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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf Empfänger für das Erfassen und Wiedergewinnen von
Daten aus empfangenen Spread-Spektrum-Signalen.
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Funktechniken
mit Mehrfach-Zugriff gewähren
die Möglichkeit,
mehrere Funkkanäle
gleichzeitig innerhalb derselben Funkfrequenzbandbreite zu unterstützen. Eine
solche Technik mit Mehrfach-Zugriff ist die des Mehrfach-Zugriffs über Kodedivision
bzw. „Code
Division Multiple Access",
abgekürzt
CDMA. Diejenigen, die sich mit dem Gebiet der Funkkommunikation
auskennen, wissen, daß der
Ausdruck CDMA auf mehrere bekannte Funkzugriffsschnittstellen angewendet
wird, wie IS-95,
Breitband-CDMA, gemeinsame Erfassung bzw. „joint detection", die auch als TD-CDMA
bekannt ist, wie sie für
Mobilfunk der dritten Generation vorgeschlagen wird, sowie auch
andere Fest- und Mobilfunkstandards. Der Ausdruck CDMA ist daher
nicht beschränkt
auf irgendeinen bestimmten Funkzugriffsstandard, sondern sollte interpretiert
werden als jegliche Zugriffsschnittstelle umfassend, um gleichzeitige
Kommunikationen für eine
Vielzahl von Benutzern zu erlauben, die Spread-Spektrum-Funkkommunikation benutzen.
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Im
allgemeinen sind in einem CDMA-Kommunikationssystem die Daten, die
kommuniziert werden sollen, angeordnet, um einen Spreadkode zu modulieren.
Der modulierte Spreadkode hat eine Bandbreite, die viel weiter ist
als die Bandbreite des Basisbandsignals. An einem Empfänger wird
der Spreadkode reproduziert und mit dem empfangenen Spread-Spektrum-Signal
korreliert. Ein sogenannter "Kodegewinn" wird als Ergebnis
dieser Korrelation zwischen dem reproduzierten Spreadkode und dem modulierte
Spreadkode produziert, der sich in den empfangenen Spread-Spektrum-Signalen
befindet. Datensymbole können
aus dem Ergebnis der Korrelation in Gegenwart anderer Spread-Spektrum-Signale,
die aus unterschiedlichen Spreadkodes hergestellt wurden, wiedergewonnen
werden.
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Bekannte
Empfänger
für das
Erfassen und Wiedergewinnen von Daten aus Spread-Spektrum-Signalen beinhalten den sog.
Rake-Empfänger. Der
Rake-Empfänger
ist ausgestattet mit einer Vielzahl von Korrelatoren, von den jeder
angeordnet ist, um das empfangene Signal mit einer reproduzierten Version
des Spreadkode zu korrelieren, die um einen unterschiedlichen Betrag
zeitverschoben ist. Jeder Korrelator erzeugt dadurch eine Ausgabegröße, die kombiniert
wird, um eine zusammengesetztes Signal zu bilden, aus dem die Daten
erfaßt
werden können. Auf
diese Art und Weise können
Daten in der Gegenwart von Mehrfach-Pfadausbreitung wiedergewonnen
werden, indem die jeweiligen Verzögerungen in Entsprechung mit
einem vermuteten Spread von Verzögerungen
von jedem der Pfade des Mehrfach-Pfadausbreitungsprofils gesetzt
wird.
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Die
europäische
Patentanmeldung
EP 0
948 082 A offenbart einen zweikanaligen Diversity-Empfänger mit
einer ersten und einer zweiten Antenne. Jede Antenne ist angeordnet,
um ein Funksignal zu erfassen und das erfaßte Funksignal in einen Datenspeicher
in jedem Kanal einzuspeisen, in dem Abfragen der empfangenen Signale
gespeichert sind. Jeder Kanal beinhaltet einen Equalizer, der angeordnet ist,
um Symbolinterferenzen zu reduzieren, indem das Signal, das von
der entsprechenden ersten oder zweiten Antenne empfangen wurde,
mit Equalizerkoeffizienten kombiniert wird. Die Signale von jedem Kanal
werden vom jeweiligen Equalizer empfangen und von einem Kombinator
kombiniert, um ein erfaßtes
Signal bereitzustellen.
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Die
US 5,907,303 offenbart einen
Empfänger,
der eine Vielzahl von Antennen aufweist, wobei jede Antenne mit
einem Diversity-Kanal versehen ist. Jeder Kanal beinhaltet einen
Equalizer, um ein Signal, das von einer Antenne erfaßt wurde,
und einen Wichtungsschaltkreis, der das equalisierte Signal gewichtet,
bevor es mit gewichteten equalisierten Signalen von anderen Kanälen durch
einen Kombinator kombiniert wird, einzuschließen. Ein Synthesekontroller
steuert den Wichtungsschaltkreis, damit der Kombinator eine Ausgabegröße auf einem
vorbestimmten Niveau produziert und um eine Differenz zwischen den
Wichtungsschaltkreisausgabegrößen zu steuern.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird einen Empfänger
für das
Erfassen und Wiedergewinnen von empfangenen Daten zur Verfügung gestellt, die
Funksignalabfragen enthalten, wobei der Empfänger aufweist: einen ersten
und zweiten Erfassungsprozessor, wobei jeder erste und zweite Erfassungsprozessor
einen Datenspeicher aufweist, der betreibbar ist, um empfangene
Signalabfragen zu speichern, einen Equalizer, der betreibbar ist,
um die empfangenen Signalabfragen mit einer Vielzahl von Equalizerkoeffizienten
zu kombinieren, um verfeinerte Signalabfragen zu erstellen, die
repräsentativ
für die
empfangenen Signalabfragen sind, aber mit der Wirkung, Symbolinterferenzen,
die durch Mehrfach-Pfadausbreitung der empfangenen Funksignale verursacht
wird, zumindest teilweise zu reduzieren, ein Kombinatormittel, das
betreibbar ist, um die verfeinerten Signalabfragen von dem Equalizer
zu empfangen und zweite verfeinerte Signalabfragen von dem jeweils
anderen des ersten oder zweiten Erfassungsprozessors zu empfangen,
die von einer weiteren empfangenen Version des empfangenen Signals abgeleitet
werden, und die ersten und zweiten verfeinerten Signalabfragen zu
kombinieren, und einen Datenprozessor, der betreibbar ist, um die
gespeicherten Signalabfragen von dem Datenspeicher zu empfangen,
wobei der Datenspeicher des ersten Erfassungsprozessors dazu dient,
die zweiten Signalabfragen von dem Datenspeicher des zweiten Erfassungsprozessors
zu empfangen und die Equalizerkoeffizienten für den ersten Erfassungsprozessor
und die Equalizerkoeffizienten für
den zweiten Erfassungsprozessor in Abhängigkeit von den ersten und zweiten
gespeicherten Signalabfragen anzupassen, mit der Wirkung des Erhöhens der
Wahrscheinlichkeit, die Daten aus den empfangenen Funksignalabfragen
korrekt wiederzugewinnen.
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Es
ist bekannt, eine Vielzahl von empfangenen Signalversionen zu kombinieren,
wobei jede jeweils von einer entsprechenden Vielzahl von Antennen
empfangen wurde, um einen Diversitygewinn durch das Kombinieren
der empfangenen Versionen zu erhalten. Der Begriff Diversity, wie
er in dem technischen Gebiet der Funkkommunikation verwendet wird,
bezieht sich auf eine Technik für
das Empfangen oder Übermitteln
unterschiedlicher Versionen eines Funksignals von unterschiedlichen
Antennen. Vorzugsweise sind die Antennen voneinander beabstandet,
damit die Ausbreitungsbedingungen bei jeder Antenne zumindest teilweise
dekorreliert sind.
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Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung stellen die Möglichkeit des Kombinierens
einer Vielzahl von Erfassungsprozessoren zur Verfügung, wobei
jeder angeordnet ist, um eine unterschiedliche Version eines empfangenen
Signals mit einem Equalizer zu verarbeiten, um verfeinerte Signale
zur Verfügung
zu stellen. Die verfeinerten Signalabfragen von jedem Equalizer
werden dann an den Datenprozessor von einem der Erfassungsprozessoren,
der als Master agiert, übermittelt.
Die verfeinerten Signale von jedem Erfassungsprozessor werden dann
in einen Kombinator eingespeist und im Master-Erfassungsprozessor
kombiniert. Indem die gespeicherten Signalabfragen aus dem Abfragenspeicher
eines jeden Erfassungsprozessors nunmehr an den Datenprozessor des
Master-Erfassungsprozessors kommuniziert werden, können die
Equalizerkoeffizienten für
den Equalizer eines jeden Erfassungsprozessors zusammen ausgerechnet
werden, so daß die
Wahrscheinlichkeit, die Daten aus den kombinierten Signalen korrekt
wiederzugewinnen, soweit wie möglich erhöht wird.
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Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung weisen den besonderen Vorteil auf, eine
modulate Architektur derart bereitzustellen, daß ein Diversity-Empfänger aus
einer beliebigen Anzahl von Antennen in Kombination mit zugeordneten
Erfassungsprozessoren gebildet werden kann. Für diese Architektur agiert
einer der Erfassungsprozessoren als Master-Erfassungsprozessor und
führt die
kombinierte Berechnung der Equalizerkoeffizienten aus, die dann
an die Equalizer der anderen Erfassungsprozessoren verteilt werden.
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Wie
die Fachleute wissen, können
Equalizer betrieben werden, um die Defekte von Symbolinterferenzen
zu vermeiden oder zumindest zu mindern. Wie sich unter manchen Umständen versteht,
können
Restsymbolinterferenzen zurückbleiben,
wenn auch soweit wie möglich
mit einer reduzierten Wirkung. Als solche werden die Signalabfragen
am Ausgang des Equalizers im folgenden als verfeinerte Signalabfragen
bezeichnet werden, was implizieren soll, daß die Wirkung der Symbolinterferenzen
in den empfangenen Signalabfragen reduziert ist, nachdem sie mit
den Equalizerkoeffizienten kombiniert wurden.
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Obwohl
es sich versteht, daß verschiedene Arten
von Equalizern benutzt werden können,
ist in bevorzugten Ausführungsformen
der Equalizer ein linearer Equalizer. Wie gleich erklärt werden
wird, ist der lineare Equalizer im allgemeinen wirkungsvoll, um
Symbolinterferenzen zu reduzieren, die sich in einem empfangenen
Signal befinden, hat eine relativ geringe Komplexität im Vergleich
mit anderen Equalizern und bietet einen besonderen Vorteil für Ausführungsformen
der Erfindung, die ausgelegt sind, um Daten aus Spread-Spektrum-Funksignalen
wiederzugewinnen. Allerdings kann in anderen Ausführungsformen
der Equalizer ein Equalizer des Typs der Schätzung der Sequenz mit der größten Wahrscheinlichkeit
bzw. des „maximum
likelihood sequence estimator"-Typs
sein.
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Der
Begriff linearer Equalizer ist ein Begriff, der die breite Bedeutung
von Equalizern haben soll, die aus linearen transversen Filtern
gebildet werden. Beispiele für
lineare Equalizer sind beschrieben in Kapitel 6.4, ab S. 554, in "Digital Communications", 2. Auflage von
John G. Proakis, veröffentlicht
durch McGraw-Hill International Editions ISBN 0-07-100269-3.
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Um
die Berechnung der Equalizerkoeffizienten ausführen zu können, weist in bevorzugten
Ausführungsformen
der Datenprozessor einen ersten und zweiten Testequalizer auf, die
betreibbar sind, um die ersten und zweiten gespeicherten Signalabfragen
mit ersten und zweiten Testequalizerkoeffizienten zu kombinieren,
um erste und zweite verfeinerte Testsignalabfragen herzustellen
können,
und einen Kombinator, der betreibbar ist, um die ersten und zweiten
verfeinerten Testsignalabfragen zu kombinieren, um ein zusammengesetztes
Testsignal zu bilden, und einen Entmodulierprozessor, der betreibbar ist,
um das zusammengesetzte Testsignal zu entmodulieren, um mindestens
einen Teil der Daten wiederzugewinnen, und einen Rückkopplungsprozessor, der
betreibbar ist, um den ersten und zweiten Testequalizer, den Kombinator
und den Entmodulierprozessor dahingehend zu steuern, daß sie eine
weitere Version des wiedergewonnen Teils der Daten bilden und die
ersten und die zweiten Equalizerkoeffizienten anpassen, damit bei
einem Fehler, der zwischen der ersten und der weiteren Version des
wiedergewonnenen Datenteils gebildet wird, die angepaßten Testequalizerkoeffizienten
als Equalizerkoeffizienten im ersten und zweiten Equalizer verwendet
werden.
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In
bevorzugten Ausführungsformen
werden daher die ersten und zweiten Equalizerkoeffizienten iterativ
berechnet, um den Fehler zwischen den Daten, die aus den gespeicherten
empfangenen Signalabfragen für
den ersten und den zweiten Erfassungsprozessor wiedergewonnenen
werden, und einer vorherigen zu Version minimieren, wobei jede Version
erstellt wird, indem ein weiterer verfeinerter Satz von Equalizerkoeffizienten
verwendet wird. Die ersten und zweiten Testequalizerkoeffizienten
werden dann den entsprechenden Equalizern innerhalb des entsprechenden
Erfassungsprozessors mitgeteilt. Als solche können in bevorzugten Ausführungsformen
Equalizerkoeffizienten aus einer Schätzung der Daten, die aus den
empfangenen Funksignalen wiederge wonnen wurden, berechnet werden.
Jeder Testsatz von Equalizerkoeffizienten wird auf eine iterative
Art in bezug auf eine vorherige Schätzung der Daten in Abhängigkeit
von einem Fehler berechnet, der sich zwischen der vorherigen Schätzung und
der danach wiedergewonnenen Schätzung
gebildet hat. Als solches ist es nicht notwendig, eine bekannte
Datensequenz als Teil der empfangenen Daten, die Signalabfragen
enthalten, zu kommunizieren.
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Außerdem beinhalten
die empfangenen Signalabfragen in bevorzugten Ausführungsformen
einen Abschnitt, der moduliert wurde, indem ein Modulationsschema
verwendet wurde, das einen größeren euklidischen
Abstand hat als andere datentragende Teile der empfangenen Signalabfragen,
damit die Schätzung
der Equalizerkoeffizienten verbessert wird, was die Fehlerrate bei
den Daten verringern wird, die aus den empfangenen Funksignalen
wiedergewonnen werden, wobei der Teil der geschätzten Daten aus dem Abschnitt,
der mit dem größeren euklidischen
Abstand moduliert wurde, wiedergewonnen wird.
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Euklidischer
Abstand ist ein Begriff, mit dem die Fachleute vertraut sind und
der sich auf den Abstand zwischen Symbolen in der Signalkonstellation in
der komplexen Ebene eines Modulationsschemas bezieht. Der euklidische
Abstand ist außerdem
erklärt
in der oben genannten Veröffentlichungen
von J. G. Proakis auf den Seiten 222–228. In bevorzugten Ausführungsformen
können
die Daten angeordnet sein, um einen ersten Teil der Spread-Spektrum-Funksignale
zu modulieren, wobei zum Beispiel Quadraturphasenverschiebungsverschlüsselung (QPSK)
verwendet wird, die einen größeren euklidischen
Abstand hat als zum Beispiel 8 Quadraturamplitudenmodulation (QAM),
16, 32 oder 64 QAM.
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In
anderen Ausführungsformen
können
die Koeffizienten der Equalizer durch Schätzen der Frequenzantwortfunktion
des Funkkommunikationskanals, den die Daten passiert haben, erhalten
werden, und um die ersten und zweiten Equalizerkoeffizienten zu
erzeugen folgend auf die Schätzung
der Frequenzantwortfunktion des Kanals mit der Wirkung der Reduzierung
der Effekte der Mehrfach-Pfadausbreitung des Funkkanals. Die Schätzung kann
zum Beispiel durch Entfalten der Frequenzantwortfunktion einer reproduzierten
Version der Spread-Spektrum-Signale und der empfangenen Funksignale
erzeugt werden.
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Die
empfangenen, datentragenden Funksignale können Spread-Spektrum-Funksignale
sein, so daß in
bevorzugten Ausführungsformen
der Datenprozessor dazu dienen kann, die Daten durch Entspreaden
der Funksignalabfragen wiederzugewinnen. Wie oben erwähnt, finden
die Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung insbesondere, aber nicht ausschließlich Anwendung
in der Wiedergewinnung von Daten aus Spread-Spektrum-Funksignalen,
wie jene, die benutzt werden, um Daten in CDMA-Systemen zu kommunizieren.
So verhält
es sich, weil, obwohl in Mobilfunkanwendungen der Rake-Empfänger eine
angemessene Leistung zur Verfügung
stellt, in Festfunkanwendungen, wie zum Beispiel in festen Netzwerken
mit drahtlosem Zugriff, entdeckt wurde, daß der li neare Equalizer eine
bessere Leistung bezüglich
der Auftrittsrate von Fehlern in den wiedergewonnenen Daten für eine große Anzahl
von orthogonalen Kodes und bei der Verwendung von Modulation höherer Ordnung
aufweist.
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Weitere
Aspekte und Eigenschaften der vorliegenden Erfindung werden in den
angehängten
Ansprüchen
bestimmt.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die
vorliegende Erfindung wird unter Bezugnahme auf eine bevorzugte
Ausführungsform,
wie sie in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt ist, nur als
Beispiel ausführlicher
beschrieben, wobei:
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1 eine
schematische Übersicht
eines Beispiels eines drahtlosen Telekommunikationssystems ist,
in dem die vorliegende Erfindung eingesetzt werden kann;
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2 eine
schematische Darstellung eines Beispiels eines Teilnehmeranschlusses
des Telekommunikationssystem aus 1 ist;
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3 ein
schematisches Diagramm ist, daß die
Ausbreitung der Funksignale zwischen dem Teilnehmeranschluß und dem
Hauptterminal wie jeweils aus 1 darstellt;
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4 ein
schematisches Blockdiagramm eines Empfängers ist, der Teil eines Hauptterminals oder
Teilnehmeranschlusses ist;
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5 ein
schematisches Blockdiagramm von zwei der Erfassungsprozessoren des
Empfängers
aus 4 ist;
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6 ein
schematisches Blockdiagramm ist, das eine mögliche Anordnung des Datenprozessors in
dem Erfassungsprozessor aus 5 darstellt;
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7 ein
schematisches Blockdiagramm des Formats einer Folge aus Funksignalen
ist, wie es in einem festen Funkzugriffskommunikationssystem benutzt
wird, um Daten zu kommunizieren können;
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8 ein
schematisches Blockdiagramm ist, daß die Funktionsweise von Teilen
des Empfängers aus 5 darstellt;
und
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9 ein
schematisches Blockdiagramm ist, daß die Funktionsweise eines
Empfängers
darstellt, der vier Erfassungsprozessoren aufweist.
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BESCHREIBUNG
BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Es
versteht sich, daß ein
Empfänger,
der die vorliegende Erfindung verkörpert, im Erfassen und Wiedergewinnen
von Daten aus Funksignalen Anwendung findet, die gemäß verschiedenen
Modulationsschemata moduliert wurden, und nicht auf eine bestimmte
Mehrfachzugriffstechnik beschränkt
ist. Obwohl allerdings ein Empfänger,
der die vorliegende Erfindung verkörpert, in einem Zeitdivisionsmehrfachzugriffssystem
(TDMA) verwendet werden kann, wird ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung in Bezug auf ein Kommunikationssystem beschrieben werden,
das CDMA einsetzt. Wie bereits erläutert, bildet in bevorzugten
Ausführungsformen der
Empfänger
einen Teil eines Telekommunikationssystems mit drahtlosem Zugriff,
das in den folgenden Absätzen
knapp beschrieben werden wird.
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FESTES FUNKZUGRIFFSSYSTEM
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1 ist
eine schematische Übersicht
eines Beispiels eines drahtlosen Telekommunikationssystems. Das
Telekommunikationssystem beinhaltet ein oder mehrere Servicegebiete 12, 14, 16.
Jedes Servicegebiet wird von einem jeweiligen Hauptterminal (CT) 10 bedient,
das die Möglichkeit
der Kommunikation mit Teilnehmeranschlüssen (ST) 20 im Servicegebiet über Funkkanäle zur Verfügung stellt.
Das Servicegebiet kann in Bezug auf Größe und geographische Eigenheiten
variieren. Zum Beispiel in einem ländlichen Gebiet mit einer geringen
Teilnehmerdichte könnte
ein Servicegebiet 12 eine Fläche mit einem Radius von 15–20 km abdecken.
Ein Servicegebiet 14 in einer städtischen Umgebung, in der es
eine hohe Dichte an Teilnehmeranschlüssen 20 gibt, würde eventuell
nur eine Fläche
mit einem Radius in der Größenordnung
von 100 m abdecken. In einem Vorstadtgebiet mit einer mittleren
Teilnehmeranschlußdichte
würde ein
Servicegebiet 16 eventuell eine Fläche mit einem Radius im Bereich
von 1 km abdecken. Es versteht sich, daß das von einem speziellen Hauptterminal 10 abgedeckte
Gebiet ausgewählt werden
kann, daß es
die lokalen Anforderungen bezüglich
besonderen geographischen Eigenheiten, der zu erwartenden oder tatsächlichen
Teilnehmerdichte, lokalen geographischen Gegebenheiten usw. erfüllt und
nicht auf die in 1 gezeigten Beispiele beschränkt ist.
Außerdem
braucht das Einzugsgebiet nicht kreisförmig zu sein und wird es wegen
Gegebenheiten der Antennenauslegung, geographischer Faktoren, Gebäuden usw.,
die die Verteilung der übertragenen
Signalen beeinflussen, typischerweise nicht sein.
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Das
drahtlose Telekommunikationssystem aus 1 ist dafür ausgelegt,
gleichzeitige Funkkommunikationen zwischen Teilnehmeranschlüssen 20 an
festen Orten innerhalb eines Servicegebiets (z. B. 12, 14, 16)
und dem Hauptterminal 10 für dieses Servicegebiet bereitzustellen.
Die Funkkommunikationen werden über
vordefinierte Frequenzkanäle
aufgebaut, wobei ein Frequenz kanal typischerweise aus einer Frequenz
für Uplink-Signale
von einem Teilnehmeranschluß zum
Hauptterminal und einer anderen Frequenz für Downlink-Signale vom Hauptterminal zum
Teilnehmeranschluß besteht.
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Entsprechend
werden die Funkkommunkationen zwischen den STs und den CTs in Entsprechung
mit einer vorbestimmten Funkzugriffsschnittstelle bereitgestellt.
Die Funkzugriffsschnittstelle bietet die Möglichkeit gleichzeitiger Kommunikationen zwischen
einer Vielzahl von STs und den entsprechenden CTs. Eine solche Funkzugriffsschnittstelle bietet
eine CDMA-Funkzugriffsschnittstelle,
bei der ein Satz orthogonaler Kodes auf die zu übermittelnden Daten auf einem
speziellen Frequenzkanal angewendet werden kann, wobei Daten, die
zu unterschiedlichen drahtlosen Verbindungen gehören, mit unterschiedlichen
orthogonalen Kodes des Satzes kombiniert werden. Signale, auf die
ein orthogonaler Kode angewendet wurde, können als über einen entsprechenden orthogonalen
Kanal innerhalb eines speziellen Frequenzkanal übertragen angesehen werden.
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Ein
Weg, ein solches drahtloses Telekommunikationssystem zu betreiben,
besteht in einem festen Zuordnungsmodus, in dem ein bestimmter ST
direkt einem gewissen orthogonalen Kanal eines speziellen Frequenzkanals
zugeordnet wird. Anrufe von und zu Einheiten von Telekommunikationsgeräten, die
mit dem ST verbunden sind, werden immer über einen im voraus zugewiesenen
orthogonalen Kanal eines speziellen Frequenzkanals gehandhabt, wobei der
orthogonale Kanal immer frei und diesem bestimmten ST zugeordnet
ist. Jedes CT 10 kann dann direkt mit der Vermittlungsstelle
eines Sprach-/Datennetzwerks 18 verbunden werden, z. B.
der Vermittlungsstellen eines öffentlichen
Telefonvermittlungsnetzwerks (PSTN) über einen Zugriffskontroller (AC) 100.
In der folgenden Beschreibung wird auf ein PSTN Bezug genommen als
Beispiel für
das Sprach-/Datennetzwerk.
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Da
die Anzahl der Benutzer von Telekommunikationsnetzwerken zunimmt,
ist eine immer weiter steigende Nachfrage nach Netzwerken zu verzeichnen,
die mehr Benutzer unterstützen
können.
Um die Anzahl der von einem einzelnen Hauptterminal unterstützten Benutzer
zu erhöhen,
besteht ein alternativer Weg darin, solch ein drahtloses Telekommunikationssystem
in einem Kanalzuteilungsmodus zu betreiben, in dem eine höhere Anzahl
von STs als die Anzahl der bereitstehenden orthogonalen Kommunikationsverkehrkanäle einem
Hauptterminal zugeordnet werden können, um drahtlose Verbindungen
mit jenen STs zu handhaben, wobei die genaue Anzahl unterstützter STs
von einer Anzahl von Faktoren abhängt, z. B. der geplanten Auslastung
der STs und dem gewünschten
Servicegrad. Diese orthogonalen Kanäle werden dann bestimmten STs
bei Anfrage nach Notwendigkeit zugeordnet. Diese Herangehensweise
bedeutet, daß viel
mehr STs von einem einzelnen Hauptterminal unterstützt werden
können, als
es bei dem festen Zuordnungsmodus möglich wäre. In bevorzugten Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung ist jeder Teilnehmeranschluß 20 über einen
auf Nachfrage basierenden Zugang zu seinem jeweiligen Hauptterminal 10 versehen, so
daß die
Anzahl der Teilnehmer, die den Dienst in Anspruch nehmen können, die
Anzahl der drahtlosen Verbindungen übersteigt.
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Für allgemeine
Hintergrundinformationen, wie AC, CT und ST angeordnet werden können, damit
sie miteinander kommunizieren können,
um Anrufe im Nachfrage-Zuteilungsmodus unter Benutzung eines Transportmechanismus
zu handhaben, der für kontinuierliche
Datensequenzen wie Sprache geeignet ist, wird der Leser auf die
GB-A-2,326,310 und die GB-A-2,326,311 verwiesen.
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2 stellt
ein Beispiel einer Konfiguration für einen Teilnehmeranschluß 20 für das Telekommunikationssystem
aus 1 dar. 2 schließt eine schematische Darstellung
der Räumlichkeiten 22 des Teilnehmers
ein. Eine Teilnehmerfunkeinheit (CRU) 24 ist auf dem Gebäude des
Teilnehmers angebracht. Die CRU 24 weist eine Flachschirmantenne 23 o. ä. auf. Die
CRU ist an einem Ort auf dem Teilnehmergebäude oder auf einem Mast etc.
angebracht und zwar in einer solchen Orientierung, daß die Flachschirmantenne 23 in
der CRU 24 in die Richtung 26 des Hauptterminals 10 für das Servicegebiet
gerichtet ist, in der sich die CRU 24 befindet.
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Die
CRU 24 ist über
eine Anschlußleitung 28 mit
einer Energieversorgungseinheit (PSU) 30 im Teilnehmergebäude verbunden.
Die Energieversorgungseinheit 30 ist mit der lokalen Energieversorgung
verbunden, um die CRU 24 und eine Netzwerkterminaleinheit
(NTU) 32 mit Energie zu versorgen. Die CRU 24 ist
auch über
die Energieversorgungseinheit 30 mit der Netzwerkterminaleinheit 32 verbunden,
die ihrerseits mit Telekommunikationsgeräten im Haus des Teilnehmers
verbunden ist, z. B. mit einem oder mehreren Telefonen 34,
Faxgeräten 36 und
Computern 38. Das Telekommunikationsgerät ist dargestellt, als wäre es im
Haus eines einzigen Teilnehmers. Allerdings muß das nicht so sein, da das ST 20 Mehrfachverbindungen
unterstützt,
so daß mehrere
Teilnehmerverbindungen von einem einzigen ST 20 unterstützt werden
können.
Das ST 20 kann auch derart angeordnet sein, daß es analoge und
digitale Telekommunikation unterstützt, z. B. analoge Kommunikation
bei 16, 32 oder 64 kbits/sec oder digitale Kommunikationen, z. B.
Internetprotokoll (IP), ISDN BRA-Standard, Leasingleitungsdaten (n × 64K) usw..
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Weitere
Details des festen Kommunikationssystemens mit drahtlosem Zugriff
und spezifischere Implementationsdetails über die Funkschnittstelle sind
in der parallelen englischen Patentanmeldung Nummer 0023689.3 offenbart.
Im allgemeinen benutzen Ausführungsformen
in der vorliegenden Erfindung allerdings Diversity-Empfänger.
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DIVERSITY-EMPFÄNGER
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Ein
Empfänger
gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann entweder in dem ST oder dem CT oder
beiden eingebaut sein. Entsprechend zeigt 3 allgemein
eine Anordnung, in der sowohl das CT als auch das ST mit zwei Antennen
für das
Erfassen und Übermitteln von
CDMA-Signalen versehen sind. Obwohl sowohl das CT als auch das ST
mit zwei Antennen gezeigt sind, versteht es sich, daß dies nur
eine Darstellung ist und sowohl das CT als auch das ST auch nur
eine Antenne haben können.
Entsprechend versteht es sich, daß obwohl in 3 das
CT und das ST zwei Antennen aufweisen, vorzugsweise in anderen Ausführungsformen
mehr als zwei Antennen benutzt werden können, die jede eine unterschiedliche
Version des empfangenen Funksignals bereitstellen.
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Wie
in 3 gezeigt, wird eine beispielhafte Darstellung
der Ausbreitung der Funksignale RT, RT.1, RT.2 von den ST-Antennen
A.3, A.4 zu den CT-Antennen A.1, A.2 zur Verfügung gestellt. Wie gezeigt,
umfassen die Funksignale, die an den Antennen ankommen, eine direkte
Komponente RT und zwei Mehrfach-Pfadkomponenten RT.1, RT.2. Wie
in 3 dargestellt, laufen die Versionen der Funksignale,
die die zwei Mehrfach-Pfadkomponenten RT.1, RT.2 aufweisen, über einen
längeren
Weg als die Direktpfadkomponente, um die Empfängerantennen A.1, A.2 zu erreichen,
und kommen daher zu unterschiedlichen Zeiten an.
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Ein
Vorteil des Empfängers,
der die vorliegende Erfindung verkörpert, ist, daß der Empfänger in
einer modularen Form mit einer Anzahl von Modulen implementiert
werden kann, die der Anzahl der Antennen entspricht. Zu dem in 3 gezeigten
Beispiel des CT mit zwei Antennen ist in 4 eine Empfängerkette
gezeigt, die angeordnet ist, um Daten aus CDMA-Signalen zu erfassen
und wiederzugewinnen.
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In 4 sind
die erste und zweite Antenne A.1, A.2 des CT als mit dem Eingang
eines Funkfrequenz-(RF)-Prozessors 40.1, 40.2.
verbunden gezeigt. Jeweils verbunden an dem Ausgang eines jeden
RF-Prozessors 40.1, 40.2 sind der erste und zweite
Erfassungsprozessor 42.1, 42.2. Der erste und
zweite Erfassungsprozessor 42.1, 42.2 sind miteinander über drei
Kanäle 44, 46, 48 entsprechend einer
vorbestimmten Schnittstelle IF verbunden. Der Zweck und die Funktionen
dieser Kanäle 44, 42, 48 wird
kurz erklärt.
Der erste und zweite Erfassungsprozessor allerdings arbeiten in
Kombination, um zu entzerren und unterschiedliche Versionen der
CDMA-Signale zu kombinieren, die von der ersten und zweiten Antenne
A.1, A.2 empfangen wurden, und um ein zusammengesetztes Ausgangssignal
zu produzieren. Das zusammengesetzte Ausgangssignal wird auf einem
Ausgangskanal 50.1, 50.2 präsentiert und wird in einen
Entspreadprozessor 52.1, 52.2 eingespeist.
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Der
Despreadprozessor 52.1, 53.2 despreadet bzw. entspreizt
das zusammengesetzte Signal und erstellt eine Schätzung der
Daten, mit denen die Spread-Spektrum-Signale entsprechend der CDMA-Funkschnittstelle
moduliert waren. Die Schätzung
der Daten wird dann durch einen weiteren Datenprozessor 54.1, 54.2 weiterverarbeitet,
der zum Beispiel ein fehlerkorrigierendes Dekodieren und andere
Verarbeitungen durchführen
kann, mit der Wirkung, daß die
Wahrscheinlichkeit, die Daten, die von dem ST kommuniziert worden
sind, korrekt zu erfassen, erhöht
wird. Die Arbeits weise des ersten und des zweiten Erfassungsprozessors
gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird nun in Bezug auf 5 beschrieben
werden.
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In 5 sind
ein erster und ein zweiter Erfassungsprozessor 42.1, 42.2 gezeigt,
die jeweils über
die zwei parallelen Kanäle 41.1, 41.2 in
Phase I und Quadrant Q komplexe Komponenten der entsprechenden Versionen
des abgefragten CDMA-Signals empfangen.
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Die
RF-Prozessoren 40.1, 40.2 konvertieren die empfangenen
Funksignale in eine Basisbandform herunter und fragen die Signale
ab, um die komplexen Signalabfragen zu erstellen, wobei ein Analog-Digital-Wandler
verwendet wird. Die Abfragen werden den Erfassungsprozessoren 42.1, 42.2 auf den
jeweiligen Eingangskanälen 41.1, 41.2 präsentiert.
Die komplexen Signalabfragen werden innerhalb jedes Erfassungsprozessors
von einem angepaßten
Filter 60.1, 60.2 empfangen. Das angepaßte Filter
weist eine Impulsantwortfunktion auf, die ein spektrales Formen
für die
empfangenen Signalabfragen bietet. In bevorzugten Ausführungsformen
zeigen die angepaßten
Filter 60.1, 60.2 eine Impulsantwortfunktion,
die einer Root-Raised-Cosine-Antwortfunktion entspricht. Mit einer
entsprechenden Antwortfunktion, die an dem Transmitter der Funksignale
verwendet wird, wird eine Raised-Cosine-Antwortfunktion zur Verfügung gestellt,
um so weit wie möglich
Symbolinterferenzen zu reduzieren, die durch die spektralformenden
Filter verursacht sind.
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Komplexe
Signalabfragen am Ausgang der angepaßten Filter werden in die jeweiligen
Eingänge eines
Equalizers 62.1, 62.2 und in einen komplexen Abfragenspeicher 64.1, 64.2 über parallele
Kanäle 66.1, 66.2 eingespeist.
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In
jeweils dem ersten und zweiten Erfassungsprozessor ist ein Datenprozessor 68.1, 68.2 angeordnet,
um die komplexen Abfragen aus dem Abfragenspeicher 64.1, 64.2 zu
empfangen. Der Datenprozessor 68.1, 68.2 ist auch
angeordnet, um komplexe Abfragen von mindestens einem anderen Datenprozessor
von einem der anderen Erfassungsprozessoren über den Verbindungskanal 44 zu
empfangen. Der Datenprozessor 68.1 aus dem Ausführungsbeispiel
aus 5 ist angeordnet, um die komplexen Equalizerkoeffizienten
sowohl für
den ersten Erfassungsprozessor 42.1 für den komplexen Equalizer 62.1 als
auch für
den zweiten Datenprozessor 42.2 für den komplexen Equalizer 62.2 zu
berechnen. Diese werden jeweils in die Equalizer 62.1, 62.2 über die
Verbindungskanäle 70.1, 70.2 eingespeist.
Wie bereits erwähnt,
können
die Equalizer 62.1, 62.2 dazu dienen, so weit
wie möglich
die Symbolinterferenzen zu reduzieren, die durch Mehrfach-Pfadausbreitung,
wie von den empfangenen CDMA Signalen erfahren, versursacht werden.
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In
bevorzugten Ausführungsformen
sind die komplexen Equalizer 62.1, 62.2 lineare
Equalizer und kombinieren die empfangenen Signalabfragen mit den
Equalizerkoeffizienten, um an den Ausgangskanälen 72.1, 72.2 verfeinerte
komplexe Signalabfragen zu produzieren, die jeweils in die Eingänge von Kombinatoren 74.1, 74.2 eingespeist
werden.
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Die
Kombinatoren 74.1, 74.2 sind angeordnet, um komplexe
Signalabfragen über
Verbindungskanäle 46, 48 auszutauschen,
die jeweils repräsentativ
für die
verfeinerten Signale von dem Equalizer des entsprechenden Erfassungsprozessors
sind. In der Tat sind daher die Kombinatoren 74.1, 74.2 ausgelegt,
um die verfeinerten Signale von jedem der ersten und zweiten Erfassungsprozessoren
zu kombinieren, damit ein zusammengesetztes Signal auf den jeweiligen
parallelen Leitern 50.1, 50.2 geformt wird. In
bevorzugten Ausführungsformen
arbeiten die Kombinatoren 74.1, 74.2 entsprechend
einer „maximum
ratio"- bzw. maximalen-Abstand-Kombination, um
die Beiträge
von jedem Diversity-Kanal gemäß dem Signal-Rausch-Verhältnis für diesen
Kanal zu gewichten.
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Die
Arbeitsweise des ersten und des zweiten Erfassungsprozessors aus 5 wird
nun detaillierter erklärt
werden. Für
die beispielhafte Anordnung aus 5, in der
zwei Diversity-Kanäle
durch die erste und zweite Antenne A.1, A.2 zur Verfügung gestellt werden,
agiert einer der zwei Erfassungsprozessoren als Master und der zweite
der beiden agiert als Slave. In 5 wird angenommen,
daß der
obere erste Erfassungsprozessor als Master und der zweiten Erfassungsprozessor
als Slave agiert.
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Wie
bereits erläutert,
ist der Empfänger
gemäß der vorliegenden
Anmeldung angeordnet, um Daten von Spread-Spektrum-Funksignalen,
wie sie gemäß einer
CDMA-Funkzugriffsschnittstelle produziert worden sind, zu erfassen
und wiederzugewinnen, wobei ein linearer Equalizer verwendet wird,
um die Wirkung der Mehrfach-Pfadausbreitung zu kompensieren. Es
wurde entdeckt, daß die
lineare Equalisation Vorteile über
andere Empfänger
wie zum Beispiel den Rake-Empfänger
bietet. Insbesondere in Fällen,
in denen Mehrfach-Pfadausbreitung relativ unkritisch ist, nämlich dahingehend,
daß der
Verzögerungs-Spread
relativ gering ist und eine direkte Pfadkomponente einschließen kann.
Wo außerdem das
empfangene Signal in Gegenwart einer großen Anzahl von orthogonalen
Trägern
erfaßt
werden soll und ein Modulationsschema höherer Ordnung verwendet wird,
wie zum Beispiel 16 QAM, das ein hohes Signal-Rausch-Verhältnis verlangt
(Eb/No), liefert der lineare Equalizer höhere Leistung als der Rake-Empfänger bezüglich zum
Beispiel der Leistung in der Bit-Fehlerrate
bei einem gegebenen Signal-Rausch-Verhältnis. Solche Bedingungen herrschen
typischerweise in einem festen Kommunikationssystemen mit drahtlosem
Zugriff, wie zum Beispiel das, das verwendet wird, um das Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung darzustellen. Daher versteht es sich,
daß Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung insbesondere Verwendung in solchen festen
System mit drahtlosem Zugriff finden.
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BERECHNEN
VON EQUALIZERKOEFFIZIENTEN
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Um
die Entzerrung von empfangenen Signalen durchzuführen, werden die Koeffizienten
der Equalizer berechnet, um die Symbolinterferenzen zu reduzieren,
die in den empfangenen Signalen vorhanden sein könnten. Dazu greifen die Datenprozessoren 68.1, 68.2 von
beiden, dem ersten und zweiten Erfassungsprozessor auf die komplexen
Abfragespeicher 64.1, 64.2 zu, um ein festgelegtes
Intervall der empfangenen Signalabfragen am Ausgang der angepaßten Filter 60.1, 60.2 zu
erfassen. Der Datenprozessor 68.1 auf dem Master-Erfassungsprozessor
empfängt
auch die komplexen Abfragen von dem zweiten Erfassungsprozessor
von dem komplexen Datenspeicher 64.2 unter der Kontrolle
des Datenprozessors 68.2 des zweiten Erfassungsprozessors.
Der Datenprozessor 68.1 des ersten Erfassungsprozessors
agiert als Master und berechnet die Equalizerkoeffizienten für die Equalizer 62.1, 62.2 von
sowohl dem ersten als auch dem zweiten Erfassungsprozessor, so daß die Wahrscheinlichkeit
von Fehlern in den aus dem zusammengesetzten Signal wiedergewonnenen
Daten reduziert wird, d. h. aus dem Signal nach Equalisation und
nach Kombination durch den Kombinator 64.1. Zu diesem Zweck
ist der Datenprozessor 68.1 angeordnet, um die ersten und zweiten
Equalizerkoeffizienten gemeinsam zu berechnen.
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Es
gibt verschiedene Techniken für
das Berechnen der Koeffizienten eines linearen Equalizers. In bevorzugten
Ausführungsformen
allerdings arbeitet der Datenprozessor 68.1 im wesentlichen
wie in 6 dargestellt, um die Equalizerkoeffizienten unter
Benutzung einer entscheidungsgesteuerten Technik zu berechnen.
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In 6 werden
die ersten und zweiten Eingaben 90.1 und 44 gezeigt,
die von den ersten und zweiten Testequalizern 94.1, 94.2 empfangen
werden. Die ersten und zweiten Eingaben 90.1, 44 speisen
die komplexen Signalabfragen von dem komplexen Abfragenspeicher 64.1, 64.2 des
ersten und zweiten Erfassungsprozessors. In dem Ausführungsbeispiel
aus 5 und 6 sind die Abfragenspeicher
angeordnet, um 512 komplexe Abfragen zu erfassen, wobei jede Abfrage
mit einer Auflösung
von 10 Bits dargestellt wird. Die 512 Abfragen liefern eine Viertel-Chip-Auflösung für einen
Teil der empfangenen Daten.
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In
dem Ausführungsbeispiel
werden die Daten in Form von Signalfolgen mit verschiedenen Teilen
empfangen. Der erste Teil der Signalfolge ist gemäß der QPSK-Modulation
moduliert und die zweite Hälfte
der Signalfolgen trägt
die Daten und ist gemäß einem
Modulationsschema höherer
Ordnung moduliert, wie zum Beispiel 8, 16, 32 oder 64-QAM. Dieses Signalfolgenformat
ist schematisch in 7 dargestellt. Obwohl es sich
versteht, daß die
vorliegende Erfindung ohne irgendein Modulationsschema und Datenformat
angewendet werden kann, bietet das Signalfolgenformat aus 7 die
Möglichkeit,
Equalizerkoeffizienten zu erzeugen, die die Wahrscheinlichkeit einer
korrekten Wiedergewinnung der Daten verbessern. Dies liegt daran,
daß das
QPSK-Modulationsschema einen höheren
euklidischen Abstand als andere Modulationsschemata höherer Ordnung
wie 8, 16, 32 oder 64-QAM aufweist. Daher haben die Daten, die aus
einem QPSK-Modulationsschema erfaßt worden sind, eine höhere Wahrscheinlichkeit, korrekt
produziert erfaßt
zu werden wegen einer größeren Immunität gegen
Rauschen aufgrund der Größe des größeren euklidischen
Abstands. Aus diesem Grund können
Equalizerkoeffizienten vom Datenprozessor 68.1 berechnet
werden, wobei eine entscheidungsgestützte Technik, wie weiter unten
beschrieben, unter Verwendung der Daten verwendet wird, die aus
den QPSK-modulierten Daten wiedergewonnen wurden.
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Wie
in 6 gezeigt, werden die wiedergewonnenen Basisbandsignalabfragen
dem jeweils ersten und zweiten Testequalizer 94.1, 94.2 aus
den entsprechenden Abfragenspeichern eingespeist. Wie zuvor werden
die parallelen Kanäle
zur Verfügung gestellt,
um die komplexen Signalabfragen in die Testequalizer 94.1, 94.2 einzuspeisen.
Die Testequalizer 94.1, 94.2 sind angeordnet,
um einen komplexen Satz von Testequalizerkoeffizienten vom Rückkopplungsprozessor 96 zu
empfangen. Die Testequalizer 94.1, 94.2 dienen
dazu, die linearen Equalizer 62.1, 62.2 des ersten
und zweiten Erfassungsprozessors zu modellieren. Nach Kombination
der gespeicherten Signalabfragen mit den Equalizerkoeffizienten
werden die Ausgabegrößen des
ersten und zweiten Testequalizers 94.1, 94.2 durch
ein Kombinatormittel 98 kombiniert, um eine Schätzung des
zusammengesetzten Signals zu produzieren. Das zusammengesetzte Testsignal
wird dann von dem Despreadprozessor 99 empfangen, der die
Daten des ersten Teils 102 der empfangenen Signalfolge
wiedergewinnt. Die wiedergewonnenen Daten werden dann zurück über die
Verbindungskanäle 100 in
den Rückkopplungsprozessor 96 eingespeist.
Der Rückkopplungsprozessor 96 formt
dann eine entscheidungsgesteuerte Anpassung der Equalizerkoeffizienten,
damit der Fehler zwischen der wiedergewonnenen Version der Daten
aus dem QPSK-Teil 102 der empfangenen Signalfolge und der
Schätzung
dieser Daten, die vorher aus dem zusammengesetzten Testsignal von
dem Kombinatormittel 98 hergestellt wurden, minimiert wird.
Als solches werden Equalizerkoeffizienten gemäß einem iterativen Prozeß angepaßt, um einen Fehler
zwischen der gegenwärtig
wiedergewonnenen Version der Daten von dem QPSK-modulierten Teil
der Signalfolge und vorherigen Version dieser Daten zu reduzieren.
Die Fehlerreduktion wird gemäß dem mittleren
quadratischen Fehler zwischen Versionen der wiedergewonnenen Daten
bestimmt.
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In
der Tat ist daher der Datenprozessor 68.1 des ersten Master-Erfassungsprozessors 42.1 angeordnet,
um die ersten und zweiten Equalizerkoeffizienten so weit wie möglich zu
optimieren, um die Fehlerwahrscheinlichkeit in den aus dem resultierenden zusammengesetzten
Signal erfaßten
Daten zu verringern, das an dem Ausgang des Kombinators 74.1 erstellt
wurde. Nach einer vorbestimmten Anzahl von Iterationen werden dann
die Testequalizerkoeffizienten in die jeweiligen Equalizer der entsprechenden Erfassungsprozessoren
eingespeist.
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Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung bieten daher einen Vorteil im gemeinsamen
Optimieren der lineare Equalizerkoeffizienten in Abhängigkeit
von einem Ergebnis der verfeinerten Daten, die durch den Kombinator
gemäß zum Beispiel
einem „Maximum-Ratio"-Kombinieren kombiniert
wurden. Einen weiteren Vorteil bietet die modulare Konstruktion
der Erfassungsprozessoren, wie in 5 gezeigt,
was die Möglichkeit
des Zufügens
von weiteren Prozessoren bietet, wenn die Anzahl der Diversity-Kanäle steigt.
Nach der Verbindung einer Vielzahl von Erfassungsprozessoren miteinander,
wird im Grunde genommen einer der Erfassungsprozessoren als Master
bestimmt und die Slave-Erfassungsprozessoren kommunizieren die komplexen
Abfragen von den jeweiligen Abfragenspeichern, damit die Berechnung
der Equalizerkoeffizienten ausgeführt werden kann.
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Wie
es sich versteht, führt
der Datenprozessor 68.1 eine relativ komplizierte Berechnung
aus, um die Equalizerkoeffizienten gemeinsam zu erzeugen. Allerdings
wird wahrscheinlich in bevorzugten Ausführungsformen, in denen der
Empfänger
in einem Festsystem mit drahtlosem Zugriff verwendet wird, der Funkkanal
sich ziemlich langsam ändern. Aus
diesem Grund kann der Datenprozessor 68.1, 68.2 dafür ausgelegt
sein, periodisch die neuen Equalizerkoeffizienten zu berechnen,
ohne daß eine ungewünschte Verschlechterung
der Wahrscheinlichkeit, Daten richtig zu erfassen, auftreten würde. Im
Grunde genommen braucht die Berechnung der Equalizerkoeffizienten
nicht jedesmal durchgeführt zu
werden, wenn eine Folge von Funksignalen empfangen wird.
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Es
versteht sich, daß es
Anwendungen gibt, in denen geeigneterweise zwei zusammengesetzte Ausgangssignale
zur Verfügung
gestellt werden. Zu diesem Zweck stellt der zweite Erfassungsprozessor auch
ein Ausgangssignal an dem Verbindungskanal 50.2 zur Verfügung. Entsprechend
bildet die Kreuzverbindung zwischen dem ersten und dem zweiten Erfassungsprozessor
einen Zweifach-Diversity-Empfänger,
wie schematisch in 8 dargestellt. In 8 wird
die Kreuzverbindung am Ausgang der jeweiligen Equalizer bereitgestellt,
wie durch die Verbindung zu den Kanälen 46, 48 zwischen
dem ersten und zweiten Erfassungsprozessor 42.1, 42.2 gezeigt. Um
sicherzustellen, daß die
Signalabfragen, die denen entsprechen, die von dem Equalizer von
einem der Erfassungsprozessoren erstellt wurden, zu einer entsprechenden
Zeit empfangen werden, die der von jenen entspricht, die von den
anderen Equalizern erzeugt wurden, wird eine Verzögerung "D" durch entsprechende Verzögerungselemente 120.1, 120.2 eingeführt.
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ANDERE AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Wie
bereits erläutert,
können
in anderen Ausführungsformen,
obwohl das Ausführungsbeispiel
anhand von zwei Diversity-Kanälen
und daher entsprechend zwei Erfassungsprozessoren dargestellt wurde,
eine große
Anzahl von Antennen-Diversity-Kanälen mit einer entsprechenden
Anzahl von Erfassungsprozessoren benutzt werden. 9 zeigt eine
beispielhafte Darstellung entsprechend dem Diagramm aus 8,
in der vier Antennen-Diversity-Kanälen gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kombiniert sind. Die vier Kanäle sind
schematisch dargestellt als Erfassungsprozessoren 140, 150, 160, 170.
Allgemein entspricht jeder der Erfassungsprozessoren 140, 150, 160, 170 den Erfassungsprozessoren
aus 5 und daher wird eine komplette Beschreibung nicht
zur Verfügung
gestellt. Wie aber in 9 dargestellt, stellt jeder
der Equalizer 180.1, 180.2, 180.3, 180.4 ein
verfeinertes Ausgangssignal zur Verfügung, das in einen entsprechenden
Kombinator 182.1, 182.2, 182.3, 182.4 über die
entsprechenden Verzögerungselemente 184.1, 184.2, 184.3 eingespeist
wird. Um die relative Zeit zu kompensieren, zu der die verfeinerten
Signalabfragen an den Ausgängen
der jeweiligen Equalizer 140, 150, 160, 170 produziert
werden, sind, wie in 9 gezeigt, die Verzögerungselemente 184.1, 184.2, 184.3 mit
einer nach und nach abnehmenden Verzögerung versehen, startend mit
dem ersten Erfassungsprozessor 184.1, der eine Verzögerung von
D1 + D2 + D3 aufweist, bis zum vierten Erfassungsprozessor, der
kein Verzögerungselement
aufweist. Es versteht sich, daß jede
der Ausgabegrößen der
Kombinatoren 182.1, 182.2, 182.3, 182.4 ein
vollständig kombiniertes
zusammengesetztes Signal bilden kann, indem die Signale von den
drei Erfassungsprozessoren kombiniert werden. Allerdings ist dies
in 9 nicht gezeigt, um die Komplexität dieses
Diagramms zu reduzieren.
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Es
versteht sich, daß verschiedene
Veränderungen
an den Ausführungsformen,
die oben beschrieben wurden, gemacht werden können, ohne den Schutzbereich
der vorliegenden Erfindung zu verlassen. Insbesondere kann zum Beispiel
die Erfindung beim Empfang von jeglichen Arten von Spread-Spektrum-Signalen
Verwendung finden und ist nicht beschränkt auf ein Festsystem mit
drahtlosem Zugriff. Die vorliegende Erfindung kann für Funksysteme,
die ein beliebiges Modulationsschema benutzen, verwendet werden.
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Obwohl
im Ausführungsbeispiel
der Datenprozessor dazu dient, die Equalizerkoeffizienten gemäß einer
entscheidungsgestützten
Technik zu erzeugen, versteht es sich, daß dies nur ein Beispiel ist und
daß in
anderen Beispielen die Equalizerkoeffizienten auf eine andere Art
berechnet werden können. Dies
schließt
zum Beispiel das Übersenden
einer bekannten Datensequenz zusammen mit CDMA-Signalen ein. Indem
der Fehler zwischen dem Teil des empfangenen Signalabfragens, das
die bekannte Datensequenz beinhaltet, und einer Reproduktion dieser
bekannten Datensequenz selbst minimiert wird, können die Equalizerkoeffizienten
rekursiv angepaßt
werden, bis der Fehler zwischen der wiedergewonnenen Datensequenz
und der ursprünglich
bekannten Datensequenz minimiert ist. Dies kann wiederum durchgeführt werden,
um den minimalen mittleren quadratischen Fehler zu reduzieren. Andere Techniken
für das
Berechnen der Equalizerkoeffizienten beinhalten das Entfalten. Das
Entfalten benötigt
die Berechnung der Frequenzantwortfunktion des Funkkanals, wobei
zum Beispiel eine Trainingssequenz verwendet wird. Alternativ kann
die Frequenzantwortfunktion des Funkkanals bestimmt werden, indem
das Spektrum des empfangenen Signals geschätzt wird, welches dann durch
die Frequenzantwortfunktion des mit den wiedergewonnenen Daten modulierten
Spread-Spektrum-Signals dividiert wird, und das Ergebnis in den
Zeitraum zurückkonvertiert wird.
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Obwohl
außerdem
in bevorzugten Ausführungsformen
die Daten angeordnet sind, um die Phase des Spread-Spektrum-Signals
zu modulieren, was eine kohärente
Erfassung benötigt
und deswegen die Erzeugung von komplexen Signalabfragen verlangt, braucht
in anderen Ausführungsformen
die Phase nicht erfaßt
zu werden, und so kann die empfangene Signalabfrage nur real und
nicht komplex sein.