenpaketen erfordert ein Puffern der Informationen für zuvor empfangene Datenpakete. In Abhängigkeit von der Möglichkeit, Verfahren zu kombinieren, variieren das Modulations-Schema und die Paketgröße die Puffererfordernisse pro Datenpaket sehr wesentlich. Das gesamte Puffer-Größen-Erfordernis hängt auch von dem ARQ-Protokoll der höheren Ebene ab, was gewöhnlich ein mehrfaches des Puffer-Größen-Erfordernisses pro Datenpaket ist. Zur Vereinfachung ist eine reine Soft-Kombination in diesem Abschnitt beschrieben. Dasselbe gilt für einen Soft-kombinierten Pufferteil für die Kombination einer Soft- und Code-Kombination.
  • In dem Fall einer Symbolebene-Kombination müssen die Soft-Informationen entsprechend dem empfangenen Modulationssymbol gespeichert werden (komplexer Wert). Dies führt zu einem Puffer-Größen-Erfordernis pro Datenpaket BSC, was ungefähr wie folgt berechnet werden kann:
    Figure 00050001
    mit
    N Zahl von codierten Bits pro Paket
    log2(M) Zahl von codierten Bits, aufgelistet auf einem Modulations-Symbol
    2bS Bit-Tiefe: Zahl von Bits zum Darstellen eines Modulations-Symbols in einem Puffer (I- und Q-Teil)
    bK Bit-Tiefe: Zahl von Bits zum Darstellen der Summe der empfangenen Energie (alle Signal-zu-Rausch-Verhältnisse) durch alle Datenpakete;
    wobei K eine optional gespeicherte Messung für die Kanalqualität ist. Falls nicht gespeichert wird, gilt bK=0.
  • In dem Fall einer Bitebene-Kombination müssen die Soft-Informationen der Bits gespeichert werden. Dies führt zu einem Puffer-Größen-Erfordernis pro Paket BBC, was von der Zahl von codierten Bits, aufgelistet auf einem Modulations-Symbol, unabhängig ist. BBC = NbB (2)mit
    N Zahl von Bits pro Paket
    bB Bit-Tiefe: Nummer eines Bits, dass eine Soft-Information (z. B. LLR) in einem Puffer darstellt.
  • Das Verhältnis der erforderlichen Puffer-Größe für eine Symbol-Kombination zu einer Bit-Kombination kann durch die Verwendung der Gleichungen berechnet werden:
  • Figure 00060001
  • Gewöhnlich liegt das Verhältnis der Bit-Tiefen bB/bS zwischen 2/3 und 1, was zu einer Symbolebene-Kombination führt, die weniger Puffer als eine Bitebene-Kombination von log2(M)>2 erfordert. In dem Fall, dass die Durchführung beider Kombinations-Verfahren gleich oder nahezu gleich ist, wird, aus Komplexitäts-Gründen, dann an dem Empfänger für ein Modulations-Schema höherer Ordnung (log2(M) >2) gewöhnlich eine Symbolebene-Kombination durchgeführt.
  • Wie in dem vorherigen Abschnitt dargestellt wurde, besitzt – in dem Falle einer Modulation höherer Ordnung – die Soft-Kombination auf einer Symbolebene geringere Puffer-Größen-Erfordernisse pro Paket an dem Empfänger, verglichen mit einer Bitebene-Kombination. Dies führt zu der Tatsache, dass die Symbolebene-Kombination gegenüber der Bitebene-Kombination am bevorzugtesten ist. Allerdings können, im Hinblick auf ein Empfänger-Design, eine Ausführungseffektivität und ein Puffer-Management vorteilhaft sein, um die Bitebene-Kombination (Puffern), insbesondere dann, wenn der FEC-Decodierer auf einem Bitebene arbeitet (z. B. Turbo-Decodierer), durchzuführen.
  • Ein Hybrid-ARC Retransmissions-Verfahren und ein Empfänger dafür, gemäß den Oberbegriffen der Ansprüche 1 und 11, ist auch der EP-A-771-092 bekannt.
  • Die Aufgabe der Erfindung ist es, ein hybrides ARQ-Retransmissions-Verfahren und einen entsprechenden Empfänger mit verringerten Puffer-Größen-Erfordernissen für ein HARQ-Bitebene-Kombinieren zu schaffen. Diese Aufgabe wird durch ein hybrides ARQ-Transmissions-Verfahren gelöst, wie es durch Anspruch 1 definiert ist. Bevorzugte Ausführungsformen des Retransmissions-Verfahrens sind Gegenstand von verschiedenen, abhängigen Ansprüchen. Weiterhin wird die Aufgabe durch einen entsprechenden Empfänger, wie er in Anspruch 11 angegeben ist, gelöst.
  • In Bezug auf die Bitebene-Kombinations-Verfahren nach dem Stand der Technik, bei denen die Soft-Informationen aller Bits gepuffert werden müssen, erfordert, gemäß der Erfindung, das Retransmissions-Verfahren nur das Puffern der Soft-Informationen der signifikantesten Bits MSBs eines empfangenen Modulations-Symbols, was zu einem wesentlich verringerten Puffer-Größen-Erfordernis führt. In Bezug auf eine Symbolebene-Kombination verbleiben die Vorteile einer Bitebene-Kombination im Hinblick auf ein Empfänger-Design, eine Ausführung und eine Effektivität und ein Puffer-Management gleich oder sind sogar geringere Puffer-Größen-Erfordernisse. Die Erfindung wird besser anhand der nachfolgenden, detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ersichtlich werden, die darstellen:
  • 1: eine Gray codierte Signal-Konstellation für 16-QAM;
  • 2: eine Gray codierte Signal-Konstellation für 64 QAM; und
  • 3: relevante Teile eines Empfängers eines Kommunikationssystems, bei dem die vorliegende Erfindung eingesetzt wird.
  • Unter Bezugnahme auf 3 werden solche Teile eines Kommunikationsempfängers, die zu dem Gegenstand zu der vorliegenden Erfindung in Bezug stehen, dargestellt.
  • Ein Demodulator 100 empfängt komplexe Modulations-Symbole S, die durch einen Sender eines Kommunikationssystems übertragen worden sind. Für die erste Übertragung werden, für alle Modulations-Symbole, die LLRs (MSBs und LSBs) berechnet.
  • Gemäß einem automatischen Wiederholung-Anforderungs-Schema fordert der Empfänger den Sender auf, zusätzliche Übertragungen von fehlerhaft empfangenen Datenpaketen zu senden. Für jedes empfangene Modulations-Symbol S werden Soft-Informationen, in der bevorzugten Ausführungsform von Log-Wahrscheinlichkeits-Verhältnissen (LLRs) in einem entsprechenden Rechner 150 für die hohe Zuverlässigkeit, signifikanteste Bits (Most Significants Bits – MSBs) sowohl für den realen Teil (I-Teil) als auch für den imaginären Teil (Q-Teil) berechnet und darauf folgend in einen Puffer 160 gespeichert.
  • In einem darauf folgenden Kombinierer 170 werden die LLRs des tatsächlich empfangenen Datenpakets und die LLRs von zuvor empfangenen Datenpaketen, die in dem Puffer 160 gespeichert sind, für jedes passende Modulations-Symbol kombiniert. Von diesen kombinierten Soft-Informationen (unter Berücksichtigung aller empfangener Übertragungen) werden die LLRs für die verbleibenden Bits bis zu den am wenigsten signifikanten Bits (LSBs) in einem LLRs-Kalkulator 180 berechnet und zusammen mit den LLRs des MSB-Kalkulators 150 in einen Decodierer 200 hineingegeben. Der Decodierer gibt seine Info-Bits zu einer Fehlerprüfeinrichtung 300 zum Erfassen und möglicherweise Korrigieren von Fehlern ein. Der Codierer wendet bevorzugt ein Vorwärts-Fehler-Korrketur-Schema an, das die empfangenen Soft-Informationen einsetzt. Solche Decodierer können so ausgeführt werden, wie dies, zum Beispiel, in C. Heergard, S.B. Wicker, Turbo Coding, Kluwer Academic Publishers, ISBN 0-7923-8378-8, 1999, oder F. Xiong, Digital Modulation Techniques, Artech House Publishers, ISBN 0-89006-970-8, 2000, beschrieben ist.
  • Alle Komponenten, die vorstehend beschrieben sind, sind in deren detaillierter Ausführung Fachleuten auf dem betreffenden Fachgebiet bekannt. Eine detaillierte Beschreibung ist deshalb zur Vereinfachung weggelassen worden.
  • Der Vorteil des Empfänger-Designs, das vorstehend vorgeschlagen ist, ist derjenige, dass die erforderliche Puffer-Größe wesentlich verringert wird, da nur die MSBs gespeichert werden. Dies verringert die Komplexität des Empfängers und ermöglicht eine einfachere Berechnung und eine Puffer-Verwaltung, da die HARQ-Informationen unter einer Bitebene gepuffert werden und der FEC-Decodierer vorzugsweise auch unter einer Bitebene arbeitet.
  • Als Nächstes wird das Verfahren der Erfindung in weiterem Detail mit linear approximierten LLRs als Soft-Informationen an dem Empfänger beschrieben.
  • Lineare Approximation für LLR-Berechnung (Einzel-Transmission)
  • Bevor die Regel beschrieben wird, wie die LLRs nach mehreren Transmissionen beziehungsweise Übertragungen zu berechnen sind, wird zuerst eine Beschreibung der Approximation des LLR in dem Fall einer Einzelübertragung angegeben. Die Berechnungen werden für 16-QAM und 64-QAM durchgeführt, können aber einfach zu M-QAM-Schemata höherer Ordnung erweitert werden. Die Indizes für die Koordinaten der Signalkonstellationspunkte (xi yi) und die betrachteten Gray-Auflistungen für LLR-Berechnungen gelten entsprechend der 1 und der 2. Zur Vereinfachung wird die nachfolgende Beschreibung nur für die i-Bits vorgenommen. Der Vorgang für die q-Bits ist analog, wo Re{r} durch Im{r} ersetzt worden ist, und xi durch yi ersetzt worden ist.
  • MSB Approximation – i1 (q1)
  • Das LLR für die MSBs wird wie folgt approximiert:
    Figure 00090001
    mit
    Figure 00090002
    K stellt eine Messung für die Kanalqualität dar
    A1 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A1 = 1)
    r: empfangenes (egalisiertes) Modulations-Symbol
    K wird vorzugsweise so berechnet, wie dies vorstehend angegeben ist, wobei
    ES/N0 das Signal-zu-Rausch-Verhältnis in dem Kanal darstellt.
  • Approximation – i2 (q2)
  • Die LLRs für i2 (q2) können wie folgt approximiert werden (in dem Fall von 16 QAM sind i2 und q2 die LSBs):
    Figure 00090003
    und mit der gleichen LLR(i2) als eine Funktion von LLR (i1) nahezu ausgedrückt werden
    Figure 00090004
    mit
    Figure 00090005
    A2 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A2 = 1)
    A3 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A3 = 1)
    r: empfangenes (egalisiertes) Modulations-Symbol
  • In dem Fall von gleich beabstandeten Konstellationspunkten (x1 = 3x0) vereinfacht sich Gleichung (6) allgemein zu:
  • Figure 00100001
  • Approximation – i3 (q3)
  • In dem Fall von 64-QAM können die LLRs für i3 (q3) wie folgt approximiert werden (i3 und q3 sind dann die LSBs):
    Figure 00100002
    und mit Gleichung (6) kann LLR (i3) als eine Funktion von LLR (i1) ausgedrückt werden
    Figure 00100003
    mit
    Figure 00100004
    A4 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A4 = 1)
    A5 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A5 = 1)
    A6 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A6 = 1)
    A7 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A7 = 1)
    r: empfangenes (egalisiertes) Modulations-Symbol
  • In dem Fall von gleich beabstandeten Konstellationspunkten vereinfacht sich Gleichung (9) für 64-QAM zu
  • Figure 00110001
  • LLR-Berechnung nach N-Übertragungen
  • Die Berechnung des LLR nach n Übertragungen ist nur für die i-Bits dargestellt. Der Vorgang für die q-Bits ist analog, wobei Re{r(n)} durch Im{r(n)} ersetzt werden muss und xi durch yi ersetzt werden muss, wobei n die n-te Transmission anzeigt.
  • MSB-Berechnung – i1 (q1)
  • Mit Gleichung (4) kann das gesamte LLR für i1 (q1) nach der n-ten Übertragung als die Summe aller LLRs, berechnet von den n-Übertragungen, berechnet werden. In dem Empfänger führt dies zu einer Summe des berechneten LLR der derzeit empfangenen, n-ten Übertragung und der gepufferten Summe von LLRs von zuvor empfangenen Übertragungen:
    Figure 00110002
    mit
    Figure 00110003
    gepuffertes Info (LLR) am Empfänger
    Figure 00110004
    A1 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A1 = 1)
    r(n): empfangenes (egalisiertes) Modulations-Symbol an der n-ten Übertragung
  • Berechnung – i2 (q2)
  • Mit den Gleichungen und dem gesamten LLR für i2 (q2) kann danach die n-te Übertragung als eine Funktion des gesamten LLR i1 (q1) berechnet werden:
    Figure 00120001
    A2 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A2 = 1)
    A3 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A3 = 1)
  • In dem Fall von gleichmäßig beabstandeten Konstellationspunkten vereinfacht sich Gleichung (12) allgemein zu:
  • Figure 00120002
  • Berechnung – i3 (q3)
  • Analog zu dem LLR für i2 (q2) kann das gesamte LLR für i3 (q3) nach der n-ten Übertragung unter Verwendung von der Gleichung (4), (8) und (9) und wie folgt berechnet werden:
    Figure 00120003
    mit
    Figure 00130001
    A4 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A4 = 1)
    A5 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A5 = 1)
    A6 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A6 = 1)
    A7 ∈[0,5;2]: Korrektur-Faktor (bevorzugt A7 = 1)
  • In dem Fall von gleichmäßig beabstandeten Konstellationspunkten vereinfacht sich die Gleichung (14) für 64-QAM zu:
  • Figure 00130002
  • Wie zuvor angegeben ist, müssen nur die LLRs der MSBs (I- und Q-Teile) pro Modulations-Symbol und die Summe der gesamten, empfangenen Energie über alle Pakete gespeichert werden. Dies führt für das vorgeschlagene Verfahren zu der nachfolgenden Gleichung für die Puffer-Größe BPM:
    Figure 00130003
    mit
    M M-QAM
    N Zahl von codierten Bits pro Paket
    bB Bit-Tiefe zum Darstellen einer Soft-Information (z. B. LLR) im Puffer
    bK Bit-Tiefe zum Darstellen der Summe der empfangenen Energie für alle Pakete.
  • Das Verhältnis der erforderlichen Puffergröße zu der Puffergröße für eine Symbolebene-Kombination, so wie dies vorstehend beschrieben ist, führt zu irgendeinem M-QAM-Schema.
  • Figure 00140001
  • Falls N (Bits pro Datenpaket) ausreichend groß ist, wird Gleichung (17) ungefähr:
  • Figure 00140002
  • Falls angenommen wird, dass die erforderliche Bit-Tiefe bB zum Puffern eines LLR kleiner als die Bit-Tiefe bS zum Puffern eines Teils eines komplexen Modulations-Symbols ist, kann eine Verringerung in der Puffergröße, verglichen mit einem Symbolebene-Puffer, erreicht werden (z. B. Verringerung von 25% für bB = 6 und bS = 8).
  • Das Verhältnis der erforderlichen Puffer-Größe für das erfindungsgemäße Verfahren zu der Puffer-Größe für eine herkömmliche Bitebene-Kombination ergibt:
  • Figure 00140003
  • Falls N (Bits pro Datenpaket) ausreichend groß ist, wird Gleichung (19) ungefähr
  • Figure 00140004
  • Dies entspricht einer Puffer-Größen-Verringerung, verglichen mit einer herkömmlichen Bitebene-Kombination so, wie dies in Tabelle 1 dargestellt ist:
  • Figure 00150001
    Tabelle 1
  • Wie vorstehend gezeigt ist, führt das erfindungsgemäße Verfahren zu einigen Vorteilen im Hinblick auf eine Berechnungskomplexität und eine Pufferverwaltung. Die Funktionsweise zum Verwenden des vorgeschlagenen Bitebene-Kombinations-Verfahrens, verglichen mit dem Symbol-Kombinations-Verfahren, ist ähnlich. In dem Fall einer Verwendung von linear approximierten LLRs, wie dies hier für die vorgeschlagene Bit-Kombination beschrieben ist, und auch unter Verwendung von linear approximierten LLRs nach einer Symbol-Kombination, ist die Funktionsweise exakt dieselbe.
  • Fachleute auf dem betreffenden Fachgebiet werden unmittelbar erkennen, dass, anders als das vorstehend beschriebene 16-QAM und 64-QAM, irgendein anderes M-QAM oder M-PAM (Impuls-Amplituden-Modulation) für log2(M)>1, Gray-Auflistungen bei dem Verfahren der vorliegenden Erfindung anwendbar sind, und die jeweiligen Gleichungen können entsprechend abgeleitet werden. Wie zuvor erwähnt ist, ist das Verfahren der vorliegenden Erfindung auch bei HARQ-Schemata anwendbar, die eine erneute Übertragung eines Untersatzes von zuvor übertragenen Symbolen einsetzen. Die abgeleitete Berechnung für die LLRs und die Puffer-Größe ist für Symbole gültig, die erneut übertragen und kombiniert werden.
  • Die Soft-Informationen, die in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung verwendet werden können, könnten irgendeine Soft-Metric sein, die eine (bevorzugt logarithmische) Messung der Wahrscheinlichkeit des entsprechenden Bits ist, das 1 oder 0 ist, sein. Die Soft-fnformationen, wie sie vorstehend beschrieben sind, sind Log-Wahrscheinlichkeits-Verhältnisse. Allerdings könnten die Soft-Informationen eine Soft-Metric des jeweiligen Bits, berechnet als eine lineare Gleichung von den I- und Q-Komponenten des empfangenen Modulations-Symbols, sein.
  • Der vorstehend beschriebene Kombinationsschritt könnte eine einfache Addition von LLRs oder Soft-Informationen sein und die jeweilige Berechnung davon für die verbleibenden Bits könnte einfach eine lineare Funktion in der Art von LLRXSB = a · LLRMSB + b oder LLRXSB = a · |LLRMSB| + bsein, wobei die Funktion möglicherweise in Abschnitten definiert ist.

Claims (13)

  1. Hybrides ARQ-Retransmissions-Verfahren in einem Kommunikationssystem, bei dem Datenpakete, die aus wenigstens einem identischen oder teilweise identischen Modulationssymbol bestehen, das mehr als ein Bit aufweist, das vor der Übertragung mit einem Vorwärtsfehlerkorrektur (forward error correction – FEC)-Verfahren codiert wird, auf Basis einer Wiederholungsaufforderung erneut übertragen und anschließend auf Basis von Soft-Informations-Werten, die in einen FEC-Decoder eingegeben werden, auf Bitebene kombiniert werden, wobei es die folgenden Schritte umfasst: Berechnen und Zwischenspeichern der Soft-Informations-Werte der höchstwertigen Bits (most significant bits – MSB) jedes übertragenen und erneut übertragenen Modulationssymbols, gekennzeichnet durch: Kombinieren der aktuellen Soft-Informations-Werte der höchstwertigen Bits eines empfangenen Modulationssymbols mit den zwischengespeicherten Soft-Informations-Werten wenigstens eines der zuvor empfangenen übertragenen Modulationssymbole für übereinstimmende Modulationssymbole, und Berechnen der Soft-Informationen für wenigstens einige der verbliebenen Bits (remaining bits – XSB) des empfangenen Modulationssymbols aus den kombinierten Soft-Informations-Werten der höchstwertigen Bits des Modulationssymbols.
  2. Retransmission-Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Soft-Informations-Wert ein logarithmisches Maß der Wahrscheinlichkeit ist, dass das entsprechende Bit eines Modulationssymbols eine 1 oder eine 0 ist.
  3. Retransmission-Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Soft-Informations-Wert ein logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis (log-likelihood ratio – LLR) ist.
  4. Retransmission-Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Soft-Informations-Wert eine Soft-Metrik des entsprechenden Bits ist, die als eine lineare Gleichung aus wenigstens einer I- oder einer Q-Komponente des empfangenen Modulationssymbols berechnet wird.
  5. Retransmission-Verfahren nach Anspruch 1–4, wobei der Schritt des Kombinierens eine Addition der Soft-Informations-Werte umfasst.
  6. Retransmission-Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Schritt des Berechnens der verbliebenen Bits (XSB) das Anwenden einer linearen Funktion LLRXSB = a · LLRMSB+b oder LLRXSB = a · |LLRMSS|+bumfasst, wobei die Funktion möglicherweise in Abschnitten definiert ist und a, b Faktoren definieren.
  7. Retransmission-Verfahren nach einem der Ansprüche 1–6, wobei das Modulations-Schema M-QAM, log2(M)>2, mit Gray-Mappings ist.
  8. Retransmission-Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Modulations-Schema M-PAM, log2(M)>1, mit Gray-Mappings ist.
  9. Retransmission-Verfahren nach einem der Ansprüche 1–8, das den weiteren Schritt des Zwischenspeicherns eines Maßes für die Kanalqualität, vorzugsweise der Summe eines geschätzten und/oder signalisierten Signal/Rausch-Abstandes ES/NO über alle Übertragungen umfasst.
  10. Verfahren nach Anspruch 1, wobei alte verbliebene Bits bis zu den niedrigswertigen Bits (least significant bits – LSB) aus den kombinierten Soft-Informations-Werten berechnet werden.
  11. Empfänger für ein hybrides ARQ-Retransmission-Verfahren in einem Kommunikationssystem, der umfasst: einen Demodulator (100), der Datenpakete empfängt, die aus wenigstens einem identischen oder teilweise identischen Modulationssymbol mit mehr als einem Bit bestehen, das vor der Übertragung mit einem Vorwärtsfehlerkorrektur (forward error correction – FEC)-Verfahren codiert wird, einen Rechner (150), der Soft-Informations-Werte der höchstwertigen Bits (most significant bits -MSB) jedes übertragenen und erneut übertragenen Modulationssymbols berechnet, einen Zwischenspeicher (160), der die berechneten Soft-Informations-Werte speichert, gekennzeichnet durch: einen Kombinierer (170), der aktuelle Soft-Informations-Werte der höchstwertigen Bits eines empfangenen Modulationssignals mit den zwischengespeicherten Soft-Informations-Werten wenigstens eines der zuvor empfangenen Modulationssymbole kombiniert, und einen Rechner, der die Soft-Informations-Werte für wenigstens einige der verbliebenen Bits (remaining bits – XSB) des empfangenen Modulationssymbols aus den kombinierten Soft-Informations-Werten der höchstwertigen Bits des Modulationssymbols berechnet.
  12. Empfänger nach Anspruch 11, wobei der Rechner für die Soft-Informations-Werte ein Rechner für ein logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis (log-likelihood ratio – LLR) ist.
  13. Empfänger nach Anspruch 11, der des Weiteren einen Decodierer umfasst, der die Soft-Informations-Werte von dem Rechner und dem Rechner für die verbliebenen Bits des Modulationssymbols empfängt.
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