DE60119223T2

DE60119223T2 - Vorrichtung zum Empfang von RF Signalen in einem Mobiltelefon

Info

Publication number: DE60119223T2
Application number: DE2001619223
Authority: DE
Inventors: Fabien Bonjour
Original assignee: Sagem Communications SAS
Current assignee: Vallaroche SAS
Priority date: 2000-06-29
Filing date: 2001-06-28
Publication date: 2007-03-01
Anticipated expiration: 2021-06-29
Also published as: DE60119223D1; EP1168636A1; FR2811189A1; EP1168636B1; FR2811189B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Empfangsvorrichtung für ein Funkfrequenzsignal in einem Mobiltelefon. Sie findet insbesondere Anwendung im Mobiltelefonwesen, insbesondere in einem Mobiltelefon. Auf diese Weise wird eine Empfangsvorrichtung des Mobiltelefons mit einer verringerten Anzahl von Elementen erhalten. Ein Ziel der Erfindung ist die Herstellung einer Empfangsvorrichtung, die es ermöglicht, eine Architektur einer Empfangsvorrichtung zu vereinfachen und gleichzeitig ein Signal-Geräusch-Verhältnis zu verbessern. Ferner werden so die Herstellungskosten des Mobiltelefons gesenkt.
Derzeit umfasst eine Empfangsvorrichtung, insbesondere ein Mobiltelefon, einen stromaufwärtigen Bandfilter, einen stromabwärtigen Bandfilter sowie einen geräuscharmen Verstärker und eine Sende- und Empfangsantenne. Ein Eingang des geräuscharmen Verstärkers ist mit einem Ausgang des stromaufwärtigen Bandfilters verbunden. Ein Ausgang des geräuscharmen Verstärkers ist mit einem Eingang des stromabwärtigen Bandfilters verbunden. Ein Eingang des stromaufwärtigen Bandfilters ist seinerseits mit der Antenne des Mobiltelefons verbunden. Ein Ausgang des stromabwärtigen Bandfilters ist im Allgemeinen mit einem ersten Eingang eines Mischers verbunden. Dieser Mischer ist im Allgemeinen das erste Element einer Demodulationsvorrichtung. Der Mischer kann mit Bildunterdrückung sein. Ein Signal mit einer Bildfrequenz ist ein Störsignal, das am Ausgang des Mischers vorhanden ist und dessen Frequenzwert gleich dem Frequenzwert des Signals am Ausgang des stromabwärtigen Bandfilters minus einen Frequenzwert eines Oszillators, der mit einem zweiten Eingang des Mischers verbunden ist. In diesem Fall ist der stromabwärtige Bandfilter unnötig.
Im Allgemeinen sind die beiden stromaufwärtigen und stromabwärtigen Bandfilter vorhanden. So wird eine gewünschte globale Selektivität für diese Empfangsvorrichtung auf den beiden stromaufwärtigen und stromabwärtigen Bandfiltern verteilt. Wenn der stromabwärtige Bandfilter nicht vorhanden ist, oder wenn er unnötig ist, muss der stromaufwärtige Bandfilter selektiver sein, damit die gewünschte globale Selektivität erzielt wird. Nun ist ein Filter umso teuerer, je selektiver er ist. Der geräuscharme Verstärker und der Mischer sind auf Grund ihrer Funktion nicht lineare Schaltungen, wobei der Verstärker allerdings eine lineare Funktionszone aufweist. So vermeiden die beiden stromaufwärtigen und stromabwärtigen Bandfilter Probleme der Sättigung dieser Schaltungen oder Mischungen von Störfrequenzen.
Diese Lösung weist Probleme auf. Die beiden stromaufwärtigen und stromabwärtigen Bandfilter leiten nämlich Verluste ein. Diese Verluste zeigen sich in einer Verringerung des Signal-Geräusch-Verhältnisses und somit in einer Erhöhung einer binären Fehlerquote. Ferner ist eine Empfangsvorrichtung, umfassend gewisse elektronische Elemente, durch einen Geräuschfaktor definiert. Der Geräuschfaktor kennzeichnet, die Fähigkeit des Empfängers, Signale mit geringer Leistung insbesondere von ungefähr –100 dBm zu empfangen. Mit dieser Strukturierung der Empfangsvorrichtung hängt der globale Geräuschfaktor der Empfangsvorrichtung hauptsächlich von einem Geräuschfaktor der stromaufwärtigen und stromabwärtigen Bandfilter und von einem Geräuschfaktor des geräuscharmen Verstärkers ab. Die beiden größten Werte des Geräuschfaktors sind jene des Bandfilters und des geräuscharmen Verstärkers. Der Geräuschfaktor des stromabwärtigen Bandfilters ist durch die hohe Verstärkung des geräuscharmen Verstärkers überlagert. So wird ein globaler Geräuschfaktor von ungefähr dem Produkt des Geräuschfaktors des stromaufwärtigen Bandfilters und des Geräuschfaktors des geräuscharmen Verstärkers erhalten.
In der Tat kommen zu diesem globalen Geräusch weitere Geräusche hinzu, die das Signal-Geräusch-Verhältnis weiter verringern. Auch wenn alle anderen Geräusche beseitigt oder kompensiert werden können, bleibt es somit immer ein Geräuschfaktor gleich dem vorhergehenden Produkt. Dies definiert eine Mindesterfassungsschwelle, die derzeit bei –106 dBm für Signale der Norm DCS oder PCS und ungefähr –109 dBm für Signale des GSM-Bandes beträgt.
Ferner ist die Herstellung eines selektiven Bandfilters teuer. Eine Empfangsvorrichtung umfasst zwei selektive Bandfilter. Nun sind mit einer solchen Architektur in einem Mehrbandmobiltelefon ebenso viele stromaufwärtige und stromabwärtige Bandfilter wie auszuwählende Bänder vorhanden. In manchen Fällen ist ein Eingang eines geräuscharmen Verstärkers mit Ausgängen von stromaufwärtigen Bandfiltern verbunden, deren Frequenzbänder nahe sind. Zwei Frequenzbänder sind nahe, wenn sie sich für die vorgenannten Normen mindestens ungefähr hundert Megahertz voneinander befinden. Dies ist beispielsweise der Fall bei einem Frequenzband in Verbindung mit der Norm DCS und einem Frequenzband in Verbindung mit der Norm PCS, deren Werte der Frequenzbandbreiten von 1805 bis 1880 MHz bzw. von 1930 bis 1990 MHz gehen. In diesem Fall kann auch der UMTS-Bereich um 2100 MHz vorgesehen werden. So sind zwei stromaufwärtige Bandfilter in Verbindung mit diesen Frequenzbändern mit einem selben geräuscharmen Verstärker verbunden. Ein stromaufwärtiger Bandfilter in Verbindung mit einem Frequenzband nach der GSM-Norm beispielsweise, dessen Frequenzwert zwischen 925 und 960 MHz beträgt, hat einen Ausgang, der mit einem weiteren geräuscharmen Verstärker verbunden ist. Die oben erwähnten Frequenzbänder erstrecken sich als Frequenzbänder, die für einen Empfang eines Signals durch ein Mobiltelefon bestimmt sind.
So umfasst eine solche Architektur drei stromaufwärtige Bandfilter, zwei geräuscharme Verstärker und drei stromabwärtige Bandfilter. So werden zwei für den Empfang bestimmte Wege erhalten, ein erster Weg, der für die Bearbeitung eines im GSM-Band entsandten Signals bestimmt ist, und ein zweiter Weg, der für die Bearbeitung eines im DCS-, PCS- oder UMTS-Band entsandten Signals bestimmt ist. Ferner ist ein zentraler Frequenzwert der stromaufwärtigen und stromabwärtigen Bandfilter feststehend. Um eine Auswahl eines der beiden Wege zu ermöglichen, wird eine Umschalteinrichtung oder Diplexer verwendet. Dieser Diplexer umfasst einen Eingang, der mit der Antenne verbunden ist, und zwei Ausgänge, die jeweils mit einem Empfangsweg verbunden sind. Wenn Signale in einem weiteren Frequenzband empfangen werden sollen, müssen ebenso viele stromaufwärtige und stromabwärtige Bandfilter wie auszuwählende neue Bänder und eventuell ein weiterer geräuscharmer Verstärker hinzugefügt werden, falls das Frequenzband nicht nahe zu einem der anderen Frequenzbänder ist. Im Falle von UMTS ist ferner ein Sende-Empfangs-Duplexer vorhanden.
Das Dokumente EP-A-0 951 147 beschreibt eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Regelung der Hochfrequenzverstärkerstufen eines Empfängers eines funkelektrischen Geräts.
Eine erste Ausführung versuchte, diese Probleme zu lösen, wobei eine Empfangsvorrichtung hergestellt wird, bei der eine Anzahl von Filtern verringert und eine niedrigere Mindesterfassungsschwelle und somit ein besserer globaler Geräuschfaktor erhalten wird. Dazu wird bei dieser Ausführung die Antenne des Mobiltelefons direkt mit einem Eingang eines einzigen geräuscharmen Verstärkers verbunden. Der geräuscharme Verstärker ist derart ausgeführt, dass Durchlassband dieses Verstärkers ausreicht, um unterschiedslos Signale im GSM- oder DCS- oder PCS-Band durchzulassen, beispielsweise im Falle eines Mobiltelefons, das dazu ausgeführt ist, Signale zu empfangen, die von diesen drei Frequenzbändern stammen. Dies bedeutete, dass ein Durchlassband eines solchen Verstärkers 925 bis 2200 MHz betragen muss.
Im Stand der Technik beträgt ein Kompressionspunkt von 1 dB eines geräuscharmen Verstärkers ungefähr –15 dBm. Der Kompressionspunkt von 1 dB ermöglicht es zu erfahren, welcher Leistungswert des Signals am Eingang des Verstärkers eine Linearitätsabweichung der Verstärkung dieses Verstärkers von 1 dB hervorruft. Dieser Punkt entspricht somit einem Beginn der Sättigung des geräuscharmen Verstärkers. Da nämlich ein stromaufwärtiger Bandfilter fehlt, wir die Amplitude der Signale am Eingang nicht mit gedämpft, um die Sättigung des geräuscharmen Verstärkers zu vermeiden. Bei der ersten Ausführung muss der Kompressionspunkt von 1 dB dieses geräuscharmen Verstärkers auf einen Wert von ungefähr 0 dBm oder größer gebracht werden.
Diese Erhöhung der Linearität des geräuscharmen Verstärkers zeigt sich ein einem höheren Stromverbrauch. Um dieses Problem zu lösen, schlägt die ersten Ausführung ferner ein Empfangsverfahren vor, bei dem ein Stromwert oder ein Wert einer Polarisationsspannung des geräuscharmen Verstärkers reguliert wird. Die Regulierung hängt von einer Messung der Fehlerquote ab und setzt somit eine Platz raubende Reguliervorrichtung ein.
Die vorliegende Erfindung soll das Problem des Verbrauchs lösen, wobei sie einen geräuscharmen Breitbandverstärker vorschlägt, der nach einer anderen Technologie als jene des geräuscharmen Verstärkers hergestellt ist, dessen Kompressionspunkt von 1 dB bei 0 dBm liegt. Eine eingesetzte Technologie ist die Silizium-Germanium-Technologie. Es ist eine Verringerung des von diesem Verstärker verbrauchten Stroms auf ungefähr 5 mA an Stelle von 40 mA mit dem Verstärker der ersten Ausführung zu beobachten.
Eine Besonderheit dieser Technologie besteht darin, einen besseren Widerstand gegen die Intermodulationsverzerrung zu bieten. Ferner ermöglicht es diese Technologie, einen Verstärker zu erhalten, dessen Übergangsfrequenz höher als bei einer Silizium-Technologie ist, und dessen Verbrauch zum Erreichen dieser Übergangsfrequenz geringer ist.
Ein weiterer Vorteil ergibt sich aus der Tatsache, dass der Kompressionspunkt von 1 dB dieses Verstärkers ungefähr –15 dBm beträgt. Die Signale, die eine stärkere Leistung aufweisen, wie beispielsweise von Störgeräten, werden natürlich vom Verstärker gedämpft, der somit für solche Signale gesättigt ist, wobei das Nutzsignal nicht verändert wird.
Die Erfindung betrifft somit eine Empfangsvorrichtung für ein Funkfrequenzsignal in einem Mobiltelefon, umfassend:

– eine Antenne,
– einen geräuscharmen Verstärker mit einem Eingang und einem Ausgang, und
– eine stromaufwärtige Bandfiltervorrichtung, dadurch gekennzeichnet, dass
– der Eingang des geräuscharmen Verstärker direkt mit der Antenne über eine Verbindung ohne Auswahlfilter verbunden ist,
– die stromabwärtige Bandfiltervorrichtung einen ersten stromabwärtigen Bandfilter, der auf eine Zentralfrequenz F₁ zentriert ist, und einen zweiten stromabwärtigen Bandfilter, der auf eine Zentralfrequenz F₂ zentriert ist, umfasst, dass
– die Frequenz F2 ungefähr das Doppelte der Frequenz F1 ausmacht,
– der Ausgang des Verstärkers mit dem Eingang des ersten stromabwärtigen Bandfilters und einem Eingang des zweiten stromabwärtigen Bandfilters verbunden ist, und dass
– der Verstärker in Silizium-Germanium-Technologie hergestellt ist.

Die Erfindung betrifft auch eine Empfangsvorrichtung für ein Funkfrequenzsignal in einem Mobiltelefon, umfassend:

– eine Antenne,
– einen geräuscharmen Verstärke mit einem Eingang und einem Ausgang, und
– eine stromabwärtige Bandfiltervorrichtung, dadurch gekennzeichnet, dass
– der Eingang des geräuscharmen Verstärkers direkt mit der Antenne über eine Verbindung ohne Auswahlfilter verbunden ist,
– die stromabwärtige Bandfiltervorrichtung einen ersten stromabwärtigen Bandfilter, der auf eine Zentralfrequenz F1 zentriert ist, und einen zweiten stromabwärtigen Bandfilter, der auf eine Zentralfrequenz F2 zentriert ist, umfasst, dass
– die Frequenz F2 ungefähr das Doppelte der Frequenz F1 ausmacht,
– der Augsang des Verstärkers mit einem Eingang des ersten stromabwärtigen Bandfilters und einem Eingang des zweiten stromabwärtigen Bandfilters verbunden ist, und dadurch, dass
– der Verstärker einen Verstärkungstransistor umfasst, der durch eine direkte Verbindung einer seiner Klemmen mit einem Referenzpotential autopolarisiert ist.

In einem Beispiel ist das Referenzpotential die Masse der Schaltung.
Die Erfindung wird durch die Studie der nachfolgenden Beschreibung und der begleitenden Figuren besser verständlich. Diese haben nur hinweisenden und keinesfalls für die Erfindung einschränkenden Charakter.
Die Figuren zeigen:
1: eine Empfangsvorrichtung nach dem Stand der Technik,
2: eine Empfangsvorrichtung gemäß der Erfindung;
3: ein Beispiel für einen Verstärker des Standes der Technik;
4: ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen geräuscharmen Verstärkers,
5 und 6: Kurven, die es ermöglichen, das Phänomen der Autopolarisation und seine Verwendung bei der Erfindung zu verstehen.
1 zeigt ein Mobiltelefon 1 nach dem Stand der Technik. Dieses Mobiltelefon 1 umfasst eine Antenne 2 und eine Empfangsvorrichtung 3. Derzeit können die Mobiltelefone funkelektrische Signale nach mehreren Normen entsenden und/oder empfangen, nämlich nach der Norm GSM, AMPS, DCS, PCS, DECT, UMTS oder weiteren. Nach der Norm GSM oder AMPS entsandte und/oder empfangene Signale sind Signale mit einer Frequenz von ungefähr 900 MHz. Nach der Norm DCS, PCS, UMTS oder DECT entsandte Signale sind ihrerseits Signale mit einer Frequenz von ungefähr 1900 MHz oder darüber. In diesem Fall umfasst die Empfangsvorrichtung 3 des Standes der Technik zwei Empfangswege 4 und 5.
Der Weg 4 ermöglicht es, Signale mit einer Frequenz von ungefähr 900 MHz zu empfangen. Der Weg 5 ermöglicht es, Signale mit einer Frequenz von ungefähr 1900 MHz zu empfangen. Eine Verbindung zwischen diesen beiden Wegen und der Antenne 2 erfolgt über eine Diplexer-Schaltung 6 mit einem Eingang und zwei Ausgängen 7 und 8. Der Eingang der Diplexer-Schaltung 6 ist mit der Antenne 2 verbunden. Die Ausgänge 7 und 8 der Diplexer-Schaltung 6 sind mit den Wegen 4 bzw. 5 verbunden.
In einem wird angenommen, dass das Mobiltelefon 1 Signale mit einer Frequenz nach der Norm GSM, DCS oder PCS empfangen kann. Die Diplexer-Schaltung 6 ermöglicht es, den Weg 4 oder 5 auszuwählen, der für die Anforderung zu verwenden ist. Im Falle eines nach der GSM-Norm entsandten Signals verbindet die Diplexer-Schaltung 6 die Antenne 2 mit dem Ausgang 7. Der Weg 4 umfasst einen stromaufwärtigen Bandfilter 9, einen stromabwärtigen Bandfilter 10 und einen geräuscharmen Verstärker 11.
Die stromaufwärtigen 9 und stromabwärtigen Bandfilter 10 sind auf einer Frequenz zentriert, die es ermöglicht, das in der GSM-Norm definierte Frequenzband auszuwählen. Ein Eingang des stromaufwärtigen Bandfilters 9 ist mit dem Ausgang 7 der Diplexer-Schaltung 6 verbunden. Der Ausgang dieses stromaufwärtigen Bandfilters 9 ist mit einem Eingang des geräuscharmen Verstärkers 11 verbunden. Dieser stromaufwärtige Bandfilter 9 ermöglicht es, abgesehen von seiner Filterfunktion, zu vermeiden, dass von der Antenne 2 empfangene Signale an den geräuscharmen Verstärker 11 mit einem zu großen Leistungswert übertragen werden.
Im Allgemeinen beträgt die maximal zulässige Leistung am Eingang des geräuscharmen Verstärkers 11 ungefähr –15 dBm. So ermöglicht es dieser stromaufwärtige Bandfilter 9 dem geräuscharmen Verstärker 11, auf lineare Weise zu funktionieren, und zwar solange ein Kompressionspunkt von 1 dB von ungefähr –15 dBm von diesem Eingangssignal nicht erreicht ist. Ein Ausgang des geräuscharmen Verstärkers 11 ist mit einem Eingang des stromabwärtigen Bandfilters 10 verbunden. Ein Ausgang dieses Filters 10 ist mit einem Eingang einer Demodulationsschaltung 12 des Mobiltelefons 1 verbunden. Der stromabwärtige Bandfilter 10 ermöglicht es, Störsignale, die der geräuscharme Verstärker 11 erzeugen oder einfach verstärken könnte, zu filtern. Im umgekehrten Fall würden diese Störsignale an die Demodulationsschaltung 12 gesandt. So müssen diese beiden stromaufwärtigen 9 und stromabwärtigen Bandfilter 10 Störsignale dämpfen können, wie beispielsweise Signale, die von anderen Mobiltelefonen mit mindestens 15 dB entsandt werden.
Der Weg 5, der nach der Norm DCS oder PCS entsandte Signale bearbeitet, umfasst zwei stromaufwärtige Bandfilter 13 und 14, die parallel über ein nicht dargestelltes Umschaltmittel montiert sind, zwei stromabwärtige Bandfilter 15.1 und 15.2 und einen geräuscharmen Verstärker 16. Das Umschaltmittel ermöglicht es, immer nur einen stromaufwärtigen Bandfilter aktiv zu setzen. Der stromaufwärtige Bandfilter 13 ist auf einem Frequenzwert zentriert, der es ermöglicht, das in der DCS-Norm definierte Frequenzband auszuwählen. Der stromaufwärtige Bandfilter 14 ermöglicht es, das in der PCS-Norm definierte Frequenzband auszuwählen. Die Eingänge der stromaufwärtigen Bandfilter 13 und 14 sind mit dem Ausgang 8 der Diplexer-Schaltung 6 verbunden. Die Ausgänge dieser stromaufwärtigen Bandfilter 13 und 14 sind mit einem Eingang des geräuscharmen Verstärkers 16 verbunden. Ein Ausgang dieses geräuscharmen Verstärkers 16 ist mit einem Eingang der stromabwärtigen Bandfilter 15.1 und 15.2 verbunden. Der Ausgang dieser stromabwärtigen Bandfilter 15.1 und 15.2 ist mit einem weiteren Eingang der Demodulationsschaltung 12 verbunden. Die Funktion des Weges 5 ist identisch mit der Funktion des Weges 4, außer dass sie sich auf Normen DCS und PCS bezieht.
Ferner ist anzuführen, dass die Bandfilter 9, 10, 13, 14 und 15.1 und 15.2 auf einen festen Frequenzwert zentriert sind. In diesem Fall, wenn das Mobiltelefon 1 einmal hergestellt ist, die zentralen Frequenzwerte der Filter nicht mehr geändert werden. Mit einer solchen feststehenden Architektur der Empfangsvorrichtung 3 können somit Signale erfasst werden, deren Leistungswert ungefähr –106 dBm beträgt.
2 zeigt das erfindungsgemäße Mobiltelefon 1. Bei der Erfindung umfasst das Mobiltelefon 1 eine Empfangsvorrichtung 17. Diese Empfangsvorrichtung 17 umfasst einen geräuscharmen Verstärker 18 mit einem Eingang und einem Ausgang. Der Eingang dieses geräuscharmen Verstärkers 18 ist direkt an die Antenne 2 des Mobiltelefons 1 durch ein leitendes Kabel 19 angeschlossen. Die Verbindung ist mindestens ohne Auswahlfilter. Die Empfangsvorrichtung 17 umfasst ferner zwei stromabwärtige Bandfilter 20 und 21 mit einem Eingang und einem Ausgang. Die Eingänge der stromabwärtigen Bandfilter 20 und 21 sind am Ausgang des geräuscharmen Verstärkers 18 angeschlossen. Diese stromabwärtigen Bandfilter 20 und 21 sind auf Frequenzen F1 bzw. F2 zentriert. Der Wert der Frequenz F2 beträgt ungefähr das Doppelte des Wertes der Frequenz F1. In einem Beispiel kann das Mobiltelefon 1 nach der GSM-Norm oder nach der PCS-Norm entsandte Signale empfangen. Die Frequenz F1 ist derart, dass sie es ermöglicht, das durch die GSM-Norm definierte Band auszuwählen, und die Frequenz F2 ermöglicht es, das durch PCS-Norm definierte Band auszuwählen.
Bei der Erfindung umfasst die Empfangsvorrichtung 17 keinen stromaufwärtigen Bandfilter, um auf der Antenne 2 empfangene Signale nach einem Frequenzwert, mit dem sie entsandt wurden, zu filtern und zu dämpfen. So ist der geräuscharme Verstärker 18 anders als die geräuscharmen Verstärker 11 und 16 ausgeführt. Der Verstärker 18 ist nämlich nach einem wesentlichen Merkmal der Erfindung unter Verwendung einer Silizium-Germanium-Technologie hergestellt. Folglich können Störsignale am Eingang des geräuscharmen Verstärkers 18 einen Leistungswert über –15 dBm aufweisen, wobei dieser letztgenannte einen Geräuschfaktor aufweist, der im Beisein von Störgeräten quasi nicht auf 0 dBm abfällt. So bleibt der Verbrauch des Verstärkers 18 bei ungefähr 5 mA. Es ist somit nicht erforderlich, mit dieser Technologie den Verbrauch des Verstärkers 18 zu erhöhen, um eine gute Linearität zu gewährleisten und den Geräuschfaktor nicht zu verschlechtern. Es ist nämlich aus dem Stand der Technik bekannt, den Verstärker mehr verbrauchen zu lassen, um seinen Linearitätsbereich zu vergrößern.
Ein solcher Verstärker 18 ist im Allgemeinen um einen integrierten Transistor verwirklicht. Dieser Transistor stellt somit das Grundelement dieser integrierten Schaltung dar, und diese letztgenannte ist unter Verwendung einer Silizium-Germanium-Mischung als Halbleitermaterial hergestellt.
Folglich erzeugen Störsignale, die auf der Antenne 2 empfangen werden und deren Leistungswert größer als –15 dBm ist, keine Verzerrung am Ausgang des geräuscharmen Verstärkers 18.
Da ferner bei der Erfindung kein stromaufwärtiger Bandfilter vorhanden ist, werden alle von der Antenne 2 empfangenen Signale an den Eingang des geräuscharmen Verstärkers 18 angelegt. Eine Auswahl des Nutzbandes erfolgt durch die stromabwärtigen Bandfilter 20 und 21. So muss der Verstärker 18 Signale durchlassen, deren Frequenzwert in einem GSM- oder PCS-Band liegt, was ein deutlich größeres Durchlassband dieses geräuscharmen Verstärkers 18 als das Durchlassband der geräuscharmen Verstärker 11 und 16 erfordert. In diesem Beispiel muss der geräuscharme Verstärker 18 ein Durchlassband von 925 MHz bis 2200 MHz aufweisen. Dies ist nur ein Beispiel, in einem anderen Beispiel nämlich, wenn Signale empfangen werden sollen, die nach der Norm GSM oder AMPS oder PCS oder DCS oder DECT entsandt werden, muss in diesem Fall das Durchlassband des geräuscharmen Verstärkers 18 von 869 MHz bis 2200 NHz gehen. Der Wert von 869 MHz entspricht dem geringsten Frequenzwert des Frequenzbandes AMPS. Der Wert von 1990 MHz entspricht dem größten Frequenzwert des Frequenzbandes PCS. In diesem Fall sind ebenso viele stromabwärtige Bandfilter wie auszuwählende Frequenzbänder vorhanden, d.h. in diesem Beispiel fünf.
Bei einer bevorzugten Variante sind die zentralen Frequenzen F1 und/oder F2 der stromabwärtigen Bandfilter 20 bzw. 21 variabel. So umfasst die erfindungsgemäße Vorrichtung einen Mikroprozessor 22, der von einem Programm 23 gesteuert wird, das in einem Programmspeicher 24 angeordnet ist, und zwar über einen Bus 25. Ein Wert einer Frequenz F1 und/oder F2 wird auf Anforderung durch den Mikroprozessor 22, der vom Programm 23 gesteuert wird, ausgewählt. Dies hat zur Folge, dass die Anzahl von stromabwärtigen Bandfiltern auf zwei bzw. einen einzigen stromabwärtigen Bandfilter verringert wird.
Jeder stromabwärtige Bandfilter 20 oder 21 umfasst eine Varicap-Diode 26 oder 27 mit einer Anode bzw. einer Kathode. Ein Kapazitätswert der äquivalenten Kondensatoren dieser Varicap-Dioden 26 und 27 wird von den Filtern 20 und 21 verwendet, um eine zentrale Frequenz F1 bzw. F2 auszu wählen. In einem bevorzugten Beispiel werden die Frequenzen F1 und F2 dank eines Anlegens eines Potentials an die Kathoden der Varicap-Dioden 26 und 27 variabel gemacht. Es wäre auch möglich gewesen, die Potentiale an die Anoden der Varicap-Dioden 26 und 27 anzulegen. Dazu umfasst die erfindungsgemäße Vorrichtung eine Versorgungseinrichtung 28. Diese Versorgungseinrichtung 28 empfängt an einem Eingang des Mikroprozessors 22 eine Information über einen Potentialwert, der an die Varicap-Dioden 26 und 27 anzulegen ist, und zwar mit Hilfe des Busses 25. Diese Versorgungseinrichtung 28 umfasst einen Ausgang, der in einem bevorzugten Beispiel mit den Kathoden der Varicap-Dioden 26 und 27 verbunden ist. In dem bevorzugten Beispiel ist diese Versorgungseinrichtung 28 ein Digital-Analog-Umsetzer, dessen Steuereingang mit dem Mikroprozessor 22 verbunden ist. Diese Versorgungseinrichtung 28 hat somit die Aufgabe, eine von dem Mikroprozessor 22 kommende Information, die sich auf einen Potentialwert bezieht, in ein Signal umzusetzen, das mindestens ebenso viele Potentialwerte wie auszuwählende Frequenzen besitzt. So wird in Abhängigkeit von einem Potentialwert an den Kathoden der Varicap-Dioden 26 oder 27 eine Frequenz F1 oder F2 erhalten, die es ermöglicht, ein Frequenzband unter den verfügbaren auszuwählen.
Im Falle der Verwendung von zwei stromabwärtigen Bandfiltern, beispielsweise den Filtern 20 und 21, wird nun mit dem Mikroprozessor 22 die Frequenz F1 des stromabwärtigen Bandfilters 20 variiert, um entweder das Frequenzband GSM oder das Band AMPS auszuwählen. Mit dem stromabwärtigen Bandfilter 21 kann ein Frequenzband unter den Frequenzbändern DCS, DECT, PCS und UMTS ausgewählt werden. In diesem bevorzugten Beispiel ermöglichen es verringerte Frequenzbänder, einfachere stromabwärtige Frequenzbänder herzustellen. Eine Anforderung im Hinblick auf die Selektivität dieser Filter ist nämlich weniger wichtig, als wenn nur ein einziger Bandfilter verwendet wird, was ein Durchlassband vergrößert, in dem die Anforderung der Selektivität einzuhalten ist. In diesem letztgenannten Fall muss der Bandfilter von 869 MHz bis 2200 MHz selektiv sein, wobei es sich versteht, dass eine zentrale Frequenz dieses Filters variabel ist.
Im Stand der Technik kann die Selektivität der Filter 9, 13 und 14 nicht erhöht werden, da diese von einer Verschlechterung des Signals begleitet ist. Bei der Erfindung wird diese Verschlechterung des Signals durch die Tatsache ausgeglichen, dass das von der Antenne 2 empfangene Signal zuerst vom geräuscharmen Verstärker 18 verstärkt und dann von einem der Filter 20 oder 21 gefiltert wird. So kann die Selektivität der Filter 20 und 21 erhöht werden, die die am Signal verursachte Verschlechterung im Hinblick auf die Verstärkung, der das Signal unterzogen wurde, vernachlässigbar ist.
In einem bevorzugten Beispiel wird die Erfindung in einem Mobiltelefon eingesetzt. Die Erfindung könnte sehr wohl in jeder anderen Empfangsvorrichtung für ein Funkfrequenzsignal, wie beispielsweise einem Fernseher oder einem Magnetoskop, eingesetzt werden.
Im Stand der Technik ist eine Verbindung zwischen der Antenne 2 und den Filtern 9, 13 und 14 eine geeignete Verbindung mit einer charakteristischen Impedanz von 50 Ohm. Wenn somit ein Benutzer die Antenne 2 mit seinen Finger berührt oder sich dieser zumindest nähert, kommt es zu einer Fehlanpassung der Verbindung zwischen der Antenne 2 und den stromaufwärtigen Bandfiltern 9, 13 und 14 auf Grund einer lokalen Variation der für diese Verbindung charakteristischen Impedanz. Diese Fehlanpassung zeigt sich in einem Sensibilitätsverlust der stromaufwärtigen Bandfilter, die bis zu einem Wert von 6 bzw. 7 dB Sensibilitätsverlust gehen kann.
Bei der Erfindung wird eine geeignete Verbindung direkt zwischen der Antenne 2 und dem geräuscharmen Verstärker 18 hergestellt. In diesem Fall gibt es kein Sensibilitätsproblem der stromaufwärtigen Bandfilter mehr. Eine Toleranz im Hinblick auf die Durchführung der Anpassung der Verbindung zwischen der Antenne 2 und dem geräuscharmen Verstärker 18 ist größer als zwischen der Antenne 2 und den Filtern 9, 13 und 14 des Standes der Technik. Dies bedeutet, dass die Empfangsvorrichtung 17 weniger empfindlich für Impedanzvariationen am Eingang des geräuscharmen Verstärkers 18 als am Eingang der stromaufwärtigen Bandfilter 9, 13 oder 14 ist.
So wird mit der Erfindung die Sensibilität der Empfangsvorrichtung erhöht. Im Stand der Technik ist nämlich für Frequenzbänder, die der Norm DCS oder PCS entsprechen, eine Mindesterfassungsschwelle von –106 dBm vorhanden, während bei der Erfindung die Mindesterfassungsschwelle –111 dBm beträgt. Dies stellt ungefähr ein Leistungsverhältnis von 3 dar, d.h. dass Signale erfasst werden können, deren Leistungswert dreimal geringer ist. In dem Band, das der GSM-Norm entspricht, wird von einer Mindesterfassungsschwelle von ungefähr –109 dBm auf eine Mindesterfassungsschwelle von –112 dBm übergegangen. In diesem Fall bedeutet dies, dass Signale erfasst werden können, deren Leistungswert ungefähr zweimal kleiner ist.
Im Stand der Technik war es üblich, einen geräuscharmen Verstärker nach einer Schaltung entsprechend jener aus 3 herzustellen. In dieser wird ein Verstärkungstransistor 30 von einer Stromsteuerschaltung polarisiert. Die Stromsteuerschaltung umfasst in der Praxis einen Transistor 31, der auf herkömmliche Weise polarisiert ist. Was den Rest betrifft, ist der Transistor 30, hier vom Typ NPN, mit Hochfrequenz mit einer Kollektorinduktanz 32 montiert und empfängt das Eingangssignal an seiner Basis durch einen in Serie geschalteten Kondensator 33. Er liefert das verstärkte Signal an seinen Kollektor durch einen in Serie geschalteten Kondensator 34. Um Auswirkungen der Polarisationsänderungen zu vermeiden, wurde der Sender des Transistors 30 mit einer Gleichspannung, vorzugsweise der Masse, durch einen in Serie geschalteten Kondensator 35 verbunden. Eine Montage mit einem Transistor PNP, die mit der Montage mit einem Transistor 30 NPN dual ist, wäre auch vorstellbar.
Bei der Erfindung wurde zuerst entschieden, einen Transistor SiGe als Transistor 30 anzuordnen, da dieser Transistor einen höheren Kompressionspunkt gestattet. In der Praxis ergab sich somit die Montage der 4. 4 ist identisch mit 3, außer dass die Strompolarisationsschaltung 31 der Montage aus 3 hier weggelassen wurde, ebenso wie der Kondensator 35, der auf Grund der direkten Verbindung des Senders des Transistors 30 mit der Masse unnötig ist. Es wurde nun festgestellt, dass sich der Transistor 30 von selbst polarisierte.
Er autopolarisierte sich auf einen Wert, der von der Höhe der am Eingang empfangenen Signale abhing. Für kleine Signale, veranlasste somit die direkte Verbindung Basis-Sender des Transistors 30, kombiniert mit den Fähigkeiten dieser Verbindung, natürlich den Transistor 30 dazu, sich von selbst auf einen Strom 10, 5, zu polarisieren. 5 zeigt die Charakteristik des Momentanstroms Ic des Transistors 30 in Abhängigkeit von der Spannung Vbe zwischen seiner Basis und seinem Sender. Wenn hingegen die Signale am Eingang größer würden, würde sich der Polarisationspunkt beispielsweise von einem Wert I0 zu einem Wert I1 weiterentwickeln, welcher größer als I0 ist. Es wird nun eine mit einer frühern Lösung identische Funktion erhalten, aber auf wesentlich einfachere Weise.
Bei dieser früheren Lösung wurde der Polarisationsstrom abgesenkt, wenn kleine Signale empfangen wurden, insbesondere durch Steuerung des Transistors 31 auf variable Weise, um den Verbrauch des Mobiltelefons zu begrenzen. Wenn hingegen starke Signale empfangen wurden (insbesondere wenn benachbarte Mobiltelefone Störsignale entsandten), wurde bei der früheren Lösung die Höhe dieser Signale gemessen und der Transistor 30 unterschiedlich (insbesondere mit Hilfe der Schaltung 31) polarisiert, um den Polarisationsstrom beispielsweise von einem Wert I0 auf einen Wert I1 zu verschieben.
Bei der Erfindung wurde nach einer oben beschriebenen Ausführungsart als Transistor 30 ein Transistor SiGe gewählt, dessen Vorteile im Hinblick auf seinen Kompressionspunkt ermöglichten, auf die Polarisationsverschiebung zu verzichten.
Nach einer weiteren Ausführungsart der Erfindung ist die Polarisationsschaltung durch Gleichrichtung der großen Signale in der Verbindung Basis-Sender des Transistors 30 automatisch ausgeführt. Diese Gleichrichtung führt zu einem Strom ungleich Null auf Grund der Parabelform der Charakteristik Ic-Vbe. In der Praxis ist der durchschnittliche Wert der positiven Stromwechsel nicht begrenzt, während der durchschnittliche Wert der negativen Stromwechsel begrenzt ist. Dies ist folgendermaßen zu erklären. Während der Transistor kleinen Signalen, 6, ausgesetzt ist, polarisiert er sich auf einen Wert I0, wofür der Grund später erklärt ist. Wenn er unter diesen Bedingungen große Signale empfängt, fragen Stromwechsel (es wird angenommen, dass es sich um positive Stromwechsel handelt) die Charakteristik Ic-Vbe dort ab, wo keine Grenze vorhanden ist. Die anderen negativen Stromwechsel hingegen sind durch Ic auf den Wert 0 begrenzt, wenn Vbe gleich 0 ist. Somit ist der Beitrag der Stromwechsel im Strom IC nicht gleich. Dies ist auf dem Zeitdiagramm der 6 zu sehen, wo die negativen Stromwechsel eine platt gedrückte Form haben. Daraus ergibt sich, dass ihr Beitrag zum durchschnittlichen Wert, Kurve 36, des Autopolarisationsstroms geringer ist als der Beitrag der positiven Stromwechsel. Unter diesen Bedingungen zeigt die Kurve 36 ein Ansteigen des durchschnittlichen Werts des Autopolarisationsstroms in Abhängigkeit von der Zeit (wenn die Signale von klein auf groß übergehen). Dieses Ansteigen ergibt sich durch das Gleichrichten des Spannungssignals Vin, das am Eingang des Kondensators 33 empfangen wird, in der Verbindung Basis-Sender des Transistors 30. Aus diesem Grund geht der durchschnittliche Strom I0 auf I1 (größer als I0) mit dem Gleichrichten durch die Verbindung Basis-Sender und der Integration durch die Störkapazitäten über. Das Phänomen ist dasselbe gilt für den Übergang von Signalen gleich Null auf kleine Signale, woraus sich I0 ergibt.
Dadurch ist nun zu beobachten, dass durch Weglassen der Strompolarisation durch die Schaltung 31 eine Autopolarisation durch das Gleichrichten der Verbindung Basis-Sender erhalten wird. Es wurde nun festgestellt, dass dieses Gleichrichten unabhängig von der Technologie des Transistors 30 erfolgte, nicht nur wenn es sich um den Typ SiGe handelte.
Natürlich stehen diese beiden Effekte in Zusammenhang, wobei ein besseres Ergebnis durch einen Transistor 30 vom Typ SiGe mit einer direkten Polarisation (Sender an der Masse für einen NPN) erzielt werden kann. Aber das Ergebnis der Autopolarisation kann für sich alleine ausreichend sein. Dieses Ergebnis ergibt sich auch, wenn der Transistor 30 nur ein Silizium-Transistor ist.
Der stark parabelartige Verlauf der Charakteristik Ic-Vbe und die Art, wie sie genutzt wird, führen dennoch in manchen Fällen zu verschiedenen Schwierigkeiten. Die Schwierigkeiten ergeben sich, wenn der geräuscharme Eingangsverstärker die Aufgabe hat, Signale in einem Band, beispielsweise den Bändern DCS, PCS und UMTS, um und über 1800 MHz zu erfassen, während Störgeräte (benachbarte Mobiltelefone) im GSM-Band mit 900 MHz entsenden. Auf Grund dessen, dass die Charakteristik vom Typ y = ax + bx² ist, und dass der Koeffizient b keineswegs vernachlässigbar ist, kommt es zu Problemen mit der Erfassung von kleinen Signalen in dem Band mit der doppelten Frequenz verglichen mit großen Signalen in dem Band mit einfacher Frequenz. Diese großen Signale tragen, wie bisher dargelegt, zur Autopolarisation des Transistors 30 mit dem geeigneten Strom I1 bei. Aus diesem Blickwinkel wird ihr Effekt sehr gut kompensiert. Jedoch auf Grund des Vorhandenseins von zwei Harmonischen dieser Signale, besitzen sie Störkomponenten, die sich in dem doppelten Frequenzband befinden und den Empfang stören. In diesem Fall wird bei der Erfindung am Eingang des geräuscharmen Verstärkers und für den Empfang der Signale mit doppelter Frequenz F2 (um und über 1800 MHz) ein Breitbandunterdrückungsfilter angeordnet, der auf einer Frequenz F1 von ungefähr der Hälfte dieser doppelten Frequenz F2 zentriert ist. Da er ein Breitbandfilter und wenig selektiv ist, bringt der Eingangsfilter kein zusätzliches Geräusch, ist nicht schwierig herzustellen und kostengünstig. Der Breitbandunterdrückungsfilter ist allerdings in der Lage, wirksam die Niederfrequenzkomponente mit der Frequenz F1 zu unterdrücken.

Claims

Empfangsvorrichtung (17) für ein Funkfrequenzsignal in einem Mobiltelefon (1), umfassend: – eine Antenne (2), – einen geräuscharmen Verstärker (18) mit einem Eingang und einem Ausgang, und – eine stromaufwärtige Bandfiltervorrichtung (20, 21) – wobei der Eingang des geräuscharmen Verstärkers direkt mit der Antenne über eine Verbindung ohne Auswahlfilter (19) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass – die stromaufwärtige Bandfiltervorrichtung einen ersten stromaufwärtigen Bandfilter (20), der auf eine Zentralfrequenz F₁ zentriert ist, und einen zweiten stromaufwärtigen Bandfilter (21), der auf eine Zentralfrequenz F₂ zentriert ist, umfasst, – die Frequenz F₂ ungefähr das Doppelte der Frequenz F₁ ausmacht, – der Ausgang des Verstärkers direkt mit einem Eingang des ersten stromaufwärtigen Bandfilters und einem Eingang des zweiten stromaufwärtigen Bandfilters verbunden ist, und dadurch, dass – der Verstärker in Silizium-Germanium-Technologie hergestellt ist.
Empfangsvorrichtung für ein Funkfrequenzsignal in einem Mobiltelefon, umfassend: – eine Antenne, – einen geräuscharmen Verstärker mit einem Eingang und einem Ausgang, und – eine stromaufwärtige Bandfiltervorrichtung, – wobei der Eingang des geräuscharmen Verstärkers direkt mit der Antenne über eine Verbindung ohne Auswahlfilter verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass – die stromaufwärtige Bandfiltervorrichtung einen ersten stromaufwärtigen Bandfilter, der auf eine Zentralfrequenz F₁ zentriert ist, und einen zweiten stromaufwärtigen Bandfilter, der auf eine Zentralfrequenz F₂ zentriert ist, umfasst, – die Frequenz F₂ ungefähr das Doppelte der Frequenz F₁ ausmacht, – der Ausgang des Verstärkers direkt mit einem Eingang des ersten stromaufwärtigen Bandfilters und einem Eingang des zweiten stromaufwärtigen Bandfilters verbunden ist, und dadurch, dass – der Verstärker einen Verstärkungstransistor umfasst, der durch eine direkte Verbindung einer seiner Klemmen mit einem Referenzpotential autopolarisiert ist.
Empfangsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, dass sie Mittel, damit die Frequenzen F₁ und F₂ variabel sind, und einen Mikroprozessor (22) umfasst, um einen Wert von F₁ und/oder F₂ auf Anforderung auszuwählen.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass für die Variation die Frequenzen F₁ und F₂ jeder Filter eine Varicap-Diode (26, 27) mit einer Anode und einer Kathode umfasst und dass – die Anode und/oder die Kathode dieser Varicap-Dioden mit einer Versorgungseinrichtung (28) insbesondere einem Digital-Analog-Umsetzer mit einem Steuereingang, der an einen Mikroprozessor (22) angeschlossen ist, verbunden sind.
Empfangsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass – die Frequenz F₁ des ersten stromaufwärtigen Bandfilters (20) eine Frequenz ist, die in einem Frequenzband von 869 MHz bis 960 MHz liegt, – die Frequenz F₂ des zweiten stromaufwärtigen Bandfilters (21) eine Frequenz ist, die in einem Frequenzband von 1805 MHz bis 2200 MHz liegt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass sie am Eingang einen Breitbandsperrfilter umfasst, der auf die Zentralfrequenz F₁ zentriert ist.