DE60122089T2

DE60122089T2 - Radiokommunikationsvorrichtung

Info

Publication number: DE60122089T2
Application number: DE60122089T
Authority: DE
Inventors: c/o Kabushiki Kaisha Toshiba Shoji Minato-ku Otaka
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2000-11-06
Filing date: 2001-11-06
Publication date: 2006-12-14
Anticipated expiration: 2021-11-07
Also published as: JP2002141753A; US20030207671A1; US6844782B2; EP1204202A2; US20020084850A1; EP1204202B1; JP3852906B2; DE60122089D1; EP1204202A3

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Radiokommunikationsanordnung mit einer Temperaturkompensationsschaltung zur Durchführung einer Temperaturkompensation im Hinblick auf die Verstärkungscharakteristik eines Verstärkers mit variabler Verstärkung, der durch MOS-Transistoren gebildet und durch ein externes Verstärkungsregelsignal in seiner Verstärkung geregelt ist, sowie eine Verstärkungsanordnung mit variabler Verstärkung unter Verwendung der Temperaturkompensationsschaltung.
Es ist ein Verstärker mit variabler Verstärkung bekannt geworden, dessen Verstärkung sich als Funktion eines Verstärkungsregelsignals Vc exponentiell ändert. Beispielsweise das US-Patent Nr. 6 215 989 B1 (entsprechend JP 2000 196 386 , veröffentlicht am 14.07.2000) beschreibt einen Verstärker mit variabler Verstärkung, der durch Bipolartransistoren gebildet ist und eine Eingangs/Ausgangs-Charakteristik in Form einer Exponentialfunktion besitzt. Riihihuhta H et al. "A high dynamic range 100 mHz AGC-amplifier with a linear and temperature compensated gain control" Circuits and systems, 1994, ISCAS '94, 1994 IEEE International Symposium On London, UK 30 Mai – 2 Juni 1994, New York, NY, USA, IEEE, US, 30. Mai 1994 (1994-05-03), Seiten 521-524 beschreibt eine Regelschaltung mit einer linearen und temperaturkompensierten Verstärkungsregelung.
Neuerdings ist ein Verstärker mit variabler Verstärkung unter Verwendung von MOS-Transistoren bekannt geworden, welcher kostenmäßig günstig ist. Da MOS-Transistoren jedoch eine Eingangs/Ausgangs-Charakteristik in Form einer quadratischen Funktion besitzen, muss eine solche Schaltung hinsichtlich der Erzeugung einer Charakteristik in Form einer Exponentialfunktion verbessert werden.
Die Anmelderin schlägt eine Technik zur Realisierung eines Verstärkers mit variabler Verstärkung unter Verwendung der Tatsache vor, dass ein in einer schwachen Inversionszone arbeitender MOS-Transistor eine exponentielle Charakteristik gemäß einer Gleichung (4) besitzt (dazu wird auf die US-Patentanmeldung Nr. 09/950 630 hingewiesen).
Da die Thermospannung W(= k/T/q) der Gleichung (4) eine der Temperatur T proportionale Variable ist, ändert sich die Verstärkung mit der Temperatur, wie dies in 10 dargestellt ist. Daher muss diese Temperaturänderung unterdrückt werden.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Temperaturänderung der Verstärkungscharakteristik eines Verstärkers mit variabler Verstärkung unter Verwendung eines MOS-Transistors zu unterdrücken.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Radiokommunikationsanordnung gemäß Anspruch 1 vorgesehen.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand einer detaillierten Beschreibung von Ausführungsbeispielen gemäß den beigefügten Zeichnungen erläutert. Es zeigt:
1A und 1B jeweils ein Blockdiagramm einer Verstärkerschaltung mit variabler Verstärkung zur Durchführung einer Temperaturkompensation im Hinblick auf die Verstärkung eines Verstärkers mit variabler Verstärkung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
2 ein Schaltbild einer temperaturabhängigen Stromquelle 101a;
3 ein Schaltbild einer Stromquelle 101b, wobei es sich um eine Abwandlung der temperaturabhängigen Stromquelle 101a handelt;
4 ein Schaltbild einer temperaturunabhängigen Stromquelle;
5 ein Schaltbild eines Vervielfachers zur Realisierung eines Verstärkers mit variabler Verstärkung unter Verwendung von MOS-Transistoren ohne Temperaturabhängigkeit;
6 eine Radioanordnung mit direkter Umwandlung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
7 ein Blockschaltbild eines Verstärkers 102 variabler Verstärkung unter Verwendung eines MOS-Transistors mit schwachem Inversionsbereich;
8 ein konkretes Schaltbild eines Regelsignalumsetzers 702 nach 7 unter Verwendung eines MOS-Transistors mit schwachem Inversionsbereich;
9 ein Schaltbild eines Regelsignalumsetzers 702 mit einer konkreten Schaltung einer Stromquelle 801 nach 8; und
10 ein Diagramm der Temperaturcharakteristik der Verstärkungsregelung ohne Temperaturkompensation in einem Verstärker 102 mit variabler Verstärkung unter Verwendung eines MOS-Transistors mit schwachem Inversionsbereich nach 7.
In der erfindungsgemäßen Anordnung wird eine Verstärkerschaltung mit variabler Verstärkung unter Verwendung eines in einem schwachen Inversionbereich betriebenen MOS-Tranistors verwendet. Es ist generell bekannt, dass sich die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik von einer quadratischen zu einer exponentiellen Charakteristik verschiebt, wenn die Stromdichte in einem MOS-Transistor verringert wird. Der Bereich, in dem ein MOS-Transistor eine exponentielle Charakteristik besitzt, wird als schwacher Inversionsbereich bezeichnet.
Im Gegensatz dazu wird eine quadratische Charakteristik als starker Inversionsbereich bezeichnet, wobei eine Gate-Source-Spannung bei Änderung von einem schwachen Inversionsbereich zu einem starken Inversionsbereich als Schwellwertspannung bezeichnet wird. Mit anderen Worten, gelangt der MOS-Transistor in einen starken Inversionsbereich bei VGS ≥ VTH (VGS ist die Gate-Source-Spannung; VTH die Schwellwertspannung), während der MOS-Transistor in einen schwachen Inversionszustand bei VTH/2 < VGS < VTH gelangt. Da eine Charakteristik des MOS-Transistors selbst verwendet wird, wird eine Schaltung gemäß dieser Technik unkompliziert und es ist ein geringerer Leistungsverbrauch realisierbar.
In einem weichen Inversionsbereich ist eine I_D – VGS-Charakteristik (Eingangs/Ausgangs-Charakteristik) durch folgende Gleichung gegeben
worin ID den Drain-Strom, I_ON den Einschaltstrom und VON die Einschaltspannung bedeuten und n durch den Herstellungsprozess eines MOS-Transistors bestimmte Konstanten (beispielsweise die Dotierungskonzentration) sind.
VT = (k·T)/q, worin VT die Thermospannung, k die Boltzmann-Konstante, T die Temperatur und q die Elementarladung bedeuten.
Das Verstärkungsregelsignal (erstes Verstärkungsregelsignal) Vc kann exponentiell geregelt werden, wenn ein Verstärker 102 mit variabler Verstärkung gemäß den 7 und 8 im schwachen Inversionsbereich betrieben wird. Eine Verstärkungscharakteristik in Form eines Verhältnisses von Ausgangsstrom zu Eingangsstrom ist durch Gleichung (2) in Abhängigkeit von einem zweiten Verstärkungsregelsignal Vy gegeben, während die Transferfunktion eines Verstärkungsregelsignal-Umsetzers 702 durch die Gleichung (3) gegeben ist. Eine konkrete Schaltungsanordnung einer Stromquelle 801 nach 8 ist in 9 dargestellt, wobei ein durch eine Stromquelle 901 nach 9 fließender Verstärkungsregelsignal-Strom Ic, der zu einem Verstärkungsregelsignal Vc proportionale Strom ist.
worin b eine Proportionalitätskonstante ist. Wird die Gleichung (3) in die Gleichung (2) eingesetzt, so ergibt sich eine Gleichung (4), welche die exponentielle Verstärkungsregelung angibt.
Da die Thermospannung VT(=(k·T)/q) nach Gleichung (4) eine zur Temperatur T proportionale Variable ist, ändert sich allerdings die Verstärkung als Funktion der Temperatur gemäß dem Diagramm nach 10. Daher muss diese Temperaturänderung unterdrückt werden. Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Radiokommunikationsanordnung mit einer Temperaturkompensation der Verstärkung einer Verstärkerschaltung mit variabler Verstärkung.
Dies wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung gemäß den Figuren der Zeichnung erläutert.
Ist die Thermospannung VT nach Gleichung (4) durch eine Thermospannung VTo mit vorgegebener Temperatur To gegeben und eine Temperaturänderung der Umgebungstemperatur T auf eine vorgegebene Temperatur To beispielsweise als Differenz durch ΔT, VT als VTo(1 + ΔT/To) gegeben, so wird Gleichung (4) in Gleichung (5) überführt.
Wird die Temperaturabhängigkeit verwendet, um Vc in Vc(1 + ΔT/To) zu überführen, so wird Gleichung (5) in Gleichung (6) überführt.
Die Gleichung (6) ist eine Gleichung ohne Temperaturabhängigkeit. Sie kann als Umsetzung eines Verstärkungsregelsignals Vc in ein durch VC (1+ ΔT/To) repräsentiertes Signal angesehen werden, um eine Temperaturabhängigkeit der Verstärkungscharakteristik in Form des Verhältnisses eines Ausgangsstroms I_out zu einem Eingangsstrom I_in zu vermeiden.
Erstes Ausführungsbeispiel zur Erläuterung der Erfindung
1A zeigt ein Blockschaltbild des grundsätzlichen Konzeptes einer Verstärkerschaltung mit variabler Verstärkung mit einer Temperaturkompensation hinsichtlich der Verstärkung eines Verstärkers mit variabler Verstärkung als Beispiel zur Erläuterung der Erfindung. Um einen Verstärkungsregelsignal-Strom Ic(T) = Ic(ΔT) = g1·Vc(1+ ΔT/To)(g1: Leitwert (A/V)) zu erzeugen, der in den Verstärker (VGA) 102 mit variabler Verstärkung eingespeist wird, wird die Temperaturvariable (1+ ΔT/To) des Ausgangssignals der Stromquelle mit einer Temperaturabhängigkeit mit dem Verstärkungsregelsignal-Strom Ic multipliziert.
In diesem Beispiel wird der Ausgangsstrom Ic(ΔT) als Multiplikationsergebnis als Verstärkungsregelsignal für den Verstärker mit variabler Verstärkung verwendet. Ein Verstärkungsregelsignal-Eingangsanschluss 103 ist ein Anschluss zur Aufnahme eines Verstärkungsregelsignals Vc, das von außen zugeführt wird. Ein Verstärker 105 bildet einen Spannungs-Strom-Umsetzer, welcher das Verstärkungsregelsignal Vc in den Verstärkungsregelsignal-Strom Ic zusätzlich zu einer Funktion als Verstärker umsetzt.
1B zeigt ein Blockschaltbild eines zweiten grundsätzlichen Konzeptes einer Verstärkerschaltung mit variabler Verstärkung, bei der eine Temperaturkompensation im Hinblick auf die Verstärkung eines Verstärkers mit variabler Verstärkung durchgeführt wird, als Ausführungsbeispiel zur Erläuterung der vorliegenden Erfindung. 1B unterscheidet sich von 1A in der Erzeugung eines Ausgangssignals durch Addition eines Verstärkungsregelsignals I_CNTO (= g2·Vd = c·Ic)(g2: Leitwert (A/V) und c: Koeffizient), der nicht temperaturabhängig ist, und eines von der Temperatur (T) abhängigen Verstärkungsregelsignals I_CNT1. In diesem Fall macht es das Signal I_CNT1(T) möglich, einen Proportionalitätskoeffizienten der Temperatur in einen gewünschten Wert von 1/To zu ändern. Das Verstärkungsregelsignal I_CNTO, das temperaturunabhängig ist, kann durch einen konventionellen Differenzverstärker 105b unter Verwendung eines Stromerzeugungswiderstandes erzeugt werden.
Die zur Erzeugung des Verstärkungsregelsignals Vc verwendete temperaturabhängige Stromquelle wird nachfolgend erläutert. 2 zeigt ein Schaltbild einer konkreten Schaltung 101a einer temperaturabhängigen Stromquelle 101 gemäß den 1A und 1B. Ein Bezugszeichen "M" bezeichnet einen MOS (Metall-Oxid-Halbleiter)-Transistor, ein Bezugszeichen "P" einen P-Typ und ein Bezugszeichen "N" einen N-Typ. Die Schaltungsanordnung der Stromquelle 101a ist als Widlar-Stromquelle bekannt (siehe P.R. Gray und R.G. Meyer, "Analysis and Design of ANALOLG INTEGRATED CIRCUITS, 3rd Edition", WILEY). Die konventionelle Widlar-Stromquelle wird jedoch durch Bipolartransistoren gebildet.
Im Ausführungsbeispiel der Stromquelle 101a werden MOS-Transistoren zur Integration der Stromquelle verwendet, wobei MOS-Transistoren MN30 und MN31 zur Lieferung eines temperaturabhängigen Ausgangsstroms in einem schwachen Inversionsbereich betrieben werden. Mit anderen Worten, umfasst die Stromquelle 101a einen MOS-Tranistor MN30, dessen Source an Erde liegt, sowie einen MOS-Tranistor MN31, dessen Source über einen Widerstand RT an Erde liegt. Das Gate des MOS-Tranistors MN30 ist mit dem Gate und der Drain des MOS- Transistors MN31 verbunden. Durch die Drain-Anschlüsse der MOS-Transistoren MN30 und MN31 fließen gleiche Ströme. Die MOS-Transistoren MN30 und MN31 werden in einem schwachen Inversionsbereich betrieben.
Die Schaltungskonfiguration der Stromquelle 101a wird nachfolgend beschrieben. Die Transistoren MN30 und MN31 arbeiten als Stromspiegelschaltung, wobei das Gate und die Drain des Transistors MN31 den Eingangsanschluss der Stromquellenschaltung bilden. Die Drain des Transistors MN31 ist mit dem Ausgang der Stromspiegelschaltung verbunden, während dessen Source geerdet und das Gate mit dem Gate und der Drain des Transistors MN31 verbunden ist. Die Source des Transistors MN31 ist über einen Widerstand RT geerdet. Die Drain des Transistors MN32 ist mit dem Eingang der Stromspiegelschaltung verbunden, während dessen Source mit der Drain des Transistors MN31 und dessen Gate mit der Drain des Transistors MN30 und einer Starterschaltung 200 verbunden ist. Diese Stromquelle 101a besitzt zwei stabile Stromwertpunkte, wobei die Starterschaltung 200 vorgesehen ist, um die Stromquelle zwecks Realisierung eines vorgegebenen Stromwertes zu aktivieren. Das W/L-Verhältnis (W: Gate-Breite und L: Gate-Länge) der Transistoren MN30 und MN31 beträgt 1:M. Die Transistoren MN30 und MN31 besitzen einen vergrößerten Wert W zum Zwecke der Reduzierung der Stromdichte, so dass sie in einem schwachen Inversionsbereich arbeiten.
Die Wirkungsweise der Stromquelle 101a wird nachfolgend erläutert. Die Eingangs/Ausgangscharakteristik der Transistoren MN30 und MN31 ist durch die Gleichung (1) gegeben, wobei sie in einem schwachen Inversionsbereich arbeiten. Daher ist die Spannung VR am Widerstand RT durch die folgende Gleichung gegeben: VR = VGS,MN30 – VGS,MN31 = n·VT·1nM (7)
Daher ist der Ausgangsstrom I_out(T) durch die folgende Gleichung (8) gegeben.
worin Io = (n·1nM/RT) VTo ist. Daher ist die Stromquelle 101a temperaturabhängig.
3 zeigt eine konkrete Schaltung 101b der temperaturabhängigen Stromquelle 101 nach den 1A und 1B. In 3 ist der Temperaturkoeffizient auf einen von 1/To verschiedenen Wert eingestellt. Die Schaltung nach 3 entscheidet sich von der nach 2 durch Einspeisung eines Ausgangssignals des Transistors MP32 und eines Ausgangssignals P·Io (P ist ein einstellbarer Koeffizient) ohne Temperaturabhängigkeit in eine durch Transistoren MN33 und MN34 gebildeten Stromspiegelschaltung, wobei ein Transistor MN34 der Stromspiegelschaltung einen Ausgangsstrom I_out(T) liefert. Aufgrund der vorstehend erläuterten Ausgestaltung ist der Ausgangsstrom I_out(T) durch die folgenden Gleichungen gegeben.
Wird der Strom mit 1/(1 – p) multipliziert, so ergibt sich die Gleichung
Der Temperaturkoeffizient kann durch geeignete Auswahl von P geändert werden.
4 zeigt eine Schaltung einer temperaturunabhängigen Stromquelle, welche als Stromquelle 501 nach 5 ohne Temperaturabhängigkeit nachfolgend beschrieben wird. Diese Schaltung nutzt aus, dass die Polarität der Temperaturabhängigkeit der Thermospannung V_P sowie die Temperaturabhängigkeit der Schwellwertspannung V_TH eines MOS-Transistors unterschiedlich sind. Mit anderen Worten, werden Ergebnisse durch Multiplizieren erwünschter Koeffizienten (α, β) mit entsprechenden Ausgangsströmen durch einen Addierer 403 addiert. Das Additionsergebnis wird als Strom ohne Temperaturabhängigkeit an einem Ausgangsanschluss 404 ausgegeben. Eine Schaltung 401 entspricht der Stromquelle 101a nach 2. Die Stromquelle ist proportional zur Thermospannung VT und besitzt eine Temperaturabhängigkeit. Eine Schaltung 402 stellt eine Stromquelle proportional zur Schwellwertspannung V_TH mit Temperaturabhängigkeit dar. Mit anderen Worten, wird die Stromquelle durch einen MOS-Transistor M_N40, dessen Source geerdet ist und dessen Gate über einen Widerstand R_TH geerdet ist, sowie einen MOS-Transistor MN41 gebildet, dessen Gate an die Drain des MOS-Transistors MN40 und dessen Source über den Widerstand R_TH geerdet ist. Die Drain des MOS-Transistors MN41 ist an einen Ausgangsanschluss angeschlossen.
Wenn der Transistor MN40 im schwachen Inversionsbereich betrieben wird, kann die Spannung V_GS durch die Schwellwertspannung angenähert werden. Der Ausgangsstrom der Schaltung 402 ist durch eine Gleichung (11) gegeben.
worin V_THo die Schwellwertspannung einer vorgegebenen Temperatur To, q einen Temperaturkoeffizienten der Schwellwertspannung und R_TH einen Widerstand bezeichnet. Die Schaltung 402 bildet eine Stromquelle mit einer Schwellwertspannung als Referenz und wird als Schwellwertreferenzschaltung bezeichnet.
In dieser Schaltung basiert der über den Transistor MN40 fließende Strom auf einem Strom, der von der Thermospannung VT abhängig ist. Die Spannung VGS kann jedoch durch die Schwellwertspannung angenähert werden, wenn der Transistor MN40 nicht im schwachen Inversionsbereich betrieben wird, wie dies oben beschrieben wurde. Daher tritt kein Problem auf, selbst wenn eine Vorspannung unter Verwendung des von VT abhängigen Stromes eingestellt wird. Selbst wenn der Transistor MN40 im schwachen Inversionsbereich betrieben wird, kann die Temperaturabhängigkeit der Schwellwertspannung antizipiert werden. Daher liegt ein Fall vor, in dem der Transistor MN40 nicht immer im schwachen Inversionsbereich verwendet wird.
5 zeigt einen Multiplizierer 104 zur Erzeugung eines temperaturabhängigen Stromes und eines Verstärkungsregelstroms Ic. Der Multiplizierer 104 besitzt Stromquellen 501, 502 und 503 sowie MOS-Transistoren M_P50, M_P51, M_P52 und M_P53. Die Stromquelle 501 ist an einen Knoten der Drain-Anschlüsse der MOS-Transistoren M_P50 und M_P51 und die Stromquelle 502 an einen Knoten der Drain-Anschlüsse der MOS-Transistoren M_P52 und M_P53 angeschlossen. Das Gate der MOS-Transistoren M_P51 und M_P52 ist an eine Spannungsquelle V_BB angeschlossen. Das Gate und die Source des MOS-Transistors M_P50 und das Gate des MOS-Transistors M_P53 sind über die Stromquelle 503 geerdet. Die Source-Anschlüsse der MOS-Transistoren M_P51 und M_P52 sind geerdet. Die Source des MOS-Transistors M_P53 ist an einen Ausgangsanschluss 504 angeschlossen.
Der Multiplizierer 104 erzeugt eine gemeinsame Gate-zu-Gate-Spannung der beiden Differenztransistorpaare M_P50, M_P51 und M_P52, M_P53. Daher kann das Verhältnis zwischen dem Strom Io und dem Verstärkungsregelstrom Ic gleich dem Verhältnis zwischen dem Strom Io(1 + ΔT/To) und dem Ausgangsstrom Ic(T) gemacht werden. Der Strom Io wird von der Stromquelle 501 geliefert und ist ein Strom ohne Temperaturabhängigkeit, während der Verstärkungsregelstrom Ic ein Verstärkungsregelstrom vor der Temperaturkompensation ist, der durch die Stromquelle 503 geliefert wird. Der Strom Io(1 + ΔT/To) ist ein temperaturabhängiger Strom, der durch die Stromquelle 502 geliefert wird, während der Ausgangsstrom Ic (T) ein am Ausgangsanschluss 504 gelieferter Strom ist. Im Ergebnis wird der Ausgangsstrom Ic(T) durch Multiplikation einer Temperaturvariablen (1 + ΔT/To) des temperaturabhängigen Stroms Io(1 + ΔT/To) mit dem Verstärkungsregelstrom Ic vor der Temperaturkompensation festgelegt. Dies ist durch die folgenden Gleichungen gegeben.
Dabei handelt es sich um eine Gleichung, wenn die Transistoren MP50, MP51, MP52 und MP53 im schwachen Inversionsbereich betrieben werden, d.h. wenn diese Transistoren eine exponentielle Eingangs/Ausgangscharakteristik besitzen. Diese Gleichung kann allerdings näherungsweise angewendet werden, selbst wenn die Transistoren MP50, MP51, MP52 und MP53 eine quadratische Eingangs/Ausgangs-Charakteristik besitzen.
Die obige Erläuterung gilt für eine Stromquelle mit dem Temperaturkoeffizienten 1/To, kann jedoch auch für eine Stromquelle mit einem sich von 1/To unterscheidenden Temperaturkoeffizienten gemäß 3 ersetzt werden.
Das oben erläuterte Beispiel ist für die Temperaturkompensation nach 1A beschrieben, ist jedoch auch für die Temperaturkompensation nach 1B anwendbar. Die Multiplikation des Verstärkungsregelstrom-Signals Vc mit dem temperaturabhängigen Strom der Stromquelle 101 kann durch einen Multiplizierer 104 nach 5 durchgeführt werden. Eine temperaturabhängige Stromquelle wird durch die Stromquelle nach 2 oder die Stromquelle nach 3 gebildet. In diesem Fall ist der einer Temperaturkompensation unterworfene Regelstrom der Strom I_CNT2(T) nach 1B. Die Schaltung für den temperaturunabhängigen Verstärkungsregelstrom kann durch einen konventionellen Differenzverstärker 105b gebildet werden. Daher wird diese Schaltung nicht im Einzelnen beschrieben.
Im Falle von 1A wird der temperaturabhängige Verstärkungsregelstrom Ic(T) gemäß Gleichung (12) erzeugt und in eine Stromquelle 901 nach 9 eingespeist. Im Falle der 1B wird der temperaturabhängige Verstärkungsregelstrom Ic(T) durch Addition des temperaturunabhängigen Stroms I_CNTO und des temperaturabhängigen Stroms I_CNT1(T) erzeugt und sodann in die Stromquelle 901 nach 9 eingespeist. Eine für eine Schaltung mit variabler Verstärkung unter Verwendung einer einen FET nutzenden Verstärkungsgleichung gemäß einer älteren Anmeldung (siehe US-Patentanmeldung Nr. 09/696 972) ist durch die folgende Gleichung (14) gegeben.
worin d eine Konstante ist. Die Gleichung (14) ist keine Funktion von VT, weil der Strom ID1 einer Schaltung nach 8 gleich Io·exp(–d·Vc) nach der US-Patentanmeldung Nr. 09/696 972 ist. Wird der Strom ID jedoch durch eine Schaltung nach 9 erzeugt, so ist die Verstärkung durch die folgende Gleichung (15) gegeben und eine Funktion von VT.
worin d₁ eine Konstante ist. Daher kann die Anordnung nach der vorliegenden Erfindung für einen Verstärker mit variabler Verstärkung der einen FET aufweisenden Schaltung mit variabler Verstärkung angewendet werden, die in der japanischen Patentanmeldung Nr. 11-306798 beschrieben ist.
Mit anderen Worten, kann die Temperaturkompensation durch Multiplizieren eines Exponenten der Gleichung (15) mit einer von der Temperatur abhängigen Variablen k(T) durchgeführt werden (siehe Erläuterungen zu den 7, 8 und 9).
7 zeigt einen Verstärker 102 unter Verwendung eines schwachen Inversionsbereiches eines MOS-Transistors. Ein Verstärkungsregelsignal (erstes Verstärkungsregelsignal) Vc zur Steuerung der Verstärkung des Verstärkers 102 mit variabler Verstärkung wird von außen in einen Anschluss 701 für das Verstärkungsregelsignal eingespeist. Das erste Verstärkungsregelsignal Vc wird durch einen Regelsignalumsetzer 702 in ein zweites Verstärkungsregelsignal Vy umgesetzt und sodann in einen durch ein erstes Differenztransistorpaar (M1, M2) gebildeten Verstärker mit variabler Verstärkung eingespeist.
Der Verstärker mit variabler Verstärkung ist eine Schaltung, deren Verstärkung durch das zweite Verstärkungsregelsignal Vy geregelt wird und durch ein erstes Differenzverstärkerpaar mit MOS-Transistoren M1 und M2 vom N-Typ gebildet ist, welche im schwachen Inversionsbereich betrieben werden. Ein gemeinsamer Source-Anschluss der Transistoren M1, M2 ist an eine Stromquelle 703 angeschlossen. Ein zu verstärkender Eingangssignalstrom I_in wird durch die Stromquelle 703 in das Differenzverstärkerpaar eingespeist, während ein Ausgangsstrom I_out an der Drain des Transistors M1 abgenommen wird. Der über die Drain des Transistors M1 fließende Strom I_in – I_out ist ein unnötiger Strom und fließt zu einer Spannungsversorgung, usw. Das von einem Regelsignalumsetzer 702 gelieferte zweite Verstärkungsregelsignal Vy ist ein Spannungssignal, das zwischen den Gates der das Differenzverstärkerpaar bildenden Transistoren M1 und M2 eingespeist wird.
8 zeigt eine konkrete Schaltung des Verstärkungsregelsignal-Umsetzers 702 nach 7. Dieser Verstärkungsregelsignal-Umsetzer 702 enthält ein zweites Differenztransistorpaar aus MOS-Transistoren MN10 und MN11 vom N-Typ, welche im schwachen Inversionsbereich arbeiten, sowie eine Spannungsquelle 802, die an einen gemeinsamen Anschluss der Transistoren MN10 und MN11 angeschlossen ist. In das zweite Differenzverstärkerpaar wird durch die Stromquelle 802 ein Gleichstrom Io eingespeist. Die Drain und das Gate des Transistors MN10 sind miteinander verbunden, wobei in die Drain ein Strom ID1 = Io·exp(–b·Vc/VT) eingespeist wird. Das Gate des Transistors MN11 wird mit einem konstanten Gleichstrompegel von einer Versorgungsspannung V_BB beaufschlagt, wobei die Drain des Transistors MN11 beispielsweise mit einer Spannungsversorgung V_DD (nicht dargestellt) verbunden ist.
Die Stromquelle 801 zur Erzeugung eines in den Verstärkungsregelsignal-Umsetzer 702 nach 8 einzuspeisenden Stroms ID1 wird anhand von 9 beschrieben.
Gemäß 9 arbeiten MOS-Transistoren MN20 und MN21 im schwachen Inversionsbereich entsprechend den Transistoren MN10 und MN11.
Nachfolgend wird lediglich der Unterschied gegenüber 8 beschrieben. Der Strom Io der Stromquelle 802 nach 8 wird durch die Spannungsquelle V_BB und den Transistor MN21 nach 9 erzeugt. Das Gate des Transistors MN21 ist mit der Spannungsquelle V_BB sowie über einen Widerstand R mit dem Gate des Transistors MN20 und einer verstärkungsgeregelten Stromquelle 901 (Ic = u/Vc) verbunden. Ic ist ein zur Spannung des zweiten Verstärkungsregelsignals Vc proportionaler Strom (der Proportionalitätskoeffizient ist u). Da der Strom Ic in einfacher Weise durch einen Spannungs-Strom-Umsetzer, wie beispielsweise eine Differenzschaltung, in der ein Source-Rückkoppelwiderstand zwischen Source-Anschlüsse geschaltet ist, erzeugt wird, wird auf eine detaillierte Beschreibung verzichtet.
Die Source des Transistors MN20 ist geerdet, während seine Drain an einen Eingang einer durch Transistoren MP20 und MN21 gebildeten Stromspiegel angeschlossen ist (Gate und Drain des Transistors MP20 sind miteinander verbunden). Die Drain des Transistors MP21, welche den Ausgang des Stromspiegels darstellen, ist mit der Drain und dem Gate des Transistors MN10 verbunden. Der Strom ID1 = Io·exp(–b·Vc/VT) der Stromquelle 801 nach 8 wird durch einen Teil der Schaltung nach 9 erzeugt. Wenn ein Verstärker mit variabler Verstärkung durch eine Schaltung nach 7 gebildet wird, repräsentiert das Verhältnis eines Eingangsstroms und eines Ausgangsstroms eine exponentielle Charakteristik, wie dies durch die Gleichung (4) angegeben ist.
Eine Verstärkerschaltung mit variabler Verstärkung eignet sich für eine Radiokommunikationsanordnung eines tragbaren Kommunikationsgerätes unter Verwendung eines direkten Umsetzungssystems gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
6 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Sende-Empfangs-Gerätes einer Radiokommunikationsanordnung des direkten Umsetzungssystems. Das vorliegende Ausführungsbeispiel wird auf der Basis eines TDD (Zeitteilungsduplex)-Systems zur Durchführung einer Änderung von Sendung und Empfang durch Simultanzeit beschrieben, wobei dieses Ausführungsbeispiel jedoch nicht auf dieses System beschränkt ist.
Auf der Senderseite werden das erste und das zweite Senderbasissignal Ich (TX) und Qch (TX), die senkrecht aufeinander stehen, durch ein geeignetes Filter in einem Basisbandsignalgenerator (TX-BB) 601 bandbegrenzt. Diese orthogonalen Basisbandsignale Ich (TX) und Qch (TX) werden durch Basisbandsignal-Verstärker 602 und 603 verstärkt, die jeweils einen Verstärker mit variabler Verstärkung enthalten. Sodann werden die orthogonalen Sendebasis-Bandsignale Ich (TX) und Qch (TX) in einen Kreuzmodulator 607 eingegeben, welcher Multiplizierer 604 und 605 und einen Addierer 606 enthält.
Der Kreuzmodulator 607 moduliert zwei orthogonale Lokaloszillatorsignale, die durch Teilung eines lokalen Oszillatorsignals (Frequenz fL011) eines lokalen Oszillators 608 durch einen 90°-Phasenschieber (90°-PS) 609 mit den Basisbandsignalen Ich (TX) und Qch (TX) moduliert. Eine unnötige Komponente wird vom modulierten Ausgangssignal des Kreuzmodulators 607 (ein HF(Radio)-Signal) durch ein Bandpassfilter 610 abgetrennt und in einen Leistungsverstärker (PA) 611 eingespeist. In diesem Leistungsverstärker 611 wird das HF-Signal durch einen HF-Stufenverstärker mit variabler Verstärkung in einer Eingangsstufe auf der Basis eines Regelsignals von einem Regler 624 auf einen geeigneten Signalpegel justiert und sodann auf einen vorgegebenen Leistungspegel verstärkt.
Der Regler 624 erzeugt ein Regelsignal entsprechend einer vorgegebenen Sendeleistung und einer empfangenen Signalleistung. Konkret umfasst der Regler 624 eine Tabelle, welche Regeldaten entsprechend der vorgegebenen Sendeleistung und Empfangssignalleistung ausgibt, sowie einen Umsetzer, welcher die Regeldaten in ein analoges Regelsignal umsetzt. Das Regelsignal vom Regler 624 wird in Verstärker 602, 603, 611, 615, 621 und 622 mit variabler Verstärkung eingespeist, um die Verstärkung der Verstärker mit variabler Verstärkung zu regeln. Ein verstärktes HF-Signal wird als Radiowelle von einer Antenne (ANT) 613 über einen Sender-Empfänger-Schalter (T/R) 612 bzw. Duplexer abgestrahlt.
Auf der Empfängerseite wird ein von der Antenne 630 empfangenes HF-Signal in einen Verstärker (LNA) 614 mit geringem Rauschen über den Sender-Empfänger-Schalter 612 eingespeist. Das durch den Verstärker 614 mit geringem Rauschen verstärkte empfangene HF-Signal wird über ein Filter 615 in einen Kreuzdemodulator (Abwärtsumsetzer) 618 eingespeist, der einen Teiler und zwei Multiplizierer 616 und 617 enthält.
Der Kreuzdemodulator 618 setzt das empfangene HF-Signal durch Multiplikation des empfangenen HF-Signals mit zwei orthogonalen lokalen Oszillationssignalen in der Frequenz um und liefert das orthogonale erste und zweite Basisbandsignal Ich (RX) und Qch (RX). Die beiden orthogonalen lokalen Oszillationssignale werden durch Teilung eines lokalen Oszillatorsignals (Frequenz fL010) eines lokalen Oszillators 619 durch einen 90°-Phasenschieber (90°-PS) 620 erzeugt. Diese Basisbandsignale Ich (RX) und Qch (RX) werden durch Basisbandverstärker 621 und 622 verstärkt, die jeweils durch eine Verstärkerschaltung mit variabler Verstärkung gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gebildet werden. Die verstärkten Basisbandsignale Ich (RX) und Qch (RX) werden in einen Basisbandsignal-Prozessor (RX-BB) 623 eingespeist und durch diesen demoduliert, um ein ursprüngliches Datensignal zu reproduzieren. Generell wird die Verstärkung des Empfängers durch den Verstärker 614 mit geringem Rauschen und die Basisbandverstärker 621 und 622 geregelt.
In einem in den letzten Jahren entwickelten CDMA-System können richtige Kommunikationen nicht realisiert werden, wenn die Leistung von Sendersignalen von mehreren Nutzern mit der gleichen Frequenz sich stark ändern. Daher wird beispielsweise eine Senderleistungsregelung in einem weiten Bereich von mehr als 70 dB auf der Radioanschlussseite als Funktion des Abstandes vom Terminal zu einer Basisstation durchgeführt.
Wird im CDMA-System eine Radioanlage des Systems mit direkter Umsetzung nach 6 verwendet, so wird beispielsweise ein variabler Verstärkungsbereich eines HF-Stufenverstärkers mit variabler Verstärkung in einer Eingangsstufe des Leistungsverstärkers 611 durch eine Eingangs-Ausgangsisolation begrenzt. Aus diesem Grunde ist es notwendig, die Basisbandsignal-Verstärker 621 und 622 mit einer variablen Verstärkungsfunktion für eine Senderleistungsregelung vorzusehen.
Es ist erwünscht, dass eine Menge der Teile einer Schaltung durch MOS-Transistoren realisiert wird, um eine Radioanlage mit geringen Kosten zu realisieren. Der Leistungsverstärker 611, der Verstärker 614 mit geringem Rauschen, der Kreuzmodulator 607 und der Kreuzdemodulator 618 und ähnliche Stufen, welche zu einer analogen Radioschaltung gehören, müssen in einem Bereich von einer kleinen zu einer großen Frequenz betrieben werden. Es ist daher erwünscht, diese Anordnungen besser durch Bipolartransistoren mit einer guten Frequenzcharakteristik zu realisieren.
Im Gegensatz dazu können diese Verstärker durch MOS-Transistoren, welche den Bipolartransistoren in der Frequenzcharakteristik unterlegen sind, realisiert werden, da die Basisbandsignal-Verstärker 602, 603, 621 und 622 ein Basisbandsignal mit relativ schmalem Band verarbeiten. Daher eignet sich eine durch MOS-Transistoren realisierte Verstärkerschaltung mit variabler Verstärkung gemäß den Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung für eine Radioanlage, in der die Basisbandsignal-Verstärker 602, 603, 621 und 622 mit einer variablen Verstärkungsregelfunktion vorgesehen sind.
Gemäß vorliegender Erfindung ist eine Radiokommunikationsanordnung vorgesehen, in der eine Temperaturänderung der Verstärkungscharakteristik eines Verstärkers mit variabler Verstärkung unter Verwendung eines MOS-Transistors unterdrückt werden kann.

Claims

Radiokommunikationsanordnung umfassend: einen Sender mit einem Basisband-Signalgenerator (TX-BB) zur Erzeugung eines Basisbandsignals Ich (TX), Qch (TX), einem Basisbandsignal-Verstärker (602, 603) zur Verstärkung des Basisbandsignals, einem Kreuzmodulator (607) zur Kreuzmodulation des durch den Verstärker (602, 603) des Basisbandsignals und einem Leistungsverstärker (611) zur Verstärkung eines modulierten Signals des Kreuzmodulators; und einen Empfänger mit einem Verstärker (614) mit geringem Rauschen zur Verstärkung eines empfangenen Signals, einem Kreuzdemodulator (618) zur Kreuzdemodulation des durch den Verstärker (624) verstärkten empfangenen Signals, einem Basisbandsignal-Verstärker (621, 622) zur Verstärkung eines demodulierten Signals des Kreuzdemodulators (618) und einem Basisbandsignal-Prozessor ((RX-BB)623) zur Verarbeitung des vom Basisbandsignal-Verstärker des Empfängers gelieferten Basisbandsignal, dadurch gekennzeichnet, dass der Basisbandsignal-Verstärker des Senders einen Verstärker (102) mit variabler Verstärkung, der durch MOS-Transistoren gebildet und durch ein externes Verstärkungsregelsignal in seiner Verstärkung geregelt ist, und einen Temperaturkompensationskreis zur Temperaturkompensation in Bezug auf die Verstärkungscharakteristik des Verstärkers (102) mit variabler Verstärkung umfasst, wobei der Temperaturkompensationskreis eine Signalquelle (101) zur Ausgabe eines ersten, einer Temperaturänderung der Umgebungstemperatur entsprechenden Signals (Ic) mit vorgegebener Temperatur; und einen Multiplizierer (104) zur Multiplikation des externen Verstärkungsregelsignals (Vc) mit dem ersten Signal (Ic) sowie zur Ausgabe eines zweiten zur Temperaturänderung proportionalen Signals (Ic(T)) und des ersten Signals für den Verstärker mit variabler Verstärkung zwecks Temperaturkompensation im Hinblick auf den Verstärker mit variabler Verstärkung umfasst; und der Basisbandsignal-Verstärker des Empfängers einen Verstärker (102), der durch MOS-Transistoren gebildet und durch ein externes Verstärkungsregelsignal in seiner Verstärkung geregelt ist, und einen Temperaturkompensationskreis zur Temperaturkompensation in Bezug auf die Verstärkungscharakteristik des Verstärkers (102) mit variabler Verstärkung umfasst, wobei der Temperaturkompensationskreis eine Signalquelle (101) zur Ausgabe eines ersten, einer Temperaturänderung der Umgebungstemperatur entsprechenden Signals (Ic) mit vorgegebener Temperatur; und einen Multiplizierer (104) zur Multiplikation des externen Verstärkungsregelsignals (Vc) mit dem ersten Signal (Ic) sowie zur Ausgabe eines zweiten zur Temperaturänderung proportionalen Signals (Ic(T)) und des ersten Signals auf den Verstärker mit variabler Verstärkung zwecks Temperaturkompensation im Hinblick auf den Verstärker mit variabler Verstärkung umfasst.
Radiokommunikationsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Temperaturkompensationskreis weiterhin einen Differenzverstärker (105b) zur Umsetzung des externen Verstärkungsregelsignals (Vc) in ein drittes Signal (I_CNTO) ohne Temperaturabhängigkeit sowie einen Addierer (106) zur Addition des zweiten Signals (_ICNT1(T)) und des dritten Signals (I_CNTO) zur Einspeisung eines vierten Signals (Ic(T)) in den Verstärker (102) mit variabler Verstärkung umfasst.
Radiokommunikationsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Temperaturkompensationskreis weiterhin einen zwischen die Signalquelle (101) und den Multiplizierer (104) geschalteten Stromspiegel enthält, der seinerseits MOS-Transistoren (M_N33, M_N34) und eine Konstantstromquelle (P·Io) ohne Temperaturabhängigkeit umfasst.
Radiokommunikationsanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Temperaturkompensationskreis weiterhin Mittel (105, 105b) zur Verstärkung des externen Verstärkungsregelsignals und dessen Umsetzung in einen in den Multiplizierer einzuspeisenden Verstärkungsregelstroms als zweites Signal enthält.
Radiokommunikationsanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Temperaturkompensationsschaltung weiterhin eine Starterschaltung zur Ansteuerung der Signalquelle enthält.
Radiokommunikationsanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalquelle (101a) einen ersten MOS-Transistor (M_N30) mit einer geerdeten Source, einen zweiten MOS-Transistor (M_N31), dessen Gate und Drain mit dem Gate des ersten MOS-Transistors verbunden sind, und einen Widerstand (RT) umfasst, über den die Source des zweiten MOS-Transistors (M_N31) geerdet ist, wobei über die Drain-Anschlüsse des ersten und zweiten MOS-Transistors identische Ströme fließen und der erste und zweite MOS-Transistor in einem schwachen Inversionsbereich betrieben wird.
Radiokommunikationsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalquelle (101a) einen dritten MOS-Transistor (M_N32), der mit dem Gate und der Drain des zweiten MOS-Transistors verbunden ist, und eine mit dem Gate des dritten MOS-Transistors verbundene Starterschaltung (200) zur Ansteuerung der Signalquelle enthält.
Radiokommunikationsanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 7, in welcher der Multiplizierer (104) eine temperaturunabhängige Konstantstromquelle (501) enthält, der das Verhältnis zwischen einem Ausgangssignal (Io) der Konstantstromquelle und des externen Verstärkungsregelsignals und das Verhältnis zwischen dem ersten Signal und dem zweiten Signal entzerrt.
Radiokommunikationsanordnung nach Anspruch 8, in welcher die Konstantstromquelle (501) eine erste Stromquelle (401), welche einen zur Thermospannung (Vt) proportionalen Ausgangsstrom liefert, eine zweite Stromquelle (402), welche einen zu einem Schwellwert des MOS-Transistors proportionalen Strom liefert, sowie einen Addierer (403) enthält, welcher den Strom der ersten Stromquelle und den Strom der zweiten Stromquelle zur Erzeugung eines temperaturunabhängigen Stroms addiert.
Radiokommunikationsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Stromquelle (401) einen ersten MOS-Transistor (M_N30), dessen Source geerdet ist, einen zweiten MOS-Transistor (M_N31), dessen Gate und Drain mit dem Gate des ersten MOS-Transistors verbunden sind, und einen Widerstand (RT) enthält, über den die Source des zweiten MOS-Transistors (N₃₁) geerdet ist, wobei über die Drain-Anschlüsse des ersten und zweiten MOS-Transistors identische Ströme fließen und der erste und zweite MOS-Transistor in einem schwachen Inversionsbereich betrieben werden.
Radiokommunikationsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Stromquelle (402) einen dritten MOS-Transistor (M_N40), dessen Source geerdet ist, einen Widerstand (R_TH), über den das Gate des dritten MOS-Transistors geerdet ist, und einen vierten MOS-Transistor, dessen Gate mit der Drain des dritten MOS-Transistors verbunden und dessen Source über den Widerstand (R_TH) geerdet ist, umfasst.
Radiokommunikationsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der dritte MOS-Transistor (M_N40) in einem schwachen Inversionsbereich betrieben wird.
Radiokommunikationsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Multiplizierer (104) eine erste, einen temperaturunabhängigen Strom liefernde Stromquelle (501), eine zweite, einen temperaturabhängigen Strom Io (1 + ΔT/To) liefernde Stromquelle (502), eine dritte, einen Verstärkungsregelstrom Ic vor der Temperaturkompensation liefernde Stromquelle (503) sowie Differenz-MOS-Transistorpaare (M_P50, M_P51 und M_P52, M_P53) umfasst, welche an die erste bzw. zweite Stromquelle angeschlossen sind und einen durch Ic(1 + ΔT/To) repräsentierten Ausgangsstrom als zweites Signal liefern.
Radiokommunikationsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenz-MOS-Transistorpaare (M_P50, M_P51 und M_P52 M_P53) im schwachen Inversionsbereich betrieben werden.