DE602004005316T2

DE602004005316T2 - Polschaltabwärtsumsetzer mit einem symmetrischen Resonator

Info

Publication number: DE602004005316T2
Application number: DE602004005316T
Authority: DE
Inventors: Ingo c/o Stuttgar Ruhm; Ralf c/o Stuttgar Böhnke
Original assignee: Sony Deutschland GmbH
Current assignee: Sony Deutschland GmbH
Priority date: 2004-05-11
Filing date: 2004-05-11
Publication date: 2008-03-06
Anticipated expiration: 2024-05-12
Also published as: DE602004005316D1; EP1596504B1; JP2005328537A; US7184725B2; EP1596504A1; US20050255820A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung und ein Verfahren für eine Abwärtskonvertierung eines modulierten Signals, speziell von RF (Radio- bzw. Hochfrequenz) Signalen in einem Radioempfänger.
Radioempfänger sind aufgebaut, um modulierte Signale zu empfangen (d.h. amplitudenmodulierte (AM), frequenzmodulierte (FM) und 8-Symbole phasenverschiebungs-verschlüsselte (8-PSK) Signale), die an den spezifischen Trägerfrequenzen zentriert sind. In typischen Rundfunksystemen ist ein Sendeband von Trägerfrequenzen in eine Anzahl von benachbarten Kanälen aufgeteilt, jeder um eine einzigartige Trägerfrequenz zentriert, wobei der Radioempfänger auf einen dieser Kanäle eingestellt ist.
Bevor die in dem Signal modulierte Information extrahiert wird, ist das empfangene Hochfrequenzsignal zu einer niedrigeren Frequenz abwärts konvertiert oder zu einem Basisband-Signal, typischerweise mittels Mixer, welche das durch eine Antenne empfangene Signal mit einem Signal mischen, das bei der gleichen Trägerfrequenz schwingt.
Empfänger, die das empfangene RF-Signal in einem Schritt zum Basisband-Signal konvertieren sind „homodyne" Empfänger genannt, wobei die „heterodynen" (überlagernden) Empfänger das empfangene RF-Signal in aufsteigenden Schritten konvertieren. In dem heterodynen Empfänger ist das RF-Signal in eine oder mehrere Zwischenfrequenzen (IF) abwärts konvertiert, welche bei zugehörigen Frequenzen zentriert sind, die irgendwo zwischen denen des RF-Signals und dem Basisband-Signal liegen.
In den automatischen Garagentoröffnern, portablen Telefonen, Fernmessablesesystemen und dergleichen sind Pendelrückkopplungs-Empfänger weit verbreitet, aufgrund ihrer kleinen Abmessungen, der Einfachheit und wirtschaftlicher Konstruktion. Ein konventioneller Pendelrückkopplungs-Empfänger beinhaltet eine Antenne, einen Pendelrückkopplungs-Detektor, der für das von der Antenne empfangene Signal zuständig ist, einen Trenn-Verstärker zum Verstärken des empfangenen amplitudenmodulierten (AM) Signals, einen Dämpfer-Oszillator und ein Tiefpassfilter.
Der Oszillator wird automatisch zwischen einem Schwingungszustand und einem Nichtschwingungszustand bei einer niedrigeren Rate als die Radiofrequenz umgeschaltet. Die Schaltfrequenz ist als die „Lösch-Frequenz" bezeichnet. Die zu erfassende Signalspannung ist an eine Rückkopplungsschleife angeschlossen, welche an einen Transistorverstärker angeschlossen ist, um Schwingungen zu verursachen.
In der Abwesenheit einer angelegten Spannung startet die Schwingung, die sich während jedem Zyklus der Lösch-Spannung bildet, mit einer anfänglichen Amplitude, die durch die Rauschspannung in der Eingangsschaltung bestimmt ist und erreicht einen Endwert, der mit dem Mittelwert für die Schwingung in einer Beziehung steht. Diese Schwingungen schwinden dann, da die Lösch-Spannung die Schwingungsbedingungen verhindert.
Ein Polschaltabwärtsumsetzer, welcher die phasen- und frequenzmodulierten Signale abwärts durch periodische Änderung der Oszillatorpolpositionen konvertiert, ist aus Hernandez, L., Paton, S., „A Superregenerative Receiver für Phase und Frequency Modulated Carriers", IEEE 2002, Seiten III-81 bis III-84 bekannt. In diesem Polschaltabwärtsumsetzer sind ein Verzögerungselement, wie eine Übertragungsleitung, und ein Mittel zum Wechseln der Feedback-Polarität in die Feedbackschleife eingebracht, wobei durch den Wechsel der Feedback-Polarität die Konfiguration, in welcher der Resonator die RF-Energie aufnimmt zur Konfiguration umgeschaltet ist, in welcher die RF-Energie abwärts konvertiert ist. Nachdem die verbleibende Energie in dem Resonator unterdrückt ist, wird der Umsetzer zurück in den Resonanzmodus für den nächsten Abwärtsumsetzungszyklus umgeschaltet.
Mit dieser Anordnung ist ein Mixer zum Schalten zwischen einem Schwingungszustand und einem Nichtschwingungszustand realisiert, wobei während der Erfassungsphase, in welcher die RF-Energie abwärts konvertiert wird, keine RF-Energie mehr aufgenommen werden kann. Daher ist es notwendig diese Nichtresonanzphase sehr kurz zu machen. Jedoch würde eine Verkürzung der Erfassungsphase eine sehr schnelle und daher eine sehr viel Energie konsumierende Schaltung erforderlich machen. Ferner enthält die Mixerschaltung einige Transistoren, welche die Größe der Schaltung, den Energieverbrauch und das erzeugten Rauschen erhöhen. Somit ist es wünschenswert, die Anzahl von Transistoren in der Abwärtsumsetzerschaltung zu minimieren und einen Mixer zum Umschalten der Polkonfiguration zu vermeiden, um die Schaltungsgröße, den Energieverbrauch und die Rauscherzeugung zu reduzieren. Ferner noch ist es wünschenswert die Beziehung zwischen der RF-Energie-Aufnahmephase und der Nichtresonanzphase auszuweiten.
Daher ist ein Gegenstand der vorliegenden Erfindung eine Schaltung und ein Verfahren zum Abwärtsumsetzen eines modulierten Signals, welche die Nichtresonanzphase minimieren, anzugeben.
Dieser Gegenstand ist durch eine Schaltung und ein Verfahren zum Abwärtsumsetzen eines modulierten Signals nach den beigefügten, unabhängigen Ansprüchen erreicht. Vorteilhafte Ausführungen der vorliegenden Erfindung sind der Gegenstand der zugehörigen Unteransprüche.
Nach vorliegender Erfindung umfasst eine Schaltung zum Abwärtsumsetzen eines modulierten Signals einen ersten und einen zweiten λ/2-Resonator zum Aufnehmen der RF-Energie, wobei ein Differenz-RF-Signal mit dem ersten und zweiten λ/2-Resonator gekoppelt ist, ein Schaltmittel, das mit einem Ende des ersten Resonators und einem Ende des zweiten Resonators zum Verbinden von erstem und zweitem λ/2-Resonator gekoppelt ist, ein Steuermittel zum Steuern des Schaltmittels, wobei das Steuermittel das Schaltmittel anweist, den ersten und zweiten λ/2-Resonator für ungefähr eine halbe RF-Trägerperiode des modulierten Signals zu verbinden, und das Erfassungsmittel, das mit dem ersten und zweiten λ/2-Resonator zum Erfassen des abwärts konvertierten Signals gekoppelt ist.
Ein Verfahren zum Abwärtskonvertieren eines modulierten Signals nach vorliegender Erfindung umfasst die Schritte der Bereitstellung eines ersten und eines zweiten λ/2- Resonators zum Aufnehmen der RF-Energie, der Kopplung eines Differenz-RF-Signals mit dem ersten und zweiten λ/2-Resonator, der Verbindung, nachdem der erste und zweite λ/2-Resonator oszillieren, des ersten und zweiten λ/2-Resonators für ungefähr eine halbe RF-Trägerperiode des modulierten Signals und der Erfassung des abwärts konvertierten Signals.
Mit der vorliegenden Erfindung wird die Nichtresonanzphase für ungefähr eine halbe RF-Trägerperiode des modulierten Signals reduziert, wobei die Unterdrückungsphase ausgelassen werden kann und die Abwärtsumsetzungsschaltung fast die ganze Zeit in dem Resonatormodus sein kann. Es ist ferner vorgeschlagen das abwärts konvertierte Signal nicht direkt nach der Umschaltung in den Nichtresonanzmodus zu erfassen, sondern lieber nach der Rückumschaltung in den Resonatormodus. Nach diesem Schema überlagern sich die RF-Aufnahme- und die Erfassungsphase. Die Abwärtsumsetzungsschaltung nach vorliegender Erfindung ermöglicht, nur ein Schaltelement, wie einen FET-Transistor zu benutzen, welcher durch eine Taktquelle gesteuert werden kann. Die Abwärtsumsetzungsschaltung kann mit Standard-CMOS-Prozessen hergestellt werden. Ein Mixer zum Umschalten der Polkonfiguration kann vermieden werden, um die Schaltungsgröße, den Energieverbrauch und die Rauscherzeugung zu reduzieren. Der symmetrische Aufbau des λ/2-Resonators ermöglicht es, die Interferenz durch den Schaltbetrieb zu reduzieren.
Ferner, nach vorliegender Erfindung, können benachbarte RF-Kanäle durch eine geringfügige Variierung der Schaltwiederholrate ausgewählt werden, so dass das gewünschte Band zu einer festen Zwischenfrequenz abwärts konvertiert wird, wobei, mit dieser Anordnung, die Abwärtsumsetzungsschaltung auch die Funktionalität eines Bandauswahlfilters hat. Zusätzlich kann ein Bandpassfilter benutzt werden, um die Zwischenfrequenz auszufiltern und die benachbarten Kanäle vor weiterer Signalverarbeitung (d.h. Verstärker, digital-zu-analog Konverter oder IQ-Mixer) zu unterdrücken. Somit ist nach vorliegender Erfindung kein Hochfrequenz-Lokaloszillator zum Abwärtsumsetzen, wie in konventionellen Mixerarchitekturen, erforderlich.
In der folgenden Beschreibung ist die vorliegende Erfindung detaillierter mit Bezug zu speziellen Ausbildungen und in Bezug zu beinhalteten Zeichnungen erläutert, in welchen
1 ein Blockdiagramm einer Abwärtsumsetzungsschaltung nach vorliegender Erfindung zeigt,
2 die Wellen in den Resonatoren der Abwärtsumsetzungsschaltung, die in 1 gezeigt ist, zu verschiedenen Zeitmomenten nach dem Anlegen der RF-Quellen zeigt,
3 die Wellen in den Resonatoren der Abwärtsumsetzungsschaltung, die in 1 gezeigt ist, zu verschiedenen Zeitmomenten, während der Transistor eingeschaltet wird, zeigt,
4 die Wellen in den Resonatoren der Abwärtsumsetzungsschaltung, die in 1 gezeigt ist, zu verschiedenen Zeitmomenten, während der Transistor ausgeschaltet wird, zeigt,
5 das durch den in 1 gezeigten Differenzverstärker empfangene Signal zeigt,
6 ein Blockdiagramm eines mathematischen Models einer Abwärtsumsetzungsschaltung nach vorliegender Erfindung zeigt,
7 die Transformation der in 6 gezeigten IIR-Anordnung in eine äquivalente FIR-Anordnung zeigt,
8 das definite Produkt der Pulsfunktionen zeigt, die in dem mathematischen Modell berechnet worden sind,
9 das effektive Modulationssignal zeigt, das in dem mathematischen Modell berechnet worden ist,
10 eine pulsfolge-modulierte Sinuswelle zeigt, die in dem mathematischen Modell berechnet worden ist,
11 die Frequenzbeziehung zwischen den Eingangs- und Ausgangssignalen zeigt, die in dem mathematischen Modell berechnet worden sind,
12 ein Blockdiagramm zum Simulieren einer RF-Kanalauswahl nach der vorliegenden Erfindung, zeigt
13 die simulierte Amplitude über die Zeit des übermittelten Signals der Kanäle 1 und 2 und des empfangenen abwärts konvertierten Signals aus der Simulationsanordnung, die in 12 zu sehen ist, zeigt, und
14 die simulierte Phase über die Zeit des übermittelten Signals der Kanäle 1 und 2 und des empfangenen abwärts konvertierten Signals aus der Simulationsanordnung, die in 12 zu sehen ist, zeigt.
1 zeigt ein Blockdiagramm der Abwärtsumsetzungsschaltung mit einer symmetrischen Resonatoranordnung nach vorliegender Erfindung. Die Abwärtsumsetzungsschaltung beinhaltet einen ersten und einen zweiten λ/2-Resonator 1a, 1b, die mittels eines FET-Transistors 2 verbindbar sind, welcher durch den Taktgenerator 3 gesteuert wird. Die Spannung an dem Transistor wird von einem Differenzverstärker 4 abgenommen, und das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 4 wird durch einen Filter/Integrator 5 empfangen, welcher das abwärts konvertierte Signal ausgibt. Der erste und der zweite λ/2-Resonator 1a, 1b können durch eine Mikrostreifen-Übertragunsleitung mit einem offenen Ende (oder äquivalent offen für das RF-Signal), eine Mikrostreifen-Übertragungsleitung mit kurzgeschlossenem Ende (oder äquivalent für das RF-Signal kurzgeschlossenem Ende), eine elektronischen Schaltung, die eine Verzögerung an dem Einspeisungspunkt bewirkt, die einer Wellenlänge λ entspricht oder direkt durch eine Dipolantenne, realisiert werden.
Die RF-Energie wird in den λ/2-Resonatoren 1a, 1b während der Resonanzphase aufgenommen, wobei ein Differenz-RF-Signal zu den λ/2-Resonatoren 1a, 1b gekoppelt ist. In dieser Phase ist die durch den Taktgenerator 3 erzeugte Steuerspannung Null, und der FET-Transsistor 2 ist offen. Da der Widerstand der Stromquellen 6a, 6b sehr hoch ist, genauso wie der Eingangswiderstand des Differenzverstärkers 4, sind die λ/2-Resonatoren 1a, 1b an beiden Seiten offen, und die Wellen in den λ/2-Resonatoren 1a, 1b sind an den Resonatorenden ohne eine Phasenverschiebung reflektiert. Um das RF-Signal abwärts zu konvertieren ist der FET-Transistor 2 für eine Periode gleich (oder fast gleich) der halben RF-Trägerperiode eingeschaltet. Während dieser Phase wird die Welle in dem Resonator 1a teilweise reflektiert, da der Widerstand der Leitungswiderstand des Resonators 1b plus der Widerstand des FET-Transistors 2 ist. Der andere Teil der Welle geht durch den FET-Transistor 2 in den Resonator 1b. Die Kanalbreite, und daher der „An-Widerstand" des FET-Transistors 2, ist so eingestellt, dass die reflektierte Welle die gleiche Amplitude hat, wie die Welle, die in den Resonator 1b geht. In diesem Fall ist die Summe der im Resonator 1a reflektierten Welle und der den Resonator 1b passierenden Welle gleich Null. Das Gleiche gilt für den Resonator 1b. Somit sind nach dem Rückschalten in den Resonatormodus die Hälften der Wellen in den λ/2-Resonatoren 1a, 1b eliminiert. Unerwünschte Hochfrequenzkomponenten sind durch den bandbegrenzten Differenzverstärker 4 mit Tiefpass-Charakteristik eliminiert, und das abwärts konvertierte Basisbandsignal wird ausgegeben.
2 bis 4 zeigen die Wellenausbreitung in den λ/2-Resonatoren 1a, 1b, wobei „0" die Position des FET-Transistors 2 repräsentiert, „–λ/2" und „λ/2" die Positionen von RF-Stromquellen 6a, bzw. 6b repräsentieren, der Kurvenverlauf w1 die Vorwärtswellen zum FET-Transistor 2 zeigt, der Kurvernverlauf w2 die reflektierten Wellen und der Kurvenverlauf w3 die Überlagerung der beiden Wellen. In 2 ist der FET-Transistor 2 offen, und die RF-Quellen 6a und 6b sind angelegt. Am Anfang (2a) sind keine Wellen im Resonator vorhanden. Dann (2b) zeigt der Kurvenverlauf w1, dass die Wellen beginnen, sich von den RF-Quellen 6a und 6b (Position „–λ/2" und „λ/2") an den Enden der λ/2-Resonatoren 1a, 1b zum FET-Transistor 2 (Position „0") auszubreiten. In 2h erreichen die Wellen den FET-Transistor 2 (Position „0"). Da der FET-Transistor 2 offen ist, werden die Wellen reflektiert und wandern zu den RF-Quellen 6a, 6b (Position „–λ/2" und „λ/2"). Der Kurvenverlauf w3 zeigt die Überlagerung der Wellen. Die Unterbrechung des Kurvenverlaufs w3 zwischen beiden Resonatoren innerhalb des Transistors ist durch die Differenz-RF-Einspeisung verursacht. Diese Spannung am FET-Transistor wird von dem Differenzverstärker 4 abgenommen. Solange keine Umschaltung auftritt hat dieses Signal die gleiche Frequenz, wie das Eingangssignal und kein Niederfrequenzsignal wird beobachtet. Da die Resonanzfrequenzen der λ/2-Resonatoren 1a, 1b die gleichen sind, wie die RF-Trägerfrequenz, wachsen die Wellenamplituden bis die Eingangsstärke die Gleiche ist, wie der Verlust in den λ/2-Resonatoren 1a, 1b.
Nach einigen RF-Trägerschwingungen wird der FET-Transistor 2 eingeschaltet, wie in 3 gezeigt. Es kann beobachtet werden, dass die teilweise reflektierten und teilweise passierenden Wellen an dem FET-Transistor 2 (Position „0") einander in beiden λ/2-Resonatoren 1a, 1b eliminieren (Kurvenverlauf w3 in 3a–g). Da der Transistor für eine halbe RF-Trägerperiode eingeschaltet wird, sind die Hälften der Wellen in den Resonatoren beseitigt.
4 zeigt die Wellenausbreitung nachdem der FET-Transistor 2 wieder ausgeschaltet ist. Die Wellen (Kurvenverlauf w1) sind wieder an dem FET-Transistor 2 (Position „0") voll reflektiert und breiten sich wieder zu den RF-Quellen 6a, 6b aus (Kurvenverlauf w2), wie in 4b–o gezeigt. Es ist wichtig die Überlagerung (Kurvenverlauf w3) der Vorwärtswellen (Kurvenverlauf w1) und der reflektierten Wellen (Kurvenverlauf w2) quer durch den FET-Transistor 2 in der Position „0" zu beobachten. In 4a–g hat der Kurvenverlauf w3 eine Sinusform mit einer hohen Amplitude, während in 4i–o der Kurvenverlauf w3 auch eine Sinusform mit einer infolge der Beseitigung der halben Welle viel kleineren Amplitude hat.
5 zeigt das in den Differenzverstärker 4 eingespeiste Signal. Die Balken x₁ und x₂ markieren die Zeit, während welcher der FET-Transistor 2 eingeschaltet ist. Das Signal wird über jede Resonanzphase integriert und abgetastet, bevor der FET-Transistor 2 wieder eingeschaltet wird, um das abwärts konvertierte Signal zu extrahieren und die unerwünschten Hochfrequenzkomponenten zu eliminieren.
6 zeigt ein mathematisches Modell, das benutzt ist, um die Abwärtsumsetzungsfunktionalität der Schaltung nach vorliegender Erfindung zu erläutern. x(t) repräsentiert das RF-Eingangssignal, m(t) ist ein Taktsignal, welches während der Resonanzphase „1" ist und „0" für eine halbe RF-Periode, um die vorher erwähnte Wellenaufhebung zu modellieren. z(t) ist das Signal, das als Eingang des Integrators verwendet ist. Das Gain-Element k modelliert den Verlust in dem Resonator und das Verzögerungselement τ modelliert die Hin- und Zurückverzögerung der Welle in einem Resonator.
Gleichungen (1a) und (1b) sind direkt aus der 6 erhalten. y(t) = z(t) m(t) + x(t) (1a) z(t) = k – y(t – τ) (1b)
Der nächste Schritt, um (2a) zu erhalten ist y(t – τ) in der Gleichung (1b) durch die Benutzung der Gleichung (1a) zu ersetzen. Das wird getan, um die IIR-Anordnung der Schaltung in eine äquivalente FIR-Anordnung zu transformieren, wie in 7 gezeigt. Danach wird (1b) benutzt, um (2a) weiter zu transformieren und die Gleichung (2b) zu erhalten. Das Ersetzen von y(t – τ) in der Gleichung (2b), wie die Transformation von (1b) zu (2a) resultiert in (2c). z(t) = k·z(t – τ)·m(t – τ) + k·x(t – τ) (2a) z(t) = k2·y(t – 2τ) – m(t – τ) + k·x(t – ττ) (2b) z(t) = k2 – z(t – 2τ) – m(t – 2τ)·m(t – τ) + k2·x(t – 2τ) – m(t – τ) + k·x(t – τ) (2c)
Da das Eingangssignal x(t) ein Schmalbandsignal ist und Resonanz angenommen ist, können alle in der Zeit verschobene Versionen von x(t) ersetzt werden. Diese Annahme führt zur Gleichung (3a). x(t) = x(t – j·τ), j = {0,1,2,3, ...} (3a)
Mit (2c) und (3a) wird die infinite Serie (4a) für das Ausgangssignal z(t) erhalten.
Die Formel für den Abwärtsumsetzungstakt m(t) ist in (5a) angegeben. Das resultierende definite Produkt ist in (5b) angegeben. 8 zeigt das definite Produkt der Taktfunktionen m(t), m₁(t) und m₂(t).
Das Ersetzen des definiten Produkts in (4a) mit (5b) führt zur Gleichung (6a).
Das Modulationssignal für die Abwärtsumsetzung ist ein Puls, aber die Feedback- bzw. Rückkoppelungsanordnung führt zu einem effektiven Modulationssignal, das eine Folge von Pulsen ist. Um das effektive Modulationssignal abzuleiten, wird die definite Serie in (6a) zerlegt in (7a).
Die implizite Definition des effektiven Modulationssignals m_eff(t) ist in der Gleichung (8a) angegeben. Die Gleichungen (6a) und (7a) werden benutzt, um die explizite Form des effektiven Modulationssignals in der Gleichung (8b) abzuleiten. z(t) = meff(t)·x(t) (8a)
9 zeigt das effektive Modulationssignal m_eff von einem Puls (k = 0,8). Die Feedbackanordnung transformiert den einzelnen Puls in ein effektives Pulsfolgesignal. Die Pulsfolge-modulierte Sinuswelle ist in 10 gezeigt.
Der abschließende Schritt der Abwärtsumsetzung ist das Ausgangssignal der Feedbackanordnung z(t) zu integrieren, nachdem der Puls angelegt worden ist. Die resultierende Skalargröße ist r genannt. Das Integral auf der rechten Seite der (9a) kann in eine Summe von Integralen über Perioden τ/2 zerlegt werden. In diesem Fall ist die effektive Modulationsfunktion m_eff(t) eine Konstante in jedem Integral und kann davor gestellt werden.
Angenommen, ein amplituden- und Phasen-moduliertes Eingangssignal x(t) hat eine Trägerfrequenz von l/τ, dann kann die Gleichung (9b) weiter vereinfacht werden.
Der nächste Schritt ist die Integrale in (9b) durch Ergebnisse aus (10b) und (10c) zu ersetzen.
Das Ergebnis in (11c) bedeutet, dass das Ausgangssignal des Integrators proportional zur Amplitude des Eingangssignals und auch proportional zum Kosinus der Phase des Eingangssignals ist, wenn der Transistor ausgeschaltet ist. Somit, wenn die Pulswiederholperiode das mehrfache von τ ist, wird die Phase immer die Gleiche sein und des Integratorausgangssignals wird ein DC- oder ein über die Zeit konstantes Signal sein. Wenn die Pulswiederholperiode nicht ein Mehrfaches von τ ist, dann wird die Phase des Eingangssignals immer verschieden für jeden angelegten Impuls sein. Im Falle, dass die Pulswiederholperiode fast ein Mehrfaches von τ ist, wird die Phase geringfügig linear über die Zeit mit jedem angelegten Puls anwachsen oder fallen. Das Ausgangssignal des Integrators wird in diesem fall eine Sinusfunktion sein. Die Phasendifferenz des Eingangssignals zwischen zwei aufeinander folgenden Pulsen ist in der Gleichung (12a) angegeben. T_p ist die Pulswiederholperiode. Die Funktion frac(x) ist der Bruchteil des Argumentes x.
Die Frequenz des Integratorausgangssignals f_BB für ein Sinuswelleneingangssignal ist in der Gleichung (13a) angegeben.
Die Gleichung (13b) ist in 11 visualisiert. Es ist offenbar, dass ein RF-Signal, das die obige Bedingung in (13b) erfüllt, frequenzverschoben gegenüber dem Basisband ist.
Nach Gleichung (13b), unter der Annahme, dass ein RF-Eingangssignal aus zwei RF-Kanälen bei Zentralfrequenzen f_RF1 = 1000 MHz und f_RF2 = 1002 MHz besteht und die Pulswiederholrate f_p = 19,9 MHz ist, wird der Kanal 1 zu f_IF1 = 5 MHz abwärts konvertiert und der Kanal 2 wird zu f_IF2= 7 MHz abwärts konvertiert. Ferner, wenn die Pulswiederholrate f_p = 19,94 MHz ist, wird der Kanal 1 zu f_IF1 = 3 MHz abwärts konvertiert und Kanal 2 zu f_IF2= 5 MHz abwärts konvertiert. Am Ausgang des Bandpassfilters mit einer festen Bandbreite von 5 MHz ± 1 MHz würde der abwärts konvertierte RF-Kanal 1 erscheinen, wenn eine Pulswiederholrate von f_p 19,9 MHz benutzt ist, und der von dem Abwärtsumsetzer abwärts konvertierte RF-Kanal 2 würde erscheinen, wenn eine Pulswiederholrate von f_p = 19,94 MHz benutzt wird. Das Beispiel zeigt, dass der Einstellbereich des Oszillators für die Erzeugung der Pulswiederholraten viel kleiner ist, als in einer Mixeranordnung nach dem Stand der Technik, wo die verschiedenen Oszillatorfrequenzen für die Auswahl verschiedener Kanäle die gleichen Intervalle haben, wie die RF-Kanäle. Der Lokaloszillator-Einstellbereich in einem Mixer nach dem Stand der Technik muss der gleiche sein, wie das RF-Band, um abzudecken.
12 zeigt ein Blockdiagramm für die Simulation einer RF-Kanalauswahl nach der vorliegenden Erfindung. Der Block TX1 erzeugt ein erstes zufälliges RF-Signal mit einer Mittenfrequenz von 1000 MHz und einer Bandbreite von 1 MHz und der Block TX2 erzeugt ein zweites zufälliges Signal mit einer Mittenfrequenz von 1002 MHz und ebenso einer Bandbreite von 1 MHz. Die Summe der Signale ist durch den Summenrechner 13 berechnet und in den Polschaltabwärtsumsetzer 9 eingespeist. Der Pulsgenerator 8 erzeugt Steuerpulse mit einer Taktrate von 19,9 MHz oder 19,94 MHz, abhängig von dem Kanalauswahlsignal, der von dem Kanalwähler 7 empfangen worden ist, wobei der Kanalwähler 7 konfiguriert ist, um den Kanal nach 50 μs zu schalten. Die Breite der Pulse ist 0,5 ns, was ungefähr die Hälfte der RF-Trägerfrequenzperiode ausmacht. Das Passband des Mittelfrequenz-Bandpassfilters 10 ist 5 MHz ± 1 MHz. Der Mixerblock 11 tastet den Filterausgang des Bandpassfilters 10 ab und führt eine digitale IQ-Abwärtsumsetzung aus. Der Mixerblock 11 enthält auch ein Tiefpassfilter zum Unterdrücken verbleibender benachbarter Kanäle. Das erste und das zweite Zufalls-RF-Signal und das Ausgangssignal von dem Mixerblock 11 werden dem Signalmonitor 12 zugeführt.
13 zeigt die Amplitude und 14 die Phase über die Zeit des übermittelten bzw. gesendeten Signals der Kanäle 1 und 2 und des empfangenen abwärts konvertierten Signals. Zwischen 0 und 50 μs entspricht das abwärts konvertierte Signal dem Kanal 1, danach ist die Polschaltwiederholrate durch den Pulsgenerator 8 geändert und der Kanal 2 erscheint an dem Abwärtsumsetzerausgang. Somit nach vorliegender Erfindung, können benachbarte RF-Kanäle durch eine geringfügige Variierung der Polschaltwiederholrate ausgewählt werden, so dass das gewünschte Band zu einer festen Zwischenfrequenz abwärts konvertiert wird.

1a, 1b: λ/2 Resonator
2: Schaltmittel, FET-Transistor
3: Pulsgenerator
4: Differenzverstärker
5: Filter/Integrator
6a, 6b: RF-Stromquellen
7: Kanalwähler
8: Pulsgenerator
9: Abwärtsumsetzer
10: Bandpassfilter
11: Mixer
12: Signalmonitor
13: Signal-Summenrechner
w1: Vorwärtswelle
w2: reflektierte Welle
w3: Summe der Vorwärtswelle und der reflektierten Welle
TX1, TX2: Zufalls-RF-Signalgenerator

Claims

Schaltung für eine Abwärtskonvertierung eines modulierten Signals, umfassend: einen ersten und einen zweiten λ/2 Resonator (1a, 1b) zum Auffangen der RF-Energie, wobei ein Differenz-RF-Signal mit dem ersten und zweiten λ/2 Resonator (1a, 1b) gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass sie ferner aufweist: ein Schaltmittel (2), das mit einem Ende des ersten Resonators (1a) und einem Ende des zweiten Resonators (1b) zum Verbinden von erstem und zweitem λ/2 Resonator (1a, 1b) gekoppelt ist; ein Steuermittel (3) zum Steuern des Schaltmittels (2), und ein Erfassungsmittel (4, 5), das mit erstem und zweitem λ/2 Resonator (1a, 1b) zum Erfassen des abwärts konvertierten Signals gekoppelt ist, wobei das Steuermittel (3) eingerichtet ist einen Abwärtskonvertierungszyklus des Schaltmittels (2) zum Verbinden des ersten und zweiten Resonators (1a, 1b) für etwa eine Hälfte der RF-Trägerperiode des modulierten Signals einzuleiten.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei das Schaltmittel (3) eingerichtet ist das Erfassungsmittel (4, 5) anzuweisen das abwärts konvertierte Signal zu erfassen nachdem das Schaltmittel (2) ausgeschaltet ist.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Schaltmittel (2) ein FET-Transistor ist.
Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 3, wobei das Erfassungsmittel (4, 5) ein Differenz-verstärker (4) ist.
Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 4, ferner umfassend ein Mittel zum Generieren des mit dem ersten und zweiten λ/2 Resonator (1a, 1b) gekoppelten Differenz-RF-Signals.
Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 5, wobei der erste und zweite λ/2 Resonator (1a, 1b) eine Mikrostreifen-Übertragungsleitung mit offenem Ende oder äquivalent offen für das RF-Signal ist.
Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 5, wobei der erste und zweite λ/2 Resonator (1a, 1b) eine Mikrostreifen-Übertragungsleitung mit kurzgeschlossenem Ende oder äquivalent kurzgeschlossen für das RF-Signal ist.
Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 5, wobei der erste und zweite λ/2 Resonator (1a, 1b) eine elektronische Schaltung ist, die an dem Einspeisungspunkt eine Verzögerung bewirkt, die einer Wellenlänge λ äquivalent ist.
Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 4, wobei der erste und zweite λ/2 Resonator (1a, 1b) jeweils jeder ein Arm einer Dipolantenne ist.
Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 5, wobei zum Auswählen eines vordefinierten modulierten Signals aus einer Mehrzahl benachbarter RF-Kanäle das Steuermittel (3) eingerichtet ist das Schaltmittel (2) anzuweisen die Schaltrate gemäß
zu ändern, wobei f_IF die Zwischenfrequenz des abwärts konvertierten Signals ist, f_RF die Zentralfrequenz des RF-Kanals ist, f_p die Schaltrate ist, und frac(x) die Bruchzahl des Arguments x ist.
Schaltung nach Anspruch 10, wobei das Erfassungsmittel (4, 5) ein Bandpassfilter (10) zum Filtern des Zwischenfrequenz-Signals umfasst.
Verfahren zum Abwärtskonvertieren eines modulierten Signals, umfassend die Schritte von: einer Bereitstellung eines ersten und eines zweiten λ/2 Resonators (1a, 1b) zum Auffangen der RF-Energie, einer Koppelung eines Differenz-RF-Signals zu erstem und zweitem λ/2 Resonator (1a, 1b); gekennzeichnet durch weitere Schritte: einer Verbindung (2) von erstem und zweitem λ/2 Resonators (1a, 1b), nachdem erster und zweiter λ/2 Resonator (1a, 1b) oszillieren, für etwa eine halbe RF-Trägerperiode des modulierten Signals; und einer Erfassung (4, 5) des abwärts konvertierten Signals.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das abwärts konvertierte Signal erfasst wird, nachdem der erste und zweite λ/2 Resonator (1a, 1b) getrennt sind.
Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, wobei in dem Erfassungsschritt (4, 5) ein Differenz-Signal an den Enden erfasst wird, an welchen der erste und zweite λ/2 Resonator (1a, 1b) verbunden sind.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, ferner umfassend den Schritt von einer Generierung des Differenz-RF-Signals, welches mit dem ersten und zweiten λ/2 Resonator (1a, 1b) gekoppelt ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, wobei der erste und zweite λ/2 Resonator (1a, 1b) eine Mikrostreifen-Übertragungsleitung mit offenem Ende oder äquivalent offen für das RF-Signal ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, wobei der erste und zweite λ/2 Resonator (1a, 1b) eine Mikrostreifen-Übertragungsleitung mit kurzgeschlossenem Ende oder äquivalent kurzgeschlossen für das RF-Signal ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, wobei der erste und zweite λ/2 Resonator (1a, 1b) eine elektronische Schaltung ist, die an dem Einspeisungspunkt eine Verzögerung bewirkt, die einer Wellenlänge λ äquivalent ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, wobei der erste und zweite λ/2 Resonator (1a, 1b) jeweils ein Arm einer Dipolantenne ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 19, ferner umfassend den Schritt von einer Änderung der Schaltrate zum Auswählen eines vordefinierten modulierten Signals aus einer Mehrzahl von benachbarten RF-Kanälen gemäß
wobei, f_IF die Zwischenfrequenz des abwärts konvertierten Signals ist, f_RF die Zentralfrequenz des RF-Kanals ist, f_p die Schaltrate ist, und frac(x) die Bruchzahl des Arguments x ist.
Verfahren nach Anspruch 20, ferner umfassend den Schritt einer Filterung der ZwZwischenfrequenz durch ein Bandpassfilter (10).