DE60125951T2

DE60125951T2 - Mehrkanaliger optischer empfänger zur verarbeitung von drei-zell-detektorausgängne mit polarisationsdiversität

Info

Publication number: DE60125951T2
Application number: DE60125951T
Authority: DE
Inventors: Christopher William West Hills KNAACK; Thompson John Woodland Hills DOUGLASS; Louis Eugene Simi Valley FERRARO
Original assignee: Litton Systems Inc
Current assignee: Northrop Grumman Guidance and Electronics Co Inc
Priority date: 2000-07-28
Filing date: 2001-07-30
Publication date: 2007-10-25
Anticipated expiration: 2021-07-31
Also published as: NO20030442L; EP1307983A1; US7095963B2; NO20030442D0; WO2003017535A1; EP1307983B1; CA2420169A1; DE60125951D1; US20040047640A1

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNG
Die Anmelder haben außerdem die Anmeldung EP 1307983 (Vorläufige US-Patentanmeldung Seriennr. 60/221636, eingereicht am 28. Juli 2000) für "Mehrkanaliger optischer Empfänger zur Verarbeitung von Drei-Zell-Detektorausgängen mit Polarisationsdiversität".
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Diese Erfindung betrifft allgemein die Verarbeitung von Signalen, die von einem Sensorarray eines Interferometers ausgegeben werden. Diese Erfindung betrifft insbesondere die Verarbeitung von Signalen, die von einem Sensorarray eines faseroptischen Interferometers ausgegeben werden, das dazu dient, einen physikalischen Parameter mit Hilfe von Phasenänderungen in einem solchen Array zu überwachen, wenn es der Einwirkung des Parameters ausgesetzt ist. Noch spezieller betrifft diese Erfindung die Verarbeitung von Signalen, die von einem Array von Drei-Zell-Fotodetektoren ausgegeben werden, das verwendet wird, um Signale zu detektieren, die von einem Sensorarray eines Interferometers ausgegeben werden.
Fehlangepasste faseroptische Interferometer werden häufig als Sensorelemente in faseroptischen Sensorarrays verwendet, um Änderungen eines Parameters wie etwa Fluiddruck, Beschleunigung, magnetische Feldstärke usw. zu messen. Solche Sensorelemente messen die zeitvariante Phasenverzögerung zwischen optischen Signalen, welche sich entlang getrennter optischer Wege mit ungleicher Weglänge ausgebreitet haben.
Das Mischen zwischen einem Referenzsignal und einem Datensignal ist oft notwendig, um Informationen von einem optischen Träger zu extrahieren. Bei einer interferometrischen Messung erfolgt das Mischen normalerweise zwischen einem Referenzsignal und einem Signal, dessen Phase durch den Parameter, der gemessen wird, modifiziert oder moduliert worden ist.
Eine Modulation wird gewöhnlich angewendet, um Informationen von einer Informationsquelle wie etwa einem Sensorsystem, wo Informationen detektiert werden, zu einem Informationsziel wie etwa einem Empfängersystem, wo detektierte Signale empfangen und verarbeitet werden, zu übertragen. Gemäß herkömmlichen Modulationsverfahren moduliert ein interessierendes Signal, das von einem Sensor detektiert wird, ein Trägersignal, indem es ein oder mehrere charakteristische Merkmale des Trägersignals, wie etwa Amplitude, Frequenz oder Phase, modifiziert, so dass ein moduliertes Trägersignal gebildet wird. Dieses modulierte Trägersignal kann dann leichter über die geeigneten Kommunikationskanäle zu dem Ziel- oder Empfängersystem übertragen werden, wo das modulierte Trägersignal demoduliert wird, um das interessierende Signal zurückzugewinnen und die Informationen zu bestimmen.
Ein Typ eines Sensorsystems, welches Modulationsverfahren anwendet, enthält faseroptische Sensoren, wie sie zum Beispiel in faseroptischen Interferometern für Entfernungsmessungen verwendet werden. Die faseroptischen Sensoren detektieren oder erfassen Lichtsignale, welche die Ausgangsphase des Sensorsystems oder Interferometers modulieren. Der modulierte Träger kann dann einer Fotodetektion unterzogen und zu einem Empfängersystem übertragen werden. In einem System, das ein Array von Sensoren aufweist, werden die Signale oft gemultiplext, zum Beispiel unter Anwendung von Zeitmultplex (Time Division Multiplexing, TDM) und/oder Wellenlängenmultiplex Wavelength Division Multiplexing, WDM).
Faseroptische Sensorsysteme erhalten in dem Demodulationsprozess eine Signalkomponente, die proportional zum Sinus der Phasenverschiebung des Sensors ist, und eine weitere Signalkomponente, die proportional zum Cosinus der Phasenverschiebung ist. Der Sinus der Phasenverschiebung des Sensors wird als der Quadraturterm Q bezeichnet, und der Cosinus der Phasenverschiebung des Sensors wird als der gleichphasige Term I bezeichnet. Der Winkel der Phasenverschiebung wird durch Berechnung des Verhältnisses Q/I bestimmt, welches der Tangens der Phasenverschiebung des Sensors ist. Die Amplituden des Sinus- und des Cosinus-Terms müssen mittels einer Normalisierungsprozedur gleich eingestellt werden, um die erfolgreiche Implementierung einer Arcustangens-Routine zur Ermittlung der Phasenverschiebung des Sensors sicherzustellen.
Bei einem Typ von Modulationsverfahren, die in Interferometern und anderen Sensorsystemen angewendet werden, werden phasenerzeugte Träger verwendet. Das zeitvariante Phasensignal (interessierende Signal) des Sensors moduliert die phasenerzeugten Träger, so dass ein modulierter Träger gebildet wird. Sowohl das interessierende Signal als auch die phasenerzeugten Träger können mathematisch als eine Bessel-Reihe von harmonisch verwandten Termen dargestellt werden. Während der Modulation moduliert die Bessel-Reihe des interessierenden Signals die Bessel-Reihe des phasenerzeugten Trägers. Die Anzahl der Terme in der Bessel-Reihe des resultierenden modulierten Trägers ist dann vom Pegel des gemessenen oder detektierten interessierenden Signals abhängig. Die harmonisch verwandten Terme in der Bessel-Reihe des modulierten Trägers repräsentieren sowohl das gemessene oder detektierte interessierende Signal als auch das Trägersignal.
Typische faseroptische Sensorsysteme, die phasenerzeugte Träger verwenden, um ein detektiertes oder gemessenes Signal (interessierendes Signal) zu einem Empfängersystem zu übertragen, haben ein Paar von Quadraturträgern mit Frequenzen von entweder ω_c und 2ω_c oder 2ω_c und 3ω_c verwendet, wobei ω_c die phasenerzeugte Trägerfrequenz ist. In gemultiplexten Sensorsystemen muss die Sensor-Abtastfrequenz f_s so gewählt werden, dass sichergestellt ist, dass Frequenzen, die größer als f_s/2 sind, nicht durch Aliasing in das interessierende Band unter f_s/2 zurückgespiegelt werden.
In manchen Systemen ist das optische Signal, das in das Interferometer eingespeist wird, ein phasenerzeugter Träger, der durch Erzeugung zeitabhängiger Variationen in der Frequenz des von einem Laser ausgegebenen optischen Signals hergestellt wird. Ein phasenerzeugter Träger kann mittels verschiedener Verfahren hergestellt werden. Ein Verfahren beinhaltet das Routing des Quellenausgangs durch einen Phasenmodulator und das Anlegen einer Folge von separaten und unterschiedlichen linearen Sägezahnspannungen an den linearen Phasenmodulator, um Schrittänderungen in der optischen Frequenz zu erzeugen.
Bei einem anderen Verfahren zum Erzeugen eines phasenerzeugten Trägers wird eine sinusförmige Phasenmodulation des Quellsignals angewendet. Anstelle des Abtastens von Signalen, die mit verschiedenen optischen Frequenzen verknüpft sind, ist das Abtasten von Signalen mit einer Integration über Abschnitte einer Periode des phasenerzeugten Trägers verknüpft.
Ein weiteres Verfahren zum Erzeugen eines phasenerzeugten Trägers beinhaltet die Verwendung eines numerisch gesteuerten Oszillators (Numerically Controlled Oscillator, NCO). Ein Problem bei Verwendung eines NCO in einem Array, das eine Vielzahl von interferometrischen Sensoren enthält, ist eine Unbestimmtheit beim Vorzeichen der Sensorantwort unter gewissen Bedingungen. Insbesondere erzeugen Träger, welche um 180° phasenverschoben bezüglich der NCO-Phase sind, Sensorantworten mit entgegengesetztem Vorzeichen nach einer Demodulation, im Unterschied zu denjenigen Sensorantworten, die von Trägern erzeugt werden, welche gleichphasig mit der NCO-Phase sind. Bei einer kohärenten Kombination werden Sensorantworten mit entgegengesetzten Vorzeichen destruktiv kombiniert, was eine Dämpfung des kombinierten Ausgangs und eine Reduktion des Dynamikbereiches des Gesamtsystems zur Folge hat.
Ein wesentliches Problem in Systemen, welche den Empfang von optischen Signalen von einer optischen Faser anwenden, ist der Signalschwund, der durch Änderungen in der Polarisation der über die optische Faser übertragenen optischen Signale verursacht wird. Speziell können Phaseninformationen von zwei oder mehr optischen Signalen, die über eine faseroptische Übertragungsleitung übertragen werden, am Empfänger verloren gehen, wenn die Polarisationen von zwei Signalen, die von Interesse sind, gekreuzt werden, was das Fehlen eines Schwebungstons des Detektors zur Folge hat. Es ist daher erforderlich, einen bestimmten Mechanismus zum Behandeln des Signals vorzusehen, welcher einen ausreichend großen Schwebungston des Detektors für die Signalverarbeitung in allen Fällen von Polarisations-Wander erzeugt.
Polarisationsdiversitätsdetektoren werden verwendet, um ein optisches Signal von unbestimmter Polarisation zu detektieren und einen elektrischen Ausgang zu erzeugen, welcher einer ausgewählten Polarisationskomponente in dem optischen Signal entspricht. Im US-Patent Nr. 5852507, welches am 22. Dezember 1998 David B. Hall erteilt wurde und welches an die Firma Litton Systems, Inc. abgetreten wurde, die Zessionar der vorliegenden Erfindung ist, wird ein Drei-Zell-Polarisationsdiversitätsdetektor beschrieben, welcher mehrere Ausgangssignale aus einem einfallenden Strahl erzeugt, welcher zwei orthogonale Polarisationskomponenten aufweist.
Im US-Patent Nr. 5448058, welches am 5. September 1995 Arab-Sadeghabadi und von Bierein erteilt wurde und welches an die Firma Litton Systems, Inc. abgetreten wurde, die Zessionar der vorliegenden Erfindung ist, wird ein Polarisationsdiversitätsdetektor beschrieben, welcher ein Array von drei Polarisatoren aufweist, welche Polarisationsachsen haben, die um ausgewählte Winkel voneinander abweichen, derart, dass ein auf das Array von Polarisatoren einfallendes optisches Signal eine Komponente entlang wenigstens einer der Polarisationsachsen aufweist. Ein Array von Fotodetekoren ist so gestaltet, dass jeder Fotodetektor Licht von einem ausgewählten Polarisator empfängt. Wenigstens einer der Fotodetektoren empfängt parallele Polarisationskomponenten, welche ein elektrisches Signal bilden, welches eine Interferenz zwischen den parallelen Polarisationskomponenten anzeigt.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung stellt eine Konstruktion zur Nutzung der Drei-Zell-Polarisationsdiversitätsdetektoren bei der Detektion von Signalen von faseroptischen Sensoren bereit. Diese Erfindung ist außerdem für ein weites Spektrum von Eingangssensor-Skalierungsfaktoren geeignet. Diese Erfindung verarbeitet alle Drei-Zell-Ausgänge und gewährleistet eine dynamische Sättigungssteuerung, welche das Signal-Rausch-Verhältnis des Empfängers für einen gegebenen Eingang maximiert.
Ein optisches Empfängersystem gemäß der Erfindung zur Verarbeitung von Signalen, die von einem Polarisationsdiversitätsdetektor, der eine Vielzahl von Fotodetektorzellen enthält, ausgegeben werden, wobei das Ausgangssignal des Polarisationsdiversitätsdetektors für jede Fotodetektorzelle ein phasenerzeugtes Trägersignal enthält, das eine Modulationsfrequenz ω hat, und ein Sensorsignal, das eine gleichphasige Komponente I und eine Quadraturphase-Komponente Q hat, die dem phasenerzeugten Trägersignal überlagert sind, umfasst eine Vielzahl von Verstärkern mit variabler Verstärkung, die in korrespondierendem Verhältnis zu den Fotodetektorzellen angeordnet sind und zur Erzeugung einer Vielzahl von verstärkten Signalen dienen, und eine Rückkopplungsschaltung, die mit der Vielzahl von Verstärkern mit variabler Verstärkung zum Steuern der Verstärkungen derselben verbunden ist. Die Erfindung umfasst ferner eine Vielzahl von Demodulatorschaltungen, die zum Empfangen der verstärkten Signale dienen. Die Demodulatorschaltungen sind so gestaltet, dass sie für jede Fotodetektorzelle einen I-Signalausgang, der eine Amplitude der gleichphasigen Komponente I anzeigt, und einen Q-Signalausgang, der eine Amplitude der Quadraturphase-Komponente Q anzeigt, liefern.
Die Rückkopplungsschaltung in dem optischen Empfängersystem gemäß der Erfindung umfasst vorzugsweise eine Sättigungsdetektionsschaltung, die ein Sättigungssignal bereitstellt, wenn die Verstärkung des Verstärkers mit variabler Verstärkung einen vorgegebenen Wert überschreitet, und einen Signalprozessor, der mit der Sättigungsschaltung verbunden ist. Der Signalprozessor dient zur Erzeugung eines Verstärkungssteuerungssignals zur Reduzierung der Verstärkung des Verstärkers mit variabler Verstärkung, wenn ein Sättigungszustand besteht. Die Rückkopplungsschaltung umfasst außerdem vorzugsweise einen Multiplexer, der dazu dient, die verstärkten Signale zu empfangen und die verstärkten Signale selektiv dem Signalprozessor zuzuführen.
Jede Demodulatorschaltung aus der Vielzahl von Demodulatorschaltungen umfasst vorzugsweise ein erstes Mischglied, welches das Ausgangssignal des Polarisationsdiversitätsdetektors mit einem ersten Demodulationssignal der Frequenz ω kombiniert, um das gleichphasige Ausgangssignal I von dem Phasengenerator-Trägersignal zu trennen, und ein zweites Mischglied, welches das Ausgangssignal des Polarisationsdiversitätsdetektors mit einem zweiten Demodulationssignal der Frequenz 2ω kombiniert, um das gleichphasige Ausgangssignal QS von dem Phasengenerator-Trägersignal zu trennen.
Die Erfindung umfasst außerdem vorzugsweise eine Vielzahl von Anti-Aliasing-Filtern, die zwischen den Verstärkern mit variabler Verstärkung und den Analog-Digital-Umsetzern geschaltet sind. Eine Vielzahl von Spannungsfolgerstufen (bzw. Pufferstufen mit Verstärkungsfaktor Eins) kann zwischen den Anti-Aliasing-Filtern und den Analog-Digital-Umsetzern geschaltet sein.
Die Erfindung kann außerdem ein optisches Empfängersystem zur Verarbeitung von Signalen umfassen, die von einem Polarisationsdiversitätsdetektor-Array, das eine Vielzahl von Polarisationsdiversitätsdetektoren enthält, ausgegeben werden, wobei jeder der Polarisationsdiversitätsdetektoren eine Vielzahl von Fotodetektorzellen enthält, die jeweils ein Detektorsignal liefern, welches ein phasenerzeugtes Trägersignal, das eine Modulationsfrequenz aufweist, und ein entsprechendes Sensorsignal, das eine gleichphasige Komponente I und eine Quadraturphase-Komponente Q aufweist, die dem phasenerzeugten Trägersignal überlagert sind, enthält, welches eine Vielzahl von Kanälen umfasst, die in korrespondierendem Verhältnis mit den Polarisationsdiversitätsdetektoren angeordnet sind. Jeder Kanal umfasst vorzugsweise eine Vielzahl von Verstärkern mit variabler Verstärkung, die in einem korrespondierenden Verhältnis zu den Fotodetektorzellen in jedem Polarisationsdiversitätsdetektor angeordnet sind und zur Erzeugung einer Vielzahl von verstärkten Signalen dienen, eine Rückkopplungsschaltung, die in einem korrespondierenden Verhältnis zu der Vielzahl von Verstärkern mit variabler Verstärkung zum Steuern der Verstärkungen derselben angeordnet ist, und eine Vielzahl von Demodulatorschaltungen, die so geschaltet und angeordnet sind, dass sie entsprechende verstärkte Signale empfangen, wobei jede der Demodulatorschaltungen so gestaltet ist, dass sie einen I-Signalausgang, der eine Amplitude der gleichphasigen Komponente I anzeigt, und einen Q-Signalausgang, der eine Amplitude der Quadraturphase-Komponente Q anzeigt, liefert. Das optische Empfängersystem enthält außerdem ein erstes Schieberegister, das dazu dient, den I-Signalausgang von jeder der Demodulatorschaltungen zu empfangen, und ein zweites Schieberegister, das dazu dient, den Q-Signalausgang von jeder der Demodulatorschaltungen zu empfangen; und einen Rechtwinklig-zu-Polar-Umsetzer, der mit dem ersten und zweiten Schieberegister verbunden ist, zur Berechnung eines Phasenwinkels für jedes entsprechende I-Signal und Q-Signal.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1A zeigt ein faseroptisches Sensorarray, welches das optische Empfängersystem gemäß der vorliegenden Erfindung enthalten kann;
1B zeigt einen Drei-Zell-Fotodetektor, welcher in dem Sensorarray von 1A enthalten sein kann;
2 ist ein Blockschaltbild eines Direct Digital Synthesizers, welcher in dem faseroptischen Sensorsystem von 1A enthalten sein kann; und
3A–3C zeigen ein optisches Empfängersystem gemäß der vorliegenden Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft ein Signalverarbeitungssystem zur Verarbeitung von Signalen, die von einem Sensor ausgegeben werden, innerhalb eines weiten Bereiches von Empfindlichkeiten. 1A zeigt ein mehrkanaliges faseroptisches Sensorsystem 10, mit welchem die vorliegende Erfindung verwendet werden kann. Die Erfindung ist auch auf andere Sensorarchitekturen (nicht dargestellt) und mit anderen Polarisationsdiversitätsdetektoren (nicht dargestellt) anwendbar. Das spezielle faseroptische Sensorsystem 10 und der spezielle Polarisationsdiversitätsdetektor 11 sind hier lediglich beschrieben, um Beispiele solcher Vorrichtungen bereitzustellen, welche in Verbindung mit der Erfindung verwendet werden können.
Das faseroptische Sensorsystem 10 ist in der US-Patentanmeldung 09/429048, die am 29. Oktober 1959 eingereicht wurde und an die Firma Litton Systems, Inc. abgetreten wurde, die Zessionar der vorliegenden Erfindung ist, vollständig beschrieben. Das faseroptische Sensorsystem 10 ist außerdem in der US-Patentanmeldung 09/430057, die am 29. Oktober 1959 eingereicht wurde und an Litton Systems, Inc. abgetreten wurde, vollständig beschrieben. Das faseroptische Sensorsystem 10 enthält eine Vielzahl von Lasern 12–17, die dazu dienen, eine Vielzahl von entsprechenden optischen Speiseleitungen 20–25 zu versorgen. Die optischen Speiseleitungen sind an einem optischen Terminator 28 vereinigt. Der optische Terminator 28 ist an ein Ableitungskabel 30 angeschlossen, welches an ein akustisches Array-Kabel 32 angeschlossen ist. Das akustische Array-Kabel 32 beherbergt eine Vielzahl von Sensoren, deren Gesamtzahl bei dieser beispielhaften Ausführungsform sechsundneunzig beträgt und die mit S1 bis S96 bezeichnet sind. Der optische Terminator 28 stellt außerdem eine Verbindung zwischen dem Ableitungskabel 30 und einer Vielzahl (z.B. 16) von Rückführungsfasern 34–49 zur Verfügung, welche dazu dienen, eine Vielzahl von entsprechenden Polarisationsdiversitätsdetektoren 50–65 zu versorgen. Die Ausgänge der Polarisationsdiversitätsdetektoren 50–65 sind mit einem Systemprozessor 68 elektrisch verbunden.
Mehrere Phasenmodulatoren 76–81 dienen dazu, die optischen Signale zu modulieren, die von jeweils einem der Laser 12–17 ausgegeben werden. Jeder der Laser 12–17 erzeugt ein optisches Signal mit einer anderen optischen Wellenlänge. Vorzugsweise sind die Phasenmodulatoren 76–81 jeweils durch eine andere Modulationsfrequenz charakterisiert. Dementsprechend erzeugen die Laser 12–17 sechs optische Signale, von denen jedes eine andere optische Wellenlänge hat und jedes mit einer separaten Modulationsfrequenz moduliert wird.
Ein Array 84 von Direct Digital Synthesizern (DDS) liefert Schwingungs-Signaleingänge mit Frequenzen f₁–f₆, von denen jeder jeweils einem der Phasenmodulatoren 76–81 zugeführt wird. Analoge Bauelemente AD9850 CMOS 125 MHz DDS sind für eine Verwendung bei der vorliegenden Erfindung geeignet. Der grundlegende Aufbau einer DDS-Schaltungsanordnung 86, welche in dem DDS-Array 84 enthalten sein kann, ist in 2 dargestellt. Wie 2 zeigt, empfängt ein Dateneingangsregister 92 serielle und parallele Lasteingänge, welche in ein Frequenz-/Phasen-Datenregister 94 eingegeben werden, gesteuert durch ein Arbeitslast-Taktsignal. Das Frequenz-/Phasen-Datenregister 94 erzeugt ein 32-Bit-Tuning-Wort sowie Phasen- und Steuerungswörter, welche in einen Hochgeschwindigkeits-DDS 96 eingegeben werden, gesteuert durch ein Frequenzaktualisierungs-/Datenregister-Rücksetzsignal. Der Hochgeschwindigkeits-DDS 96 empfängt ein Referenztakt-Ein- und eine Master-Reset-Signal und stellt eine Ausgang für einen Digital-Analog-Umsetzer (DAW) 88 bereit, welcher dazu dient einen analogen Signalausgang zu liefern. Das DDS-Array enthält außerdem einen Komparator 90, welcher analoge Eingänge empfängt und ein Clock-Out-Signal liefert. Der DDS 96 ist ein hochintegriertes Bauelement, welches fortgeschrittene DDS-Technologie anwendet, gekoppelt mit dem internen Hochgeschwindigkeits- und Hochleistungs-Digital-Analog-(D/A-) Umsetzer 88 und dem Komparator 90, um einen vollständigen digital programmierbaren Frequenzsynthesizer und Taktgenerator zu bilden. Die DDS-Schaltung 86 wird verwendet, um eine spektral reine, frequenz-/phasenprogrammierbare analoge Sinuswelle zu erzeugen.
Wie in 1A dargestellt, sind sechs Phasenmodulatoren 76–81 vorhanden, die mit dem DDS-Array 84 verbunden sind. Dementsprechend enthält das Array 84 die DDS-Schaltung 86 und fünf weitere DDS (nicht dargestellt), welche denselben Aufbau wie die DDS-Schaltung 86 haben. Das DDS-Array 84 steuert die Phasenmodulatoren 76–81 an, so dass diese sechs phasenerzeugte Träger liefern, welche in ein Sensorarray 29 eingespeist werden.
Jeder der Polarisationsdiversitätsdetektoren 50–65 kann so gestaltet sein, dass er drei Fotodetektorzellen A, B und C enthält, wie in 1B dargestellt. Die Polarisationsdiversitätsdetektoren 50–65 sind in der US-Patentschrift Nr. 5852507 vollständig beschrieben. Der Polarisationsdiversitätsdetektor 50 wird im Folgenden kurz beschrieben. Die Polarisationsdiversitätsdetektoren 51–65 sind als im Wesentlichen identisch mit dem Polarisationsdiversitätsdetektor 50 zu betrachten. Der Polarisationsdiversitätsdetektor 50 empfängt ein optisches Signal von einer optischen Einmodenfaser 83, welche ein optisches Signal von einem der Laser 12–17 überträgt. Die optische Faser 83 wird auf eine in der Technik wohlbekannte Art und Weise in einem Stützrohr oder einer Quetschhülse 85 starr abgestützt. Das optische Signal tritt als ein Strahl aus dem proximalen Ende der optischen Faser 83 aus und tritt nach Durchquerung einer optischen Lücke 89 in eine Sammellinse 87 ein. Die Linse 87 ist vorzugsweise eine Gradientenindexlinse des Typs, welcher von NSG America, Inc., Somerset, N.J., unter dem Warenzeichen "SELFOC" bezogen werden kann, oder dazu äquivalent. Die Linse 87 fokussiert den optischen Strahl auf eine Art und Weise, die weiter unten beschrieben wird. Die Lücke 89 kann aus beliebigem Material bestehen, einschließlich Luft, welches für die verwendete optische Wellenlänge durchlässig ist. Vorzugsweise ist die Lücke 89 einstellbar, um sicherzustellen, dass der optische Strahl in die Linse 87 mit der richtigen Größe der Divergenz eintritt, um die gewünschte Brennweite für die Linse zu erreichen.
Die Linse 87 ist mechanisch und optisch mit einem ersten Polarisationsstrahlteiler 91 gekoppelt. Der erste Strahlteiler 91 umfasst ein erstes oder Eingangsprisma 93 (mit welchem die Linse 87 gekoppelt ist) und ein zweites oder Ausgangsprisma 95, welches mit dem Eingangsprisma 93 entlang einer beschichteten optischen Grenzfläche 97 gekoppelt ist. Die Prismen 93 und 95 können im Handel erhältliche Artikel aus optischem Qualitätsglas sein, vorzugsweise von dem Typ, der unter der Bezeichnung "BK7" von Schott Glaswerke, Mainz, Deutschland verrieben wird, oder von einem äquivalenten Typ.
Die Prismen 93 bis 95 sind vorzugsweise rechtwinklige Prismen. Die optische Grenzfläche zwischen den Prismen 93 und 95 bildet einen Winkel von 45° bezüglich des einfallenden optischen Strahls I, der aus der Linse 87 in den ersten Strahlteiler 91 eintritt. Die Grenzfläche 97 ist optisch beschichtet, um den einfallenden Strahl I in zwei Strahlen aufzuteilen, die um 90° voneinander getrennt sind, mit unterschiedlichen Verhältnissen von p-Polarisation und s-Polarisation des optischen Signals. Für diese Ausführungsform ist die Beschichtung an der Grenzfläche 97 dazu bestimmt, nahezu eine ideale 100 %-ige Transmission der p-polarisierten Komponente des Signals zu erzielen, und somit nahezu eine ideale 0 %-ige Reflexion der p-polarisierten Komponente. Für die s-polarisierte Komponente ist es wünschenswert, annähernd eine ideale Transmission von 33 % zu erzielen, und somit annähernd eine ideale Reflexion von 67 %. Somit enthält der Teil T des optischen Signals, der durch die Grenzfläche 97 hindurch transmittiert wird, ungefähr 100 % seiner der p-polarisierten Komponente und ungefähr 33 % seiner der s-polarisierten Komponente. Der Teil R des optischen Signals, der an der Grenzfläche 97 reflektiert wird, enthält dann fast keinen Anteil von seiner der p-polarisierten Komponente und ungefähr 67 % seiner der s-polarisierten Komponente.
Die spezielle Beschichtung, die benötigt wird, um die oben erwähnten Polarisationseigenschaften des transmittierten und des reflektierten Teils des einfallenden Strahls zu erreichen, hängt von der Wellenlänge des einfallenden Strahls ab. Wenn zum Beispiel eine Nennwellenlänge von 1320 nm verwendet wird, sollte die Beschichtung ein "Viertelwellen-Stapel" sein, welcher drei Schichten Siliciumnitrid umfasst, die jeweils ungefähr 221 nm dick sind und abwechselnd mit zwei Schichten Siliciumdioxid angeordnet sind, die jeweils ungefähr 330 nm dick sind. Mit diesen Materialien und Abmessungen werden nicht die idealen Transmissions- und Reflexionsverhältnisse erzielt, die oben dargelegt wurden, doch es werden ausreichend gute Näherungen erzielt, um brauchbare Ergebnisse zu liefern. Ein Durchschnittsfachmann auf diesem technischen Gebiet dürfte ohne weiteres in der Lage sein, spezielle Zusammensetzungen und Dicken von Beschichtungen vorzusehen, welche für andere Wellenlängen geeignet sind, die potentiell von Interesse sind.
Der reflektierte Teil R des einfallenden Strahls I wird durch das Eingangsprisma 93 hindurch unter einem rechten Winkel zu dem transmittierten Teil in die Fotodetektorzelle A gelenkt. Der transmittierte Teil T durchquert das Ausgangsprisma 95 und erreicht eine uniaxiale Calcitkristallplatte 99, welche mechanisch und optisch mit dem Ausgangsprisma 95 gekoppelt ist, so dass sie den durch dieses hindurch transmittierten Strahlteil T empfängt. Die Calcitkristallplatte 99 fungiert als ein zweiter Polarisationsstrahlteiler und sorgt für eine 45°-Rotation der Polarisationseigenzustände des transmittierten Strahlteils T um seine Ausbreitungsachse zwischen den zwei Strahlteilern 91 und 99.
Die Calcitkristallplatte 99 bewirkt eine Ausbreitung einer linearen Polarisation des transmittierten Strahlteils T als ein ordentlicher Strahl sowie der orthogonalen Polarisation als ein außerordentlicher Strahl unter einem Winkel von etwa 6° zu dem ordentlichen Strahl. Der ordentliche Strahl tritt aus der Calcitkristallplatte 99 als ein erster transmittierter Strahlteil T₁ aus, welcher in die Fotodetektorzelle B eintritt, während der außerordentliche Strahl aus der Calcitkristallplatte 99 als ein zweiter transmittierter Strahlteil T₂ austritt, welcher in die Fotodetektorzelle C eintritt.
Die Fotodetektoren A, B und C erzeugen analoge elektrische Signale, welche die Stärke (d.h. AC-Amplitude) der optischen Signale R, T₁ bzw. T₂ anzeigen. Die optischen Signale, die von dem Sensorarray ausgegeben werden, unterliegen einem Signalschwund, der durch Änderungen der Polarisation verursacht wird. Die analogen Signale werden digitalisiert, so dass sie in den Systemprozessor 68 eingespeist werden können. Der Systemprozessor 68 wählt aus, welche der Fotodetektorzellen A, B oder C das Signal erzeugt, welches verarbeitet werden soll, um den Sensorausgang zu bestimmen. Der Systemprozessor 68 wählt das stärkste Signal aus, welches eine Interferenz zwischen optischen Signalen für jeden Kanal in dem Sensorarray 10 repräsentiert.
3A und 3B zeigen ein optisches Empfängersystem 100 gemäß der vorliegenden Erfindung. Der optische Empfänger 100 wird verwendet, um die gleichphasige Komponente und die Quadraturkomponente jedes Kanals des Sensorausgangs für zwei Modulationsfrequenzen ω₁ und ω₂ zu bestimmen, welche bei der Erzeugung eines phasenerzeugten Trägers für das Sensorsystem 10 verwendet werden. Das dargestellte optische Empfängersystem 100 weist vier Polarisationsdiversitätsdetektoren (PDDs) 102A–102D für jeden Kanal des Sensorarrays 10 auf. Die Polarisationsdiversitätsdetektoren 102A–102D können gemäß der US-Patentschrift Nr. 5832507 (Hall) hergestellt sein, welche weiter oben in dieser Patentbeschreibung zitiert wurde.
Dementsprechend enthält der PDD 102A drei Fotodetektorzellen 104A–104C, welche optische Signale empfangen, die von dem faseroptischen Sensorsystem 10 ausgegeben werden, und Transimpedanzverstärkern 106A–106C entsprechende elektrische Signale zuführen.
Die Ausgänge der Transimpedanzverstärker 106A–106C werden jeweils einem entsprechenden Verstärker mit variabler Verstärkung 108A–108C als Eingänge zugeführt. Die Verstärkungen der Verstärker mit variabler Verstärkung 108A–108C werden eingestellt, wie weiter unten erläutert, um einen weiten Bereich der Einstellung der Empfindlichkeit zu gewährleisten. Nachdem die Signale durch die Verstärker mit variabler Verstärkung 108A–108C verstärkt wurden, werden sie jeweils einem entsprechenden passiven Anti-Aliasing-Filter 110A–110C zugeführt. Nachdem die Signale gefiltert wurden, werden sie entsprechenden Spannungsfolgerstufen 112A–112C zugeführt. Die Ausgänge der Spannungsfolgerstufen werden in Analog-Digital-(A/D-) Umsetzer 114A–114C eingekoppelt.
Die digitalen Signale, die von den A/S-Umsetzern 114A–114C ausgegeben werden, werden einem Multiplexer 116 zugeführt, welcher Verstärker 118A–118C enthält, die jeweils mit einem Schalter 120A–120C verbunden sind. Der Multiplexer 116 wird in dem Empfängersystem 100 verwendet, um die Verstärkungen der Verstärker mit variabler Verstärkung 108A–108C zu steuern. Signale von jedem Ausgangskanal des PDD 100 laufen durch den Multiplexer 116 zu vier Kanaldemodulatorschaltungen 121–123, welche Eingangsanschlüsse A–D aufweisen. Die Ausgänge der Verstärker 118A–118C werden an jeweils eine der Eingangsklemmen A–C jeder der Schaltungen 121–123 angelegt. Die Schaltungen 121–123 sind identisch.
3C zeigt Komponenten, die in der Demodulatorschaltung 121 enthalten sind. Ein Signalbus 145 innerhalb der Demodulatorschaltung 121 verbindet die Signale, die von allen drei Kanälen des Multiplexers ausgegeben werden, mit jedem der vier Mischglieder 146A–146D. Es wird daran erinnert, dass nur optische Signale mit derselben Polarisation einen nützlichen Signalausgang für das Sensorsystem 10 erzeugen. Das Kombinieren sämtlicher Ausgänge von dem PDD 100, bevor sie an die Mischglieder angelegt werden, liefert das maximal mögliche Signal, das aus abgeglichenen Polarisationen resultiert, für die Mischglieder 146A–146D.
Das Mischglied 146A empfängt außerdem ein Signal, das auf die erste Frequenz ω₁ schließen lässt, die verwendet wird, um den phasenerzeugten Träger zu erzeugen. Die gleichphasige Komponente I₁ ist durch den Kanal A der Demodulatorschaltung 121 bestimmt. Das Mischglied 146B empfängt ein Signal, welches 2ω₁ anzeigt, welches mit dem Quadraturterm Q₁ zusammenhängt. Auf dieselbe Weise empfangen die Mischglieder 146C und 146D Signale, welche die Frequenzen ω₁ bzw. 2ω₁ anzeigen, welche mit dem gleichphasigen Term I₂ bzw. mit dem Quadraturterm Q₂ zusammenhängen.
Die Schaltung 122 dient dazu, Signale zu verarbeiten, die von dem PDD 100 ausgegeben werden, um Signalausgänge I₃, Q₃, I₄ und Q₄ zu erzeugen, und die Schaltung 123 erzeugt Signalausgänge I₅, Q₅, I₆ und Q₆.
Der PDD 102B enthält drei Fotodetektorzellen 124A–124C, welche mit einer Schaltungsanordnung verbunden sind, die im Wesentlichen mit der Schaltungsanordnung identisch ist, die für den PDD 102A beschrieben wurde. Diese Schaltungsanordnung enthält Transimpedanzverstärker 126A–126C, Verstärker mit variabler Verstärkung 128A–128C, Anti-Aliasing-Filter 130A–130C, Spannungsfolgerstufen 132A–132C und Analog-Digital-Umsetzer 134A–134C. Signale, die von den Analog-Digital-Umsetzern 134A–134C ausgegeben werden, werden in einen Multiplexer 136 eingegeben, welcher im Wesentlichen mit dem Multiplexer 116 identisch ist. Dementsprechend enthält der Multiplexer 136 Verstärker 138A–138C, die jeweils mit einem Schalter 140A–140C verbunden sind. Die Signale, die von den Verstärkern 138A–138C ausgegeben werden, werden jeweils an eine Eingangsklemme A–C einer jeden von entsprechenden Demodulatorschaltungen 142–144 angelegt, welche im Wesentlichen mit den Demodulatorschaltungen 121–123 identisch sind.
Der Polarisationsdiversitätsdetektor 102C enthält eine Vielzahl von Fotodetektorzellen 160A–160C, welche vorzugsweise im Wesentlichen mit den Fotodetektorzellen 104A–104C identisch sind. Ebenso enthält der Polarisationsdiversitätsdetektor 102D eine Vielzahl von Fotodetektorzellen 184A–184C, welche vorzugsweise ebenfalls im Wesentlichen mit den Fotodetektorzellen 104A–104C identisch sind.
Dasselbe gilt für die PDDs 102C und 102D. Dementsprechend enthält der PDD 102C Transimpedanzverstärker 162A–162C, Verstärker mit variabler Verstärkung 164A–164C, Anti-Aliasing-Filter 166A–166C, Spannungsfolgerstufen 168A–168C und Analog-Digital-Umsetzer 170A–170C. Signale, die von den Analog-Digital-Umsetzern 170A–170C ausgegeben werden, werden in einen Multiplexer 172 eingegeben, welcher im Wesentlichen mit dem Multiplexer 116 identisch ist. Dementsprechend enthält der Multiplexer 172 Verstärker 174A–174C, die jeweils mit einem Schalter 176A–176C verbunden sind. Die Signale, die von den Verstärkern 174A–174C ausgegeben werden, werden jeweils an eine Eingangsklemme A–C einer jeden von entsprechenden Demodulatorschaltungen 178–180 angelegt, welche im Wesentlichen mit den Demodulatorschaltungen 121–123 identisch sind.
Die PDD 102D enthält Transimpedanzverstärker 186A–186C, Verstärker mit variabler Verstärkung 188A–188C, Anti-Aliasing-Filter 190A–190C, Spannungsfolgerstufen 192A–192C und Analog-Digital-Umsetzer 194A–194C. Signale, die von den Analog-Digital-Umsetzern 194A–194C ausgegeben werden, werden in einen Multiplexer 196 eingegeben, welcher im Wesentlichen mit dem Multiplexer 116 identisch ist. Dementsprechend enthält der Multiplexer 196 Verstärker 198A–198C, die jeweils mit einem Schalter 200A–200C verbunden sind. Die Signale, die von den Verstärkern 198A–198C ausgegeben werden, werden jeweils an eine Eingangsklemme A–C einer jeden von entsprechenden Demodulatorschaltungen 204–206 angelegt, welche im Wesentlichen mit den Demodulatorschaltungen 121–123 identisch sind.
Die Demodulatorschaltungen 142–144, die den Demodulatorschaltungen 121–123 ähnlich sind, dienen dazu, Signalausgänge I₇–I₁₂ und Q₇–Q₁₂ zu erzeugen. Die Signale I₁–I₁₂ werden einem Schieberegister 150 zugeführt. Die Signale Q₁–Q₁₂, werden einem Schieberegister 210 zugeführt.
Auf eine ähnliche Weise werden die Signale, die von dem PDD 102C und dem PDD 102D ausgegeben werden, von den Demodulatorschaltungen 178–180 bzw. 204–206 demoduliert, um Signale I₁₃–I₂₄ zu erzeugen, welche dem Schieberegister 150 zugeführt werden, und Signale Q₁₃–Q₂₄, welche dem Schieberegister 210 zugeführt werden. Die I-Signale von dem Schieberegister 150 und die Q-Signale von dem Schieberegister 210 sind die rechtwinkligen Koordinaten der Signale, die von dem Sensorarray 10 ausgegeben werden. Die I- und Q-Signale werden einem Rechtwinklig-zu-Polar-Umsetzer 212 zugeführt, welcher ein erstes Signal erzeugt, welches die Amplitude des Ausgangssignals anzeigt, und ein zweites Signal, welches die Phasendifferenz φ anzeigt, die unter Verwendung der Arcustangens-Funktion bestimmt wird. Das Phasendifferenz-Signal wird in eine Schaltung 214 eingespeist, welche den Quadranten des Winkels ϕ bestimmt.
Ein Bus 139 verbindet jeden der Multiplexer 116, 136, 172 und 196 mit einer Sättigungsdetektions-Logikschaltung 234. Die Sättigungsdetektions-Logikschaltung 234 ist außerdem mit einem digitalen Signalprozessor (DSP) 232 verbunden. Die Schalter 120A–120C, 140A–140C, 176A–176C und 200A–200C werden selektiv betätigt, so dass die Ausgänge der A/D-Umsetzer 114A–114C, 134A–134C, 170A–170C und 194A–194C individuell von der Sättigungsdetektionsschaltung 234 überwacht werden.
Die Sättigungsdetektionsschaltung 234 sendet ein Signal an den DSP 232, wenn ein Sättigungszustand vorliegt. Der DSP reagiert auf ein Sättigungssignal, indem er die Verstärkungen der Verstärker mit variabler Verstärkung einstellt. Digital-Analog-(D/A-) Umsetzer 236–239 sind zwischen dem DSP 232 und den Verstärkungs-Einstellklemmen der Verstärker mit variabler Verstärkung 108A–108C, 128A–128C, 164A–164C bzw. 188A–188C geschaltet. Die vorliegende Erfindung sieht eine Verstärkungseinstellung über die D/A-Umsetzer 236–239 vor, die ausreichend ist, um einen Bereich der Einstellung der Empfindlichkeit von wenigstens 40 dB zu gewährleisten.
Die Sättigungslogikschaltung 234 vergleicht vorzugsweise jedes Signal, das von den Multiplexern 116, 136, 172 und 196 eingespeist wird, mit einem Referenzsignal, welches vorzugsweise 90 % eines vorgegebenen Vollaussteuerungs-Ausgangs von den A/D-Umsetzern 114A–114C, 134A–134C, 170A–170C und 194A–194C entspricht. Falls das Signal, das in die Sättigungslogikschaltung 234 eingespeist wird, das Referenzsignal während einer vorgegebenen Anzahl von aufeinander folgenden Taktzyklen (z.B. fünf) übersteigt, unterbricht die Sättigungslogikschaltung 234 den DSP 232. Der DSP liest daraufhin ein Sättigungszustandsregister (nicht dargestellt) in der Sättigungslogikschaltung 234, welches Informationen über gesättigte A/D-Umsetzer enthält. Der DSP 232 verwendet die Sättigungszustandsinformationen, um die aktuelle Verstärkungseinstellung in den entsprechenden Verstärkern mit variabler Verstärkung 108A–108C, 128A–128C, 164A–164C und 188A–188C um ungefähr 3 dB zu reduzieren. Diese Folge von Schritten wird wiederholt, bis die Sättigungslogikschaltung 234 nicht mehr während einer ausgewählten Anzahl von aufeinander folgenden Taktzyklen (z.B. fünf) einen Sättigungszustand erkennt.
Die Strukturen und Verfahren, die hier offenbart wurden, veranschaulichen die Prinzipien der vorliegenden Erfindung. Die Erfindung kann in anderen speziellen Formen ausgeführt werden. Die beschriebenen Ausführungsformen sind in jeder Hinsicht als beispielhaft und der Veranschaulichung dienend und nicht als einschränkend zu betrachten. Daher definieren die beigefügten Ansprüche und nicht die obige Beschreibung den Umfang der Erfindung. Alle Modifikationen an den hier beschriebenen Ausführungsformen, welche dem Sinngehalt der Ansprüche entsprechen und in ihrem Äquivalenzbereich enthalten sind, sind mit im Schutzbereich der Erfindung enthalten.

Claims

Optisches Empfängersystem (100) zur Verarbeitung von Signalen, die von einem Polarisationsdiversitätsdetektor (102A–102D), der eine Pluralität von Fotodetektorzellen (104A–104C) enthält, ausgegeben werden, wobei die Ausgangssignale des Polarisationsdiversitätsdetektors für jede Fotodetektorzelle ein phasenerzeugtes Trägersignal enthalten, das eine Modulationsfrequenz ω hat, und ein Sensorsignal, das eine gleichphasige Komponente I und eine um 90° phasenverschobene Komponente Q hat, die dem phasenerzeugten Trägersignal überlagert sind, umfassend: eine Pluralität von Verstärkern mit variabler Verstärkung (108A–108C), angeordnet in korrespondierendem Verhältnis zu den Fotodetektorzellen und angeordnet zur Erzeugung einer Pluralität von verstärkten Signalen; eine Rückkopplungsschaltung, die mit der Pluralität von Verstärkern mit variabler Verstärkung zum Steuern der Verstärkungen davon verbunden ist; und eine Pluralität von Demodulatorschaltungen (121–123), die zum Empfangen der verstärkten Signale angeordnet sind, wobei die Demodulatorschaltungen angeordnet sind, um für jede Fotodetektorzelle einen I-Signalausgang, der eine Amplitude der gleichphasigen Komponente I anzeigt, und einen Q-Signalausgang, der eine Amplitude der Quadratur-Phase-Komponente Q anzeigt, bereitzustellen.
Optisches Empfängersystem von Anspruch 1, wobei die Rückkopplungsschaltung umfasst: eine Sättigungsdetektionsschaltung (234), die ein Sättigungssignal bereitstellt, wenn der verstärkte Signalausgang von einem der Verstärker mit variabler Verstärkung einen vorbestimmten Wert überschreitet; und einen Signalprozessor (232), der mit der Sättigungsschaltung verbunden ist, wobei der Signalprozessor zur Erzeugung eines Verstärkungssteuerungssignals zur Reduzierung der Verstärkung des Verstärker mit variabler Verstärkungs angeordnet ist, wenn ein Sättigungszustand besteht.
Optischer Empfänger von Anspruch 2, wobei die Rückkopplungsschaltung einen Multiplexer (116) umfasst, der zum Empfang der verstärkten Signale und zur selektiven Bereitstellung der verstärkten Signale für den Signalprozessor angeordnet ist.
Optisches Empfängersystem von Anspruch 2, weiter umfassend eine Pluralität von Digital-Analog-Umsetzern (236, 239), die zwischen dem Signalprozessor (232) und den Verstärkern mit variabler Verstärkung (108A–108C) verbunden sind, um das Verstärkungssteuerungssignal für die Verstärker mit variabler Verstärkung bereitzustellen.
Optisches Empfängersystem von Anspruch 1, wobei jede der Pluralität von Demodulatorschaltungen umfasst: ein erstes Mischglied (146A; 146C), das das Polarisationsdiversitätsdetektor-Ausgangssignal mit einem ersten Demodulationssignal der Frequenz ω kombiniert, um das gleichphasige Ausgangssignal I von dem Phasengenerator-Trägersignal zu trennen; und ein zweites Mischglied (146B; 146D), das das Polarisationsdiversitätsdetektor-Ausgangssignal mit einem zweiten Demodulationssignal der Frequenz 2ω kombiniert, um das gleichphasige Ausgangssignal Q von dem Phasengenerator-Trägersignal zu trennen.
Optischer Empfänger von Anspruch 1, weiter umfassend eine Pluralität von Analog-Digital-Umsetzern (114A–114C), die zwischen den Verstärkern mit variabler Verstärkung und der Rückkopplungsschaltung verbunden sind.
Optisches Empfängersystem von Anspruch 6, weiter umfassend eine Pluralität von Anti-Aliasing-Filtern (110A–110C), die zwischen den Verstärkern mit variabler Verstärkung und den Analog-Digital-Umsetzern verbunden sind.
Optische Empfängerschaltung von Anspruch 7, weiter umfassend eine Pluralität von Spannungsfolgerstufen (112A–112C), die zwischen den Anti-Aliasing-Filtern und den Analog-Digital-Umsetzern verbunden sind.
Optisches Empfängersystem (100) zur Verarbeitung von Signalen, die von einem Polarisationsdiversitätsdetektorfeld (102A–102D), das eine Pluralität von Polarisationsdiversitätsdetektoren enthält, ausgegeben werden, wobei jeder der Polarisationsdiversitätsdetektoren eine Pluralität von Fotodetektorzellen (104A–104C) enthält, die jede ein Detektorsignal bereitstellen, das ein phasenerzeugtes Trägersignal enthält, das eine Modulationsfrequenz und ein korrespondierendes Sensorsignal hat, das eine gleichphasige Komponente I und eine Quadratur-Phase-Komponente Q hat, die dem phasenerzeugten Trägersignal überlagert sind, umfassend: eine Pluralität von Kanälen, die in korrespondierendem Verhältnis mit [einem] Polarisationsdiversitätsdetektor angeordnet sind, jeder Kanal umfassend: eine Pluralität von Verstärkern mit variabler Verstärkung (108A–108C), angeordnet in korrespondierendem Verhältnis zu den Fotodetektorzellen in jedem Polarisationsdiversitätsdetektor und angeordnet zur Erzeugung einer Pluralität von verstärkten Signalen; eine Rückkopplungsschaltung, angeordnet in korrespondierendem Verhältnis zu der Pluralität von Verstärkern mit variabler Verstärkung zum Steuern der Verstärkungen davon; und eine Pluralität von Demodulatorschaltungen (121–123), die zum Empfangen der korrespondierenden verstärkten Signale angeordnet verbunden sind, wobei jede der Demodulatorschaltungen gebildet ist, um einen I-Signalausgang, der eine Amplitude der gleichphasigen Komponente I anzeigt, und einen Q-Signalausgang, der eine Amplitude der Quadratur-Phase-Komponente Q anzeigt, bereitzustellen. ein erstes Schieberegister (150), angeordnet zum Empfang des I-Signalausgangs von jeder der Demodulatorschaltungen; ein zweites Schieberegister (210), angeordnet zum Empfang des Q-Signalausgangs von jeder der Demodulatorschaltungen; und einen Rechteck-zu-Polar-Umsetzer (212), der mit dem ersten und zweiten Schieberegister verbunden ist, zur Berechnung eines Phasenwinkels für jedes korrespondierende I-Signal und Q-Signal.
Optisches Empfängersystem von Anspruch 9, wobei die Rückkopplungsschaltung umfasst: einen Multiplexer (116), angeordnet zum Empfang der verstärkten Signale von den Verstärkern mit variabler Verstärkung für jeden Polarisationsdiversitätsdetektor: eine Sättigungsdetektions-Logikschaltung (234), die mit dem Multiplexer verbunden ist, um die verstärkten Signale zu empfangen, wobei die Sättigungslogikschaltung angeordnet ist zur Bereitstellung eines Sättigungssignals für jedes verstärkte Signal, das einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet; und einen Signalprozessor (232), der mit der Sättigungsdetektions-Logikschaltung verbunden ist, wobei der Signalprozessor angeordnet ist zur Erzeugung eines Verstärkungssteuerungssignals zum Reduzieren der Verstärkung von jedem Verstärker mit variabler Verstärkung, dessen Ausgang den Schwellenwert überschreitet.
Optisches Empfängersystem von Anspruch 10, weiter umfassend eine Pluralität von Digital-Analog-Umsetzern (236, 239), die zwischen dem Signalprozessor und den Polarisationsdiversitätsdetektoren in korrespondierendem Verhältnis verbunden sind, um die Verstärkungssteuerungssignale für die Verstärker mit variabler Verstärkung in jeder der Polarisationsdiversitätsdetektoren bereitzustellen.
Optisches Empfängersystem von Anspruch 8, wobei jede der Pluralität von Demodulatorschaltungen umfasst: ein erstes Mischglied (146A; 146C), das das Polarisationsdiversitätsdetektor-Ausgangssignal mit einem ersten Demodulationssignal der Frequenz ω kombiniert, um das gleichphasige Ausgangssignal I von dem Phasengenerator-Trägersignal zu trennen; und ein zweites Mischglied (146B; 146D), das das Polarisationsdiversitätsdetektor-Ausgangssignal mit einem zweiten Demodulationssignal der Frequenz 2ω kombiniert, um das gleichphasige Ausgangssignal Q von dem Phasengenerator-Trägersignal zu trennen.
Optischer Empfänger von Anspruch 8, weiter umfassend eine Pluralität von Analog-Digital-Umsetzern (114A–114C), die zwischen den Verstärkern mit variabler Verstärkung und der Rückkopplungsschaltung für jeden der Polarisationsdiversitätsdetektoren verbunden sind.
Optisches Empfängersystem von Anspruch 13, weiter umfassend eine Pluralität von Anti-Aliasing-Filtern (110A–110C), die in korrespondierendem Verhältnis zwischen den Verstärkern mit variabler Verstärkung und den Analog-Digital-Umsetzern in jedem der Polarisationsdiversitätsdetektoren verbunden sind.
Optische Empfängerschaltung von Anspruch 6, weiter umfassend eine Pluralität von Pufferstufen mit Verstärkungsfaktor Eins (112A–112C), die in korrespondierendem Verhältnis zwischen den Anti-Aliasing-Filtern und den Analog-Digital-Umsetzern in jedem der Polarisationsdiversitätsdetektoren verbunden sind.