DE69925476T2

DE69925476T2 - Rausch-unterdrückungsverfahren und vorrichtung für optische fasersensorarrays im zeitmultiplexbetrieb

Info

Publication number: DE69925476T2
Application number: DE69925476T
Authority: DE
Inventors: B. David HALL; S. James BUNN
Original assignee: Litton Systems Inc
Current assignee: Northrop Grumman Guidance and Electronics Co Inc
Priority date: 1998-02-04
Filing date: 1999-02-03
Publication date: 2006-02-02
Anticipated expiration: 2019-02-04
Also published as: NO20003819L; KR100380597B1; EP1068491B1; KR20010040605A; US5917597A; WO1999040392A1; EP1068491A1; JP3842551B2; DE69925476D1; JP2002502958A; NO20003819D0

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein faseroptische Sensorsysteme und insbesondere Techniken zur Verarbeitung von Signalen, die von faseroptischen interferometrischen Sensoren ausgegeben werden, um Änderungen eines physikalischen Parameters zu messen.
Eine im Zeitmultiplexbetrieb arbeitende Sensoranordnung sendet einen Lichtimpuls von einer Laserquelle entlang einer faseroptischen Übertragungsleitung zu einer Serie von getrennten faseroptischen interferometrischen Sensoren. Durch entsprechende Verzögerungen in dem faseroptischen Netzwerk wird der einzelne Eingangslichtimpuls unter den interferometrischen Erfassungselementen aufgeteilt. Jedes Element hat einen Ausgangslichtimpuls, in dem die entsprechende akustische Information codiert ist. Die Ausgangslichtimpulse werden sequentiell ohne Überlappung in eine zurückführende faseroptische Übertragungsleitung eingekoppelt, die zu dem Empfänger in Form einer Fotodiode und der zugehörigen Signalverarbeitungselektronik führt. Ein Eingangslichtimpuls wird also entsprechend der Anzahl von Sensoren in eine Folge von Ausgangslichtimpulsen umgewandelt.
Die Zeitdauer der Ausgangsimpulsfolge bestimmt die Wiederholrate des Eingangsimpulses. Nachdem eine Ausgangsimpulsfolge empfangen worden ist, wird diese dicht gefolgt von einer weiteren Impulsfolge, die von einem zweiten Eingangsimpuls abgeleitet ist. Das Tastverhältnis der Eingangsimpulsfolge ist niedrig. Es kann sich nur folgendem Wert nähern: eins durch die Anzahl der abgefragten Sensoren, ohne daß benachbarte Ausgangsimpulse einander überlappen.
Es gibt zwei Verfahren zur Eingangslichtimpulserzeugung, ein internes und ein externes. Das interne Verfahren ist das Ein- und Ausschalten der Laserquelle, und das externe Verfahren ist das Auftasten und Sperren einer Ausgangsdauerlaserquelle mit einem externen optischen Schalter. In beiden Fällen bedeutet ideales Umschalten, daß der Aus-Zustand tatsächlich aus ist, wobei ein unendlich großes Ein-Aus-Extinktionsverhältnis kein unerwünschtes Hintergrundstreulicht berücksichtigt.
Bei einem nichtidealen Schalter wird das Streulicht, das über die faseroptische akustische Sensoranordnung ausbreitet, jedem Ausgangslichtimpuls aufgeprägt, wenn er elektronisch aufgetastet und detektiert wird. In einem faseroptischen System mit einer großen Anzahl von Sensoren kann das Rauschen, das selbst durch eine sehr kleine Hintergrundstreulichtmenge erzeugt wird, das Vielfache jenes Rauschens betragen, das durch den gleichen Ausgangslichtimpuls ohne Streulicht erzeugt wird. Insbesondere werden Intensitätsschwankungen des Streulichts infolge von zahlreichen zurücklaufenden interferometrischen Störsignalen durch Laserphasenrauschen erzeugt. Bei N Sensoren ist die Anzahl der zurücklaufenden interferometrischen Störsignale gleich N*(2N–1). Jedes dieser Störsignale hat eine ihm zugeordnete Rauschleistung. Diese Komponente des optischen Rauschens, die in erster Linie mit 1/f beschrieben wird, wobei der größte Teil ihres Frequenzgehalts unter 100 kHz liegt, kann sogar mit einem optischen Schalter von 50 dB die Systemleistung stark verschlechtern.
Die zurücklaufenden interferometrischen Störsignale bei N Sensoren entsprechen einer Vielzahl von Wegstrecken. Die Längenfehlanpassungen sind so kurz wie die Längenfehlanpassung für jeden der Sensoren und so lang wie die Differenz zwischen der längsten Umlaufweglänge durch den am weitesten entfernten Sensor und der kürzesten Umlaufweglänge durch den am nächsten gelegenen Sensor. Die Längenfehlanpassung für jeden Sensor, die als Primärlängenfehlanpassung bezeichnet wird, beträgt normalerweise einen Meter, während die längste Fehlanpassung einen Kilometer oder mehr betragen könnte. Die zweitkürzeste Fehlanpassung, die Umlaufstrecken zwischen benachbarten Sensoren entspricht, beträgt normalerweise zwanzig Meter oder mehr.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung unterdrückt Rauschen infolge von Streulicht in einem im Zeitmultiplexbetrieb arbeitenden Sensorsystem, das eine Vielzahl von interferometrischen Sensoren aufweist, die in einer Sensoranordnung angeordnet sind, um pulsierende optische Signale von einer optischen Signalquelle zu empfangen, die in einem Tastverhältnis arbeitet. Die Signale, die von der optischen Quelle ausgegeben werden, werden während der Ausschaltperioden des Tastverhältnisses moduliert, wodurch das Streulicht, aber nicht die Sensorabfragesignale moduliert werden. Das Streulicht wird so moduliert, daß seine unerwünschten Beiträge zu den Ausgangssignalen von der Basisfrequenz frequenzverschoben werden. Diese Frequenzverschiebung reduziert die unerwünschte Rauschleistung in den empfangenen Signalen stark.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockschaltbild einer im Zeitmultiplexbetrieb arbeitenden faseroptischen Sensoranordnung, die ein Rauschunterdrückungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung aufweist;
2 ist ein Blockschaltbild, das eine dreistufige Modulationsmethode darstellt, die bei der faseroptischen Sensoranordnung in 1 verwendet werden kann;
3 stellt die Rauschleistung in einem im Zeitmultiplexbetrieb arbeitenden Sensorsystem für einen einphasenerzeugten Träger als Funktion der Zeit für eine Periode von 100 ns graphisch dar;
4 stellt die Rauschleistung in einem im Zeitmultiplexbetrieb arbeitenden Sensorsystem für einen einphasenerzeugten Träger als Funktion der Zeit für eine Periode von 1180 ns graphisch dar;
5 stellt eine Rauschleistung in einem im Zeitmultiplexbetrieb arbeitenden Sensorsystem für einen zweiphasenerzeugten Träger als Funktion der Zeit für eine Periode von 100 ns graphisch dar; und
6 stellt die Rauschleistung in einem im Zeitmultiplexbetrieb arbeitenden Sensorsystem für einen zweiphasenerzeugten Träger als Funktion der Zeit für eine Periode von 1180 ns graphisch dar.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Diese Offenbarung beschreibt eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Unterdrückung des Rauschens in einer im Zeitmultiplexbetrieb arbeitenden Sensoranordnung. Es werden spezifische Details offenbart, um die Erfindung gründlich zu beschreiben. Es ist jedoch offensichtlich, daß die vorliegende Erfindung auch ohne diese spezifischen Details in die Praxis umgesetzt werden kann. Bekannte Komponenten sind in Blockschaltbildform und nicht ausführlich dargestellt, um eine unnötige Erschwerung des Verständnisses der Erfindung zu vermeiden.
1 ist ein Rauschunterdrückungssystem 10, das eingerichtet ist, um optische Signale an eine faseroptische Sensoranordnung 12 zu übergeben, die eingerichtet ist, um ein Ausgangssignal an einen Polarisationsdiversity-Detektor 14 zu übergeben. Die faseroptische Sensoranordnung 12 weist vorzugsweise eine Vielzahl von faseroptischen interferometrischen Sensoren 12A, 12B und so weiter auf, die in einer leiterförmigen Anordnung angeordnet sind. Faseroptische Interferometer mit Fehlanpassungen werden als Erfassungselemente für faseroptische akustische Sensoranordnungen verwendet. Die faseroptischen interferometrischen Sensoren 12A, 12B und so weiter sind vorzugsweise entweder Mach-Zehnder- oder Michelson-Interferometer, deren Strukturen dem Fachmann bekannt sind.
Das Rauschunterdrückungssystem 10 weist eine optische Signalquelle 15 auf, die ein kohärentes optisches Signal an einen optischen Phasenmodulator 16 übergibt. Phasenmodulierte optische Signale werden von dem optischen Phasenmodulator 16 an einen optischen Schalter 18 ausgegeben. Der optische Schalter 18 arbeitet unter Steuerung eines Taktgenerators 20, um die optischen Signale an den faseroptischen Sensor 12 zu übergeben. Der Taktgenerator 20 übergibt Takt- und Synchronisationssignale an einen Modulationsgenerator 22. Ein Modulationsschalter 24 ist zwischen den Modulationsgenerator 22 und den optischen Phasenmodulator geschaltet.
2 stellt ein Modulationssystem dar, das in der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann. Der Fotodetektor 14 übergibt ein elektrisches Signal, das die optische Ausgangsgröße der interferometrischen Sensoranordnung anzeigt, an einen Vorverstärker 32. Der Vorverstärker verstärkt die Fotodetektor-Ausgangsgröße und übergibt die verstärkte Fotodetektor-Ausgangsgröße an ein Integrierglied 34. Eine Abtast-Halte-Schaltung 36 empfängt die Ausgangsgröße des Integrierglieds 34.
Ein Spannungsverstärker übergibt eine Spannung an den Phasenmodulator 16 und an einen Sägezahngenerator 40. Das Sägezahnsignal, das vom Sägezahngenerator 40 ausgegeben wird, wird in einen Taktgenerator 42 eingegeben. Der Taktgenerator 42 übergibt dann ein Taktsignal an ein optisches Gatter 30, das zwischen dem Laser 15 und dem Phasenmodulator 16 angeordnet ist. Der Taktgenerator 42 übergibt auch ein Integrierglied-Steuersignal an das Integrierglied 34 und ein Abtast-Halte-Steuersignal an die Abtast-Halte-Schaltung 36.
Das Ausgangssignal der Abtast-Halte-Schaltung 36 wird dann in einen Analog-Digital-Umsetzer 44 eingegeben, der die integrierten interferometrischen Ausgangssignale digitalisiert. Die digitalisierten Signale S₁, S₂ und S₃ werden dann in einen digitalen Signalprozessor 46 eingegeben.
Jedes faseroptische Interferometer mißt eine Phasenverzögerung, die zwischen zwei Weglängen zeitvariabel ist und die ein Meßsignal am Ausgang des Interferometers erzeugt. Die Phasenverzögerung kann dargestellt werden als S(ϕ) = A + B cosϕ (1)
In der Gleichung (1) kommen drei Terme vor, die berücksichtigt werden müssen: ein mittleres Signal A, eine Störsignalamplitude B und eine gewünschte interferometrische Phasenverschiebung ϕ. Alle drei Terme sind zeitvariabel.
Nach dem Stand der Technik ist die Auskopplung der Phasenverschiebung mit Hilfe eines phasenerzeugten Trägers möglich. Dem Licht von einer Laserquelle wird eine sinusförmig wechselnde Phase mit einer bestimmten Trägerfrequenz aufgeprägt, die entweder durch interne Frequenzmodulation der Laserquelle oder durch Phasenmodulation mittels eines externen Phasenmodulators erzeugt wird. Die Detektion des interferometrischen Ausgangssignals erfolgt in verschiedenen Harmonischen der Trägerfrequenz. Durch Mischen des interferometrischen Signals mit entsprechenden Referenzsignalen in Harmonischen der Trägerfrequenz und durch nachfolgende Filterung entstehen zwei Ausgangssignale im Basisband. Diese beiden Ausgangssignale können folgendermaßen dargestellt werden: Q(ϕ) = Q0 sinϕ (2)und I(ϕ) = I0 cosϕ (3)
Diese Ausgangssignale Q(ϕ) und I(ϕ) sind die Quadratur- und In-Phase-Terme der interferometrischen Phasenverschiebung ϕ. Wenn der Quotient Q/I einer Arkustangens-Operation unterzogen wird, entsteht die gewünschte Phasenverschiebung.
Die Erzeugung einer diskreten interferometerischen Verschiebung ist höchst bedeutsam für das nachstehend beschriebene Demodulationsverfahren. Die Erfassung der interferometrischen Phase ϕ wird auf einfache arithmetische Operationen verkürzt. Insbesondere sind das Mischen der interferometrischen Ausgangssignals mit harmonischen Referenzsignalen und das nachfolgende Filtern, die beide für den phasenerzeugten Träger benötigt werden, nicht mehr notwendig. Im allgemeinen wird eine digitale Signalverarbeitung gegenüber einer analogen Signalverarbeitung wegen der Vorteile, die sie in bezug auf Rauschen, Bandbreite und Verhalten im dynamischen Bereich bietet, bevorzugt. Das Intensitätssignal, das durch die wechselnde interferometrische Phase ϕ erzeugt wird, wird abgetastet und an den Rest der Demodulationselektronik zur Verarbeitung übergeben.
Die interferometerische Phasenverschiebung ϕ ist eine Funktion der optischen Frequenz der Laserquelle. Die Phasenverschiebung kann folgendermaßen ausgedrückt werden: ϕ = 2π f0τ (4)
Die optische Frequenz ist f₀ und die Zeitverzögerung infolge der interferometrischen Weglängenfehlanpassung ist τ.
Es gibt zwei Möglichkeiten, die optische Frequenz des Lichts, das sich durch das Interferometer hindurch ausbreitet, von einem diskreten Pegel auf einen anderen diskreten Pegel zu bringen. Das erste Verfahren ist eine sprunghafte Änderung der Laserquellenfrequenz durch eine sprunghafte Änderung der Laserhohlraumlänge oder durch Lasermodus-Hopping. Das zweite Verfahren ist eine sprunghafte Änderung der optischen Frequenz am Ausgang des externen Phasenmodulators durch Erzeugung eines linearen Phasenanstiegs mit der Zeit im Modulator.
Die optische Phasenverschiebung innerhalb des Phasenmodulators, die durch den linearen Spannungsanstieg erzeugt wird, ergibt sich wie folgt: Θ(t) = K[V(t) + V0] = 2πβ t + Θ0 0 < t < t0 (5)
Die Proportionalitätskonstante K, die die optische Phasenverschiebung mit der angelegten Spannung in Beziehung setzt, hat bei Lithium-Niobat-Wellenleiter-Phasenmodulatoren einen typischen Wert von etwa einem Radian pro Volt. Die Zeitableitung der Phasenverschiebung Θ/2π ist die Frequenzverschiebung β, die dem Licht durch den Phasenmodulator aufgeprägt wird. Der statische Phasenversatz ist Θ₀. Das Licht, das in den Phasenmodulator eintritt, hat eine optische Frequenz f₀, und das Licht, das austritt, hat eine optische Frequenz F₀ + β. Die Dauer der linearen Spannungsanstiegs ist t₀.
Die interferometrische Phasenverschiebung ϕ wird durch den lineare Spannungsanstieg im Phasenmodulator, der die Phasenverschiebung α induziert, geändert. Die Phasenverschiebung wird dann zu ϕ + α = 2π(f0 + β)τ (6)
Die Phasenverschiebung α kann auch durch eine sprunghafte Änderung der Laserquellenfrequenz erzeugt werden.
Drei verschiedene interferometrische Phasenverschiebungen werden sequentiell erzeugt. Die gemessenen Signale, die den Phasenverschiebungen entsprechen, sind: S1(ϕ – α) = A + B cos(ϕ – α) (7) S2(ϕ) = A + B cos(ϕ) (8);und S3(ϕ + α) = A + B cos(ϕ + α) (9)
Die Signale S₁ und S₃ werden durch gleiche und entgegengesetzte lineare Phasenflanken in einem externen Phasenmodulator erzeugt, und das Signal S₂ wird erzeugt, wenn der Phasenmodulator in einem Ruhezustand ist. Als Alternative werden die Signale S₁ und S₃ durch gleiche und entgegengesetzte sprunghafte Änderungen der Laserquellenfrequenz erzeugt, und das Signal S₂ wird durch eine sprunghafte Änderung der Frequenz erzeugt.
Entsprechende Summen und Differenzen der drei sequentiellen Signale werden verwendet, um den Quadratur- und den In-Phase-Term der interferometrischen Phasenverschiebung ϕ zu erzeugen. Diese können folgendermaßen ausgedrückt werden: Q(ϕ, α) = S1 – S3 = 2B sinα sinϕ = Q0 sinϕ (10) I(ϕ, α) = 2S2 – S1 – S3 = 2B(1 – cosα)cosϕ = I0 cosϕ (11)
Das Verhältnis zwischen dem Quadratur- und dem In-Phase-Term ist folgendes: Q/I = ctn(α/2)tanϕ (12)
Eine Phasenverschiebung α von 90° ergibt Q/I = tanϕ (13);und ϕ = tan–1 (Q/I) (14)
Die Phasenverschiebung α muß für eine erfolgreiche Implementierung des Dreistufen-Algorithmus nicht 90° betragen. In bezug auf die Gleichungen (9) und (10) können die Spitze-Spitze-Amplituden 2Q₀ und 2I₀ bestimmt werden, indem Q und I so lange beobachtet werden, bis die interferometrische Phase ϕ eine Anzahl von Zyklen durchlaufen hat. Obwohl sich die Spitze-Spitze-Amplitude, die sowohl für Q als auch für I proportional zu B ist, sehr schnell ändert, ändert sich der Quotient aus Q₀ durch I₀ mit der Zeit sehr langsam. Die Auflösung nach dem Phasenwinkel ϕ ergibt: Q0/I0 = ctn(α/2) (15) Q/I = (Q0/I0)tanϕ (16)
Die Leistung des Algorithmus hängt davon ab, wie gleich die Größen für die entgegengesetzten Phasenverschiebungen des Signals S₁ und S₃ sind. Wenn die Phasenverschiebung für S₁ und S₃ mit der Zeit abdriften, sich aber dennoch in der Größe angleichen, dürfte sich die Leistung nicht verschlechtern.
Nach dem Stand der Technik wird die interferometrische Phasenverschiebung bei einer Trägerfrequenz von mindestens dem Zweifachen der zu messende Frequenz, die zu erfassen ist, sinusförmig moduliert, und die Abtastung muß schnell genug sein, um mindestens die zweite Harmonische der Trägerfrequenz abzutasten. Entsprechend dem Abtasttheorem sind mindestens zehn Abtastwerte und vorzugsweise viel mehr Abtastwerte während einer Periode der höchsten akustischen Frequenz erforderlich, die zu erfassen ist.
Die vorliegende Erfindung erfordert drei Abtastwerte des interferometrischen Ausgangssignals, um die interferometrische Phase ϕ zu messen. Daher sind mindestens sechs interferometrische Abtastwerte über die Periode der höchsten zu erfassenden Frequenz erforderlich. Im allgemeinen sind weniger Abtastwerte des interferometrischen Ausgangssignals erforderlich, um einen Sensor mit einer gegebenen Meßbandbreite zu erzeugen. Dadurch sind breitere "Zeitschlitze" möglich, um die Abtastwerte zu transportieren, und es können mehr Sensorsignale auf einer Faser zeitmultiplexiert werden, um eine gegebene Sensorbandbreite oder einen gegebenen Rauschpegel zu erreichen.
Nach dem Stand der Technik war die Abtastung des interferometrischen Ausgangssignals in gleichmäßig beabstandeten Zeiten während der Modulationsperiode des sinusphasenerzeugten Trägers vorgegeben. Dies erfordert, daß benachbarte Abtastwerte eines gegebenen interferometrischen Ausgangssignals durch diskrete Zeitschlitze getrennt sind. Wenn Signale mehrerer Sensor multipliziert werden, dann werden ihre Abtastwerte über eine Modulationsperiode hinweg verschachtelt. Toleranzen der Ankunftszeit dieser Abtastwerte müssen den Schwankungen der Durchlaufzeit zwischen den Sensoren bei jedem Abtastwert Rechnung tragen.
Die drei erforderlichen optischen Frequenzen können an den Sensor in unmittelbarer Folge übertragen werden, wobei drei zurücklaufende Abtastwerte-Signale vom Sensor in zusammenhängenden Zeitschlitzen möglich sind. Die Zeitverzögerung zwischen diesen drei Abtastwerten hängt nur vom Sensoraufbau und nicht von den Durchlaufzeiten zwischen den Sensoren in der Anordnung ab. Daher ist die zeitliche Abfolge der zurückübertragenen Signale weniger empfindlich gegen Unregelmäßigkeiten des Aufbaus der Sensoranordnung. Die Sensoranordnung ist wegen der größeren Toleranzen bei den Sensorabständen etwas leichter aufzubauen.
Der Modulationsgenerator 22 liefert eine Rauschunterdrückungsmodulation an den Modulationsschalter 24 über einen ersten Kanal 26 und liefert eine Signalmodulation an den Modulationsschalter 24 über einen zweiten Kanal 28. Der Modulationsschalter 24 empfängt auch ein Modulationsschalter-Steuersignal vom Taktgenerator 20. Das Modulationsschalter-Steuersignal betätigt den Modulationsschalter 24, um entweder Rauschunterdrückungsmodulation oder Signalmodulation zu wählen. Der Taktgenerator 20 übergibt auch Taktsignale an einen Empfänger zur Sensorsignalwiedergewinnung.
Das Rauschunterdrückungssystem 10 gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet eine Basisband-Nullungstechnik, um Rauschen im System zu unterdrücken. Die Lichtimpulsfolge, die in die faseroptische Sensoranordnung 12 eingegeben wird, hat ein sehr niedriges Tastverhältnis. Normalerweise ist der Lichtimpuls für eine Zeit eingeschaltet, die etwa 1% der Gesamtzeit entspricht. Während der Ausschaltzeit von etwa 99% der Gesamtzeit entsteht Streulicht und wird in die Sensoranordnung 12 eingestrahlt. Eine entsprechende Modulation des Streulichts während der Ausschaltzeit reduziert den Beitrag des Streulichts zu dem empfangenen optischen Rauschen in einem faseroptischen Sensoranordnungssystem stark. Dies erfolgt durch Verschiebung des größten Teils des Rauschens aus dem Basisband heraus in bestimmte Modulationsfrequenzen, die sehr niedrige Rauschsignale ergeben, wenn sie entsprechend detektiert werden, und in andere höhere Modulationsfrequenzen jenseits der Detektionsbandbreite der Fotodiode und der zugehörigen Vorverstärker.
Das Streulicht kann wie eine Gleichstromgröße mit einer charakteristischen Rauschleistungsspektraldichte behandelt werden, die eine Summierung über alle interferometrischen zurücklaufenden Störsignale ist. Die Modulation der optischen Phase des Streulichts verschiebt einen Teil der Rauschleistung aus dem Basisband zu den Harmonischen der Trägerfrequenz. Der Rauschbeitrag für ein einzelnes zurücklaufendes interferometrisches Signal nach der Modulation ist folgender:
wobei f_pgc die phasenerzeugte Trägerfrequenz und J_n(β) die bekannte Bessel-Funktion ist. Die Gleichung (18) kann unter Verwendung der folgenden Bedingung vereinfacht werden:
Somit ist das Verhältnis zwischen der Rauschleistung in den Basisband-Harmonischen und der Gesamtrauschleistung folgendes: NPSDBASEBAND/NPSDTOTAL = J0 2(β) (20)
Die quadrierten Bessel-Funktionskoeffizienten mit dem Argument β bestimmen die relativen Größen der Rauschleistung, die auf verschiedene Harmonischen der Trägerfrequenz zurückgefaltet wird. Es wird angenommen, daß die Trägerfrequenz viel höher ist als die Rauschbandbreite. Infolgedessen ist eine vernachlässigbare Überlappung des Rauschens im Seitenband, das um die Trägerfrequenz zentriert ist, mit dem Rauschen im Basisband vorhanden. Die Aufgabe des phasenerzeugten Trägers besteht darin, den Anteilsbruchteil der Rauschleistung im Basisband zu minimieren, der durch J² ₀(β) gegeben ist.
Der Ursprung des Arguments β des phasenerzeugten Trägers ist die Fehlanpassung der beiden optischen Weglängen in einem zurücklaufenden Signal eines faseroptischen Interferometers. Die Ausgangsleistung des zurücklaufenden interferometrischen Signals mit einem mittleren Leistungsterm und einem Interferenzterm ist wie folgt: S = A + B cos(Γ2 – Γ1) (21)wobei Γ₂ – Γ₁ die Phasenverzögerungsfehlanpassung der beiden optischen Weglängen ist.
Die Phasenverschiebungsfehlanpassung Γ₁ – Γ₂ der beiden optischen Weglängen ist
Γ1 – Γ2 = ϕ + βsin(2πfpgct) (23) β = 2θsin(πfpgcτ) (24)
Die umgebungsbedingte Phasenverschiebung ist ϕ; die angelegte Phasenverschiebung ist Θ, die phasenerzeugte Trägerfrequenz ist f_pgc; und die Zeitverzögerung zwischen den beiden Weglängen im Interferometer ist τ. Der Interferenzterm ist gegeben durch den Kosinus der Phasenverzögerungsfehlanpassung. cos(Γ2 – Γ1) = J0(β)sinϕ sin(2πfpgct) + 2J2(β)cosϕ cos(4πfpgct) + Harmonische höherer Ordnung (25)
Der Interferenzterm enthält Sinusse und Kosinusse der umgebungsbedingten Phasenverschiebung ϕ und der Bessel-Funktionskoeffizienten mit dem Argument β. Mit Bezug auf die Gleichungen (20) und (24) ist der Anteilsbruchteil der Rauschleistung im Basisband folgender: NPSDBASEBAND/NPSDTOTAL = J0 2[2θsin(πfpgcτ)] (26)
Das Argument der Bessel-Funktion ist periodisch. Für Zeitverzögerungen, die ganzzahlige Vielfache des Quotienten aus eins durch die Trägerfrequenz sind, ist das Argument null, und es wird keine Rauschleistung in die Seitenbänder rückgefaltet. Bei weiteren Zeitverzögerungen wird die Größe der Rauschunterdrückung im Basisband durch die Größe der angelegten Phasenverschiebung Θ gesteuert.
Eine Darstellung von J² ₀ als Funktion von τ von 0 bis 100 ns ist in 3 für Θ von 60 Radian und f_pgc von 10 MHz dargestellt. An den Endpunkten, nämlich bei 0 und 100 ns tritt 100% der Rauschleistung im Basisband auf; an den anderen Stellen ist der größte Teil der Rauschleistung im Basisband unterdrückt worden. Der Mittelwert der schnell oszillierenden Funktion J² ₀ über alle Zeitverzögerungen ist 1,38%, was eine mittlere Basisbandrauschunterdrückung von 19 dB bedeutet. Eine Verringerung von Θ reduziert die Basisbandrauschunterdrückung, und eine Erhöhung von Θ erhöht sie.
Ein weiteres Diagramm ist in 4 dargestellt, nämlich J² ₀ für τ von 0 bis 1180 ns. Bei Vielfachen von 100 ns beträgt J² ₀ 100%. Wir nehmen an, daß 118 ns eine repräsentative Zeitverzögerung zwischen benachbarten Sensoren in einer leiterartigen Anordnung ist, die einer Gesamtlaufstrecke von 24 m entspricht. Bei allen Vielfachen von 118 ns, die in 4 gezeigt sind, ist J² ₀ kleiner als 3%, und in den meisten Fällen sehr wohl unter 1%. Wir nehmen an, daß die Primärlängenfehlanpassung für alle Sensoren bei 1 m zentriert ist, was eine durchschnittliche Zeitverzögerung von 5 ns ergibt. Der Wert von J² ₀ in der Nähe von 5 ns liegt irgendwo zwischen 0 und 3%. Sowohl 3 als auch 4 zeigen, daß die mittlere Basisbandrauschunterdrückung bei allen zurücklaufenden interferometrischen Störsignalen etwa 20 dB beträgt.
Ein externer Lithium-Niobat-Phasenmodulator erzeugt eine typische Phasenverschiebung von einem Radian pro Volt. Daher ist eine Spitz-Null-Spannung von 60 V, die einer angelegten Phasenverschiebung von 60 Radian entspricht, erforderlich, um die in 3 dargestellten Ergebnisse zu erreichen. Die Basisbandrauschunterdrückung von 20 dB oder mehr kann mit viel kleineren angelegten Phasenverschiebungen erreicht werden. Dies erfolgt durch Aufprägen von zwei phasenerzeugten Trägern mit zwei getrennten Frequenzen auf das Streulicht. In diesem Fall ist der Anteilsbruchteil der Rauschleistung im Basisband wie folgt: NPSDBASEBAND/NPSDTOTAL = J0 2[β1]J0 2[β2] (27) β1 = 2θ1sin(πf1pgcτ) (28) β2 = 2θ2sin(πfpgcτ) (29)
Die Rauschleistung im Basisband ist ein Produkt aus den beiden Termen für die phasenerzeugten Träger eins und zwei. Wenn das Verhältnis zwischen den beiden phasenerzeugten Trägerfrequenzen ein Bruch aus kleinen ganzen Zahlen ist, zum Beispiel 1/4 oder 2/3, dann gibt es weitere Beiträge zur Basisbandrauschleistung, zum Beispiel J² ₄(β₁)J² ₁(β₂) und J² ₃(β₁)J² ₂(β₂). Diese Beiträge sind normalerweise kleiner als 10% der Gesamtheit.
Ein Diagramm mit J² ₀(β₁)J² ₀(β₂) als Funktion von τ von 0 bis 100 ns ist in 5 dargestellt, wobei Θ₁ und Θ₂ auf 10 Radian festgelegt sind, f_1pgc auf 10 MHz und f_2pgc auf 50 MHz. An den Endpunkten, nämlich 0 und 100 ns tritt 100% der Rauschleistung im Basisband auf; an anderen Stellen ist der größte Teil der Rauschleistung im Basisband unterdrückt worden. Die mittlere Leistung über alle Zeitverzögerungen ist 0,98%, was eine mittlere Basisbandrauschunterdrückung von 20 dB bedeutet. Die Verringerung von Θ₁ oder Θ₂ oder von beiden reduziert die Basisbandrauschunterdrückung, und die Erhöhung von Θ₁ oder Θ₂ oder beiden erhöht sie.
Ein weiteres Diagramm ist in 6 dargestellt, nämlich J² ₀(β₁)J² ₀(β₂) für τ von 0 bis 1180 ns. Wir nehmen wie oben an, daß 118 ns eine repräsentative Zeitverzögerung zwischen benachbarten Sensoren in einer leiterförmigen Anordnung sind. Bei allen Vielfachen von 118 ns, die im Diagramm dargestellt sind, liegt der Anteilsbruchteil des Basisbandrauschens in der Größenordnung von 1%. Das gleiche gilt für die Primärenzeitverzögerungen von 5 ns von den einzelnen Sensoren. Beide Diagramme in 5 und 6 zeigen eine mittlere Basisbandrauschunterdrückung über alle zurücklaufenden interferometrischen Störsignale von etwa 20 dB.
Θ₁ und Θ₂ von 10 Radian entsprechen einer typischen Spitze-Null-Spannung von 10 V bei einem externen Lithium-Niobat-Phasenmodulator. Wenn kleinere Spannungen für eine Basisbandrauschunterdrückung von 20 dB gewünscht sind, kann eine Kaskade von drei oder mehr phasenerzeugten Trägem mit ihrer jeweiligen Eigenfrequenz verwendet werden. Es müssen dann Abwägungen zwischen niedrigeren Spannungen und erhöhter Komplexität der Implementierung erfolgen.
Von jedem Interferometer wird ein Ausgangslichtimpuls mit dem darauf aufgeprägten Streulicht elektronisch aufgetastet und detektiert. Die Auftastzeit wird durch den Taktgenerator 18 gesteuert, der ein Hochfrequenz-Haupttaktgeber ist. Während der Auftastzeit wird das von der Fotodiode detektierte Licht über ein genaues Zeitintervall integriert, das einer ganzen Zahl von Taktzyklen entspricht. Das Streulicht wird mit einer Trägerfrequenz f_pgc moduliert und erscheint in dem gattergesteuerten Ausgangsimpuls als amplitudenmodulierte Komponenten auf der Trägerfrequenz und ihren Harmonischen.
Die Trägerfrequenz wird auch entsprechend dem Haupttakt so umgetastet, daß eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen der Trägerfrequenz während der Auftastzeit auftritt. Eine Integration über eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen von Streulichtamplituden, die mit der Frequenz f_pgc moduliert sind, ergibt ein Null-Ausgangssignal. Das gleiche Null-Ausgangssignal wird bei Komponenten der Streulichtamplitude erreicht, die mit Harmonischen der Trägerfrequenz moduliert sind. Im Falle von zwei oder mehr Trägerfrequenzen muß eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen jeder Trägerfrequenz während der Auftastzeit auftreten. Die ganzzahalige Anzahl von Zyklen gilt auch für alle Differenzfrequenzen, die durch Summen- und Differenzkombinationen der Harmonischen der einzelnen Trägerfrequenzen gebildet werden. Zusätzlich zu dem Nullungsprozeß infolge der Integration über eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen kann ferner eine Reduzierung des detektierten Streulichts infolge der Filterung und der Hochfrequenz dämpfung im Detektor-Vorverstärker stattfinden.
Es wird angenommen, daß eine Auftastzeit von 100 ns einer Periode entspricht, die einer Trägerfrequenz von 10 MHz zugeordnet ist. Diese wird auch auf eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen eines Hochfrequenztakts, zum Beispiel 5 bei einem Takt von 50 MHz, festgelegt. Die Perioden, die der Auftastzeit und dem phasenerzeugten Träger zugeordnet sind, müssen nicht gleich sein, wie sie es in diesem Beispiel sind.
Das Phasenzittern bei der Integration oder Gattersteuerzeit erzeugt ein kleines Restausgangssignal, das die Effizienz der Rauschunterdrückung für die erste Harmonische bestimmt. Das Rauschsignal, das um die erste Harmonische zentriert ist, ist schmalbandig. Der größte Teil des Frequenzgehalts des Basisbandrauschens liegt unter 100 kHz, was eine äquivalente Rauschbandbreite in der Größenordnung von 100 kHz ergibt. Bei einer Trägerfrequenz von 10 MHz beträgt die anteilige Bandbreite des Signals 1%. Die gleichen Argumente gelten für die Harmonischen zweiter und höherer Ordnung.
Bei einem Szenario des schlimmsten Falls kann das System eine Integration für die Dauer von 101 ns über 101% eines Zyklus eines Signals durchführen, das mit 10 MHz moduliert ist. Die ersten 100 ns erzeugen ein Nullausgangssignal. Das restlichen Ausgangssignal wird durch die letzte Nanosekunde der Integration erzeugt. Wenn die Amplitude ein Maximum bei t = 100,5 ns hat, wird das restliche Ausgangssignal maximiert.
Eine effiziente Detektion des Signals mit 10 MHz erfordert eine Synchrondetektion. Konzeptionell ist dies vergleichbar mit der Gleichrichtung, bei der die negative Halbwelle invertiert wird. Die Integration wird dann über zwei positive Halbwellen von 50 ns durchgeführt. Das Verhältnis zwischen der Fläche, die von 1 ns über dem mittleren Abschnitt einer Halbwelle 50 ns dargestellt wird, und der Fläche, die durch zwei Halbwellen dargestellt wird, ergibt einen Schätzwert des Betrags der bei 10 MHz zentrierten Rauschunterdrückung. Das Szenario des schlimmsten Falls ergibt einen Wert von 0,015, was eine Rauschunterdrückung von 18 dB bei einem Fehler von 1 ns in einer Integrationszeit von 100 ns ergibt.
Längere Integrationszeiten und Amplitudenschwankungen, die im Durchschnitt viel kürzer sind als 1 ns, erhöhen die Effizienz der Rauschunterdrückung bei einer Trägerfrequenz und ihren Harmonischen. Bei mehr als einem phasenerzeugtem Träger gelten die gleichen Argumente. Die Effizienz der Rauschunterdrückung liegt in Abhängigkeit vom Verhältnis zwischen der mittleren Amplitudenschwankung und der Integrationszeit in der Größenordnung von 20 dB oder besser. Insgesamt ist eine Rauschunterdrückungszahl von 20 dB für das gesamte Rauschen im Basisband und außerhalb des Basisbands angemessen.
Die Implementierung des Rauschunterdrückungsverfahrens ist einfach. Während der Ausschaltzeit, die etwa 99% der Gesamtzeit beträgt, modulieren ein oder mehrere phasenerzeugte Träger das Streulicht. Dies kann entweder durch interne Frequenzmodulation einer Laserquelle oder externe Phasenmodulation eines Phasenmodulators erfolgen.
Der Hochfrequenzhaupttaktgeber 20 wird für die Zeitsteuerung der Integration oder Auftastperiode bei der Detektion der Ausgangslichtimpulse, die die codierte Information von den akustischen Sensoren enthalten, verwendet. Der gleiche Taktgeber wird bei der entsprechenden Zeitsteuerung des einen oder der mehreren phasenerzeugten Träger verwendet.
Die optische Quelle 15 stellt die optische Leistung bereit, die notwendig ist, um Signale von den Interferometer-Sensoren in der Anordnung 12 zu beziehen. Das Licht von der optischen Quelle 15 wird durch den optischen Phasenmodulator gemäß dem verwendeten Quellenmodulationsschema moduliert. Der optische Schalter gibt das modulierte optische Signal für kurze Zeitperioden weiter, um einen optischen Abfrageimpuls für die Sensoranordnung bereitzustellen.
Der Taktgenerator stellt ein Gatter mit einem niedrigen Tastverhältnis (in der Größenordnung von 1%) bereit, um den optischen Schalter einzuschalten. Dadurch kann ein optischer Impuls mit einem niedrigen Tastverhältnis zur Abfrage der Sensoranordnung abgeschickt werden. Der Taktgenerator stellt auch andere Signale bereit, die für die interferometrische Signalwiedergewinnung in Abhängigkeit von dem verwendeten Schema der Quellsignalmodulation notwendig sind. Der Taktgenerator stellt alle notwendigen Takt- und Synchronisationssignale für den Modulationsgenerator bereit.
Der Taktgenerator 20 synchronisiert auch den Phasenmodulator 16 mit dem optischen Schalter 18, so daß die entsprechende Signalmodulation im optischen Signal vorhanden ist, während es den optischen Schalter 18 durchläuft. Der Steuerimpuls für den Phasenmodulator 16 geht dem Steuerimpuls für den optischen Schalter 18 voraus, um die Laufzeitverzögerung vom optischen Phasenmodulator 16 bis zum optischen Schalter 18 zu kompensieren.
Der Modulationsgenerator 22 muß zwei Typen von Signalen erzeugen. Gemäß dem verwendeten Verfahren zur Quellenmodulation wird das erste Signal für die Abfrage von optischen Impulsen verwendet. Das zweite Signal wird verwendet, um das Nullunterdrückungsschema zu implementieren. Wie bereits ausgeführt, enthält das Rauschunterdrückungsmodulationssignal eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen einer oder mehrerer Frequenzen in der Abtastperiode, die zur Signalwiedergewinnung im Empfänger verwendet wird. Die Signale werden zweckmäßig so erzeugt, daß stabile Sinuswellen entstehen. Beispielsweise könnte ein direkter digitaler Synthesizer, der vom Taktgeber betrieben wird, einen oder mehrere Sinuswellen erzeugen, die mit dem Takt synchronisiert werden oder eine ganzzahlige Anzahl von Perioden in der Empfängerabtastperiode haben.
Exemplarische Ausführungsformen der Erfindung sind hierin beschrieben, um zu erläutern, wie die Erfindung umzusetzen und anzuwenden ist. In der tatsächlichen Praxis sind Modifikationen innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung möglich. Die beschriebenen Ausführungsformen gelten in allen Punkten als exemplarisch und haben darstellenden und keinen einschränkendem Charakter. Daher definieren die beigefügten Ansprüche und nicht die vorstehende Beschreibung den Schutzbereich der Erfindung.

Claims

Vorrichtung zur Unterdrückung von Rauschen infolge von Streulicht in einem Zeitmultiplex-Sensorsystem, das eine Vielzahl von interferometrischen Sensoren aufweist, die in einer Sensoranordnung eingerichtet sind, um pulsierende optische Signale über einen Bereich von Basisbandfrequenzen von einer optischen Signalquelle zu empfangen, die in einem Tastverhältnis arbeitet, mit: einem Modulator, der eingerichtet ist, um die optischen Signale, die von der optischen Signalquelle während Ausschaltperioden im Tastverhältnis ausgegeben werden, zu modulieren, wobei der Modulator eingerichtet ist, um Streulicht auf eine phasenerzeugte Trägerfrequenz f_pgc zu modulieren, so daß Signale, die von der Sensoranordnung zurückgeleitet werden und die dadurch entstehen, daß Streulicht in die Sensoranordnung eingestrahlt wird, aus den Basisbandfrequenzen frequenzverschoben werden, so daß Beiträge des Streulichts zu von der Sensoranordnung ausgegebenen Signalen reduziert werden; und einem Taktgeber, der eingerichtet ist, um eine Auftastperiode zu takten, zum Delektieren von Ausgangslichtimpulsen vom Sensorsystem und zum Takten einer Auftastperiode mit einer Einschaltzeit zum Aufprägen einer phasenerzeugten Trägerfrequenz f_pgc auf das Streulicht durch den Modulator, und einer Ausschaltzeit.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Modulator einen internen Frequenzmodulator in der optischen Signalquelle umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Modulator einen Phasenmodulator umfaßt, der außerhalb der optischen Signalquelle ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Streulicht als Funktion mit einem periodischen Argument dargestellt wird und wobei der Modulationsgenerator ein Rauschunterdrückungsmodulationssignal erzeugt, das eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen in der Ausschaltzeit der Auftastperiode enthält, zum Delektieren von Ausgangslichtimpulsen vom Sensorsystem, so daß das Argument der Funktion null ist, was bewirkt, daß das Streulicht eine Intensität von null hat.
Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit: einem Modulationsschalter, der mit dem Modulator verbunden ist; einem Modulationsgenerator, der eingerichtet ist, um Signale an den Modulator zu übergeben, wobei der Modulationsgenerator und der Modulator eingerichtet sind, um unter Steuerung des Taktgebers zu arbeiten; und einem optischen Schalter, der zwischen den Modulator und die Sensoranordnung geschaltet ist, wobei der Taktgeber eingerichtet ist, um den Modulator mit dem optischen Schalter zu synchronisieren, um sowohl optische Abfrageimpulse an die Sensoranordnung anzulegen als auch Rauschunterdrückungssignale zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei der Modulationsgenerator ein Rauschunterdrückungsmodulationssignal erzeugt, das eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen in der Ausschaltzeit der Auftastperiode enthält, zum Delektieren von Ausgangslichtimpulsen vom Sensorsystem.
Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei das Sensorsystem einen Fotodetektor aufweist, der eine Detektionsbandbreite hat, und wobei ein Teil des Streulichts so moduliert wird, daß Signale, die von der Sensoranordnung zum Fotodetektor zurückgeleitet werden, außerhalb der Detektionsbandbreite sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Sensorsystem einen Fotodetektor aufweist, der eine Detektionsbandbreite hat, und wobei ein Teil des Streulichts so moduliert wird, daß Signale, die von der Sensoranordnung zum Fotodetektor zurückgesendet werden, außerhalb der Detektionsbandbreite sind.
Verfahren zur Unterdrückung von Rauschen infolge von Streulicht in einem Zeitmultiplex-Sensorsystem, das eine Vielzahl von interferometrischen Sensoren aufweist, die in einer Sensoranordnung eingerichtet sind, um pulsierende optische Signale von einer Signalquelle zu empfangen, die in einem Tastverhältnis arbeitet, mit den folgenden Schritten: Einrichten eines Modulators, um die optischen Signale zu modulieren, die von der optischen Signalquelle während Ausschaltperioden im Tastverhältnis ausgegeben werden, wobei der Modulator eingerichtet ist, um Streulicht mit einer phasenerzeugten Trägerfrequenz f_pgc zu modulieren, so daß Signale, die von der Sensoranordnung zurückgeleitet werden und die dadurch entstehen, daß das Streulicht in die Sensoranordnung eingestrahlt wird, frequenzverschoben werden, so daß Beiträge des Streulichts zu von der Sensoranordnung ausgegebenen Signalen reduziert werden; und Bereitstellen eines Taktgebers, der eingerichtet ist, um eine Auftastperiode zu takten, zum Detektieren von Ausgangslichtimpulsen vom Sensorsystem und zum Takten einer Periode zum Aufprägen der phasenerzeugten Trägerfrequenz f_pgc auf das Streulicht durch den Modulator.
Vorrichtung nach Anspruch 9, mit dem folgenden Schritt: Einrichten des Modulationsgenerators, um ein Rauschunterdrückungsmodulationssignal zu erzeugen, das eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen in der Ausschaltzeit der Auftastperiode enthält, zum Detektieren von Ausgangslichtimpulsen vom Sensorsystem.
Vorrichtung nach Anspruch 9, ferner mit den folgenden Schritten: Verbinden eines Modulationsschalters mit dem Modulator; Bereitstellen eines Modulationsgenerators, der eingerichtet ist, um Signale an den Modulator zu übergeben; Einrichten des Modulationsgenerators und des Modulationsschalters, um unter Steuerung des Taktgebers zu arbeiten; Zwischenschalten eines optischen Schalters zwischen den Modulator und die Sensoranordnung; und Einrichten des Taktgebers, um den Modulator mit dem optischen Schalter zu synchronisieren, um sowohl optische Abfragimpulse an die Sensoranordnung anzulegen als auch Rauschunterdrückungssignale zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 11 mit den folgenden Schritten: Darstellen der Streulichtintensität als Funktion mit einem periodischen Argument; Einrichten des Modulationsgenerators, um ein Rauschunterdrückungsmodulationssignal zu erzeugen, das eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen in der Ausschaltzeit der Auftastperiode enthält, zum Detektieren von Ausgangslichtimpulsen vom Sensorsystem, so daß das Argument der Funktion null ist, was bewirkt, daß das Streulicht eine Intensität von null hat.
Vorrichtung nach Anspruch 11 mit den folgenden Schritten: Einrichten des Sensorsystems, um einen Fotodetektor einzubeziehen, der eine Detektionsbandbreite hat; und Modulieren des Streulichts, so daß ein Teil der Signale, die von der Sensoranordnung an den Fotodetektor zurückgeleitet werden, außerhalb der Detektionsbandbreite ist.
Verfahren nach Anspruch 9 mit den folgenden Schritten: Einrichten des Sensorsystems, um einen Fotodetektor einzubeziehen, der eine Detektionsbandbreite hat; und Modulieren eines Teils des Streulichts, so daß ein Teil der Signale, die von der Sensoranordnung an den Fotodetektor zurückgeleitet werden, außerhalb der Detektionsbandbreite ist.