DE60132175T2

DE60132175T2 - Hochfrequenz-Filteranordnung, Filteranordnung kombiniert mit einer Sende-/Empfangsantenne und damit versehene drahtlose Vorrichtung

Info

Publication number: DE60132175T2
Application number: DE60132175T
Authority: DE
Inventors: Toshio Kobe-shi Ishizaki; Toru Katano-shi Yamada
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2001-05-11
Filing date: 2001-09-28
Publication date: 2009-01-02
Anticipated expiration: 2021-09-29
Also published as: CN1165109C; JP2002335103A; CN1385963A; DE60132175D1; US20030184402A1; EP1256997B1; JP4442052B2; KR100445037B1; KR20020086202A; US6759916B2; US6577205B2; EP1256997A1; US20020167372A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine adaptive Hochfrequenzfiltervorrichtung, die primär in einem Hochfrequenzabschnitt eines Drahtlosgerätes wie einem Mobiltelefon verwendet werden soll, eine adaptive Filtervorrichtung, die zu einer Sende-Empfangsantenne kombiniert ist, und ein Drahtlosgerät, das diese Vorrichtungen verwendet.
Stand der Technik
In den letzten Jahren wurde es praktiziert, dass bei Geräten zur simultanen Zwei-Wege-Drahtloskommunikation wie Mobiltelefonen und Autotelefonen, die in zellulären Drahtloskommunikationssystemen verwendet werden, eine Filtervorrichtung zwischen einem Transceiver und seiner Antenne vorgesehen wird. Bei diesen Drahtloskommunikationssystemen sind verfügbare Frequenzbänder zu einem Sendefrequenzband und einem Empfangsfrequenzband zugewiesen, und die Filtervorrichtung ist an der Empfangsseite mit einer Filtervorrichtung ausgestattet, die den Durchgang eines empfangbaren Frequenzbandes erlaubt, und auf der Senderseite mit einer Filtervorrichtung, die den Durchgang einer übermittelbaren Frequenz erlaubt. Bei Kommunikationsgeräten zur Verwendung in diesem System wurden in den letzten Jahren Filtervorrichtungen der Frequenzschiebeart verwendet, bei denen sowohl ein Frequenzband zur Empfangsverwendung und ein Frequenzband zur Sendeverwendung derart in zwei aufgeteilt ist, dass die Filtervorrichtung in der Lage ist, zwischen den geteilten kleineren Frequenzbändern umzuschalten.
Die japanische Patentoffenlegung Nr. 11-243304 offenbart ein Beispiel einer Filtervorrichtung der Frequenzschiebeart. Wie in 9 gezeigt, umfasst diese Filtervorrichtung eine Empfangsfiltervorrichtung und eine Sendefiltervorrichtung, die an einem einzelnen Antennenanschluss kombiniert und in Serie verbunden sind. Bei der kombinierten Filtervorrichtung ist der Sendeanschluss 94 der Sendefiltervorrichtung mit einer finalen Stufe des Senders verbunden, der Empfangsanschluss 95 der Empfangsfiltervorrichtung mit einer Hochfrequenzstufe des Empfängers verbunden und ein Antennenanschluss 96 ist mit einer Antennenschaltung zur gemeinsamen Benutzung verbunden.
Jede Filtervorrichtung der kombinierten Vorrichtung wird von Zwei- oder Drei-Stufen-Filtern gebildet, die einen dielektrischen Resonator 91 aufweisen, der im Allgemeinen an einem Ende geerdet ist, wobei eine Kapazität 93 parallel mit dem dielektrischen Resonator über einen PIN-Diodenschalter 92 verbunden ist, der die parallele Kapazität 93 ein- oder ausschaltet, um die Resonanzfrequenz zu schalten.
Die Filtervorrichtung umfasst im Allgemeinen ein Bandpassfilter und ein Bandsperrfilter. In einem der in 9 gezeigten Bandsperrfilter ist ein Eingabe- oder Ausgabeanschluss mit einer Klinkenkupplungskapazität 97 (notch coupling capacitance) und einem Resonator 91 in Serie verbunden, wobei der Resonator geerdet ist, und ebenso mit einer Ladekapazität 99, die geerdet ist, während der Eingabeanschluss mit einem Ausgabeanschluss über einen Zwischenstufenkupplungsinduktor 98 verbunden ist. Zum Aufbau einer Filtervorrichtung mit Mehrstufenfiltern sind diese Filter miteinander in Serie verbunden, wobei jedes eine unterschiedliche Resonanzfrequenz aufweist.
Bei dem anderen Bandpassfilter sind Eingabe- und Ausgabeenden derart aufgebaut, dass ein Zwischenstufenkupplungsinduktor 910 und ein Eingabe-Ausgabe-Kupplungsinduktor 911 in Serie verbunden sind und dass der Resonator 91, dessen eines Ende geerdet ist, mit dieser Kapazität und dem Induktor verbunden ist. Eine Zweigkupplungskapazität 912 ist zwischen den Eingabe- und Ausgabeenden in einer parallelen Weise verbunden. Diese Filter sind in Serie verbunden, um ein Multistufen-Bandpassfilter zu bilden.
Diese zwei Filtervorrichtungen (d. h. Sendefiltervorrichtung und Empfangsfiltervorrichtung) sind in Serie an einem Antennenanschluss verbunden und teilen sich den Antennenanschluss. Zur Verbindung mit einer gemeinsamen Antenne, die bei einem Gerät zum simultanen Senden und Empfangen verwendet wird, sind die Filtervorrichtungen über eine Anpassungsschaltung des L-Typs eines Induktors 913 und einer Kapazität 914 für Anpassungszwecke verbunden, womit eine Filtervorrichtung zur gemeinsamen Verwendung von sowohl Sender als auch Empfänger des obigen Geräts gebildet wird.
Bei einer solchen Filtervorrichtung der Frequenzschiebeart zur gemeinsamen Verwendung mit einer Hochfrequenzantenne ist der dielektrische Resonator 91 mit einem Kondensator 93 parallel über einen PIN-Diodenschalter 92 wie in 9 gezeigt versehen, wobei die Resonanzfrequenz des Resonators 91 gezielt zwischen einer niedrigen Frequenz f1 und einer hohen Frequenz f2 durch elektrisches Ein- und Ausschalten des PIN-Diodenschalters geschaltet werden kann. Bei dem in 9 gezeigten Beispiel verwenden die Empfangsfilter und die Sendefilter jede eine resonatoränderbare Resonanzfrequenz. Eine Filtervorrichtung verwendet im Allgemeinen zwei oder mehr Filter zum Schalten ihrer jeweiligen Resonanzfrequenzen, was zu einem Schalten der Mittelfrequenz des Filterbandes führt.
Diese Filtervorrichtungen haben Vorteile dahingehend, dass sie nicht notwendigerweise den Durchgangsverlust durch das gesamte Durchlassband verringern oder das Dämpfungsverhältnis durch das gesamte Dämpfungsband erhöhen. Daher muss jede der zwei Filtervorrichtungen lediglich eine Hälfte des gesamten Bandes abdecken, womit die Last der Filtervorrichtungen reduziert wird. D. h., dies kann offenbar denselben Effekt hervorbringen, wie wenn die Sende- und Empfangsfrequenzlücke des Filters um eine Hälfte des gesamten Durchlassbandes gestreckt wird.
Die japanische Patentveröffentlichung Nr. 2000-312161 offenbart das Konzept, dass ein Drahtlosgerät das Verstärkungsmaß des Filters in Abhängigkeit von Nationen oder Regionen ändert, in denen das Gerät verwendet wird, indem Positionsinformation mit anderen Kommunikationsmitteln erfasst wird, wie solche Signale, die von einer Basisstation oder GPS übermittelt werden.
Bei den obigen Filtervorrichtungen werden die Filtereigenschaften geändert, um auf die Kommunikationsfrequenzbänder anwendbar zu sein, die für das Land, in dem das Drahtlosgerät verwendet wird, unterschiedlich zugeordnet sind, um die Last auf dem Filter mit Verstärkungseigenschaften zu reduzieren, die die gesamten Bandbreiten zur Übermittlung und zum Empfang in einem Kommunikationssystem abdecken.
Ferner zeigt 10 eine Struktur eines tatsächlichen Drahtlosgerätes nach dem Stand der Technik, wie einem tragbaren Mobiltelefon, einschließlich von Filtervorrichtungen für eine Sende-Empfangsantenne. Das Gerät umfasst eine integrierte Halbleiterschaltung 103, die mit einer Drahtlosschaltung versehen ist, eine Filtervorrichtung 101, die mit der integrierten Halbleiterschaltung 103 verbunden ist, und eine interne Antenne 102, die mit der dielektrischen Filtervorrichtung 101 gekoppelt ist, wobei diese auf einer gedruckten Leiterplatte 104 aufgebracht oder in dieser gebildet sind, wobei eine externe Antenne 106 ebenso vorgesehen ist, die mit den Filtervorrichtungen 101 verbunden ist. Dieses Drahtlosgerät weist eine große Teilezahl auf, ist schwierig herzustellen und wird zu einem großen Teil durch den Drahtlosabschnitt belegt.
Die Filtervorrichtungen nach dem Stand der Technik sind lediglich in der Lage, die Filterbandfrequenz alternativ und einfach zwischen einer von zwei Frequenzpassbändern zu ändern, nachgeordnet zur Frequenzauswahl von Sendesignalen und Empfangssignalen.
Die Technik des Änderns des Verstärkungsmaßes auf Basis der erfassten Positionsinformation hat nicht zu ausreichenden Eigenschaften für das Filter geführt.
Ferner sind die Drahtlosgeräte zur simultanen bidirektionalen drahtlosen Kommunikation unzureichend zum Schützen gegen interferierende Wellen außer einem Unterempfangszielsignal unter tatsächlichen Wellenbedingungen, in denen das Drahtlosgerät verwendet wird, gewesen, ebenso wie dazu, Störsignale zu unterdrücken, die von dem Gerät selbst während einer Signalübermittlung ausgegeben werden. Daher müssen die Eigenschaften von antennengekoppelten Filtern adaptiv in Antwort auf die Änderung der Wellenumgebung um und in Ant wort auf den Betriebszustand des Drahtlosgerätes in Verwendung geändert werden.
Um derartige Interferenzwellen und unnötigerweise abgestrahlte Wellen komplett zu vermeiden, mussten die herkömmlichen Filtervorrichtungen, bei denen Durchlassbandfrequenzen fixiert sind, ultrahohe Filterleistungseigenschaften aufweisen, was multi-stufige Hoch-Q-Resonatoren nötig machte, wobei die Filtervorrichtungen notwendigerweise eine große Größe hatten. Ein Verkleinern der Resonatoren, um die Filtervorrichtung zu verkleinern, würde dazu führen, dass die Hochfrequenzeigenschaften verschlechtert werden, womit die in der Praxis benötigten Eigenschaften nicht erreicht würden.
Ferner, vom Standpunkt des Aufbaus von Teilen in derartigen tatsächlichen aufgebauten Filtern, sind Filtervorrichtungen infolge der großen Anzahl von Komponententeilen schwierig herzustellen, wobei der Drahtlosabschnitt einen recht großen Bereich belegt.
EP 0 980 109 A2 offenbart eine Hochfrequenzfiltervorrichtung gemäß der Präambel von Anspruch 1.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine adaptive Hochfrequenzfiltervorrichtung mit geringer Größe und hoher Leistung bereitzustellen, die dazu in der Lage ist, adaptiv die Frequenzcharakteristiken von Filtern gemäß der äußeren Drahtlosumgebungen oder dem Betriebszustand des Drahtlosgerätes zu ändern und zu steuern.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es ebenso, eine Hochfrequenzfiltervorrichtung bereitzustellen, bei der Bauteile, die die Filtervorrichtung bilden, unter Verwendung von Multischichttechniken integriert sind.
Die vorliegende Erfindung stellt ferner eine Drahtlosapparatur bereit, die mit einer zu verkleinernden Filtervorrichtung integriert ist.
Diese Aufgaben werden von einer Hochfrequenzfiltervorrichtung, wie sie in Anspruch 1 beansprucht ist, und einem Drahtlosgerät gelöst, wie es in den Ansprüchen 17 und 18 beansprucht ist.
Die Hochfrequenzfiltervorrichtung der vorliegenden Erfindung umfasst wenigstens ein Filter, das mit einer Hochfrequenzstufe eines Drahtlosgerätes koppelbar ist, wobei das wenigstens eine Filter ein spannungsgesteuertes Resonanzelement mit variabler Frequenz aufweist, das ein Resonanzelement und ein spannungsgesteuertes variables Impedanzelement umfasst, das elektrisch mit dem Resonanzelement gekoppelt ist. Die Hochfrequenzfiltervorrichtung umfasst einen Steuerabschnitt zum Steuern einer Spannung, die an das spannungsgesteuerte variable Impedanzelement angelegt wird, und einen Signalüberwachungsabschnitt zum Ausgeben eines Steuersignals, mit dem die Spannung gesteuert wird, an den Steuerabschnitt auf Basis von Frequenzdaten hinsichtlich einer Oszillationsfrequenz eines lokalen Oszillators des Drahtlosgerätes, wobei der Signalüberwachungsabschnitt eine Bandfrequenz bis wenigstens einem Filter auf Basis der Frequenzdaten in einer solchen Weise steuert, dass die Bandfrequenz kontinuierlich variiert.
Bei der Filtervorrichtung der Erfindung kann das Resonanzelement ein TEM-Modus-Resonator mit nichtstationärer Leitungskonstante sein. Bevorzugt ist das Resonanzelement durch einen Streifenleitungsresonator realisiert, der in einem geschichteten Dielektrikum oder auf einer Oberfläche davon angeordnet ist.
Bei diesem Gerät ist das spannungsgesteuerte variable Impedanzelement ein variables Kapazitäts- oder Induktivitätselement und vorzugsweise eine variable Kapazitätsschaltung, insbesondere bevorzugt eine Schaltung, die eine Varaktordiode verwendet.
Der variable Frequenzresonator kann durch paralleles Verbinden eines Streifenleitungsresonators und einer Varaktordiode zum Steuern eines variablen Spannungssignals hergestellt sein, wobei zusätzliche, variable Kapazitäten zu dem Resonator hinzugefügt werden und dann die Bandfrequenz des Filters steuern.
Bei der vorliegenden Erfindung kann die Hochfrequenzfiltervorrichtung wenigstens ein Bandpassfilter aufweisen, das den variablen Frequenzresonator verwendet. Die Filtervorrichtung kann ebenso wenigstens ein Bandsperrfilter aufweisen, das den variablen Frequenzresonator verwendet. Die Filtervorrichtung kann ferner eine Kombination eines Bandpassfilters und eines Bandsperrfilters aufweisen.
Bei der Hochfrequenzfiltervorrichtung der Erfindung steuert der Signalüberwachungsabschnitt die Bandfrequenz des wenigstens einen Filters variabel auf Basis der Frequenzdaten, so dass ein Durchlassbereich des Filters eine Durchlassfrequenz der Hochfrequenzstufe eines Empfängers und/oder eines Senders des Drahtlosgerätes umfasst.
Es ist ebenso möglich, dass der Signalüberwachungsabschnitt ferner Radiosignale in Richtung und/oder von einer äußeren Wellenumgebung um das Drahtlosgerät erfasst und ein Steuersignal an den Steuerabschnitt übermittelt, so dass das wenigstens eine Filter unnötige oder interferierende Wellen reduziert, und so dass der Steuerabschnitt ein Steuerspannungssignal erzeugt, um die Bandfrequenz des wenigstens einen Filters variabel zu steuern.
Das Drahtlosgerät, das die Filtervorrichtung der vorliegenden Erfindung verwendet, kann einen Sender und/oder einen Empfänger aufweisen. Wenn das Drahtlosgerät wenigstens einen Empfänger aufweist, ist das wenigstens eine Filter zwischen einer Hochfrequenzverstärkungsstufe des Empfängers und einer Antenne angeordnet, wobei das wenigstens eine Filter ein Bandpassfilter zum Empfang und ein Bandsperrfilter zum Empfang aufweist. Der Signalüberwachungsabschnitt zum Empfang überwacht unnötige interferierende Signale in dem von dem Drahtlosgerät empfangenen Signalen und erzeugt ein Steuersignal zum Empfang durch einen adaptiven Steueralgorithmus und der Steuerabschnitt steuert das Bandsperrfilter durch eine Steuerspannung auf Basis des Steuersignals, so dass ein Sperrbereich des Bandsperrfilters ein Verhältnis von einem erwünschten empfangenen Signal zu interferierenden Wellen maximiert.
Wenn das Drahtlosgerät einen Sender aufweist, umfasst das wenigstens eine Filter der Hochfrequenzfiltervorrichtung ein Bandpassfilter zur Sendung und ein Bandsperrfilter zur Sendung, wobei der Signalüberwachungsabschnitt zur Sendung, während er unnötige Störsignalwellen eines Sendesignals des Drahtlosgeräts überwacht, ein Steuersignal durch einen adaptiven Steueralgorithmus erzeugt und der Steuerabschnitt zur Sendung das Bandsperrfilter durch ein Steuerspannungssignal auf Basis des Steuersignals steuert, so dass ein Sperrbereich des Bandsperrfilters zur Sendung unnötige Störwellen minimiert, die in dem Sendesignal enthalten sind.
Die mit einer Sende-Empfangsantenne kombinierte Filtervorrichtung umfasst eine Hochfrequenzfiltervorrichtung zur Sendung einschließlich von Sendefiltern, die zwischen der Sende-Empfangsantenne und einem Sender eines Drahtlosgerätes anzuordnen sind, und eine Hochfrequenzfiltervorrichtung zum Empfang einschließlich von Filtern, die zwischen der Antenne und dem Empfänger anzuordnen sind, wobei die Sende-Empfangsfilter die jeweiligen spannungsgesteuerten Resonanzelemente variabler Frequenz aufweisen, die jeweils ein Resonanzelement und ein spannungsgesteuertes variables Impedanzelement aufweisen, das elektrisch mit dem Resonanzelement verbunden ist. Die Filtervorrichtung für die Sende-Empfangsantenne umfasst einen Kontrollabschnitt zum Steuern einer Spannung, die an die variablen Impedanzelemente angelegt wird, und einen Signalüberwachungsabschnitt zum Ausgeben eines Steuersignals, mit dem die Spannung gesteuert wird, an den Steuerabschnitt auf Basis von Frequenzdaten hinsichtlich einer Oszillationsfrequenz eines lokalen Oszillators des Drahtlosgeräts, wobei der Signalüberwachungsabschnitt Bandfrequenzen des Sendefilters und des Empfangsfilters auf Basis von Frequenzdaten in einer solchen Weise steuert, dass die Bandfrequenzen kontinuierlich variiert werden.
Bei einer solchen Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne weist das Sendefilter ein erstes Durchlassband und ein erstes Sperrband und das Empfangsfilter ein zweites Durchlassband und ein zweites Sperrband auf. Der Signalüberwachungsabschnitt steuert das erste Durchlassband und das erste Sperrband, so dass ihre Bandfrequenzen synchron variiert werden, wobei ihr Frequenzintervall konstant gehalten wird, und steuert das zweite Durchlassband und das zweite Sperrband, so dass ihre Bandfrequenzen synchron variiert werden, wobei ihr Frequenzintervall konstant gehalten wird, wobei das erste Durchlassband und das zweite Sperrband im Allgemeinen miteinander zusammenfal len und das erste Sperrband und das zweite Durchlassband im Allgemeinen miteinander zusammenfallen.
Bei einer solchen Hochfrequenzfiltervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne erfasst der Signalüberwachungsabschnitt ferner ein Radiosignal zu und/oder von einer äußeren Umgebung des Drahtlosgeräts und übermittelt ein Steuersignal an den Steuerabschnitt, so dass das wenigstens eine Filter unnötige oder interferierende Wellen reduziert, und der Steuerabschnitt erzeugt ein Steuerspannungssignal, um die Bandfrequenz des wenigstens einen Filters variabel zu steuern.
Bei der Hochfrequenzfiltervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne überwacht der Signalüberwachungsabschnitt unnötige interferierende Signale eines empfangenen Signals eines Empfängers des Drahtlosgeräts und erzeugt ein Steuersignal zum Empfang durch einen adaptiven Steueralgorithmus und der Steuerabschnitt steuert das Bandsperrfilter durch ein Steuerspannungssignal auf Basis des Steuersignals, so dass ein Sperrband des Bandsperrfilters des Empfangsfilters ein Verhältnis eines erwünschten empfangenen Signals zu interferierenden Wellen maximiert.
Der Signalüberwachungsabschnitt erzeugt ebenso, während er unnötige Störsignale eines Sendesignals eines Senders des Drahtlosgeräts überwacht, ein Steuersignal zur Sendung durch einen adaptiven Steueralgorithmus und der Steuerabschnitt zur Sendung steuert das Bandsperrfilter durch ein Steuerspannungssignal auf Basis des Steuersignals, so dass ein Sperrband des Bandsperrfilters zur Sendung unnötige Störsignalwellen des Sendesignals minimiert.
Die vorliegende Erfindung umfasst ferner ein Drahtlosgerät, das das Hochfrequenzfilter wie oben beschrieben aufweist, wobei das wenigstens eine Filter mit einer Antennenschaltung verbunden ist.
Die vorliegende Erfindung umfasst ebenso ein Drahtlosgerät, das die Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne wie oben beschrieben aufweist.
Die Hochfrequenzfiltervorrichtungen und die Filtervorrichtungen für Sende-Empfangsantennen gemäß der vorliegenden Erfindung werden bei relativ hohen Frequenzbereichen verwendet, beispielsweise RF oder Mikrowellenbänder von Frequenzen höher als dem Kurzwellenband. Derartige Drahtlosgeräte können in geeigneter Weise nicht nur auf Empfänger und Sender von Ein-Wege-Kommunikationssystemen, sondern ebenso auf Sende-Empfangsgeräte für simultane Zwei-Wege-Kommunikationssysteme verwendet werden, insbesondere auf Mobiltelefone im zellulären Kommunikationssystem.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen im Folgenden im Detail beschrieben.
1 ist ein Schaltblockdiagramm eines adaptiven Hochfrequenzfilters gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
2 ist ein Schaltblockdiagramm eines adaptiven Hochfrequenzfilters, das eine andere Modifikation der Ausführungsform der Erfindung ist.
3A zeigt eine Beziehung zwischen Frequenz und Empfangssignalstärke zum Erläutern des Betriebs des adaptiven Hochfrequenzfilters von Ausführungsform 1 der Erfindung.
3B zeigt eine Beziehung zwischen Frequenz und Sendesignalstärke zum Erläutern des Betriebs des adaptiven Hochfrequenzfilters von Ausführungsform 1 der Erfindung.
4A ist ein Ablaufdiagramm zum Erläutern eines adaptiven Algorithmus in einem Empfänger.
4B ist ein Ablaufdiagramm zum Erläutern eines adaptiven Algorithmus, der durch einen Sender zu verwenden ist.
5 zeigt ein Schaltblockdiagramm einer Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung.
6 zeigt Filtercharakteristiken zum Erläutern des Betriebs einer Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne nach Ausführungsform 2 der Erfindung.
7A ist eine Explosionsansicht, die die Struktur eines Filters zeigt, bei dem ein Resonator in einem keramischen Laminat versenkt ist.
7B ist eine perspektivische Ansicht eines adaptiven Hochfrequenzfilters gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
8 ist eine perspektivische Darstellungsansicht eines adaptiven Hochfrequenzfilters, das eine andere Modifikation der Ausführungsform 3 der Erfindung darstellt.
9 zeigt ein Schaltdiagramm einer Filtervorrichtung zum Frequenzschiebetyp einer Sende-Empfangsantenne gemäß dem Stand der Technik.
10 zeigt die innere Struktur eines herkömmlichen Drahtlosgerätes zum Erläutern der Anordnung der individuellen Hochfrequenzteile in einem Drahtlosgerät gemäß dem Stand der Technik.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Ausführungsform 1:
Eine Hochfrequenzfiltervorrichtung dieser Ausführungsform ist zwischen einem Drahtlosgerät und einer Antenne davon angeschlossen. Die Hochfrequenzfiltervorrichtung umfasst ein Filter, das dazu in der Lage ist, Filterbandfrequenzen zu ändern, einen Steuerabschnitt zum Steuern des Resonators mit variabler Fre quenz und einen Signalüberwachungsabschnitt zum Steuern des Steuerabschnitts gemäß der Information von dem Drahtlosgerät.
Das Filter in der Hochfrequenzfiltervorrichtung der vorliegenden Erfindung umfasst ein spannungsgesteuertes Resonanzelement mit variabler Frequenz, das aus einem Resonatorelement und einem spannungsgesteuerten variablen Impedanzelement aufgebaut ist, das parallel zum Resonatorelement vorgesehen ist, wobei eine Spannung, die an das variable Impedanzelement angelegt wird, durch den Steuerabschnitt durch den Signalüberwachungsabschnitt auf Basis von Informationen gesteuert wird, die von dem Drahtlosgerät abgeleitet sind, wobei die Frequenzen des Filters änderbar gesteuert werden.
Der Signalüberwachungsabschnitt kann ein Steuersignal in angepasster Weise basierend auf Information hinsichtlich der Oszillationsfrequenz eines lokalen Oszillators erzeugen, der in dem Drahtlosgerät angebracht ist, das mit der Filtervorrichtung verbunden ist. Basierend auf dem Steuersignal liefert dann der Steuerabschnitt ein Steuerspannungssignal an den Resonator, um die Frequenzeigenschaften des Filters variabel und anpassend zu steuern. Als ein Ergebnis hiervon werden die Frequenzeigenschaften der Filtervorrichtung in anpassender Weise geändert und gemäß dem Betriebszustand des Drahtlosgerätes gesteuert.
Insbesondere weist die Filtervorrichtung ein Bandpassfilter und ein Bandsperrfilter auf, wobei gemäß der äußeren Radioumgebungen und der Information hinsichtlich der Oszillationsfrequenz des lokalen Oszillators in dem Drahtlosgerät, an dem die Filter angebracht sind, der Signalüberwachungsabschnitt ein Steuersignal zum adaptiven Steuern der Frequenzeigenschaften der individuellen Filter erzeugt, so dass optimale Frequenzeigenschaften der Filter erhalten werden können, und das Steuersignal an den Steuerabschnitt übermittelt, um ein Steuerspannungssignal zu erzeugen, wodurch die Frequenzeigenschaften der Filter adaptiv gesteuert werden.
1 zeigt ein Schaltblockdiagramm einer adaptiven Hochfrequenzfiltervorrichtung 50, die ein Bandpassfilter 51 verwendet, was ein Beispiel gibt, bei dem ein einzelnes Filter verwendet wird. Mit Bezug auf 1 weist Filter 5 einen Resonator variabler Frequenz auf, der an einem Zwischenpunkt von zwei koppelnden Kondensatoren 910 und 91 in Serie zwischen beiden Anschlüssen 15 und 16 verbunden ist, wobei das andere Ende geerdet ist. Der spannungsgesteuerte Resonator variabler Frequenz wird von einem Resonatorelement 1 und einem spannungsgesteuerten variablen Impedanzelement 2 gebildet, die parallel über einen koppelnden Kondensator 29 verbunden sind, wobei ein Spannungssteueranschluss (7) über eine Drosselspule 28 mit dem variablen Impedanzelement 2 verbunden ist.
Diese Filtervorrichtung 50 wird von dem obigen Filter 5, einem Steuerabschnitt 3, der mit dem Spannungssteueranschluss verbunden ist, und einem Signalüberwachungsabschnitt 4 zum Zuführen eines Steuersignals zu dem Steuerabschnitt 3 gebildet.
Die Filtervorrichtung 50 kann verwendet werden, wobei ihr eines Ende 16 mit dem Drahtlosgerät 11 und das andere Ende 15 mit der Antenne verbunden ist, wobei der Signalüberwachungsabschnitt 4 in Verbindung mit einem Drahtlosgerät 11 verwendet wird. Der Signalüberwachungsabschnitt 4 unterscheidet in den Inhalten der Steuerung über die Filtervorrichtung in Abhängigkeit von dem Drahtlosgerät 11, mit dem die Filtervorrichtung 50 verbunden ist, ebenso wie hinsichtlich der Eigenschaften des Drahtlosgerätes.
2 zeigt ein Schaltblockdiagramm einer adaptiven Hochfrequenzfiltervorrichtung 5, die ein Bandsperrfilter 52 verwendet, was ein Beispiel gibt, bei dem ein einzelnes Filter 5 verwendet wird. Mit Bezug auf 2 weist der Filter 5 einen Resonator mit variabler Frequenz auf, der in Serie über einen klinkenkuppelnden Kondensator 27 zwischen beiden Anschlüssen 15 und 16 gekoppelt ist, wobei das andere Ende des Resonators geerdet ist, was dann ein Bandsperrfilter 52 bildet. Der spannungsgesteuerte Resonator mit variabler Frequenz wird von einem Resonatorelement 1 und einem spannungsgesteuerten variablen Impedanzelement 2 gebildet, die parallel verbunden sind, wobei ein Spannungssteueranschluss (7) mit dem variablen Impedanzelement über eine Drosselspule verbunden ist.
Diese Filtervorrichtung 50 wird von dem obigen Filter, einem Steuerabschnitt, der mit dem Spannungssteueranschluss verbunden ist, und einem Signalüberwa chungsabschnitt zum Zuführen eines Steuersignals zu dem Steuerabschnitt gebildet. Tatsächlich wird eine Filtervorrichtung von einer Mehrzahl von Filtern, einem oder mehrerer Steuerabschnitte entsprechend den Filtern und im Allgemeinen einem Signalüberwachungsabschnitt gebildet.
Die Filtervorrichtung kann verwendet werden, wobei ihr eines Ende mit dem Drahtlosgerät und das andere Ende mit der Antenne verbunden ist, wobei der Signalüberwachungsabschnitt verwendet wird, verbunden mit einem Drahtlosgerät, um die Bandfrequenz und Bandbreite der gesamten Filtervorrichtung auf Basis von Information hinsichtlich des Drahtlosgerätes zu steuern. Der Signalüberwachungsabschnitt unterscheidet in den Inhalten der Steuerung über die Filtervorrichtung in Abhängigkeit von dem Drahtlosgerät, mit dem die Filtervorrichtung verbunden ist, ebenso wie hinsichtlich der Eigenschaften des Drahtlosgerätes. Die Filtervorrichtung ist in eine Filtervorrichtung für einen Empfänger und eine Filtervorrichtung für einen Sender unterteilt. Die Hochfrequenzfiltervorrichtung ist im Allgemeinen zwischen einem Kommunikationsgerät und einer Antenne angeschlossen, kann allerdings ebenso als ein Zwischenstufenfilter verwendet werden, der zwischen Hochfrequenzstufen des Empfängers oder des Senders angeordnet ist. Um als ein Zwischenstufenfilter verwendet zu werden, kann der Anschluss 15 des Filters 5, der in 1 und 2 gezeigt ist, mit einer Hochfrequenzstufe des Drahtlosgeräts verbunden werden, beispielsweise der Front-End-Verstärkungsstufe des Empfängers oder der Hochfrequenzleistungsverstärkung des Senders, die mit einer Antenne verbunden ist.
Die Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne, einschließlich einer Empfangsfiltervorrichtung und einer Sendefiltervorrichtung, wird für simultane Zwei-Wege-Drahtloskommunikationsvorrichtungen, d. h. Sendeempfänger, verwendet.
Hinsichtlich der Filtervorrichtung für Empfänger in 1 ist ein lokaler Oszillator in dem Drahtlosabschnitt vorgesehen, wobei die Empfangsfrequenz für das Drahtlosgerät 8 oder 108 auf die variable Frequenz dieses lokalen Oszillators eingestellt ist. Diese lokale Oszillationsfrequenz wird durch ein Frequenzsteuersignal 13 gesteuert, das an einem Basisbandabschnitt 12 erzeugt wird (der Frequenzbänder zur Übertragung von solcher Information wie Audio und Daten in elektrischer Kommunikation behandelt).
Bei dieser Ausführungsform wird Information hinsichtlich eines empfangenen Signals von dem Basisbandabschnitt 12 als ein Frequenzinformationssignal 14 an den Signalüberwachungsabschnitt überfragen. Ein Überwachungssignal 10 wird ebenso von einem Drahtlosabschnitt 11 an den Signalüberwachungsabschnitt übertragen. Dieses Überwachungssignal 10 enthält eine Stärke eines empfangenen Hochfrequenzsignals, ein Signal-Rausch-Verhältnis eines demodulierten Signals, eine Bitfehlerrate und weitere Informationen.
Ferner besteht ein Sende-Empfangsbasisbandsignal zum Austausch von Information zwischen dem Drahtlosabschnitt 11 und dem Basisbandabschnitt 12.
Bei dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erzeugt der Signalüberwachungsabschnitt 4, der in dem Drahtlosgerät 8 oder 108 vorgesehen ist, ein Steuerspannungssignal 7, das an dem Steuerabschnitt 3 gemäß einem Steuersignal 6 erzeugt wird, das von dem Signalüberwachungsabschnitt 4 ausgegeben wird, um so adaptiv die Bandfrequenz des spannungsgesteuerten Resonators mit variabler Frequenz zu steuern.
Bei dieser Ausführungsform werden ein Frequenzinformationssignal 14 und ein Überwachungssignal 10 zu dem Signalüberwachungsabschnitt 4 gegeben und der Signalüberwachungsabschnitt 4 berechnet ein Steuersignal 6 durch einen adaptiven Steueralgorithmus auf Basis der gegebenen Information, wobei ein Steuerspannungssignal 7 an den Steuerabschnitt 3 ausgegeben wird.
Der adaptive Steueralgorithmus bietet beispielsweise ein Verfahren zum optimalen Filtern eines empfangenen Signals, das durch den Empfänger empfangen ist, wie folgt.
Bei simultanen bidirektionalen Sende-Empfangssystemen wie zellulären Telefonsystemen wird es üblicherweise praktiziert, dass ein Sendesignal eine bestimmte Signalsequenz enthält, die für jedes Sendesignal vorbestimmt ist, um die Signalsynchronisation und Unterscheidung zu erlauben, wobei die Signalsequenz zuerst von einer Basisstation zu Endgeräten oder von einem Endgerätsendeempfänger zu der Basisstation übermittelt wird.
Diese Signale, die bereits für jedes Drahtlosgerät bekannt waren, werden als Trainingssignale verwendet. D. h., dass in dem Empfänger eine Kopie des Sendesignals innerhalb des Drahtlosgerätes erzeugt wird. Ein Querkorrelationskoeffizient dieses Sendesignals und des tatsächlich empfangenen Empfangssignals wird bestimmt. Je kleiner der Kreuzkorrelationskoeffizient wird, desto mehr ist das empfangene Signal ein Signal abweichend von der Signalsequenz, d. h. eine interferierende Welle. Je größer andererseits der Kreuzkorrelationskoeffizient wird, desto mehr ist das empfangene Signal ein Signal, das das Zielsendesignal, das zu empfangen ist, enthält. Durch sequenzielles Berechnen des Kreuzkorrelationskoeffizienten während des Signalempfangs wird die Frequenz des Durchlassbandes oder Sperrbandes der empfangenden Filtervorrichtung geändert, so dass der Kreuzkorrelationskoeffizient maximiert wird, wodurch interferierende Signale unterdrückt werden, die Signalstärke des empfangenen Zielsignals maximiert und daher das Verhältnis von Signal zu interferierender Welle maximiert werden kann.
Der Maximalpunkt des Verhältnisses von Signal zu interferierender Welle kann durch verschiedene Verfahren bestimmt werden. Ein verfügbares Verfahren ist ein Störeinflussverfahren, bei dem das Steuerspannungssignal, das dem spannungsgesteuerten Resonator 5 oder 105 mit variabler Frequenz zugeführt wird, zufällig in infinitesimalen Ausmaß variiert wird, wodurch die Bandfrequenz der Filtervorrichtung geändert wird, wodurch die Richtung des Maximalwerts des Kreuzkorrelationskoeffizienten bestimmt wird.
Ein anderes Verfahren umfasst ein Definieren von Versätzen von Kreuzkorrelationskoeffizientenwerten von dem Maximalwert als eine Evaluationsfunktion und Ableiten einer abgeleiteten Funktion der Evaluationsfunktion hinsichtlich der Bandfrequenz der Filtervorrichtung, wodurch ein Minimalpunkt bestimmt werden kann. Da der Empfänger kein vorläufiges Wissen eines Abschnitts entsprechend eines wahren Sendesignals aufweist, führen Kreuzkorrelationskoeffizientenwerte entsprechend diesem Abschnitt zu Fehlern, wobei allerdings ein Gewichten vorgenommen werden kann, indem bereits bekannten Signalabschnitten besondere Aufmerksamkeit geschenkt wird. Da sich eine offensichtliche Differenz in den Kreuzkorrelationskoeffizientenwerten zwischen einem Zielsignal und einem inter ferierenden Signal ergibt, kann dieses Verfahren als ein ausreichend effektives Verfahren bezeichnet werden.
Ein Beispiel des adaptiven Steueralgorithmus ist in 4A gezeigt, wobei der Signalüberwachungsabschnitt wie folgt arbeitet:

1. Der Signalüberwachungsabschnitt empfängt eine Eingabe eines Zwischenfrequenzsignals von dem Empfänger.
2. Der Signalüberwachungsabschnitt setzt das Zwischenfrequenzsignal in ein Digitalsignal um, extrahiert ein Synchronisationssignal und ein Identifikationssignal und verwendet diese extrahierten Signale als ein empfangenes Trainingssignal.
3. Der Signalüberwachungsabschnitt erzeugt ein Trainingssignal aus seinem eigenen Synchronisationssignal und Identifikationssignal und gibt ein Referenztrainingssignal aus.
4. Der Signalüberwachungsabschnitt berechnet die Korrelation zwischen dem empfangenen Trainingssignal und dem Referenztrainingssignal.
5. Der Signalüberwachungsabschnitt veranlasst ein Ändern des Spannungssteuersignals in kleinen Schritten, wobei die Änderungen des Korrelationskoeffizientenwerts überwacht werden, und veranlasst eine Änderung des Spannungssteuersignals in einer derartigen Richtung, dass der Korrelationskoeffizientenwert ansteigt.
6. Der Signalüberwachungsabschnitt entscheidet, ob der Korrelationskoeffizientenwert ein Maximum angenommen hat, wobei ein Maximalwert erhalten wird und dann ein Spannungssteuersignal gehalten wird. Wenn der Maximalwert sehr groß ist, ist das Signal ein zu empfangendes Signal, wenn der Maximalwert nahe an null ist, ist das Signal ein nicht passendes Signal oder ein interferierendes Signal.
7. Der Signalüberwachungsabschnitt führt diese Vorgänge periodisch aus.

Für den Sender ist es relativ einfach, optimale Filtereigenschaften für ein Sendesignal zu erreichen. Da der Sender vorheriges Wissen hinsichtlich eines idealen Übermittlungssignals besitzt, können unnötige Störsendesignale unterdrückt werden, indem der Kreuzkorrelationskoeffizient eines Sendesignals und eines Überwachungssignals maximiert wird, das beispielsweise von einem Ausgabeanschluss 15 erhalten wird, während das Gesamtsendesignal minimiert wird.
Das Überwachungssignal 10 kann von dem Drahtlosabschnitt 11 wie in 1 gezeigt ausgegeben werden. Das Überwachungssignal 10 kann von einem Signal gegeben werden, das von einer Signalabzweigvorrichtung (nicht gezeigt) abgezweigt wird, die außerhalb des Anschlusses 15 des Filters angeschlossen ist. Mit einem derartigen Aufbau können äußere Radioumgebungen genauer gekannt werden, was exzellente Frequenzeigenschaften des Filters erreichen lässt.
Ein Optimierungsalgorithmus auf der Sendeseite ist in 4B gezeigt:

1. Ein Teil einer Sendeausgabe zu der Antenne wird in den Signalüberwachungsabschnitt eingegeben und in eine Zwischenfrequenz umgesetzt.
2. Das Zwischenfrequenzsignal wird in ein Digitalsignal umgesetzt.
3. Die Zwischenfrequenz des eigenen Basisbandes wird von dem Zwischenfrequenzsignal abgezogen, um eine Ausgabe eines verbleibenden Signals zu erfassen.
4. Das Spannungssteuersignal wird in kleinen Schritten geändert, was veranlasst, dass entschieden wird, ob die Ausgabe des verbleibenden Signals maximal ist.
5. Wenn ein Minimum des verbleibenden Signals gefunden wird, ist der Punkt ein Punkt, an dem unnötige Strahlung minimiert wird.
7. Der Signalüberwachungsabschnitt führt diese Vorgänge periodisch aus.

Hinsichtlich der Empfangsfiltervorrichtung sind deren Frequenzeigenschaften in 3 dargestellt. Frequenzen bezüglich des Empfangs schließen ein internes lokales Signal f1, ein Bildfrequenzsignal f2 und ein Empfangsfrequenzsignal f3 ein. Der Empfänger benötigt nur das Empfangsfrequenzsignal f3 und die Filtervorrichtung erlaubt lediglich der empfangenen Signalfrequenz f3 hindurchzutreten und dämpft das interne lokale Signal f1 und das Bildfrequenzsignal f2. Im Fall einer niedrigen Zwischenfrequenz sind enge Intervalle zwischen den individuellen Frequenzen involviert und daher muss die Filtervorrichtung sehr abrupte Filtereigenschaften aufweisen, wodurch sie einen großen Einfügungsverlust aufweist. Mit anderen Worten, um diese Anforderung zu erfüllen, wären Filter von relativ großer Größe und Konfiguration nötig. Normalerweise weist das empfangene Signal eine spezifische Frequenzbandbreite auf. Wenn daher die Bandbreite eine erhebliche Größe hinsichtlich der Zwischenfrequenz aufweist, wäre ein Frequenzintervall zwischen Durchlassband und Dämpfungsband an dem nächsten Ende weiterhin enger, wodurch die Filter zusätzlich belastet würden.
Frequenzeigenschaften dieser Sendefiltervorrichtung sind in 3B offenbart. Ein elektrisches Emissionsfeld von dem Sender umfasst ein Sendefrequenzsignal F1, eine zweite Harmonische F2, eine dritte Harmonische F3 und andere Störsignale F4. Der Sender sollte lediglich das Sendefrequenzsignal F1 abstrahlen. Die Filtervorrichtung sollte lediglich das Sendefrequenzsignal F1 passieren lassen und die Harmonischen F2, F3 und die Störsignale F4 dämpfen. Da die Frequenzen der Störsignale von der Oszillationsfrequenz des lokalen Oszillators 9 vorhergesagt werden können, kann der Signalüberwachungsabschnitt 4 das Steuersignal 6 auf Basis dieser Informationen berechnen.
Mit dem Aufbau der vorliegenden Erfindung stellt die Filtervorrichtung sicher, dass als ein Durchgangsfrequenzsignal nur Frequenzen auftreten, die tatsächlich der Reihe nach durchgelassen werden sollten, und der Signalüberwachungsabschnitt steuert die Frequenzeigenschaften der Filter adaptiv derart, dass die Dämpfung lediglich bei Frequenzen sichergestellt ist, bei denen ein zu dämpfendes Signal tatsächlich vorliegt. Daher muss die Filtervorrichtung lediglich die nötige geringste Anzahl von Resonatoren und einen unbelasteten Q-Wert aufweisen, und ist daher in der Lage, exzellente Filtereigenschaften zu erreichen, wäh rend die Filter in ihrer Größe reduziert und in ihrem Einfügungsverlust unterdrückt sind.
Mit Bezug auf das zuvor erwähnte Problem gilt ferner in anderen Worten, dass es der Fall mit herkömmlichen Filtern war, dass Frequenzbereiche, in denen gewünschte Signalgruppen vorliegen können, sämtlich als Passbänder angenommen wurden, während Frequenzbereiche, in denen interferierende Signale oder Störsignale vorhanden sein können, sämtlich als Dämpfungsbänder vorgesehen wurden. Dieser Punkt gilt ebenso für sowohl Frequenzschiebeart-Filtervorrichtungen für Sende-Empfangsantennen, auf die als ein Beispiel aus dem Stand der Technik Bezug genommen wurde, als auch für Filtervorrichtungen derart zur Positionsinformationserfassung für Sende-Empfangsantennen. Im Gegensatz hierzu lässt die Filtervorrichtung der vorliegenden Erfindung lediglich die Frequenz eines Zielsignals durch, das für einen tatsächlichen Empfang oder ein tatsächliches Senden vorgesehen ist, und dämpft lediglich die Frequenz von interferierenden Signalen und Störsignalen, die mit diesem Zielsignal verbunden sind. Daher ist die Filtervorrichtung in der Lage, ein Durchlassband zu dem Zielsignal und nötige Mindestdämpfungspole für interferierende Signale und störende Signale zu setzen, indem die Frequenz jedes Filters gesteuert wird. Dies kann durch eine Filtervorrichtung von kleiner Größe erreicht werden.
Während das Frequenzinformationssignal 14 und das Überwachungssignal 10 normalerweise in den Signalüberwachungsabschnitt 4 eingegeben werden, besteht allerdings auch noch ein anderes Verfahren, das bequemer ist, bei dem die Frequenz der Filtervorrichtung adaptiv zu steuern ist, wobei lediglich das Frequenzinformationssignal 14 angegeben wird. Dieses Verfahren, das tatsächlich bis zu einem gewissen Grad hinsichtlich der Optimierung von Filtereigenschaften gegenüber dem vorstehenden Drahtlosapparat unterlegen ist, kann allerdings in Schaltungsskala weniger komplex gehalten werden und ist zusätzlich in der Leistung gegenüber den herkömmlichen Hochfrequenzfiltern und Drahtlosgeräten verbessert. Insbesondere bei der Sendefiltervorrichtung, die Wissen über ihre eigene Sendefrequenz und lokale Oszillationsfrequenz besitzt, können Harmonische und Störsignale automatisch bestimmt werden, wobei daher die Frequenzsteuerung der Filtervorrichtung auf relativ einfache Weise ohne Verwendung des Überwachungssignals 10 erreicht werden kann.
Ausführungsform 2:
Bei dieser Ausführungsform umfasst die Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne zwei Hochfrequenzfiltervorrichtungen. Eine erste Filtervorrichtung, d. h. eine Filtervorrichtung zum Empfang, weist ein erstes Durchlassband und ein erstes Sperrband auf. Ein zweites Gerät, d. h. eine Filtervorrichtung zum Senden, weist ein zweites Durchlassband und ein zweites Sperrband auf. Die Durchlassbänder und Sperrbänder sind so gesteuert, dass das erste Durchlassband und das zweite Sperrband im Allgemeinen miteinander zusammenfallen, während das erste Sperrband und das zweite Durchlassband im Allgemeinen miteinander zusammenfallen, und zudem so, dass das erste Durchlassband und das erste Sperrband hinsichtlich des Frequenzintervalls konstant sind und sich in Synchronisation ändern, während das zweite Durchlassband und das zweite Sperrband ebenso hinsichtlich des Frequenzintervalls konstant sind und miteinander synchronisiert sind.
Bei dieser Ausführungsform erzeugt der Signalüberwachungsabschnitt für die erste Filtervorrichtung hinsichtlich der ersten Filtervorrichtung, die zur Empfangsverwendung vorgesehen ist, während des Überwachens von unnötigen interferierenden Signalen der empfangenen Signale des Drahtlosgeräts ein Steuersignal durch den adaptiven Steueralgorithmus und der Steuerabschnitt erzeugt ein Steuerspannungssignal gemäß dem Steuersignal, um so jegliche interferierende Wellen durch adaptives Ändern der Frequenz des Filters des Bandsperrtyps zu unterdrücken. Als ein Ergebnis hiervon kann das Sperrband des Bandsperrfilters das Verhältnis eines gewünschten empfangenen Signals zu interferierenden Wellen maximieren.
Bei der zweiten Filtervorrichtung, die zur Sendeverwendung vorgesehen ist, erzeugt der Signalüberwachungsabschnitt während des Überwachens von unnötigen Störsignalwellen des Sendesignals des Drahtlosgeräts ein Steuersignal durch den adaptiven Steueralgorithmus und der Steuerabschnitt ändert und steuert die Frequenzeigenschaften des Filters adaptiv mit einem Steuerspannungssignal gemäß dem Steuersignal. Das Sperrband des Bandsperrfilters minimiert unnötige Störsignalwellen in dem Sendesignal.
Auch wenn die Empfangsfrequenz und die Sendefrequenz bei jeder Kommunikation geändert werden, kann daher der Sender eine spezifizierte Frequenz durch Reduzieren von Störstrahlung so weit wie möglich übermitteln, während der Empfänger eine spezifizierte Empfangsfrequenz unter optimalen Bedingungen empfangen kann, wobei die interferierenden Wellen abgefangen werden. Diese Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne kann darüber hinaus sogar abrupte Änderungen in Radioumgebungen, wie beispielsweise interferierende Wellen während einer Kommunikation verarbeiten, wie es der Fall sein kann, so dass das Signal-zu-Interferenzwellen-Verhältnis im besten Zustand zu allen Zeiten beibehalten werden kann.
Die Filtervorrichtung für Sende-Empfangsantennen gemäß dieser Ausführungsform ist in 5 gezeigt.
Bei dieser Filtervorrichtung für Sende-Empfangsantennen sind eine Filtervorrichtung zur Empfangsverwendung und eine Filtervorrichtung zur Sendeverwendung miteinander an einem Antennenanschluss 38 verbunden, der mit einer gemeinsamen Antenne verbunden ist, zudem ist ein Empfangsanschluss 36 an der Empfangsfiltervorrichtungsseite vorgesehen, während ein Sendeanschluss 37 an der Sendefiltervorrichtungsseite vorgesehen ist.
Die Empfangsfiltervorrichtung 5a wird von einem Bandsperrfilter 33 und einem Bandpassfilter 31 mit einem oberen Dämpfungspol gebildet, wobei die zwei Filter miteinander in Serie verbunden sind. Die Sendefiltervorrichtung 5b umfasst andererseits ein Bandsperrfilter 34 und ein polarisiertes Bandpassfilter 32 mit einem tieferen Dämpfungspol, wobei die zwei Filter miteinander verbunden sind. Die Filtervorrichtungen 5a, 5b weisen Impedanz-/Phasenjustierelemente 35, 35 auf, die jeweils in Serie mit dem Antennenanschluss 38 verbunden sind.
Diese Filter 31–34 sind alle variabel hinsichtlich ihrer Bandfrequenz, wobei die Filter 31 und 32 synchron und die anderen unabhängig voneinander durch Spannungssteuerung gesteuert werden, wobei jedes Filter einen Spannungssteueranschluss aufweist, der mit dem Steuerabschnitt verbunden ist, und wobei der Steuerabschnitt mit dem Signalüberwachungsabschnitt verbunden ist. Beim Empfang des Überwachungssignals 10 und des Frequenzinformationssignals 14 wird ein Steuersignal, das von dem Signalüberwachungsabschnitt 4 abgeleitet ist, in den Steuerabschnitt 3 eingegeben und der Steuerabschnitt gibt jeweils individuelle Steuerspannungssignale an die Filter 31–34.
Bei dieser Ausführungsform ist ein niedriges Frequenzband dem empfangenen Signal zugewiesen und ein hohes Frequenzband dem Sendesignal zugewiesen. Im Fall einer inversen Frequenzzuweisung dient der Anschluss 36 als ein Anschluss für den Sender und der Anschluss 37 dient als ein Anschluss für den Empfänger.
6 zeigt schematisch die Übertragungsrate dieser Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne. Bei dieser Ausführungsform ist ein niedriges Frequenzband dem Empfang zugewiesen und ein hohes Frequenzband ist dem Senden zugewiesen.
Mit Bezug auf 6 zeigt eine Transmissionskurve 81 die Transmissionsleistung der Empfangsfiltervorrichtung und eine Transmissionskurve 82 zeigt die Transmissionsleistung der Sendefiltervorrichtung. Genauer umfasst der Frequenzbereich ein Empfangsdurchlassband 83 und ein Sendedurchlassband 84. Die Transmissionskurve 81 zum Empfang weist das Empfangsdurchlassband 83 bei einer niedrigen Frequenz und einen Durchlassbanddämpfungspol 85 bei einer hohen Frequenz auf, womit die Sendefrequenz davon abgehalten wird, in den Empfänger zu gelangen. Die Transmissionskurve 82 zum Senden weist einen Dämpfungspol 86 an einem niedrigen Frequenzband auf und bildet ein Sendedurchlassband bei einer hohen Frequenz. Darüber hinaus zeigen die Transmissionskurve 81 zum Empfang und die Transmissionskurve 82 zum Senden jeweils Dämpfungspole 87, 88 von variablen Frequenzkanten für die Eliminierung von Störsignalen.
Die Frequenz des Empfangsdurchlassbandes 83 fällt mit der Frequenz des Empfangsbanddämpfungspols 86 des Sendefilters zusammen und die Frequenz des Sendedurchlassbandes 84 fällt mit der Frequenz des Sendebanddämpfungspols 85 des Empfangsfilters zusammen. Gemäß der Schaltung der Ausführungsform ändern sich das Empfangsdurchlassband 83 und der Sendebanddämpfungspol 85 des Empfangsfilters ebenso wie die Sendedurchlassbän der 84 und der Empfangsbanddämpfungspol des Sendefilters beide synchron, wobei ein konstantes Frequenzintervall beibehalten wird.
Die japanische Patentveröffentlichung Nr. 08-172333 offenbart das Verhalten dieses Filters mit einem einzelnen Dämpfungspol. Die vorliegende Erfindung erreicht Eigenschaften als eine Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne in Kombination dieser polarisierten Filter. Bei der Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne bricht die Beziehung des Zusammenfallens niemals zusammen, wenn zusammenfallende Frequenzen des Durchlassbandes und des Dämpfungspols geändert werden, wobei das Intervall der zwei Durchlassbänder beibehalten wird. Durch Ausnutzen dieser Eigenschaften kann eine Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne erhalten werden, bei der beispielsweise die Sendefiltervorrichtung und die Empfangsfiltervorrichtung jeweils durch lediglich zwei Resonatoren realisiert sind, was deutlich einfacher als die herkömmlichen duplexartigen Filtervorrichtungen mit fixierter Frequenz für eine Sende-Empfangsantenne ist, die üblicherweise etwa 7 bis 10 Resonatoren benötigen würden. Diese Struktur weist einen vorteilhaften Effekt dahingehend auf, dass das Verkleinern und die Herstellung der Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne durch Reduzieren ihrer Teilanzahl ermöglicht wird, wobei der Durchlassverlust niedrig unterdrückt wird.
Darüber hinaus können hinsichtlich unnötiger interferierender Signale und Störsignale derartige Dämpfungspole 87, 88, wie in 6 gezeigt, mit der variierenden Frequenz zusammenfallend eingestellt werden, die exakt benötigt wird, indem kantenartige variable Frequenzresonatoren 33 oder 34 verwendet werden.
Ausführungsform 3:
Bei einem Filter dieser Ausführungsform ist der Resonator mit variabler Frequenz aus einem Resonator des Streifenleitungstyps, der auf einer Keramikplatine vorgesehen ist, und einer spannungsgesteuerten variablen Kapazitätsvorrichtung gebildet, die auf der Keramikplatine gebildet ist.
Bei der Filtervorrichtung dieser Ausführungsform sind ein oder mehrere adaptive(s) Hochfrequenzfilter und eine oder mehrere integrierte Schaltung(en) zu Steuerzwecken einschließlich eines Steuerabschnitts auf der Keramikplatine angebracht, wobei die zur Steuerung dienende integrierte Schaltung das adaptive Hochfrequenzfilter steuert, wodurch ein kleines Hochleistungs-Hochfrequenzgerät erreicht werden kann.
Insbesondere kann die Keramikplatine ferner eine Antenne zum Realisieren einer Filtervorrichtung für eine Sende-Empfangsantenne aufweisen. Eine derartige Filtervorrichtung kann für Funkkommunikationsvorrichtungen, insbesondere Mobiltelefone, verwendet werden, die dazu in der Lage sind, simultan Zwei-Wege-Funkkommunikation mit der Antenne auszuführen, die sowohl für Sendung als auch für Empfang verwendet wird.
In diesem Fall ist die keramische Platine durch Verwenden eines keramischen Laminats gegeben, wobei eine Vielzahl von keramischen Schichten und Streifenleitungsresonatorschichten gestapelt und aufeinander überlagert werden können, um so als eine integrale Einheit hergestellt zu werden.
Die Antenne weist adaptive Antennenanordnungen oder keramische Antennen auf, wobei adaptive Antennenanordnungen dank ihrer Fähigkeit, in ihrer Direktivität mittels der zur Steuerung dienenden integrierten Schaltung gesteuert zu werden, zu bevorzugen sind.
7A zeigt eine Explosionsansicht eines Filters, das mit einem keramischen Laminat 41 integriert ist. Zwischen keramischen Schichten 61–67 ist ein Streifenleitungsresonator 1 kapazitiv an seinem oberen Ende mit Kondensatoren 910, 910 gekoppelt, die ebenso als Anschlüsse dienen, die auf einer benachbarten dünnen dielektrischen Schicht 64 vorgesehen sind, wobei die Kondensatoren 910, 910 sich nach links und rechts erstrecken, und wobei ferner ein weiterer Kondensator 29 ebenso angeordnet ist, um kapazitiv mit dem oberen Ende des Resonators 1 gekoppelt zu sein. Der Resonator und diese Kondensatoren, wie in der Figur gesehen, sind durch abschirmende Oberflächen 621, 671 von oben und unten über die keramischen Schichten 63, 66 eingeschlossen, wobei Elektroden 611, 641, 642 und 670 mit Seitenbereichen des Laminats verbunden sind. Die Erdungselektrode 670 ist mit dem Erdungsende des Resonators 1 verbunden, wobei die Kondensatoren 910, 910 mit den eingabe- und ausgabeseitigen Elektroden 641, 642 verbunden sind, und die Elektrode 611, die mit einem variablen Kapazitätselement zu verbinden ist, mit dem anderen Kondensator 29 verbunden ist. Diese variable Kapazitätselementselektrode 611 ist mit einem getrennt vorgesehenen spannungsgesteuerten variablen Kapazitätselement, d. h. einer Varaktordiode 42 verbunden. Bei einem solchen Laminat 41 sind die individuellen Schichten zu einer kleingrößigen integralen Einheit durch Schritte des Druckens, Stapelns und Brennens von Elementmetalldünnfilmen auf einer dielektrischen Keramikgrünschicht gebildet.
Das keramische Laminat mit dem integrierten Resonator variabler Frequenz, wie oben gezeigt, kann auch selbst als eine Platine verwendet werden, auf der andere Elemente, wie beispielsweise der Varaktor fixiert werden, und kann zudem in einer derartigen Weise verwendet werden, dass die Antennenanordnungselemente darauf angebracht werden oder dass eine integrierte Schaltung einschließlich des Steuerabschnitts und des Signalüberwachungsabschnitts darauf angebracht wird.
7B zeigt eine adaptive Hochfrequenzfiltervorrichtung gemäß dieser Ausführungsform. Bei dieser Filtervorrichtung wird ein Keramiklaminat 41 als die Keramikplatine verwendet, wobei ein Streifenleitungsresonator 1 zwischen Schichten des Keramiklaminats 41 als ein Resonator versenkt ist, der ein Filter 5 bildet, und wobei eine Varaktordiode 42 oben auf dem keramischen Laminat 41 angebracht ist, um ein spannungsgesteuertes variables Kapazitätselement zu bilden. Ein derartiges Filter wird auf einer anderen gedruckten Leiterplatte 44 zusammen mit einer getrennten integrierten Schaltung zur Steuerungsfunktion angeordnet, um eine Filtervorrichtung zu bilden.
Die Verwendung des Keramiklaminats 41 ermöglicht die Verkleinerung des Filters ebenso wie die Integration des Resonators und der Varaktordiode, wobei Hochfrequenzeigenschaften kompensiert werden, während jegliche Verschlechterung der Hochfrequenzeigenschaften infolge von überflüssigen parasitären Kapazitäten und parasitären Induktoren vermieden werden.
Zusätzlich können Induktoren oder Widerstände zusammen mit der Varaktordiode 42 oben auf dem Laminat angebracht werden. Die Induktoren oder Kapazitäten können ebenso innerhalb des Laminats gebildet werden.
Die integrierte Schaltung 43 mit Steuerfunktion kann den Signalüberwachungsabschnitt 4, der in Ausführungsformen 1 und 2 gezeigt ist, und zudem vorzugsweise den Steuerabschnitt 3, wie er iteriert ist, in einer Einheit aufweisen. Da das Signal, das von der integrierten Schaltung 43 an das Laminat 41 (spannungsgesteuertes Resonatorelement mit variabler Frequenz) ein Gleichspannungs-Steuerspannungssignal ist, muss eine Impedanzanpassung hinsichtlich von Hochfrequenzen nicht in Betracht gezogen werden.
8 zeigt eine perspektivische Ansicht eines adaptiven Hochfrequenzfilters, das eine andere Modifikation dieser Ausführungsform darstellt. Mit Bezug auf 8 ist in einem keramischen Laminat 41 ein adaptives Hochfrequenzfilter dar in integriert, eine integrierte Schaltung 43 mit Steuerfunktion darauf angebracht und ferner eine eingebaute adaptive Antennenanordnung 102 auf der Oberfläche davon angeordnet. All diese Komponententeile sind mit dem keramischen Laminat integriert.
Die eingebaute adaptive Antennenanordnung 102 steuert die Anregungsamplitude und relative Phase zwischen einem oder mehreren Antennenelementen (8 zeigt einen Fall von zwei Elementen), um die Strahlrichtung und die Null-Richtung des Antennenmusters zu steuern, so dass beispielsweise das Verhältnis von Signal zu interferierender Welle maximiert wird. Die Steuerberechnung dafür wird innerhalb der integrierten Schaltung 43 zu Steuerzwecken ausgeführt und das Steuersignal wird von der integrierten Schaltung 43 zu Steuerzwecken ausgegeben. Die integrierte Schaltung 43 zu Steuerzwecken umfasst wenigstens den Signalüberwachungsabschnitt 4, der in Ausführungsformen 1 und 2 gezeigt ist, und zudem bevorzugt den Steuerabschnitt 2, wie er iteriert ist, in einer Einheit, wodurch eine Schaltung zum Steuern der Anregungsamplitude und Phase innerhalb oder auf dem keramischen Laminat gebildet wird. Da die adaptive Antennenanordnung unter Berücksichtigung der äußeren Radioumgebungen und der Näheeffekte eines menschlichen Körpers gesteuert wird, werden die Charakteristiken des Radioabschnitts dramatisch verbessert. Die adaptive Hochfre quenzfiltervorrichtung 5 steuert die Durchlasseigenschaften der Filter, um so das Verhältnis von Signal zu interferierender Welle in Antwort auf die Radioumgebungen hinsichtlich der adaptiven Antennenanordnung zu maximieren.
Bei dieser Filtervorrichtung werden ein Streifenleitungsresonatorelement und eine Varaktordiode verwendet, um einen Resonator mit variabler Frequenz zu bilden, und der Steuerabschnitt in der integrierten Schaltung legt eine Steuerspannung an die Varaktordiode an, wobei diese angelegte Spannung justiert wird, um die Frequenz des Resonators zu variieren.
Die Filtervorrichtung kann durch Verbinden einer Mehrzahl von spannungsgesteuerten Filtern mit variabler Frequenz miteinander, die in dem Laminat versenkt sind, gebildet werden. Die Mehrzahl von Filtern sind in Kombination von Bandpasstyp- und Bandsperrtypfiltern vorgesehen, wie sie in der obigen Ausführungsform gezeigt sind. Der Steuerabschnitt steuert die jeweiligen Spannungen der individuellen Filter gemäß von Information, die von dem Signalüberwachungsabschnitt abgeleitet ist, so dass einem gewünschten Signal ein Durchlassband zugewiesen werden kann, während interferierenden Signalen ein Sperrband zugewiesen werden kann, wodurch die Eigenschaften des Drahtlosgeräts dramatisch verbessert werden können. Da die Filter innerhalb auf dem keramischen Laminat gebildet sind, kann die Filtervorrichtung in einfacher Weise verkleinert werden.
Die integrierte Schaltung 53 zur Steuerfunktion kann aus einer Mehrzahl von Chips gebildet sein, kann allerdings bevorzugt eine einzelne integrierte Schaltung von Integration im Großmaßstab sein. Eine derartige integrierte Schaltung 53 kann den Sender und den Empfänger des Radioabschnitts aufweisen und kann ferner den Signalüberwachungsabschnitt und den Steuerabschnitt umfassen. Als ein Ergebnis ist die integrierte Schaltung in der Lage, Steuersignale für die adaptiven Hochfrequenzfilter und die eingebaute adaptive Antennenanordnung zu erzeugen, was es ermöglicht, das gesamte Drahtlosgerät zu verkleinern, in seiner Teilezahl zu verringern und in den Kosten zu reduzieren.

Claims

Hochfrequenzfiltervorrichtung mit: wenigstens einem Filter (5), das mit einer Hochfrequenzstufe eines Drahtlosgerätes koppelbar ist, wobei das wenigstens eine Filter ein spannungsgesteuertes Resonanzelement mit variabler Frequenz aufweist, das ein Resonanzelement (1) und ein spannungsgesteuertes variables Impedanzelement (2) umfasst, das elektrisch mit dem Resonanzelement gekoppelt ist, und einem Steuerabschnitt (3) zum Variieren eines Steuerspannungssignals, das an das spannungsgesteuerte variable Impedanzelement (2) angelegt wird, gekennzeichnet durch einen Signalüberwachungsabschnitt (4) zum Ausgeben eines Steuersignals (6) an den Steuerabschnitt (3), wobei der Signalüberwachungsabschnitt (4) das Steuersignal (6) auf Basis eines Frequenzinformationssignals (14) hinsichtlich einer Oszillationsfrequenz eines lokalen Oszillators des Drahtlosgerätes und eines Monitorsignals (10) erzeugt, das von dem Drahtlosgerät (11) ausgeben wird, wobei das Steuersignal (6) unter Verwendung eines adaptiven Steueralgorithmus berechnet wird, um ein Verhältnis eines gewünschten empfangenen Signals zu einer interferierenden Welle zu maximieren, und wobei der Steuerabschnitt (3) das Steuerspannungssignal (7) gemäß dem Steuersignal (6) variiert.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Resonanzelement (1) ein TEM-Modus-Resonator mit nichtstationärer Leitungskonstante ist.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 1, wobei das spannungsgesteuerte variable Impedanzelement (2) eine variable Kapazitätsschaltung mit einer Varaktordiode ist.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Resonanzelement (1) ein Streifenleitungsresonator mit nichtstationärer Leitungskonstante ist, der in einem geschichteten Dielektrikum gebildet ist, und wobei das spannungsgesteuerte variable Impedanzelement (2) eine variable Kapazitätsschaltung mit einer Varaktordiode ist, wobei die Varaktordiode auf einer Oberfläche des geschichteten Dielektrikums angebracht ist.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 1, wobei das wenigstens eine Filter (5) ein Bandpassfilter (51) aufweist.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 1, wobei das wenigstens eine Filter (5) ein Bandsperrfilter (52) aufweist.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 1, wobei das wenigstens eine Filter (5) eine Kombination eines Bandpassfilters (51) und eines Bandsperrfilters (52) aufweist.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Signalüberwachungsabschnitt (4) derart steuert, dass ein Durchlassbereich des wenigstens einen Filters (5) eine Durchlassfrequenz der Hochfrequenzstufe des Drahtlosgerätes umfasst.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Signalüberwachungsabschnitt (4) das Steuersignal (6) so erzeugt, um die interferierende Welle zu reduzieren.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 9, wobei das wenigstens eine Filter (5) zwischen einer Hochfrequenzverstärkungsstufe des Empfängers des Drahtlosgerätes und einer Antenne angeordnet ist, und wobei das wenigstens eine Filter (5) ein Bandpassfilter (51) zum Empfang und ein Bandsperrfilter (52) zum Empfang aufweist, und ein Sperrband des Bandsperrfilters (52) durch das Steuersignal (6) so gesteuert ist, dass ein Verhältnis eines gewünschten empfangenen Signals zu der interferierenden Welle maximiert ist.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei das wenigstens eine Filter (5a) ein Empfangsfilter ist, das zwischen einer Hochfrequenzverstärkungsstufe eines Empfängers und einer Antenne angeordnet ist, ferner mit wenigstens einem Sendefilter (5b), das zwischen einer Hochfrequenzverstärkungsstufe eines Senders und der Antenne angeordnet ist, wobei das wenigstens eine Sendefilter (5b) ein spannungsgesteuertes Resonanzelement mit variabler Frequenz aufweist, das ein Resonanzelement (1) und ein spannungsgesteuertes variables Impedanzelement (2) aufweist, das elektrisch mit dem Resonanzelement gekoppelt ist, wobei der Signalüberwachungsabschnitt (4) das Steuersignal (6) derart erzeugt, um ein Steuersignal zum Senden aufzuweisen, um unnötige Störsignalwellen des Sendesignals zu minimieren, wobei der Steuerabschnitt (3) ein Steuerspannungssignal (7) zum Senden erzeugt und das spannungsgesteuerte variable Impedanzelement des wenigstens einen Sendefilters (5b) steuert.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 11, wobei das wenigstens eine Sendefilter (5b) ein Bandpassfilter (32) zum Senden und ein Bandsperrfilter (34) zum Senden aufweist, und wobei ein Sperrband des Bandsperrfilters (34) zum Senden durch das Steuersignal (6) zum Senden gesteuert wird, um so unnötige Störsignalwellen des Sendesignals zu minimieren.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 11, wobei das Resonanzelement (1) des wenigstens einen Sendefilters (5b) ein TEM-Modus-Resonator mit nichtstationärer Leitungskonstante ist.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 11, wobei das spannungsgesteuerte variable Impedanzelement (2) des wenigstens einen Sendefilters (5b) eine variable Kapazitätsschaltung ist, die eine Varaktordiode nutzt.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 11, wobei das Resonanzelement (1) des wenigstens einen Sendefilters (5b) ein Streifenleitungsresonator mit nichtstationärer Leitungskonstante ist, der in einem geschichteten Dielektrikum gebildet ist, und wobei das spannungsgesteuerte variable Impedanzelement (2) des wenigstens einen Sendefilters (5b) eine variable Kapazitätsschaltung ist, die eine Varaktordiode nutzt, wobei die Varaktordiode auf einer Oberfläche des geschichteten Dielektrikums angebracht ist.
Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 11, wobei das wenigstens eine Sendefilter (5b) ein erstes Durchlassband und ein erstes Sperrband aufweist und wobei das Empfangsfilter (5a) ein zweites Durchlassband und ein zweites Sperrband aufweist, wobei der Signalüberwachungsabschnitt (4) das erste Durchlassband und das erste Sperrband so steuert, dass ihre Bandfrequenzen synchron variiert werden, wobei ihr Frequenzintervall konstant gehalten wird, und wobei der Signalüberwachungsabschnitt (4) das zweite Durchlassband und das zweite Sperrband so steuert, dass ihre Bandfrequenzen synchron variiert werden, wobei ihr Frequenzintervall konstant gehalten wird, wobei das erste Durchlassband und das zweite Sperrband im allgemeinen miteinander zusammenfallen und das erste Sperrband und das zweite Durchlassband im allgemeinen miteinander zusammenfallen.
Drahtlosgerät mit der Hochfrequenzfiltervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 16.
Drahtlosgerät mit einer Antennenschaltung und der Hochfrequenzfiltervorrichtung nach Anspruch 11, mit einem Keramikverbund, in dem die Hochfrequenzfiltervorrichtung gebildet ist, einer adaptiven Antennenmatrix, die auf dem Keramikverbund angeordnet ist, und einer Integrierschaltung, die eine Sende-/Empfangs-Hochfrequenzschaltung aufweist, die auf dem Keramikverbund angeordnet ist.