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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil mit einem
Eingang zur Aufnahme einer Eingangssignalspannung und einem Ausgang zur
Abgabe einer geregelten Ausgangssignalspannung.
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Schaltnetzteile
eignen sich im Hinblick auf Charakteristiken, wie z.B. eine hohe
Leistungsfähigkeit,
ein relativ geringes Gewicht, relativ kleine Abmessungen sowie einen
relativ geringen Leistungsverbrauch, insbesondere zum Einsatz als
Leistungsregler. Ein wesentlicher Nachteil, welcher die Verwendung
eines Schaltnetzteils einschränken
kann, ist jedoch dessen Rauschleistung und, im Besonderen, die harmonische
Verzerrung der Netzspannung.
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EP 516 377 offenbart einen
Aufwärtswandler mit
einem Eingang, einer Reihenschaltung von einem Induktor und einem
Schalter parallel zu dem Eingang sowie einem Ausgang parallel zu
einer Reihenschaltung von zwei Kondensatoren. Zwischen dem Abgriff
der Reihenkondensatoren und dem Schalter ist eine Diode geschaltet.
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US 5 999 419 offenbart eine
Schaltung ähnlich
der in
EP 516 377 dargestellten,
mit der Ausnahme, dass die Ausgangsspannung einem der Reihenkondensatoren
entnommen wird. Auch in diesem Fall ist zwischen. dem Abgriff der
Reihenkondensatoren und dem Schalter eine Diode vorgesehen.
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US-A-5
353 213 offenbart einen Sperrwandler, welcher vorgesehen ist, um
eine zusätzliche Spannung
zu erzeugen, die dazu dient, einen Kondensator zu laden, welcher
die Aufgabe hat, die erforderliche Energie für den Wandler in den Bereichen der
Nulldurchgänge
der Eingangsnetzsignalspannung abzugeben.
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Der
Erfindung liegt als Aufgabe zugrunde, ein Schaltnetzteil vorzusehen,
welches gegenüber solchen
bekannten Stromversorgungsnetzen Vorteile und, im Besonderen, eine
verbesserte Leistung bei harmonischer Verzerrung der Netzspannung
aufweist.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist ein Schaltnetzteil vorgesehen, welches einen Eingang zur
Aufnahme einer Eingangssignalspannung, einen Ausgang zur Abgabe
einer geregelten Ausgangssignalspannung, einen Kondensator, welcher
mit dem Ausgang in Reihe geschaltet ist, einen Aufwärtswandler,
um die Eingangsspannung aufzuneh men und einer Reihenschaltung von
dem Ausgang und dem Kondensator eine verstärkte Ausgangsspannung zuzuführen, aufweist,
dadurch gekennzeichnet, dass dieses weiterhin einen Sperrwandler
mit einem, mit dem Kondensator verbundenen Sperreingang und einem,
mit dem Ausgang verbundenen Sperrausgang aufweist.
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Die
vorteilhafte Verknüpfung
der Verstärkungs-
und Sperrfunktionen innerhalb eines solchen Wandlers dient zur Verbesserung
der Rauschleistung des Wandlers und kann insbesondere zu einer Reduzierung
der Netzoberschwingung führen.
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Der
Vorteil des Merkmals von Anspruch 2 besteht darin, dass Strombahnen
innerhalb des Wandlers getrennt sind, um einen unerwünschten
Rückstrom
durch den Sperrinduktor zu verhindern.
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Der
Vorteil des Merkmals von Anspruch 3 besteht darin, dass eine vereinfachte
Anordnung vorgesehen ist, wobei das Netzteil zwischen einem Verstärkungs-
und einem Sperrmodus umschalten kann.
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Der
Vorteil der Merkmale von Anspruch 4 und Anspruch 5 besteht darin,
dass Mittel vorgesehen sind, um die Umschaltung zwischen dem Verstärkungs-
und dem Sperrmodus leicht zu steuern.
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Der
Vorteil der Merkmale von Anspruch 6 und Anspruch 7 besteht darin,
dass der Umschaltungspunkt zwischen den beiden Betriebsarten gesteuert
wird.
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 – eine theoretische
Schaltungsanordnung gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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2 – eine praktische
Ausführung
des in 1 dargestellten Ausführungsbeispiels;
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3 – eine Schaltungsanordnung
gemäß einem
Ausführungsbeispiel,
welches eine Variation des Ausführungsbeispiels
von 2 darstellt;
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4 – eine Schaltungsanordnung
eines Ausführungsbeispiels,
welches eine Variation des in 3 dargestellten
Ausführungsbeispiels
zeigt;
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5 – eine Schaltungsanordnung
eines Ausführungsbeispiels,
welches eine Abänderung
des Ausführungsbeispiels
von 4 darstellt;
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6 – eine Schaltungsanordnung
eines Ausführungsbeispiels,
welches eine Abänderung
des Ausführungsbeispiels
von 5 darstellt;
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7 – eine Schaltungsanordnung
eines Ausführungsbeispiels,
welches eine Abänderung
des Ausführungsbeispiels
von 6 darstellt;
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8 – eine alternative
Kondensatoranordnung, um den aus den oben erwähnten Ausführungsbeispielen ersichtlichen
Pufferkondensator zu ersetzen; sowie
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9 – eine weitere
Variation der vorliegenden Erfindung ähnlich dem Ausführungsbeispiel
von 2, jedoch unter Verwendung der Kondensatoranordnung
von 8.
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Wenden
wir uns zuerst 1 zu, welche eine theoretische
Schaltungstopologie zeigt, die von einem kombinierten Aufwärts-/Abwärtsleistungswandler,
bei welchem die Kondensatoren desselben neu geschaltet sind, abgeleitet
werden kann.
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In
Folge der neu geschalteten Kondensatoren wurde die Aufwärts-/Abwärtswandlertopologie
in die Aufwärts-/Sperrwandlertopologie
geändert.
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In
diesem theoretischen Beispiel ist die Diode des Sperrwandlers mit
der Diode des Aufwärtswandlers
verbunden.
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Die
Anordnung weist einen Boost-Induktor L1, ein kombiniertes Diodenelement
D1/2, einen Boost-Kondensator C1, einen Ausgangskondensator C2,
einen Sperrinduktor L2 sowie ein Schaltelement S1/2 auf. Der Boost-Ausgangskondensator
wird dann durch die Kombination aus den zwei Reihenkondensatoren
C1 und C2 gebildet.
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Dem
Eingang wird eine gleichgerichtete Netzeingangsspannung RMI zugeführt. Dem
Ausgang wird eine stabilisierte bzw. Ausgangsspannung zugeführt.
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An
dem Boost-Kondensator C1 liegt eine signifikante Welligkeitsspannung
mit einer Frequenz an, welche doppelt so hoch wie die Eingangsnetzfrequenz
ist. An dem Ausgangskondensator C2 liegt im Wesentlichen keine Welligkeitsspannung
an, obgleich dieses von dem Steuerungsverhalten der Steuerlogik
abhängig
ist.
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Solange
die Induktorströme
das Vorzeichen nicht wechseln, arbeitet der Wandler wie erwartet. Bei
praktischen Anwendungen kann dieses jedoch nicht für alle Betriebszustände garantiert
werden, und somit würde
diese Schaltung im Allgemeinen keine Verwendung finden.
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Die
in 1 dargestellte Schaltung kann effektiv arbeiten,
solange der Strom in dem Induktor L2 nicht gleich Null ist. In dem
Moment, in dem der Strom auf Null abfällt und der Schalter S1/2 nicht
eingeschaltet ist, fließt
ein Rückstrom
durch den Induktor L2. Der Wandler würde dann in einem unerwünschten
Modus arbeiten, so dass eine solche Situation verhindert werden
muss.
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Auf
Grund der Topologie von 1 können die beiden Strombahnen
durch die Verwendung zusätzlicher
Dioden D2 und D3 getrennt werden, was dazu beiträgt, das oben beschriebene Problem
zu überwinden.
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Diese
verbesserte Anordnung ist in 2 dargestellt.
Die zusätzlichen
Dioden D2, D3 dienen dazu, zu verhindern, dass die zuvor erwähnten, zwei Strombahnen
einander beeinflussen.
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Das
Aufwärts-
und das Sperrwandlerelement werden beide durch den gleichen Schalter
S1/2 gesteuert, da der Kondensator C1 mit dem Kondensator C2 in
Reihe geschaltet ist. Bei kontinuierlichen Induktorströmen können die
folgenden Gleichungen abgeleitet werden:
Bei einer DC-Eingangsspannung
ist die Übersetzungsformel
des Aufwärtswandlers: (Vc1 + Vc2)/Vi
= 1/(1 – δ)
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Bei
einer DC-Eingangsspannung ist die Übersetzungsformel des Sperrwandlers: Vc2/Vc1 = δ/(1 – δ)
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Bei
einer DC-Eingangsspannung ist die Übersetzungsformel des kombinierten
Wandlers dann: Vo/Vi = δ/(1 – δ)(V0 =
Vc2)
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Als
weitere Alternative können
die beiden Induktoren des kombinierten Wandlers von 2 neu geschaltet
und kombiniert werden. Dieses resultiert in einer anderen Wandlertopologie,
welche ein anderes Verhalten aufweist. Diese weitere Alternative
ist in 3 dargestellt, wobei die Strombahnen geändert sind,
was in einer Boost-/Sperrtopologie
mit einem Induktor resultiert. Dem Kondensator C2 wird parallel
eine stabilisierte Ausgangsspannung zugeführt.
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In
Abhängigkeit
der Spannung an dem Kondensator C1 und der gleichgerichteten Eingangsnetzspannung
schaltet der Wandler zwischen einem Boost-Modus und einem Sperrmodus
um.
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Solange
die gleichgerichtete Eingangsnetzspannung höher als die Spannung an dem
Kondensator C1 ist, wirkt der Wandler als Aufwärtswandler, wobei die Energie
von dem Netz zu den in Reihe geschalteten Kondensatoren C1 und C2 übertragen wird.
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In
dem Moment, in dem die Netzspannung unter die Spannung an dem Kondensator
C1 fällt, ändert der
Wandler seine Betriebsart und geht von dem Boost-Modus in den Sperrmodus über. In
diesem Modus wird die in dem Kondensator C1 gespeicherte Energie
zu dem Ausgangskondensator C2 übertragen.
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Es
sei erwähnt,
dass das Netzstromsignal auf Grund der Tatsache, dass in dem Zeitraum,
in dem sich der Wandler in dem Sperrmodus befindet, keine Energie
von dem Netz zu dem Wandler übertragen
wird, im Allgemeinen nicht sinusförmig sein kann. Darüber hinaus
sei erwähnt,
dass in dem Zeitraum; in sich der Wandler in dem Boost-Modus befindet, lediglich
ein Parameter gesteuert werden kann. Im Hinblick auf Netzoberschwingungen
wird jedoch ein signifikanter Fortschritt erreicht. Wenn die Ausgangsspannung
stabilisiert ist, ist der Eingangsstrom nicht sinusförmig; und
wenn der Eingangsstrom gesteuert wird, weist die Ausgangsspannung
eine signifikante Ausgangsspannungswelligkeit auf. Es sei erwähnt, dass
der Netzstrom mehrere Millisekunden um die Nulldurchgänge der
Netzspannung völlig gleich
Null ist.
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Um
die Übersetzungsformel
des in 3 dargestellten Wandlers abzuleiten, wird davon
ausgegangen, dass der Ausgangsstrom während mindestens einer Netzperiode
konstant ist.
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Bei
kontinuierlichen Induktorströmen
können die
folgenden Gleichungen dort abgeleitet werden, wo δ2 den
Zeitraum darstellt, in dem die Netzspannung niedriger als die Spannung
an dem Kondensator C1 ist und Kondensator C1 während des Zeitraums δ2 die
Energie für
den Wandler abgibt.
Energiebilanzkondensator C1: δ2 =
Vc1/(Vc1 + Vc2)
Umschaltspannung: δ2 =
2/π arcsin
(Vc1/(VI(peak))
Verbinden
der beiden Formeln: Vc1/(Vc1 + Vc2) = 2/π arcsin (Vc1/VI(peak))
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Der
Induktor des Aufwärts-/Sperrwandlers von 3 kann
durch Anordnen eines Abzweiginduktors L1a–L1b geteilt werden, um ein
weiteres Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung vorzusehen. Dieses resultiert in einer
Wandlertopologie, wie in 4 dargestellt, die ein Verhalten
aufweist, welches zu dem Verhalten des in 3 dargestellten Wandlers äquivalent
ist. Die Strombahnen sind jedoch geändert, wodurch sich ein geänderter
Umschaltpunkt von dem Boost- in den Sperrmodus ergibt. Die stabilisierte
Ausgangsspannung wird dem Kondensator C2 erneut parallel zugeführt.
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Die
Stelle, an welcher der Wandler zwischen dem Boost- und dem Sperrmodus
umschaltet, wird durch die Abgriffposition des Abzweiginduktors L1a–L1b und
die Spannung an den Kondensatoren C1 und C2 ermittelt und kann durch
diese ausgewählt werden.
Solange die Eingangsnetzspannung höher als die Spannung an dem
Kondensator C1, multipliziert mit L1b/(L1a + L1b), ist, wirkt der
Wandler als Aufwärtswandler,
wobei die Energie von dem Netz zu den beiden in Reihe geschalteten
Kondensatoren C1 und C2 übertragen
wird.
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Zu
dem Zeitpunkt, zu dem die Netzspannung unter die Spannung an dem
Kondensator, multipliziert mit L1b/(L1a + L1b), abfällt, ändert der
Wandler seinen Betrieb und geht von dem Boost- in den Sperrmodus über, wobei
die in Kondensator C1 gespeicherte Energie zu dem Ausgangskondensator C2 übertragen
wird.
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Wie
zuvor, kann der Netzstrom auf Grund der Tatsache, dass, während sich
der Wandler in dem Sperrmodus befindet, keine Energie von dem Netz
zu dem Wandler übertragen
wird, im Allgemeinen nicht sinusförmig sein. Der in 4 dargestellte
Aufwärts-/Sperrwandler
mit Abgriff weist im Hinblick auf den Zeitraum, in dem sich der
Wandler in dem Boost- und Sperrmodus befindet, und die Spannung
an dem Kondensator C1 ein anderes Verhalten auf. Wie bei dem zuvor
beschriebenen Wandler sei erwähnt,
dass in der Zeit, in der sich der Wandler in dem Boost-Modus befindet,
lediglich ein Parameter gesteuert werden kann. Wenn die Ausgangsspannung
stabilisiert ist, ist der Eingangsstrom nicht sinusförmig; und wenn
der Eingangsstrom geregelt ist, weist die Ausgangsspannung eine
signifikante Ausgangsspannungswelligkeit auf. Wie zuvor erwähnt, ist
der Netzstrom mehrere Millisekunden um die Nulldurchgänge der
Netzspannung vollständig
gleich Null.
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Ein
Verlegen des Netzeingangs in die Anzapfungsposition und Verbinden
der Kathode von D2 mit der sich ganz links befindlichen Position
von L1a von 4 resultiert in einer weiteren
Variante des Wandlers, welche die vorliegende Erfindung verkörpert. Hierdurch
ergibt sich eine Wandlertopologie mit einem Verhalten, welches zu
dem Verhalten des in Bezug auf 4 beschriebenen
Wandlers äquivalent ist.
Dieses ist in 5 dargestellt, wobei die Strombahnen
geändert
sind, was in einem geänderten
Umschaltpunkt von dem Boost- in den Sperrmodus resultiert. Die stabilisierte
Ausgangsspannung wird dem Kondensator C2 parallel zugeführt.
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Je
nach der Anzapfungsposition des Abzweiginduktors und der Spannung
an den Kondensatoren C1 und C2 schaltet der Wandler zwischen dem Boost-Modus
und dem Sperrmodus um.
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Solange
die Eingangsnetzspannung höher als
die Spannung an dem Kondensator C1, mal (L1a + L1b)/L1b, ist, wirkt
der Wandler als Aufwärtswandler,
wobei die Energie von dem Netz zu den in Reihe geschalteten Kondensatoren
C1 und C2 übertragen wird.
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In
dem Moment, in dem die Netzspannung unter die Spannung an dem Kondensator
C1, multipliziert mit (L1a + L1b)/L1b, fällt, ändert der Wandler seine Betriebsart
und geht von dem Boost- in den Sperrmodus über, wobei die in Kondensator
C1 gespeicherte Energie zu dem Ausgangskondensator C2 übertragen
wird.
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Wie
oben kann der Netzstrom auf Grund der Tatsache, dass in dem Zeitraum,
in dem sich der Wandler in dem Sperrmodus befindet, keine Energie von
dem Netz zu dem Wandler übertragen
wird, im Allgemeinen nicht sinusförmig sein. Der in 5 dargestellte
Aufwärts-/Sperrwandler
mit Abgriff weist im Hinblick auf den Zeitraum, in dem sich der
Wandler in dem Boost- und Sperrmodus befindet, und die Spannung
an dem Kondensator C1 ein anderes Verhalten auf.
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Auch
hier sei erwähnt,
dass in dem Zeitraum, in dem sich der Wandler in dem Boost-Modus
befindet, lediglich ein Parameter gesteuert werden kann. Wenn die
Ausgangsspannung stabilisiert ist, ist der Eingangsstrom nicht sinusförmig; und
wenn der Eingangsstrom geregelt ist, weist die Ausgangsspannung
eine signifikante Ausgangsspannungswelligkeit auf. Auch in diesem
Fall ist der Netzstrom mehrere Millisekunden um die Nulldurchgänge der
Netzspannung vollständig
gleich Null.
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Basierend
auf der Topologie von 4 kann ein zusätzlicher
Boost-Induktor vorgesehen werden. Dieses ergibt eine in 6 dargestellte
Wandlertopologie mit einem zusätzlichen
Induktor L2, die ein Verhalten aufweist, welche zu dem Verhalten
des Wandlers von 4 äquivalent ist. Während die
Strombahnen annähernd
gleich sind, wird jedoch der Umschaltpunkt von dem Boost-Modus in
den Sperrmodus auf Grund des zusätzlichen
Boost-Induktors L2 geändert.
Wie zuvor, wird die stabilisierte Ausgangsspannung dem Kondensator
C2 parallel zugeführt.
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Je
nach den Werten der Induktoren L1 und L2 und der Spannung an den
Kondensatoren C1 und C2 schaltet der Wandler zwischen drei Betriebsarten um:
Ist
die Eingangsnetzspannung höher
als die Spannung an dem Kondensator C1, multipliziert mit (L1 + L2)/L2,
wirkt der Wandler als Aufwärtswandler,
wobei die Energie von dem Netz zu den beiden in Reihe geschalteten
Kondensatoren C1 und C2 übertragen wird.
Der Boost-Induktor ist durch die Reihenschaltung von L1 und L2 dargestellt.
Die Energie von dem Netz wird zu den Kondensatoren C1 und C2 übertragen.
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In
dem Moment, in dem die Netzspannung zwischen der Spannung an dem
Kondensator, multipliziert mit (L1 + L2)/L2, und der Kondensatorspannung
selbst liegt, ändert
der Wandler seine Betriebsart, um zum Teil eine Verstärkung und
zum Teil einen Rücklauf
vorzunehmen. Ein Teil der Energie von dem Netz wird zu den Kondensatoren
C1 und C2 und ein Teil der in Kondensator C1 gespeicherten Energie
zu dem Ausgangskondensator C2 übertragen.
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In
dem Augenblick, in dem die Netzspannung unter die Spannung an dem
Kondensator C1 abfällt, ändert der
Wandler seine Betriebsart und geht in einen kompletten Sperrmodus über, wobei
die in Kondensator C1 gespeicherte Energie zu dem Ausgangskondensator
C2 übertragen
wird.
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Abweichend
von der Topologie von 6 kann an Stelle des zusätzlichen
Boost-Induktors ein zusätzlicher
Sperrinduktor, wie in 7 dargestellt, eingesetzt werden.
Dieses resultiert in einer Wandlertopologie mit einem Verhalten,
welches zu dem Verhalten des unter Bezugnahme auf 6 beschriebenen
Wandlers äquivalent
ist. Wie zuvor, wird, während
die Strombahnen annähernd
gleich sind, der Umschaltpunkt von dem Boost-Modus in den Sperrmodus auf Grund der
Funktion des zusätzlichen
Induktors geändert.
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Je
nach den Werten der Induktoren L1 und L2 und der Spannung an den
Kondensatoren C1 und C2 schaltet der Wandler zwischen drei Moden
um:
Ist die Eingangsnetzspannung höher als die Spannung an dem
Kondensator C1, wirkt der Wandler als Aufwärtswandler, wobei die Energie
von dem Netz zu den beiden in Reihe geschalteten Kondensatoren C1 und
C2 übertragen
wird. Der Boost-Induktor ist durch L1 dargestellt. Die Energie von
dem Netz wird zu den Kondensatoren C1 und C2 übertragen.
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In
dem Moment, in dem die Netzspannung zwischen der Spannung an dem
Kondensator C1 und der Kondensatorspannung, multipliziert mit L1/(L1
+ L2), liegt, ändert
der Wandler seine Betriebsart, um zum Teil eine Verstärkung und
zum Teil einen Rücklauf
vorzunehmen. Ein Teil der Energie von dem Netz wird zu den Kondensatoren
C1 und C2 und ein Teil der in Kondensator C1 gespeicherten Energie
zu dem Ausgangskondensator C2 übertragen.
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In
dem Augenblick, in dem die Netzspannung unter die Spannung an dem
Kondensator C1, multipliziert mit L1/(L1 + L2), fällt, ändert der
Wandler seine Betriebsart und geht in einen vollständigen Sperrmodus über, wobei
die in Kondensator C1 gespeicherte Energie zu dem Ausgangskondensator C2 übertragen
wird.
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Bei
den zuvor erwähnten
Schaltungsanordnungen ist der Pufferkondensator C1 in Reihe mit dem
Ausgangskondensator C2 des Wandlers angeordnet.
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8 zeigt
eine äquivalente
Schaltungsanordnung mit einem geteilten Puffer, welcher, sofern erforderlich,
an Stelle des Pufferkondensators C1 der 1 bis 7 eingesetzt
werden kann.
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Ein
einzelner Kondensator, welcher verwendet wird, um die gleichgerichtete
Netzspannung während
der Nulldurchgänge
zu puffern, hat den Nachteil, dass er, jedes Mal, wenn die Netzspannung
ihren Maximalwert erreicht, sehr große Ladeströme aufweist. Der Kondensator
speist die Last, welche mit diesem Kondensator parallel verbunden
ist, nahezu während
der ganzen Zeit. Infolgedessen muss der Kondensator während der
Zeit, in welcher sich die Netzspannung auf einem hohen Niveau befindet, jede
Halbperiode bis zu der maximalen Netzspannung neu geladen werden.
Hierdurch werden extrem hohe Spitzenladeströme hervorgerufen.
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Die
alternative Schaltung wird vorgesehen, um die Spitzenladeströme, welche
während
des Ladens auftreten, zu reduzieren.
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In
Verbindung mit der vorgeschlagenen Schaltung weist diese Kondensatoranordnung
ebenfalls einige weitere Vorteile auf.
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Der
Vorteil einer solchen Kondensatoranordnung von 8 besteht
darin, dass die Kondensatoren durch Diode D7 in Reihe geladen und
durch die Dioden D5 und D6 parallel entladen werden. Die Last, welche
mit der Kathode von Diode D6 und der Anode von Diode D5 parallel
verbunden ist, wird direkt durch die gleichgerichtete Eingangsnetzspannung
gespeist, solange die Netzspannung über der Hälfte ihres Maximalwerts liegt.
Dieses trifft auf etwa zwei Drittel der Zeit zu, vorausgesetzt,
dass die Netzspannung sinusförmig
ist. Um die Nulldurchgänge speisen
die beiden parallel geschalteten Kondensatoren den Sperrwandler.
Der Wert der Kondensatoren kann, auf Grund der Tatsache, dass der
Sperrwandler lediglich während
etwa ein Drittel der Zeit durch die Kondensatoren gespeist wird,
recht gering sein.
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Der
Nachteil einer solchen Schaltung ist, dass die DC-Eingangsspannung
für den
Sperrwandler von weniger als 50% bis 100% schwankt, so dass der
Sperrwandler in der Lage sein muss, solche Spannungen zu verarbeiten.
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Der
Einsatz dieser alternativen Pufferkondensatoranordnung hat den Vorteil,
dass der kombinierte Wandler der vorliegenden Erfindung für einen längeren Zeitraum
dann unmittelbar durch das Netz gespeist wird.
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Wenden
wir uns nun 9 zu, welche, als nur ein dargestelltes
Beispiel, 2 entspricht, wobei jedoch der
Pufferkondensator durch die Anordnung von 8 ersetzt
wird.
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Der
Aufwärts-
und der Sperrwandler werden durch den gleichen Schalter S1/2 gesteuert.
Während
des Ladens (das Netz gibt an den Wandler Energie ab) sind die Kondensatoren
C1a, C1b und C2 in Reihe geschaltet, wohingegen während des
Entladens der Kondensatoren C1a und C1b diese effektiv parallel
geschaltet sind.
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Bei
kontinuierlichen Induktorströmen
können die
folgenden Gleichungen abgeleitet werden:
Bei DC-Eingangsspannungen
ist die Übersetzungsformel
des Aufwärtswandlers: (Vc1a + Vc1b +
Vc2)/Vi = 1/(1 – δ)
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Bei
DC-Eingangsspannungen ist die Übersetzungsformel
der Sperrwandlers: Vc2/Vc1a = δ/(1 – δ)
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Bei
DC-Eingangsspannungen ist die Übersetzungsformel
des gesamten Wandlers: Vo/Vi = δ/((1 – δ)(2 – δ))
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Die
Kondensatoranordnung von 8 kann in eines der anfänglich beschriebenen
Ausführungsbeispiele
integriert werden.
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Wie
ersichtlich, beschreibt die vorliegende Anmeldung verschiedene kombinierte
Boost-/Rücklauf-Schaltungstopographien,
welche auf vorteilhafte Weise so vorgesehen sind, dass sie in dem Boost-Modus
arbeiten, wenn die Eingangsspannung über einem vorgegebenen Wert
liegt, und in dem Sperrmodus arbeiten, wenn die Eingangsspannung unter
dem vorgegebenen Wert liegt.
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Ein
prinzipieller Vorteil der vorliegenden Erfindung ergibt sich, wenn
sich der kombinierte Regler in einem stationären Betriebszustand befindet
und so abwechselnd in dem Boost- und dem Sperrmodus arbeitet.
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Als
Beispiel arbeitet der kombinierte Regler bei Verwendung in Verbindung
mit einer 50Hz-Netzausgangsstromversorgung als Sperrwandler in den Bereichen
der Nulldurchgänge
der Netzspannung und als Aufwärtswandler
in den oberen Bereichen der Netzversorgungsspannung. In dem Übergang zwischen
diesen beiden Bereichen arbeitet der Wandler zum Teil in dem Boost-Modus
und zum Teil in dem Sperrmodus und arbeitet so, dass die Spannung
an der Boost-Kondensatoranordnung der momentanen Netzspannung entspricht.
Selbstverständlich
ist der kombinierte Wandler in der Lage, auf Grund der angewandten,
zweiseitigen Netzspannungsgleichrichtung in jedem der beschriebenen zwei
möglichen
Betriebsmoden 100 Mal pro Sekunde zu arbeiten. Besonders im Hinblick
auf die Boost-Funktion des kombinierten Wandlers gemäß der vorliegenden
Erfindung wird eine vorteilhafte Reduzierung der Netzoberschwingung
mit insbesondere einer auf vorteilhafte Weise begrenzten Anzahl Komponenten
erreicht.
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Die
Vorteile eines, die vorliegende Erfindung verkörpernden Reglers machen diesen
zur Verwendung im Zusammenhang mit Fernsehschirmen und Monitoren
im Allgemeinen besonders attraktiv.
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Es
sei erwähnt,
dass das in 3 dargestellte Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung unter Verwendung eines einzelnen Induktors
im Hinblick auf die Netzoberschwingungsreduzierung besonders vorteilhaft
ist. Durch diese spezielle Topologie kann auf vorteilhafte Weise
eine gute, geregelte Ausgangsspannung mit einer niedrigen Welligkeitsspannung,
ein großer,
möglicher
Eingangsspannungsbereich in der Größenordnung von 100 bis 240 Volt
und selbstverständlich,
wie oben erwähnt,
eine verbesserte Leistung im Hinblick auf eine Reduzierung der Oberschwingung
vorgesehen werden.