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TECHNISCHES GEBIET
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Die
Erfindung betrifft allgemein die Signalverarbeitung und spezieller
die Demodulation von Signalen von faseroptischen Sensorarrays.
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ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
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Faseroptische
Sensorarrays eines zeitgemultiplexten (Time Division Multiplexed, "TDM") Systems werden
oft verwendet, um eine Änderung
eines Parameters zu messen, zum Beispiel akustische Schwingungen,
Schwankungen eines Fluiddruckes, Beschleunigung und magnetische
Feldstärke.
Das faseroptische Sensorarray verwendet einen phasengenerierten
Träger
mit einer Periode T, um die Änderung
des Parameters mit einer gegebenen Abtastfrequenz zu messen. Das
faseroptische Sensorarray wandelt einen mit dem Parameter verknüpften Phasenwinkel
in eine Amplitudenänderung
bei einem Ausgangsimpuls von Licht um.
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Der
Phasenwinkel wird durch verschiedene Verfahren zur Demodulation
des Ausgangsimpulses gemessen. Typische Demodulationsverfahren verwenden
eine Quadraturkomponente Q und eine In-Phase-Komponente I des Ausgangsimpulses. Die
Quadraturkomponente Q entspricht einem Sinus des Phasenwinkels,
und die In-Phase-Komponente I entspricht einem Kosinus des Phasenwinkels.
Ein Arcustangens des Verhältnisses
Q/I ist gleich dem Phasenwinkel. Der Betrag der Änderung des Parameters kann
dann aus der Änderung
des Phasenwinkels berechnet werden.
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Eine
Berechnung der Quadraturkomponente Q und der In-Phase-Komponente
I erfordert mehrere Samples des Ausgangsimpulses in spezifischen
Intervallen des phasengenerierten Trägers. Der Ausgangsimpuls wird
gefiltert, um Eigenschaften des Ausgangsimpulses zu verbessern.
Eine Periode des phasengenerierten Trägers ist wesentlich länger als
eine Periode des Ausgangsimpulses. Die längere Periode des phasengenerierten
Trägers
erfordert, dass die Samples sich über mehrere Ausgangsimpulse
erstrecken, um jedes erforderliche Intervall des impulsgenerierten
Trägers
zu erhalten. Die längere
Periode des phasengenerierten Trägers
verringert die Abtastfrequenz des Demodulationsverfahrens.
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Schnelle
phasengenerierte Träger
(z.B. Frequenz größer als
1 MHz, oder eine Periode von wenigstens als 1000 Nanosekunden) ermöglichen
keine präzise
Steuerung eines Demodulations-Phasenoffsets β, der mit dem
phasengenerierten Träger
verknüpft
ist. Ein Nachteil der Demodulationsverfahren ist, dass eine Schwankung
des Demodulations-Phasenoffsets β bezüglich eines
festen Wertes die Genauigkeit der Demodulationsverfahren verringert.
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Ein
Beispiel eines zehn Elemente umfassenden interferometrischen faseroptischen
Sensoranays, das auf einem Leiternetzwerk von Mach-Zehnder-Sensoren
basiert, wird von Kersey und Dandridge in "Multiplexed Mach-Zehnder Ladder Array
with Ten Sensor Elements",
Electronics Letters, Bd. 25, Nr. 19, 14. September 1989, beschrieben.
Ein Verfahren zur Unterdrückung
des Phasenrauschens wird von Kersey und Berkoff in "Novel Passive Phase
Noise Canceling Technique for Interferometric Fibre Optic Sensors", Electronics Letters, Bd.
26, Nr. 10, 10. Mai 1990, beschrieben. Hall (US-Patentschrift Nr.
6,122,057 offenbart ein Verfahren zur Phasenwinkel-Demodulation
in vier Schritten für
ein Signal, das von einem interferometrischen Sensorarray ausgegeben
wird.
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Somit
besteht Bedarf an einer verringerten Abhängigkeit von Demodulations-Phasenoffsets
für Demodulationsverfahren
von faseroptischen Sensoranays, welche phasengenerierte Träger und
Filter verwenden.
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Die
Erfindung stellt ein Verfahren, eine Vorrichtung und einen Artikel
bereit, wie in den Ansprüchen
1, 6 und 16 definiert.
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Die
Erfindung beinhaltet in einer Ausführungsform ein Verfahren. Ein
Sensorarray verwendet einen Parameter, um einen zeitvariablen Phasenwinkel φ auf einem
optischen Signal zu induzieren, welches einen phasengenerierten
Träger
mit einem Demodulations-Phasenoffset β umfasst. Ein Ausgangssignal
von dem Sensorarray wird gefiltert, um ein gefiltertes Signal zu
erzeugen. Der Phasenwinkel φ wird
unabhängig
von dem Demodulations-Phasenoffset β durch Verwendung des gefilterten
Signals berechnet.
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Eine
andere Ausführungsform
der Erfindung beinhaltet eine Vorrichtung. Ein Sensorarray verwendet einen
Parameter, um einen zeitvariablen Phasenwinkel φ auf einem optischen Signal
zu induzieren, welches einen phasengenerierten Träger mit
einem Demodulations-Phasenoffset β umfasst.
Die Vorrichtung umfasst eine Filterkomponente, welche ein Ausgangssignal
von dem Sensorarray filtert, um ein gefiltertes Signal zu erzeugen.
Die Vorrichtung umfasst ferner eine Prozessorkomponente, welche
das gefilterte Signal verwendet, um den Phasenwinkel φ unabhängig von
dem Demodulations-Phasenoffset β zu
berechnen.
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Eine
weitere Ausführungsform
der Erfindung beinhaltet einen Artikel. Ein Sensorarray verwendet
einen Parameter, um einen zeitvariablen Phasenwinkel φ auf einem
optischen Signal zu induzieren, welches einen phasengenerierten
Träger
mit einem Demodulations-Phasenoffset β umfasst. Der Artikel weist
ein oder mehrere computerlesbare signaltragende Medien auf. Der
Artikel weist Mittel in dem einen oder den mehreren Medien zum Filtern
eines Ausgangssignals von dem Sensorarray, um ein gefiltertes Signal
zu erzeugen, auf. Der Artikel weist Mittel in dem einen oder den
mehreren Medien zum Berechnen des Phasenwinkels φ unabhängig von dem Demodulations-Phasenoffset β durch Verwendung
des gefilterten Signals auf.
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BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Merkmale
von beispielhaften Implementierungen der Erfindung werden aus der
Beschreibung, den Ansprüchen
und den beigefügten
Zeichnungen ersichtlich, wobei:
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1 eine
Darstellung einer beispielhaften Implementierung einer Vorrichtung
ist, welche einen oder mehrere Laser, einen oder mehrere Optoschalter,
einen oder mehrere Phasenmodulatoren, ein oder mehrere Sensoranays,
einen oder mehrere optische Empfänger,
eine oder mehrere Filterkomponenten und eine oder mehrere Prozessorkomponenten
zum Berechnen eines Phasenwinkels eines optischen Signals unabhängig von
einem Demodulations-Phasenoffset β umfasst;
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2 eine
Darstellung eines beispielhaften Diagramms eines oder mehrerer Interferenzimpulse
für die
beispielhafte Implementierung von 1 ist;
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3 eine
Darstellung einer beispielhaften Menge von Berechnungen für die beispielhafte
Implementierung von 1 ist;
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4 eine
Darstellung einer anderen beispielhaften Menge von Berechnungen
für die
beispielhafte Implementierung von 1 ist;
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5 eine
Darstellung einer Amplitudenantwort eines Bessel-Tiefpassfilters
vierter Ordnung als eine beispielhafte Filterkomponente der Vorrichtung
von 1 ist;
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6 eine
Darstellung einer Impulsantwort der beispielhaften Implementierung
von 1 mit der beispielhaften Filterkomponente von 5 ist;
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7 eine
Darstellung eines beispielhaften Eingangssignals und des entsprechenden
Ausgangssignals der Filterkomponente von 5 ist;
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8 eine
vergrößerte Ansicht
des Ausgangssignals von 7 ist;
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9 ein
beispielhaftes gefiltertes Signal von der Filterkomponente von 5 eines
beispielhaften phasengenerierten Trägers und des Ausgangssignals
von 7 ist;
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10 ein
beispielhaftes Verhältnis
Rs der Filterkomponente von 5 als
eine Funktion des Demodulations-Phasenoffsets ist;
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11 ein
beispielhaftes Verhältnis
Rs der Filterkomponente von 5 als
eine Funktion der Modulationstiefe ist;
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12 ein
Diagramm eines Spitzenweres eines beispielhaften Quadraturterms
und eines Spitzenwertes eines beispielhaften In-Phase-Terms von
der Filterkomponente von 5 als eine Funktion des Demodulations-Phasenoffsets
ist;
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13 ein
Diagramm einer beispielhaften Genauigkeit Δφ der Berechnung des Phasenwinkels
durch die Vorrichtung von 1 mit der
Filterkomponente von 5 als eine Funktion des Demodulations-Phasenoffsets
ist;
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14 ein
Diagramm einer beispielhaften Genauigkeit Δφ der Berechnung des Phasenwinkels
durch die Vorrichtung von 1 mit der
Filterkomponente von 5 als eine Funktion des Phasenwinkels φ ist.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
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Es
wird 1 betrachtet; eine Vorrichtung 100 umfasst
in einem Beispiel mehrere Komponenten wie etwa Computersoftware-
und/oder Hardwarekomponenten. Eine Anzahl solcher Komponenten kann
in der Vorrichtung 100 kombiniert oder aufgeteilt sein.
Eine beispielhafte Komponente der Vorrichtung 100 verwendet und/oder
umfasst eine Menge und/oder Reihe von Computeranweisungen, die in
oder mit irgendeiner von einer Anzahl von Programmiersprachen geschrieben
oder implementiert sind, wie für
Fachleute klar ist.
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Es
wird auf 1 Bezug genommen; die Vorrichtung 100 umfasst
in einem Beispiel einen oder mehrere Laser 102, einen oder
mehrere Optoschalter 104, einen oder mehrere Phasenmodulatoren 106,
ein oder mehrere Sensorarrays 108, einen oder mehrere optische
Empfänger 110,
eine oder mehrere Filterkomponenten 111 und eine oder mehrere
Prozessorkomponenten 112. In einem Beispiel demoduliert
die Vorrichtung 100 ein optisches Signal, um eine Änderung
eines Parameters zu messen, wie hier beschrieben wird. Der Laser 102 umfasst
in einem Beispiel einen Dauerstrichlaser. Der Laser 102 erzeugt
und sendet ein optisches Signal über
den Optoschalter 104 und den Phasenmodulator 106 zu
dem Sensorarray 108.
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Der
Optoschalter
104 umfasst in einem Beispiel einen zeitgemultiplexten
(Time Division Multiplexed, "TDM") Schalter. Der Optoschalter
104 tastet
das optische Signal aus, derart, dass das optische Signal einen Strom
von optischen Impulsen umfasst. Der Phasenmodulator
106 prägt einen
phasengenerierten Träger (Phase
Generated Carrier, "PGC")
114 auf
den Strom von optischen Impulsen auf. Zum Beispiel wirken der Laser
102,
der optische Schalter
104 und der Phasenmodulator
106 zusammen,
um einen oder mehrere optische Impulse
116 zu erzeugen,
welche den phasengenerierten Träger
114 umfassen,
wie für
Fachleute klar ist. Der optische Impuls
116 weist eine
Periode T
pulse auf. Die Periode T
pulse beträgt in einem Beispiel ungefähr zwischen
100 Nanosekunden
und 1000 Nanosekunden. Der phasengenerierte Träger
114 weist in einem
Beispiel eine Periode T
pgc und eine Modulationstiefe
von M auf. Die Periode weist eine Beziehung zu einer Frequenz f
pgc = 1/T
pgc auf,
wie für
Fachleute klar ist. Die Frequenz f
pgc beträgt in einem
Beispiel ungefähr
zwischen 2 MHz und 20 MHz. Der phasengenerierte Träger
114 ist
mit einem Demodulations-Phasenoffset β verknüpft. Der phasengenerierte Träger
114 erzeugt
einen zeitvariablen Phasenwinkel, der gleich
ist.
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Das
Sensorarray 108 umfasst in einem Beispiel einen oder mehrere
Sensoren 124, 126 und 128, zum Beispiel
Interferometer mit fehlangepasster Weglänge (Mismatched Path Interferometers).
Das Sensor 108 teilt den optischen Impuls 116 in
einen oder mehrere optische Impulse 118, 120, 122,
zum Beispiel einen Impuls pro Sensor. Die optischen Impulse 116, 118, 120 und 122 sind
in einem Beispiel im Wesentlichen dieselben. Die Sensoren 124, 126 und 128 des
Sensorarrays 108 empfangen die optischen Impulse 118, 120 bzw. 122.
Die Sensoren 124, 126 und 128 des Sensorarrays 108 verwenden
in einem Beispiel einen oder mehrere Parameter und die optischen
Impulse 118, 120 und 122, um einen oder
mehrere jeweilige Interferenzimpulse 130, 132 und 134 zu
erzeugen. Zu den beispielhaften Parametern gehören akustische Schwingungen, Schwankungen
eines Fluiddruckes, Beschleunigung und magnetische Feldstärke. Zum
Beispiel teilt der Sensor 124 den optischen Impuls 118 in
einen ersten Abschnitt und einen zweiten Abschnitt. Der Sensor 124 verwendet
den Parameter, um einen zeitvariablen Phasenwinkel φ auf dem
ersten Abschnitt des optischen Impulses 118 bezüglich des
zweiten Abschnitts des optischen Impulses 118 zu induzieren.
Der Sensor 124 rekombiniert den ersten Abschritt des optischen
Impulses 118 mit dem zweiten Abschnitt des optischen Impulses 124,
um den Interferenz-Impuls 130 zu erzeugen. Eine zeitvariable
Amplitudenänderung
des Interferenz-Impulses 130 repräsentiert den zeitvariablen
Phasenwinkel φ zwischen
dem ersten Abschnitt und dem zweiten Abschnitt des optischen Impulses 118.
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Die
optischen Impulse 116 weisen einen Zwischenabstand auf,
derart, dass die Interferenz-Impulse 130, 132 und 134 einen
relativ kleinen Abstand aufweisen, zum Beispiel ein hohes Tastverhältnis, wie
hier beschrieben. Die Interferenz-Impulse 130, 132 und 134 weisen
eine Periode auf, die im Wesentlichen gleich der Periode Tpulse des optischen Impulses 116 ist.
Das Sensorarray 108 sendet die Interferenz-Impulse 130, 132 und 134 zu
dem optischen Empfänger 110 in
einer Impulsfolge 136, zum Beispiel auf eine serielle Weise.
Zum Beispiel umfasst die optische Impulsfolge 136 die Interferenz-Impulse 130, 132 und 134.
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Der
optische Empfänger 110 umfasst
in einem Beispiel eine oder mehrere Fotodioden 138. In
einem weiteren Beispiel umfasst der optische Empfänger 110 einen
Transimpedanzverstärker 140.
Der optische Empfänger 110 umfasst
in einem Beispiel ein Polarisationsdiversity-Empfängersystem
(nicht dargestellt), wie im US-Patent Nr. 5,852,507 definiert, das
an den Zessionar der vorliegenden Erfindung abgetreten wurde. Der optische
Empfänger 110 empfängt die
optische Impulsfolge 136. Der optische Empfänger 110 erzeugt
danach ein oder mehrere entsprechende analoge elektrische Signale,
welche die Interferenz-Impulse 130, 132 und 134 aus
der optischen Impulsfolge 136 repräsentieren. Zum Beispiel wandelt
der optische Empfänger 110 einen
Betrag einer Leistung der optischen Impulsfolge 136 in
ein Spannungssignal um.
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Die
Filterkomponente 111 umfasst in einem Beispiel ein Bessel-Tiefpassfilter
vierter Ordnung. In einem anderen Beispiel umfasst die Filterkomponente 111 ein
Filter mit reellem Pol (Real Pole Filter) vierter Ordnung. Zum Beispiel
umfasst die Filterkomponente 111 eine Drei-Dezibel-Roll-off-Frequenz
zwischen 10 MHz und 60 MHz. Die Drei-Dezibel-Roll-off-Frequenz der
Filterkomponente 111 beträgt in einem Beispiel 53 MHz.
Die Filterkomponente dient dazu, das optische Signal zu filtern,
um ein gefiltertes Signal zu erzeugen. Die Filterkomponente 111 filtert
in einem Beispiel die analogen elektrischen Signale von dem optischen
Empfänger 110,
um ein oder mehrere gefilterte Signale zu erzeugen. Zum Beispiel
repräsentieren
die gefilterten Signale die Interferenzsignale 130, 132 und 134.
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Die
Prozessorkomponente 112 umfasst in einem Beispiel einen
digitalen Signalprozessor. In einem weiteren Beispiel umfasst die
Prozessorkomponente 112 eine Analog-Digital-Wandler-Komponente 142.
Die Prozessorkomponente 112 umfasst in einem Beispiel ein
Exemplar eines computerlesbaren signaltragenden Mediums 144,
wie hier beschrieben. Die Analog-Digital-Wandler-Komponente 142 wandelt
das gefilterte Signal von dem optischen Empfänger 110 in ein digitales
Signal um. Die Prozessorkomponente 112 dient in einem Beispiel
dazu, eine Änderung
in den Parametern durch Verwendung der zeitvariablen Amplitudenänderung
der Interferenz-Impulse 130, 132 und 134 zu
erkennen, um den zeitvariablen Phasenwinkel φ zu berechnen.
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Zu
Zwecken der Erläuterung
wird eine illustrative Beschreibung einer beispielhaften Funktionsweise der
Vorrichtung 100 gegeben. Der Laser 102, der optische
Schalter 104 und der Phasenmodulator 106 wirken zusammen,
um den einen oder die mehreren optischen Impulse 116 zu
erzeugen. Das Sensorarray 108 teilt den optischen Impuls 116 in
die optischen Impulse 118, 120 und 122.
Die Sensoren 124, 126 und 128 verwenden
die Parameter und die optischen Impulse 118, 120 und 122,
um die Interferenz-Impulse 130, 132 und 134 zu
erzeugen. Das Sensorarray 108 sendet die Interferenz-Impulse 130, 132 und 134 als
die optische Impulsfolge 136 zu dem optischen Empfänger 110.
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Der
optische Empfänger
110 erzeugt
ein analoges elektrisches Signal, welches den einen oder die mehreren
Interferenz-Impulse
130,
132 und
134 repräsentiert.
Zum Beispiel ist das analoge elektrische Signal definiert als s(t,
M, β, φ):
wobei A ein mittlerer Signalpegel
ist, B ein Interferenzterm-Signalpegel ist, M die Modulationstiefe
ist, T
pgc eine Periode des phasengenerierten
Trägers
ist, β der
Demodulations-Phasenoffset ist und φ der zeitvariable Phasenwinkel
ist. Der Phasenwinkel von s(t, M, β, φ) umfasst einen ersten Anteil,
der auf den phasengenerierten Träger
zurückzuführen ist,
und einen zweiten Anteil φ, der auf
den Parameter zurückzuführen ist,
wie für
Fachleute klar ist.
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Die
Filterkomponente 111 filtert das analoge elektrische Signal,
um ein gefiltertes Signal zu erzeugen. Die Analog-Digital-Wandler-Komponente 142 wandelt
in einem Beispiel das gefilterte Signal in ein digitales Signal
um, welches den Interferenz-Impuls 130 repräsentiert.
Die Prozessorkomponente 112 erhält mehrere Samples Sn, n = 0 bis x, des Interferenz-Impulses 130 aus
dem digitalen Signal. Die Prozessorkomponente 112 erhält die mehreren
Samples Sn in Zeitintervallen Δt im Verlaufe
einer Periode Ts. Die Periode Ts ist
in einem Beispiel im Wesentlichen gleich der Periode Tpgc des
phasengenerierten Trägers 114.
Die Periode Ts dient in einem Beispiel dazu,
eine Erhöhung
der Abtastfrequenz zu unterstützen,
wie für
Fachleute klar ist. Die Periode Ts ist in
einem Beispiel kleiner oder gleich Tpuls e.
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Das
Zeitintervall Δt
ist in einem Beispiel gleich einem geraden Bruchteil der Periode
Tpgc (z.B. Tpgc/8 oder
Tpgc/16). In einem Beispiel erhält die Prozessorkomponente 112 die
mehreren Samples Sn beginnend bei einem
Zeitpunkt t0, mit einem Zeitintervall Δt von Tpgc/8. Zum Beispiel umfassen die mehreren
Samples Sn acht Samples bei t0,
t0 + Δt,
t0 + 2Δt,
t0 + 3Δt,
t0 + 4Δt,
t0 + 5Δt,
t0 + 6Δt
und t0 + 7Δt. In einem anderen Beispiel
erhält die
Prozessorkomponente 112 die mehreren Samples Sn beginnend
bei einem Zeitpunkt t0, mit einem Zeitintervall Δt von Tpgc/16. Zum Beispiel umfassen die mehreren
Samples Sn sechzehn Samples bei t0, t0 + Δt, t0 + 2Δt,
t0 + 3Δt,
t0 + 4Δt,
t0 + 5Δt,
t0 + 6Δt,
t0 + 7Δt,
t0 + 8Δt,
t0 + 9Δt,
t0 + 10Δt,
t0 + 11 Δt,
t0 + 12Δt,
t0 + 13Δt,
t0 + 14Δt
und t0 + 15Δt.
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Die
Prozessorkomponente 112 verwendet eines oder mehrere der
mehreren Samples Sn, um einen oder mehrere
Quadraturterme und einen oder mehrere In-Phase-Terme zu berechnen.
Die Prozessorkomponente 112 berechnet in einem Beispiel
eine Menge von Quadraturtermen Qj, j = 0
bis y. Zum Beispiel umfasst die Menge von Quadraturtermen Qj eine Anzahl von Quadraturtermen, die gleich
der halben Anzahl der Samples ist, die zu den mehreren Samples Sn gehören.
In einem Beispiel, 111 dem die mehreren Samples Sn acht Samples umfassen, ist y gleich drei,
und die Prozessorkomponente 112 berechnet die Menge von
Quadraturtermen Qj als:
Q0 =
S0 – S4, Q1 = S1 – S5, Q2 = S2 – S6 und Q3 = S3 – S7 (3).
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In
einem anderen Beispiel, in dem die mehreren Samples Sn sechzehn
Samples umfassen, ist y gleich sieben, und die Prozessorkomponente 112 berechnet
die Menge von Quadraturtermen Qj als:
Q0 = S0 – S8, Q1 = S1 – S9, Q2 = S2 – S10, Q3 = S3 – S11,
Q4 = S4 – S12, Q5 = S5 – S13, Q6 = S6 – S14 und Q7 = S7 – S15 (4).
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Die
Prozessorkomponente 112 berechnet in einem Beispiel eine
Menge von In-Phase-Termen Ik, k = 0 bis
z. Zum Beispiel umfasst die Menge von In-Phase-Termen Ik eine
Anzahl von In-Phase-Termen, die gleich ¼ der Anzahl der Samples ist,
die zu den mehreren Samples Sn gehören. In
einem Beispiel, in dem die mehreren Samples Sn acht
Samples umfassen, ist z gleich eins, und die Prozessorkomponente 112 berechnet
die Menge von In-Phase-Termen Ik als:
I0 = (S0 + S4) – (S2 + S6), und
I1 = (S1 + S5) – (S3 + S7) (3).
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In
einem anderen Beispiel, in dem die mehreren Samples Sn sechzehn
Samples umfassen, ist z gleich drei, und die Prozessorkomponente 112 berechnet
die Menge von In-Phase-Termen Ik als:
I0 = (S0 + S8) – (S4 + S12), I1 = (S1 + S9) – (S5 + S13),
I2 = (S2 + S10) – (S6 + S14) und I3 = (S3 + S11) – (S7 + S15)(4).
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Die
Prozessorkomponente
112 verwendet die Menge von Quadraturtermen
Q
j, um einen Quadraturterm Q
s zu
berechnen. Die Prozessorkomponente
112 berechnet in einem
Beispiel den
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Der
Quadraturterm Qs ist unabhängig vom
Demodulations-Phasenoffsets β,
wie für
Fachleute klar ist.
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Die
Prozessorkomponente
112 verwendet die Menge von In-Phase-Termen
I
k, um einen In-Phase-Term I
s zu berechnen.
Die Prozessorkomponente
112 berechnet eine Konstante C
1, wie hier beschrieben. Die Prozessorkomponente
112 berechnet
in einem Beispiel den In-Phase-Term I
s als:
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Der
In-Phase-Term Is ist unabhängig vom
Demodulations-Phasenoffsets β,
wie für
Fachleute klar ist. Die Prozessorkomponente 112 berechnet
in einem Beispiel die Konstante C1 derart,
dass die jeweiligen absoluten Beträge des Quadraturterms Qs und des In-Phase-Terms Is bei
einer Modulationstiefe M eines Operationsbereiches im Wesentlichen
gleich sind.
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Die
Modulationstiefe M beträgt
in einem Beispiel zwischen 1,0 und 1,7 Radian. Zum Beispiel ist
die Modulationstiefe M genügend
groß,
um eine Erhöhung
der Signalstärke
des phasengenerierten Trägers 114 zu
fördern.
Die Modulationstiefe M ist in einem weiteren Beispiel genügend klein,
im die Stabilität
des Quadraturterms Qs und des In-Phase-Terms
Is bezüglich
einer Änderung
der Modulationstiefe M zu fördern.
Zum Beispiel ist die Modulationstiefe M ungefähr gleich π/2.
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Die
Prozessorkomponente 112 verwendet die Menge von Quadraturtermen
Qj und/oder den Quadraturterm Qs,
um einen Quadraturterm Q zu berechnen. Die Prozessorkomponente 112 verwendet
in einem Beispiel einen Betrag des Quadraturterms Qs und
ein Vorzeichen eines der Quadraturterme aus der Menge von Quadraturtermen
Qj, um Q zu berechnen. Zum Beispiel wählt die
Prozessorkomponente 112 den Quadraturterm Q1,
welcher einen relativ großen
Betrag aufweist, um einen Nulldurchgang des Betrages zu vermeiden. Die
Prozessorkomponente 112 wählt einen anderen Quadraturterm
mit einem größeren Betrag,
zum Beispiel den Quadraturterm Q0, wenn
sich der Betrag des Quadraturterms Q1 null
nähert.
Der Quadraturterm Q ist unabhängig
vom Demodulations-Phasenoffsets β,
wie für
Fachleute klar ist.
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Die
Prozessorkomponente 112 verwendet die Menge von In-Phase-Termen
Ik und/oder den In-Phase-Term Is,
um einen In-Phase-Term I zu berechnen. Die Prozessorkomponente 112 verwendet
in einem Beispiel einen Betrag des In-Phase-Terms Is und
ein Vorzeichen eines der In-Phase-Terme aus der Menge von In-Phase-Termen
Is, um I zu berechnen. Zum Beispiel wählt die
Prozessorkomponente 112 einen In-Phase-Term I1,
welcher einen relativ großen
Betrag aufweist, um einen Nulldurchgang des Betrages zu vermeiden. Die
Prozessorkomponente 112 wählt einen anderen In-Phase-Term
mit einem größeren Betrag,
zum Beispiel den In-Phase-Term I0, wenn
sich der Betrag des In-Phase-Terms I1 null
nähert.
Der In-Phase-Term
I ist unabhängig
vom Demodulations-Phasenoffsets β,
wie für
Fachleute klar ist.
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Eine Änderung
des Demodulations-Phasenoffsets β bewirkt
in einem Beispiel eine Änderung
des Vorzeichens des Quadraturterms Q und/oder des In-Phase-Terms
I. In einem Beispiel existieren für den Demodulations-Phasenoffset β vier Operationsbänder mit
einer Breite von π/2 über einem
Gesamtbereich von 0 bis 2π.
In Fällen,
in denen der Betrag des Demodulations-Phasenoffsets β in der Nähe eines
Randes eines Operationsbandes liegt, kann sich der Betrag des In-Phase-Terms
Ik, der gewählt wird, um das Vorzeichen
von I zu bestimmen, und/oder der Betrag des Quadraturterms Qj, der gewählt wird, um das Vorzeichen
von Q zu bestimmen, null nähern.
Wenn sich der Betrag des In-Phase-Terms Ik,
der gewählt
wird, um das Vorzeichen von I zu bestimmen, und/oder der Betrag
des Quadraturterms Qj, der gewählt wird,
um das Vorzeichen von Q zu bestimmen, null nähert, wählt die Prozessorkomponente 112 einen
anderen Quadraturterm Qj und/oder In-Phase-Term
Ik. Die Prozessorkomponente 112 wählt einen
anderen Quadraturterm Qj und/oder In-Phase-Term
Ik, um die Berechnung des Phasenwinkels φ unabhängig vom
Demodulations-Phasenoffset β zu
unterstützen.
Der Phasenmodulator 106 hält in einem Beispiel den Demodulations-Phasenoffset β innerhalb
eines Bereiches, der wesentlich kleiner ist als π/2; daher braucht der Demodulations-Phasenoffset β nicht bekannt
zu sein, wie für
Fachleute klar ist.
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Die
Prozessorkomponente 112 verwendet den Quadraturterm Q und
den In-Phase-Term I, um den Phasenwinkel φ unabhängig vom Demodulations-Phasenoffset β zu berechnen.
Da der Quadraturterm Q und der In-Phase-Term I unabhängig vom
Demodulations-Phasenoffset β sind,
ist die Berechnung des Phasenwinkels φ unabhängig vom Demodulations-Phasenoffset β. Die Prozessorkomponente 112 berechnet
in einem Beispiel den Phasenwinkel:
φ = arctan (Q/I).
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Die
Prozessorkomponente 112 verwendet in einem Beispiel die Änderung
des Phasenwinkels φ zwischen
mehreren Instanzen der Interferenz-Impulse 130, 132 und 134,
um die Änderung
in den Parametern zu bestimmen, die von den Sensoren 124, 126 und 128 verwendet
werden.
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Es
wird auf 2 Bezug genommen; das Diagramm 202 umfasst
eine beispielhafte Darstellung der Interferenz-Impulse 130, 132 und 134 und
entsprechende Abtastzeiten für
die Prozessorkomponente 112 bezüglich der Zeit t. Die Interferenz-Impulse 130, 132 und 134 werden
durch das analoge elektrische Signal s(t, M, β, φ) repräsentiert. Die Quadratur- und
In-Phase-Komponenten der Interferenz-Impulse werden durch s(t, M, β, π/2) bzw.
s(t, M, β,
0) repräsentiert.
Ein oder mehrere Rechteckimpulse 230, 232 und 234 repräsentieren die
Periode Tpul se der
Interferenz-Impulse 130, 132 bzw. 134.
Die Rechteckimpulse 230, 232 und 234 weisen eine
Pausenperiode Tspace auf. Die Rechteckimpulse 230, 232 und 234 weisen
in einem Beispiel ein hohes Tastverhältnis auf zum Beispiel ist
die Abtastperiode Ts wesentlich länger als
die Pausenperiode Tspace.
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Die
Prozessorkomponente 112 erhält in einem Beispiel acht Samples
von den jeweiligen Interferenz-Impulsen 130, 132 und 134.
Die Prozessorkomponente 112 erhält in einem Beispiel die Samples
mit einer konstanten Frequenz während
der Periode Ts. Zum Beispiel erhält die Prozessorkomponente 112 acht
Samples S0 bis S7 für den Interferenz-Impuls 130,
verwirft die nächsten
drei Samples Sdiscard, erhält die nächsten acht Samples
S0 bis S7 für den Interferenz-Impuls 132,
verwirft die nächsten
drei Samples Sdiscard, und so weiter.
-
Es
wird auf 3 Bezug genommen; ein Diagramm 302 umfasst
eine Darstellung einer Menge von Berechnungen für die Quadraturterme Qj und die In-Phase-Terme Ik für acht Samples
des Interferenz-Impulses 130.
Wenn acht Samples genommen werden, ist x = 7, y = 3 und z = 1. Die
Prozessorkomponente 112 berechnet einen gegebenen Term
durch Addieren und Subtrahieren mehrerer der Samples Sn in einer jeweiligen
Zeile des gegebenen Terms. Die Prozessorkomponente 112 addiert
oder subtrahiert ein Sample entsprechend einem Vorzeichen, das in
dem Zeilen-/Spalten-Paar für
den gegebenen Term und das Sample angegeben ist. Falls für ein Sample
kein Vorzeichen angegeben ist, wird das Sample für den gegebenen Term nicht
verwendet. Zum Beispiel berechnet die Prozessorkomponente 112 Q0 als + S0 – S4, Q2 als +S2 – S6
und I0 als + S0 – S2 + S4 – S6.
-
Es
wird auf 4 Bezug genommen; ein Diagramm 402 umfasst
eine Darstellung einer Menge von Berechnungen für die Quadraturterme Qj und die In-Phase-Terme Ik für sechzehn
Samples des Interferenz-Impulses 130. Wenn sechzehn Samples
genommen werden, ist x = 15, y = 7 und z = 3. Zum Beispiel berechnet die
Prozessorkomponente 112 Q0 als
+ S0 – S8, Q1 als + S2 – S9 und I0 als + S0 – S4 + S8 – S12. Es wird auf 3 und 4 Bezug
genommen; aus ihnen sind Muster der Vorzeichen "+" und "–" in einem Beispiel für die Quadraturterme Qj bzw. die In-Phase-Terme Ik ersichtlich.
Zum Beispiel können ähnliche
Muster verwendet werden, um eine Menge von Quadraturtermen Qj und von Ik für eine Menge
von Samples mit einer anderen Anzahl von Samples zu berechnen.
-
Es
wird auf 5–14 Bezug
genommen; die Diagramme 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1102, 1202, 1302 und 1402 stellen
beispielhafte Kennlinien der Filterkomponente 111 dar,
wobei die Filterkomponente 111 ein Bessel-Tiefpassfilter
vierter Ordnung umfasst, und beispielhafte Genauigkeits-Diagramme der Berechnung
des Phasenwinkels φ durch
die Vorrichtung von 1. Die Diagramme 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1102, 1202, 1302 und 1402 wurden
unter Verwendung von MathCAD (Mathsoft Engineering & Education, Inc.,
Cambridge, MA 02142, http://www.mathcad.com) generiert. Das Diagramm 502 stellt
eine Amplitudenantwort SB(f) eines beispielhaften
Bessel-Tiefpassfilters vierter Ordnung dar. Das Diagramm 602 stellt
eine Amplitudenantwort b(t) der beispielhaften Filterkomponente 111 von 4 dar.
Das Diagramm 702 stellt ein beispielhaftes Eingangssignal
env(t) und das entsprechende Ausgangssignal ENV(t) der Filterkomponente 111 von 4 dar.
Das Diagramm 802 stellt eine vergrößerte Ansicht des Ausgangssignals
ENV(t) des Diagramms 702 dar. Das Diagramm 902 stellt
ein beispielhaftes gefiltertes Signal S(t) eines beispiehaften phasengenerierten
Trägers 114 mit
dem Ausgangssignal ENV(t) des Diagramms 702 dar. Das Diagramm 1002 stellt
ein beispielhaftes Verhältnis
Rs als eine Funktion des Demodulations-Phasenoffsets β dar. Das
Diagramm 1102 stellt das Verhältnis Rs des
Diagramms 1002 als eine Funktion der Modulationstiefe M
dar. Das Diagramm 1202 stellt einen Spitzenwert eines beispielhaften
Quadraturterms Q0 und einen Spitzenwert
eines beispielhaften In-Phase-Terms
I1 als eine Funktion des Demodulations-Phasenoffsets β dar. Das
Diagramm 1302 stellt eine beispielhafte Genauigkeit Δφ der Berechnung
des Phasenwinkels φ als
eine Funktion des Demodulations-Phasenoffsets β dar. Das
Diagramm 1402 stellt eine beispielhafte Genauigkeit Δφ der Berechnung
des Phasenwinkels φ als
eine Funktion des Phasenwinkels φ dar.
-
Es
wird auf
5 Bezug genommen; das Diagramm
502 zeigt
eine beispielhafte Amplitudenantwort S
B(f)
für die
Filterkomponente
111. Eine komplexe Frequenzantwort der
Filterkomponente
111, wobei die Filterkomponente
111 ein
Bessel-Tiefpassfilter vierter Ordnung umfasst, ist gleich:
-
Der
Drei-Dezibel-Roll-off- der Filterkomponente 111 ist gleich
2,114 f0.
-
Es
wird auf
6 Bezug genommen; das Diagramm
602 zeigt
eine Impulsantwort b(t) der Filterkomponente
111. Die Impulsantwort
b(t) ist gleich der Fouriertransformierten der Frequenzantwort B(f)
der Filterkomponente
111. Die Impulsantwort b(t) ist gleich:
-
Das
Diagramm 602 zeigt einen Realteil Re(b(t)) und einen mit
1000 multiplizierten Imaginärteil
Im(b(t)) der Impulsantwort b(t). Das Diagramm 602 zeigt
ferner den mit 10 multiplizierten Realteil Re(b(t)), um die Welligkeit
an einer Abfallflanke des Realteils Re(b(t)) hervorzuheben. Der
Imaginärteil
Im(b(t)) ist gleich null, so dass die Impulsfunktion b(t) reell
ist.
-
Es
wird auf
7 Bezug genommen; das Diagramm
702 zeigt
ein beispielhaftes Eingangssignal env(t) der Filterkomponente
111.
Zum Beispiel repräsentiert
das Eingangssignal env(t) das elektrische Signal von den Fotodetektor
110,
welches das Ausgangssignal
130 repräsentiert. Das Ausgangssignal
130 ist
in einem Beispiel ein oben abgeflachter Impuls mit einer Breite
von 90 Nanosekunden und einer Anstieg- und einer Abfallzeit von
einer Nanosekunde. Das Eingangssignal env(t) wird durch eine supergaußsche Hüllfunktion
approximiert als:
-
Die
Filterkomponente
111 erzeugt das gefilterte Signal, welches
eine Faltung ENV(t) des Eingangssignals env(t) mit der Impulsfunktion
b(t) darstellt. Eine Impulsfunktion bfit(t) wird verwendet, um die
Impulsfunktion b(t) zu approximieren und dadurch die Berechnung
von ENV(t) zu beschleunigen. Die Faltung ENV(t) ist gleich:
-
Die
Faltung ENV(t) weist Welligkeiten an einer Anstiegflanke und einer
Abfallflanke auf.
-
Es
wird auf 8 Bezug genommen; das Diagramm 802 zeigt
Hervorhebungen der Welligkeiten an der Anstiegflanke und der Abfallflanke
der Faltung ENV(t) des Diagramms 702. Wie ersichtlich ist,
weist die Faltung ENV(t) eine flache Zone ungefähr zwischen 30 Nanosekunden
und 90 Nanosekunden auf. Die Prozessorkomponente 112 entnimmt
die mehreren Samples Sn aus der flachen
Zone.
-
Es
wird auf
9 Bezug genommen; das Diagramm
902 zeigt
einen gefilterten Ausgang S(t) des phasengenerierten Trägers
114 mit
der Faltung ENV(t). Der phasengenerierte Träger
114 wird von dem
Phasenmodulator
106 erzeugt und wird dargestellt durch
s(t, M, β, φ):
wobei A ein mittlerer Signalpegel
ist und B ein Interferenzterm-Signalpegel ist. Zum Beispiel ist
A = 1,2, B = 1,0, M = 1,5. Der Wert von β ist beliebig, ist jedoch in
9 gleich
1,0 Radian. Der phasengenerierte Träger
114 wird dem Eingangssignal
env(t) überlagert.
Der gefilterte Ausgang S(t) ist gleich der Faltung des Produktes des
Eingangssignals env(t) und von s(t) mit der Impulsfunktion bfit(t):
-
Es
werden zwei Werte von φ verwendet,
um die Quadratur- und die In-Phase-Komponente des gefilterten Ausgangs
S(t, M, β, φ) zu zeigen.
Zum Beispiel ist φ gleich
0 für die
In-Phase-Komponente, und φ ist gleich π/2 für die Quadraturkomponente.
Die In-Phase-Komponente weist eine zweite harmonische Frequenz von
40 MHz auf mit einer Periode von 25 Nanosekunden. Die Quadraturkomponente
weist eine Grundfrequenz von 20 MHz auf, mit einer Periode von 50
Nanosekunden. Die Prozessorkomponente 112 erhält die mehreren Samples
Sn während
der Periode von 50 Nanosekunden und innerhalb der flachen Zone der
Faltung ENV(t). Wenn zum Beispiel x = 7 ist, entnimmt die Prozessorkomponente 112 acht
Samples in Intervallen von 6,25 Nanosekunden. Ein erstes Sample
und ein letztes Sample von den acht Samples haben einen Abstand
von 43,75 Nanosekunden voneinander. Die Prozessorkomponente 112 entnimmt
das erste Sample zwischen 29 Nanosekunden und 45 Nanosekunden, um
die mehreren Samples Sn innerhalb der flachen
Zone zu erhalten.
-
Es
wird auf
10 Bezug genommen; das Diagramm
1002 zeigt
ein Verhältnis
R
s als eine Funktion des Demodulations-Phasenoffsets β, wobei die
Modulationstiefe M = 1,5 ist. Das Verhältnis R
s ist
gleich:
-
Für eine Modulationstiefe
M = 1,5 ist die Konstante C1 ungefähr gleich
1,944. Das Verhältnis
Rs wird berechnet, wenn Qs und
Is einen Spitzenwert haben. Der Spitzenwert
von Qs wird bei φ = π/2 angenommen. Der Spitzenwert
von Is wird bei φ = 0 angenommen. 10 zeigt
Rs, wobei M = 1,5 und β zwischen –n und +n. Die Abweichung von
einem Verhältnis
von eins für
Rs beträgt
ungefähr
+ 0,1 %.
-
Es
wird auf 11 Bezug genommen; das Diagramm 1102 zeigt
das Verhältnis
Rs als eine Funktion der Modulationstiefe
M für zwei
Werte des Demodulations-Phasenoffsets β. 11 zeigt,
dass Änderungen von β für einen
gegebenen Wert von M das Verhältnis
Rs nicht wesentlich ändern.
-
Es
wird auf 12 Bezug genommen; das Diagramm 1202 zeigt
einen Spitzenwert des Quadraturterms Q0 und
einen Spitzenwert des In-Phase-Terms I1 als
eine Funktion des Demodulations-Phasenoffsets β. Die Prozessorkomponente 112 berechnet
das Vorzeichen des Quadraturterms Q, indem sie einen Quadraturterm
aus der Menge von Quadraturtermen Qj verwendet,
zum Beispiel Q0. Der Quadraturterm Q0 ist zum Sinus des Phasenwinkels φ proportional.
Die Prozessorkomponente 112 berechnet das Vorzeichen des
In-Phase-Terms I, indem sie einen In-Phase-Term aus der Menge von
In- Phase-Termen
Is verwendet, zum Beispiel I1.
Der In-Phase-Term I, ist zum Kosinus des Phasenwinkels φ proportional.
Ein Spitzenwert für
Q0, wobei φ = π/2, und ein Spitzenwert für I1, wobei φ =
0, sind in 12 als eine Funktion des Phasenoffsets β grafisch
dargestellt. Es sind vier Zonen in β mit einer Breite von π/2, wo das
Vorzeichen von Q0 und das Vorzeichen von
I1 nicht wechseln, durch die Punkte festgelegt,
in denen I1 null durchquert. Die Prozessorkomponente 112 berechnet
das Vorzeichen von Q und das Vorzeichen von I auf der Basis des
Wertes von β für Q0 und I1. Zum Beispiel
sind dort, wo β zwischen
ungefähr
1,1 und 2,6 beträgt,
sowohl Q0 als auch I1 positiv,
so dass Q = +Qs und I = +Is.
-
Es
wird auf
13 Bezug genommen; das Diagramm
1302 zeigt
einen Fehler Δφ(M, β, φ) der Berechnung
des Phasenwinkels φ als
eine Funktion des Demodulations-Phasenoffsets β für verschiedene Werte der Modulationstiefe
M. Der Fehler Δφ(M, β, φ) ist gleich:
-
Dort,
wo der gemessene Ausgangs-Phasenwinkel arctan (Q/I) gleich dem Eingangs-Phasenwinkel φ ist, ist
der Fehler Δφ gleich
0, und die Genauigkeit der Berechnung ist maximal. 13 zeigt
Diagramme von Δφ(M, β, φ) für M = 1,48,
M = 1,50 und M = 1,52, wobei φ =
1. Die Genauigkeit Δφ liegt innerhalb
von ± 1 Milliradian
für β zwischen
1,1 und 2,6 Radian, wenn M = 1,50. Wenn M = 1,48, beträgt die Genauigkeit Δφ ungefähr 7 Milliradian.
Wenn M von 1,50 um 20 Milliradian abweicht, zum Beispiel M = 1,52
oder M = 1,48, beträgt
die Genauigkeit Δφ ungefähr 7 Milliradian.
-
Es
wird auf 14 Bezug genommen; das Diagramm 1402 zeigt
den Fehler Δφ(M; β, φ) als eine
Funktion des Phasenwinkels φ,
wenn die Modulationstiefe M = 1,5 beträgt und drei Werte des Demodulations-Phasenoffsets β innerhalb
der Zone von 1,1 bis 2,6 liegen. Wenn β = 1,2, 1,7 und 2,4, liegt die
Genauigkeit Δφ(M, β, φ) innerhalb
von ± 1
Milliradian. Es wird auf 13 und 14 Bezug
genommen; Abweichungen des Demodulations-Phasenoffsets β beeinflussen
die Genauigkeit Δφ(M, β, φ) der Berechnung
des Phasenwinkels φ nicht
wesentlich.
-
Die
Vorrichtung 100 verwendet in einem Beispiel ein oder mehrere
computerlesbare signaltragende Medien. Ein Beispiel eines computerlesbaren
signaltragenden Mediums für
die Vorrichtung 100 umfasst das beschreibbare Datenspeichermedium 144 der
Prozessorkomponente 112. Zum Beispiel umfasst das computerlesbare
signaltragende Medium für
die Vorrichtung 100 eines oder mehrere der folgenden Medien:
magnetische, elektrische, optische, biologische und elementare Datenspeichermedien.
In einem Beispiel umfasst das computerlesbare signaltragende Medium
ein moduliertes Trägersignal,
das über
ein Netz übertragen
wird, das die Vorrichtung 100 umfasst oder mit ihr gekoppelt
ist, zum Beispiel eines oder mehrere der folgenden Netze: ein Telefonnetz,
ein Lokalnetz (Local Area Network, "LAN"),
das Internet oder ein drahtloses Netz.
-
Die
Schritte oder Operationen, die hier beschrieben wurden, sind nur
beispielhaft. Es können
zahlreiche Varianten dieser Schritte oder Operationen möglich sein,
ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen. Zum Beispiel können die
Schritte in einer anderen Reihenfolge ausgeführt werden, oder es können Schritte hinzugefügt, weggelassen
oder modifiziert werden.
-
Obwohl
beispielhafte Implementierungen der Erfindung hier detailliert dargestellt
und beschrieben wurden, ist für
Fachleute offensichtlich, dass verschiedene Modifikationen, Ergänzungen,
Substitutionen und Ähnliches
vorgenommen werden können,
ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen, der durch die folgenden
Ansprüche
definiert ist.