DE60117065T2

DE60117065T2 - Seitensichtradarsystem mit synthetischer Apertur

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Publication number: DE60117065T2
Application number: DE60117065T
Authority: DE
Inventors: Martin Süss; Prof. Dr. Werner Wiesbeck
Original assignee: EADS Astrium GmbH
Current assignee: Airbus DS GmbH
Priority date: 2001-03-15
Filing date: 2001-03-15
Publication date: 2006-08-17
Anticipated expiration: 2021-03-16
Also published as: JP2004523760A; ES2256102T3; WO2002075353A1; CA2440796A1; EP1241487B1; DE60117065D1; US6870500B2; JP4191490B2; EP1241487A1; ATE317549T1; CA2440796C; US20040150547A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Seitensicht-SAR-System (Radar mit synthetischer Apertur) aus US 5,059,966 ist ein Radarsystem mit synthetischer Apertur bekannt, bei dem mittels digitaler Strahlformungseinheiten mehrere Strahlen zum Empfangen von Echosignalen gebildet werden. Die Spektren der empfangenen Signale werden in einer Seitenwinkel-Kompressionseinheit synthetisiert, um die Querbereichsauflösung zu verbessern.
Aus US 4,253,098 ist ein Radarsystem mit synthetischer Apertur bekannt, bei dem der Empfangsstrahl in bezug auf seine Gerichtetheit so gesteuert wird, daß er sich über eine erforderliche Schneise gemäß der Richtung der Reflexion eines Abfrageradarimpulses über diese Schneise bewegt. Zu diesem Zweck wird ein Empfangsarray von linear-Feeds vorgesehen, das mit variablen Phasenschiebern verbunden ist.
1. Begrenzungen eines herkömmlichen SAR-Systems
Bei herkömmlichen SAR-Systemen sind die Abdeckung quer zur Spurrichtung und die geometrische Auflösung entlang der Spurrichtung sich widersprechende Systemparameter.
In einem herkömmlichen monostatischen SAR-System wird zum Senden und Empfangen dieselbe reale Apertur der Länge L und Höhe H benutzt. Um die Radarechos des gewünschten Zielbereichs unzweideutig abzutasten, wird in (1) gezeigt, daß eine minimale Antennenapertur A erforderlich ist.
In Gl. 1 ist V_s die Geschwindigkeit der SAR-Plattform, λ die Wellenlänge bei Mittenfrequenz, R_s der Neigungswinkel zum Ziel, φ der Einfallwinkel und c die Lichtgeschwindigkeit. Obwohl Gl. 1 auf einer Anzahl von Approximationen basiert, zeigt sie deutlich die prinzipiellen Begrenzungen eines herkömmlichen SAR-Systems. Die beiden Systemparameter der obersten Ebene Streifenbreite w_sw und Seitenwinkelauflösung δ_az widersprechen sich und können nicht gleichzeitig verbessert werden: um eine größere Streifenbreite zu beleuchten, muß die Antennenhöhe H verringert werden. Eine bessere Seitenwinkelauflösung im Stripmap-Modus erfordert eine kürzere Länge L der Antenne (δ_az = L/2).
Im Fall eines luftgestützten SAR ist diese Einschränkung nicht so wichtig, weil die Plattformgeschwindigkeit V_s und der Neigungsbereich R_s um Größenordnungen kleiner als im raumgestützten Fall sind. Die minimale Antennengröße ist ein sehr wichtiger Gesichtspunkt im raumgestützten Fall. Herkömmliche SAR-Systeme verwenden spezielle Betriebsarten zur Überwindung dieser Beschränkungen. Diese heißen Spotlights- und ScanSAR-Modus (2).
Der Spotlight-Modus erlaubt eine Verbesserung der Seitenwinkelauflösung durch Richten des Antennenstrahls auf den Fleck für eine längere Apertur. Der Nachteil besteht darin, daß dadurch nur einzelne hochauflösende Flecken abgebildet werden können, aber keine kontinuierliche Abdeckung möglich ist.
Der ScanSAR-Modus verwendet einen hochagilen Antennenstrahl zum schnellen Umschalten zwischen einer Anzahl von N Substreifen. Dies führt zu verbesserter Streifenbreite, aber zu Lasten einer um einen Faktor von N + 1 verringerten Seitenwinkelauflösung.
DE 34 30 749 A1 beschreibt ein Verfahren zur Streifenverbreiterung und Datenreduktion in einem SAR-System. Das Verfahren nutzt den Umstand aus, daß die Doppler-Historie für Ziele aus verschiedenen Distanzbereichen geringe Unterschiede aufweist. Die Echos von Zielen aus verschiedenen Distanzbereichen werden in einem einzigen Empfangskananl empfangen und als nur ein Echo zum Boden gesendet. Dort können die Echos verschiedener Distanzbereiche aufgrund ihrer individuellen Doppler-Historien getrennt werden.
Das in (3) beschriebene System besitzt einen Spezialmodus für verbesserte Auflösung entlang der Spur. Während des Empfangs wird die Apertur bezüglich Seitenwinkel in zwei Subaperturen aufgeteilt und das Signal jeder Subapertur wird separat aufgezeichnet und zur SAR-Verarbeitung zum Boden gesendet. Dieselbe Unterteilung des Seitenwinkels kann zur Detektion beweglicher Ziele verwendet werden.
Das Prinzip der Detektion beweglicher Ziele wird ausführlich in (4) beschrieben. Es erfordert mehrere Empfangskanäle und mehrere Empfangsantennen oder Subaperturen, die entlang der Spurrichtung getrennt sind. Spezielle Signalverarbeitungsalgorithmen ermöglichen dann die Detektion beweglicher Ziele in dem SAR-Bild.
Eine weitere Technik, die zwei Empfangsaperturen und Empfangskanäle verwendet, ist die SAR-Interferometrie (5). Dabei müssen die beiden Empfangsaperturen in Höhen- oder Querspurrichtung getrennt werden. Die für Interferometrie erforderliche Trennung liegt in der Größenordnung von mehreren zehn oder hunderten Metern. Wieder müssen hierbei die beiden Signale separat aufgezeichnet werden und werden erst nach SAR-Bildverarbeitung kombiniert.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Überwindung der beschriebenen Beschränkungen eines herkömmlichen SAR-Systems. Das neue SAR-System kombiniert eine hohe Seitenwinkelauflösung mit verbesserter Streifenbreite und einer kontinuierlichen verlustlosen Abdeckung im Stripmap-Modus.
Die Erfindung wird durch die angefügten Ansprüche definiert.
Die Erfindung wird ausführlicher mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
1 das Prinzip des Kombinierens mehrerer Aperturen beim Empfangen,
2 mehrere Empfangsaperturen in der Höhe,
3 den effektiven Phasenmittenort bei Verwendung mehrerer Empfangsaperturen im Seitenwinkel,
4 mehrere Empfangsaperturen in Seitenwinkel und Höhe,
5 ein Blockschaltbild des Kombinierens von Signalen aus verschiedenen Empfangsaperturen in der Höhe,
6 die Definition von Winkeln und Radien bei einer Runderdgeometrie,
7 ein Diagramm des Array-Scan-Winkels als Funktion der Echozeit,
8 eine mögliche Ausführungsform einer Empfangsapertur,
9 eine mögliche Ausführungsform einer Sendeapertur mit Übertragungen über gestapeltes Horn-Array.
2. Instrumentarchitektur
Die SAR-Instrumentarchitektur gemäß der Erfindung kombiniert eine separate Sendeapertur mit mehreren Empfangsaperturen in der Höhe sowie im Seitenwinkel. Im folgenden wird zuerst das Prinzip mehrerer Subaperturen in der Höhe erläutert, und dann das Prinzip mehrerer Subaperturen im Seitenwinkel. Dann werden beiden Prinzipien kombiniert.
Die SAR-Instrumentarchitektur der vorliegenden Erfindung besitzt zwei getrennte Aperturen zum Senden und Empfangen. Die beiden Aperturen des bistatischen Radars können entweder auf demselben Satellit angebracht sein, oder auf zwei verschiedenen Satelliten, die in einer Konstellation fliegen. Dies gestattet die Optimierung des elektrischen Entwurfs jeder Antenne und der HF-Elektronik zum Senden und zum Empfangen. Die Gesamtaperturgröße kann außerdem zwischen Senden und Empfangen ausgehandelt und variiert werden.
Die Größe der Sendeapertur bestimmt den mit einem Radarimpuls beleuchteten Zielbereich. Die Sendeaperturgröße in der Höhe ist zu der Endbildstreifenbreite umgekehrt proportional. Um eine größere abgebildete Streifenbreite zu produzieren, muß die Größe der Sendeapertur in der Höhe h_tx kleiner als bei einem herkömmlichen SAR-System sein. Die Seitenwinkeldimension ist zu der maximal erreichbaren Seitenwinkelauflösung proportional.
Um den kleineren Sendegewinn zu kompensieren, ist die Gesamtempfangsaperturgröße in der Höhe größer als bei einem herkömmlichen System. Sie wird in eine Anzahl von Subaperturen aufgeteilt. Jede Subapertur muß den von der Sendeapertur beleuchteten Bereich abdecken und deshalb muß ihre Höhengröße h_tx kleiner oder gleich der Höhengröße der Sendeapertur sein. Die zweite Anforderung, die die Höhengröße der Subapertur begrenzt, besteht darin, daß beim Kombinieren der Signale der Subaperturen die erzeugten Quantisierungskeulen des resultierenden Antennenmusters unter einem bestimmten Niveau liegen müssen. Die Seitenwinkelgröße jeder Empfangssubapertur ist dieselbe wie bei der Sendeapertur. Um dieselben radiometrischen Bedingungen wie in einem herkömmlichen System zu erhalten, sollte das Produkt der Sende- und der Gesamtempfangsaperturgröße mit der quadrierten herkömmlichen Aperturgröße übereinstimmen, wenn alle anderen Instrumentparameter gleich bleiben (es wird erwartet, daß aufgrund eines optimierten Entwurfs des getrennten Sende- und des Empfangsweges geringere Verluste sowie eine kleinere Rauschzahl erreicht werden können. Dadurch wird sich zusätzlich der Wirkungsgrad des SAR-Instruments verbessern und der niedrigere Gewinn teilweise kompensiert).
Das Signal von jeder Subapertur wird in einem separaten Kanal empfangen. Jeder Kanal liefert ein separates Eingangssignal für die nachfolgende digitale Signalverarbeitung.
2.1. Mehrere Empfangs-Subaperturen in der Höhe
Der breite Abbildungsstreifen und die hohe Auflösung in der Seitenwinkelrichtung erfordern die Verwendung einer im Vergleich zu einem herkömmlichen SAR-Systementwurf kleinen Sendeapertur, wie im letzten Abschnitt erläutert wurde.
Diese Reduktion der Sendeaperturgröße verursacht eine verringerte Empfangssignalleistung (bestimmt durch die Radargleichung) im Vergleich zu einem herkömmlichen SAR-System, und somit wird die radiometrische Auflösung des Bildes vermindert. Um die radiometrische Leistungsfähigkeit zu verbessern, können die Sendeleistung und/oder die effektive Empfangsaperturgröße vergrößert werden. Bei dem vorgestellten Konzept wird das zweite realisiert durch Aufbau einer größeren Empfangsapertur in der Höhe aus mehreren Empfangs-Subaperturen.
Das unabhängig von jeder Subapertur empfangene Echo wird bei der Vorverarbeitung durch eine zeit- und frequenzabhängige Phasenfunktion phasenverschoben und dann mit den Signalen aus den anderen Empfangsaperturen kohärent kombiniert. Wenn diese Vorverarbeitung an Bord des Satelliten realisiert wird, ist die resultierende Empfangsdatenrate dieselbe wie bei einem Radar mit einem Empfangskanal.
Effektiv kann die Verarbeitung der Signale der mehreren Empfangsaperturen als ein Mehrfachstrahlformungsprozeß betrachtet werden, wobei die resultierenden Strahlen zwischen -3-dB-Punkten in der Sendeapertur gesteuert werden (siehe 1).
Das Steuern der Strahlen während der Verarbeitung kann außerdem Quantisierungskeulen in dem resultierenden Antennenempfangsmuster erzeugen. Dies muß bei der Auswahl der Größe in der Höhe der Empfangs-Subaperturen h_rs berücksichtigt werden. Im allgemeinen können die Anforderungen in Bezug auf den Empfangsquantisierungs-Keulenpegel weniger streng als im Fall einer aktiven phasengesteuerten Gruppenantenne sein, weil die Quantisierungskeulen nur in dem Empfangsmuster erscheinen und das unabhängige Sendemuster einen großen Teil der Alias-Signalunterdrückung bereitstellen kann. Um die Dinge für die Erläuterung der Prinzipien einfach zu halten, werden im folgenden nur ungewichtete Antennenaperturen untersucht. Die Einführung einer Antennenverjüngung gibt zusätzliche Freiheit für Optimierung.
Die Parameter zur Beschreibung der mehreren Empfangsaperturen in der Höhenkonfiguration von 2 sind in Tabelle 1 aufgelistet.
Wie bereits beschrieben wurde, wird die Höhendimension der Empfangs-Subapertur h_rs in bezug auf die Höhendimension der Sendeapertur h_tx durch das höchste spezifizierte Gitter-Keulenniveau eingeschränkt.
Aus der Radargleichung ist bekannt, daß das Signal/Rausch-Verhältnis für einen der beobachteten Zielpunkte proportional zu dem Produkt von Sende- und Empfangsgewinn ist, der seinerseits proportional zu dem Produkt von Sende- und Empfangsaperturfläche ist. Um die Mehrfach-Empfangsaperturkonfiguration mit dem Standardkonzept der monostatischen Einzelsende-/Empfangsapertur zu vergleichen, kann die effektive Antennenapertur berechnet werden. SNR~G2~A2 = Atx·Arx = lhtx·lhrx = l2·htx·α·N ⇒ Gl. 2
Die Gesamtantennenapertur (senden + empfangen) A_bi einer bistatischen Konfiguration, die notwendig ist, um dasselbe SNR für ein Punktziel aufrechtzuerhalten, wenn die anderen Instrumentparameter unverändert sind, wird folgendermaßen berechnet. Der Parameter A = l·h ist die entsprechende Antennenoberfläche in einer monostatischen Konfiguration, die dasselbe SNR (aber eine kleinere Streifenbreite) gibt. Abi = l·htx + l·hrx = l·htx + l·hrx·N = l·htx + l·htx·α·N = l·htx·(1 + α·N) Gl. 4wobei: N > 1; N ∊ N
Durch Einsetzen von Gl. 2 erhält man folgendes.
In diesem vereinfachten Modell kann angenommen werden, daß die abgebildete Streifenbreite in der Bodenbereichsrichtung zu der Antennenstrahlbreite in der Höhe proportional ist. Das heißt, daß die Streifenbreite, die abgebildet werden kann, umgekehrt proportional zu der Sendeaperturdimension in der Höhe h_tx ist.
Aus Gl. 5 ist zu sehen, wie die Sendeaperturhöhe h_tx, die Empfangsaperturhöhe h_rx und daraus auch die abgebildete Streifenbreite als Funktion von N zusammenhängen, wenn die monostatische Antennenhöhe h und die entsprechende Streifenbreite als Referenz genommen werden.
Die abzubildende Streifenbreite wird um einen Faktor
erhöht, wenn die Sendeaerturdimension in der Höhe h_tx vermindert wird, die proportional zu der Zunahme der Empfangsaperturhöhe h_rx ist. Dies führt zu der Schlußfolgerung, daß anders als bei den monostatischen SAR-Systemen bei dem vorgeschlagenen bistatischen SAR-Systemkonzept die abgebildete Streifenbreite proportional zu der Empfangsaperturhöhe h_rx vergrößert wird, ohne die radiometrische und geometrische Auflösung zu verringern.
2.2. Begrenzungen der Streifenbreite aufgrund von Entfernungsambiguitäten
Ein Faktor, der die maximal erzielbare Streifenbreite in Entfernung begrenzt, sind die Entfernungsambiguitäten. Ambiguitäten der Entfernung entstehen, wenn die Antenne gleichzeitig Echos empfängt, die von nachfolgenden Impulsen erzeugt werden, und die deshalb nicht unterschieden werden können. Dies kann im raumgestützten Fall auftreten, wobei immer eine Anzahl nachfolgender Impulse gleichzeitig in der „Luft" ist. Die Distanz zwischen diesen Impulsen kann vergrößert werden, indem man die Impulswiederholungsfrequenz (PRF) verringert. Es besteht jedoch eine Untergrenze für die PRF, weil das Seitenwinkelspektrum korrekt abgetastet werden muß. Eine gute Faustregel ist, daß der nächste Impuls spätestens dann gesendet wird, wenn sich der Satellit um ½ der Antennenseitenwinkellänge l vorwärts bewegt hat. Damit wird die minimale PRF in Gl. 7 definiert.
Der ungünstigste Fall, das heißt, die minimal erreichbare Streifenbreite w_sw für eine bestimmte PRF, kann bei dem maximalen Einfallswinkel φi gefunden werden, wie in Gl. 8 zu sehen ist. Der Einfallswinkel φi ist als der Winkel zwischen dem lokalen normalen Vektor auf der Erdoberfläche und der Richtung, aus der die Welle sich nähert, definiert. Ferner wird angenommen, daß nur maximal 80% der Zeitintervalle zwischen den Impulsen zum Empfangen der Echos verwendet werden kann. Die übrige Zeit ist für den Sendeimpuls und eine gewisse Schutzzeit reserviert. Die Lichtgeschwindigkeit wird als c₀ bezeichnet.
Gl. 8 ist eine Approximation, da sie über die gesamte Streifenbreite hinweg einen konstanten Einfallswinkel annimmt.
2.3. Mehrere Empfangs-Subaperturen im Seitenwinkel
Dieser Konflikt zwischen hoher Seitenwinkelauflösung und großer Streifenbreite kann mit einer Konfiguration gelöst werden, bei der mehrere (z.B. M) Empfangsaperturen in der Seitenwinkelrichtung planiert werden. Diese Anordnung ermöglicht ein korrektes Abtasten des Seitenwinkelspektrums mit einer PRF, die auf die Gesamtantennen-Seitenwinkeldimension paßt, die um einen Faktor M kleiner als die für die Subaperturgröße l notwendige PRF ist. Dies ist möglich, weil bei jedem Impuls das Echo an M verschiedenen Positionen abgetastet wird. Da sich die effektive Phasenmitte in der Mitte zwischen der Sende- und Empfangsapertur befindet, ist der maximale Seitenwinkelabtastabstand von 1/2 erfüllt. Dieser Systembetrieb mit verschobener Phasenmitte (2) ist in 3 dargestellt.

• Um die radiometrischen Anforderungen zu erfüllen, muß jede Empfangsapertur die im Abschnitt 2.1 abgeleitete Aperturgröße aufweisen.
• Das in jeder Subapertur empfangene Echo muß separat gespeichert werden.

Das Konzept mehrerer Empfangs-Subaperturen in der Höhe und mehrerer Subaperturen im Seitenwinkel kann kombiniert werden. 4 zeigt eine solche Konfiguration.
Die Konfiguration mit mehreren Empfangsaperturen in der Höhe und im Seitenwinkel kann mit der in Tabelle 2 gezeigten Menge von fünf Parametern gekennzeichnet werden.
Die Empfangsapertur hat die Dimension L = M·l im Seitenwinkel und h_rx = N·h_rs in der Höhe.
2.4 Auswahl der interessierenden Region
Das Steuern zu der interessierenden Region kann durch ein Rollen des Satellitens realisiert werden. Es wird angenommen, daß die Streifenbreite im Stripmap-Modus, die größer als bei einem herkömmlichen SAR-System ist, ausreicht und somit kein zusätzlicher ScanSAR-Modus für Anwendungen mit breitem Streifen notwendig ist. Wegen des mechanischen Zeigens braucht die Auswahl eines neuen Streifens an einer anderen Entfernungsposition mehr Zeit als bei einem SAR-System, das mit einer aktiven phasengesteuerten Gruppenantenne ausgestattet ist.
3. On-Board-Signalverarbeitung
Das vorgestellte Konzept erfordert mehrere Empfangs-Subaperturen, die jeweils ein Empfangssignal bereitstellen. Dadurch würde sich die Menge an Daten, die an Bord gespeichert und dann zum Boden gesendet werden muß, um (N·M) mal die Anzahl der Empfangs-Subaperturen erhöhen. Dies ist besonders für ein hochauflösendes Radarsystem mit breitem Streifen kritisch, das in jedem Fall die Handhabung eines großen Datenvolumens erfordert. Bei der Verarbeitung der SAR-Daten zu einem Bild müssen die verschiedenen Empfangssignale kombiniert werden. Es wird vorgeschlagen, daß mindestens dieser Teil der Verarbeitung an Bord geschieht, um das Datenvolumen zu reduzieren.
Das Konzept sieht mehrere Empfangs-Subaperturen in der Höhe sowie im Seitenwinkel vor. Die mehreren Empfangs-Subaperturen im Seitenwinkel dienen zur Reduktion der erforderlichen PRF. Aus diesem Grund vergrößert diese Vielfachheit von Empfangsaperturen im Seitenwinkel die effektive Datenrate nicht, und es ist keine Datenreduktion möglich.
Dies ist von den mehreren Empfangs-Subaperturen in der Höhe, die sich in einer Spalte befinden, verschieden. Es ist möglich, die Signale von verschiedenen Empfangs-Subaperturen in einer Spalte zu einem Signal zu kombinieren, das alle notwendigen Informationen enthält. Im Prinzip geschieht es durch eine zeitveränderliche Phasenverschiebung jedes Signals, gefolgt durch Summierung der Echosignale. Diese Phasenverschiebung kann digital realisiert werden, z.B. durch eine zeitveränderliche Phasenmultiplikation. Die zeitveränderliche Phasenverschiebung wird so ausgeführt, daß das Radarechosignal in dem summierten Signal maximiert wird, während das Radarsignal über die Erdoberfläche läuft.
Nach dieser Summierung der N Signale aus den N Subaperturen in der Spalte müssen nur die M Signale aus den M Spalten an Bord gespeichert und dann zum Boden gesendet werden. Dies entspricht einer Datenreduktion um einen Faktor N.
Für Radarsysteme, die anstelle eines kurzen Impulses ein gechirptes Signal verwenden, variiert die korrekte zeitveränderliche Phasenverschiebung mit der Frequenz aufgrund der größeren Dauer des Sendeimpulses und der linearen Zeitverbindung zwischen Zeit und Frequenz bei einem Linear-Chirp. Das heißt, daß zusätzlich zu der zeitveränderlichen Phasenverschiebung eine zeitinvariante, aber frequenzabhängige Phasenverschiebung erforderlich ist. Wieder ist das Ziel dieser adaptiven zeit-frequenzveränderlichen Verarbeitung die Maximierung der Radarechosignalleistung in dem resultierenden Signal. Die frequenzveränderliche Phasenverschiebung kann zum Beispiel mit einem speziell entworfenen Allpaßfilter oder durch Phasenmultiplikation nach Transformation in den Frequenzbereich realisiert werden.
Das Blockschaltbild in 5 zeigt die Signalverarbeitungsoperationen und die Signalkombination aus den verschiedenen Empfangs-Subaperturen in der Höhe. Die Verarbeitung der Signale wird am besten digital nach einer Analog/Digital-Umsetzung des Signals aus jeder Subapertur implementiert, so daß kein Strahlformungsnetzwerk in der Höhe erforderlich ist.
Die beschriebene Signalverarbeitung könnte mit einem Algorithmus implementiert werden, der die folgenden Schritte enthält:

1. Implementierung einer zeitveränderlichen Phasenverschiebung durch Multiplikation eines angepaßten zeitveränderlichen Phasenwerts zu dem Signal jeder Subapertur gemäß der zeitveränderlichen Echo richtung und der Position der Subapertur in der Empfangsapertur.
2. Korrektur dieser zeitveränderlichen Phasenverschiebung für die verschiedenen Zeiten in dem Sendeimpuls durch Einführung einer angepaßten frequenzabhängigen Phasenverschiebung in jedes Echosignal. Diese frequenzveränderliche Phasenverschiebung wird an die Radargeometrie und die Position in der Empfangs-Subapertur angepaßt. Eine Art der Realisierung ist ein entsprechender Entwurf der Übertragungsfunktion eines Allpaßfilters.
3. Kohärente Summierung der Signale aus den Subaperturen in einer Spalte zu einem einzigen Signal mit maximiertem Verarbeitungsgewinn für das relevante Echosignal.
4. Wahlweise kann das resultierende Signal mit einem BAQ-artigen Algorithmus komprimiert werden (das BAQ-Verfahren der blockadaptiven Quantisierung (2)).
5. Mit diesem Signal muß eine herkömmliche SAR-Bildverarbeitung ausgeführt werden, um SAR-Bilder aus den Rohdaten zu bilden.

3.1 Ableitung der zeitveränderlichen Phasenverschiebung
Es wird eine lokale runde Erde mit einem lokalen Erdradius R_E siehe 6, angenommen. Die anderen Parameter sind der Orbitradius R_Orbit, der Einfallswinkel in Schußrichtung der Antenne φi, die -3-dB-Breite der Sendeantenne θ_tx, die Wellenlänge bei Mittenfrequenz λ und die Distanz der Phasenmitten der Subaperturen in der Höhe entsprechen ihrer Höhe h.
Als erstes wird die Situation für ein Kurzimpuls-SAR-System untersucht. Das Empfangssignal-Timing ist durch die Streifenmitteechozeit t_echo und die Datenfensterlänge l_data gekennzeichnet.
Der Off-Nadir-Winkel β für einen gegebenen Einfallswinkel φi wird durch die folgende Gleichung gegeben.
Die Schußrichtung der Antenne zeigt in die Richtung des Off-Nadir-Winkels β. Die Grenzen des abgebildeten Streifens im Hinblick auf den Off-Nadir-Winkel werden durch die 3-dB-Breite θ_tx der Sendeantenne definiert. Der Off-Nadir-Winkel für der Nahbereichs-Streifenrand beträgt β_n = β – θ_tx/2 und β_t = β – θ_tx/2 für den Fernbereichs-Streifenrand.
Der Neigungsbereich R_s kann durch Dividieren mit der Hälfte der Lichtgeschwindigkeit in eine Echozeit umgewandelt werden, t = 2R_s/c₀. Wenn man dies kombiniert, werden die Nahbereichszeit t_n und die Fernbereichszeit t_f durch die folgenden Gleichungen definiert.
Die Echofensterzeit, die abgetastet werden muß, wird einfach durch die Differenz t_echo = t_f – t_n gegeben. Die Streifenmitte-Echozeit wird gegeben durch t_c = (t_f + t_n)/2.
Im nächsten Schritt muß der Winkel θ, in dem das resultierende Empfangsmuster von der Antennenschußrichtung weggesteuert werden muß, als Funktion der Echozeit bestimmt werden. Dazu muß Gl. 12 umgekehrt werden.
Die Umkehrung wird in Gl. 13 gegeben.
Der Winkel θ als Funktion der Echozeit ist in 7 unter Verwendung einer Menge realistischer Parameter dargestellt: φi = 45°, θ_tx = 3,8° (entspricht einer Antennenhöhe t_x von 0,1 m), R_Orbit = 7038 km, R_E=6378 km. Hierbei ähnelt die Relation zwischen der Ecozeit und dem Array-Scan-Winkel einer linearen Funktion. Für größeren Streifen und größeres θ_tx wird die Nichtlinearität aufgrund der Erdkrümmung sichtbarer.
Um eine lineare Approximation des zeitveränderlichen Scan-Winkels θ(t) zu finden, wird Gl. 13 nach der Zeit abgeleitet, δθ(t)/δt, und der Ausdruck wird an der Streifenmittezeit t_c ausgewertet.
In 7 sind die Funktion θ(t) aus Gl. 13 und die lineare Approximation gezeigt.
3.1.1 Scan-Winkel der verschiedenen Empfangs-Subaperturen
Im nächsten Schritt muß der Scan-Winkel der Empfangsapertur in eine Phasenverschiebung in den einzelnen von den Sub-Arrays kommenden Signalen umgesetzt werden. Diese Analyse erfolgt genauso wie für ein elektronisch gescanntes Array. Statt die Phasenverschiebung in Analog im HF-Band zu realisieren, wird sie digital in dem komplexen äquivalenten Basisband realisiert.
Es wird angenommen, daß sich die Phasenmitteposition in der Mitte der Sub-Arrays befindet und d_n die gerichtete Distanz der n.-Subarray-Phasenmitte von der Mitte der Empfangsapertur aus ist, die positiv ist, wenn sie sich über der Mitte der Apertur befindet. Zusammen mit der Radarwellenlänge λ kann die tatsächliche, für das Signal jeder Subapertur als Funktion des Steuerwinkels θ zu implementierende Phasenverschiebung γ_n mit Gl. 16 berechnet werden. γn(t) = dn·sin(θ(t)·2π/λ Gl. 16
3.2 Ableitung der Zeit-Frequenz-Veränderlichen Phasenverschiebung für ein gechirptes SAR-System
Die zeitveränderliche Phasenverschiebung, die im Abschnitt 3.1 gegeben wurde, muß um eine frequenzabhängige Phasenverschiebung erweitert werden, wenn anstelle eines kurzen Impulses ein frequenzmoduliertes Sendesignal verwendet wird, um die erforderliche Entfernungsauflösung zu erhalten.
Das mit einem linearen Chirpen betriebene SAR-System wird zusätzlich zu den bereits gegebenen Parametern mit seiner Impulslänge τ_p, der SAR-Signalbandbreite B, der Chirp-Rate κ = B/τ_p und der Abtastfrequenz f_s des A/D-Umsetzers beschrieben. Bei einem gechirpten System wird das von dem abgebildeten Streifen kommende Echo um die Impulslänge verlängert. Deshalb wird in diesem Fall das Echofenster durch t_echo = t_r – t_n + τ_p gegeben.
Für das Kurzimpulssystem kann das resultierende Empfangsstrahlmuster immer in die Richtung gerichtet werden, aus der das Echo kommt. Im Falle eines langen Impulses ist dies nur für eine Position in dem Impuls möglich. Der Rest des Impulses erhält nicht den vollen Empfangsgewinn der Antenne. Dies läßt sich kompensieren, wenn zusätzlich eine frequenzabhängige Strahlsteuerung hinzugefügt wird. Nach der Phasenmultiplikation im Zeitbereich, die der Mitte des Impulses folgt, eine zweite Phasenmultiplikation in der spektralen Domäne, die zu ordnungsgemäßer Strahlsteuerung für jeden Abschnitt in dem Impuls implementiert. Dies ist aufgrund der direkten Verbindung zwischen Zeit und Frequenz, die in dem Linear-Chirp-Signal vorliegt, möglich.
Die folgenden Schritte sind notwendig, um die Echosignale von den verschiedenen Subaperturen in dem Fall des gechirpten Signals zu kombinieren:

1. Multiplikation des Zeitsignals mit einer zeitveränderlichen Phasenfunktion γ_n(t) für jede Subapertur, um den Apertur-Steuerwinkel θ_ch(t) zu realisieren. Der Unterschied zu dem Steuerwinkel in dem Kurzimpulssystem von Gl. 13 besteht darin, daß der Steuerwinkel für die Mitte des Impulses berechnet wird, was der Mittenfrequenz des Chips entspricht. Der Steuerwinkel des gechirpten Systems θ_ch(t) (siehe Gl.) wird deshalb durch eine τ_p/2-verzögerte Version von θ(t) gegeben.
2. Realisieren eines Scan-Winkels θ_f(f) für die Frequenzen –B/2 ≤ f ≤ B/2, um die Spreizung des Signals über die Zeit des Chirps hinweg zu kompensieren.
3. Die Steuerwinkel θ_ch(t) und θ_f(f) werden zur Multiplikation von Signal oder Spektrum des Signals jeder Subapertur mit Hilfe von Gl. 16 in Phasenwerte umgesetzt, Die Modifikation des Spektrums mit einer linearen Phase kann mit einer Zeitverzögerung des Signals realisiert werden, die für jede Subapertur angepaßt wird. Die Teile der Zeitverzögerung, die vollen Abtastperioden entsprechen, können durch Speichern der Daten für eine Anzahl von Taktzyklen realisiert werden. Die Teile der Zeitverzögerung, die Bruchteilen einer Abtastperiode entsprechen, können durch eine Interpolation der Daten realisiert werden. Eine Möglichkeit zur digitalen Realisierung dieser Interpolation ist die Verwendung eines Interpolationsfilters. Die Subabtastungsperiodenverzögerung kann auch durch eine Verschiebung des Taktsignals für den Analog/Digital-Umsetzer realisiert werden.

4. Mögliche technologische Implementierung
4.1 Technologien für die Empfangsapertur
Die Gesamtapertur kann zu einer relativ großen Struktur werden, die für den Start und dann den Einsatz im Raum speicherbar sein muß. Zu diesem Zweck ist es wichtig, daß die Struktur starr, leicht und wenn möglich dünn ist. Die elektrischen Anforderungen sind eine hohe Bandbreite und niedrige elektrische Verluste vor dem rauscharmen Verstärker, um Gesamtsystemverluste und die Systemrauschzahl niedrig zu halten, und die Kosten für die Produktion sollen niedrig sein.
Ein Mikrostreifen-Patch-Strahler besitzt sehr gutes Potential für die Erfüllung dieser Anforderungen. Hinter einer bestimmten Anzahl von Patches verstärkt ein rauscharmer Verstärker die Signalübertragung zu der zentralen HF-Elektronik. Die elektrische Stromaufnahme eines Empfangsweges ist relativ niedrig, so daß eine Temperaturstabilisierung des LNA in Betracht gezogen werden kann, um Phasenschwankungen entgegenzuwirken. Die Anzahl der LNAs pro Subapertur wird durch die tolerierbaren Verluste vor dem LNA, um die erforderliche Rauschzahl zu erfüllen, und durch die erforderliche Ausgangsleistung einer Subapertur bestimmt.
Der Strahler könnte auf einem wabenförmigen Kohlefaser-Sandwich angebracht werden, der den notwendigen mechanischen Halt bereitstellt (siehe 8). In einer ersten Schätzung würde die beschriebene Struktur im X-Band etwa 8 kg/m² wiegen und wäre weniger als 30 mm dick.
4.2. Technologien für die Sendeapertur
Im Vergleich zu der Empfangsapertur ist die Sendeapertur relativ klein. Die Hauptbetonung liegt auf der Abstrahlung der erzeugten HF-Energie mit so wenig Verlusten wie möglich. Zur Erzeugung der HF-Energie könnten TWTs (Traveling Wave Tubes) sowie MPMs (Medium Power Modules) verwendet werden.
Abhängig vom Systemlayout sind die Subaperturen in der Seitenwinkelrichtung wesentlich länger als in der Höhe. Dies erfordert einen spezialisierten Reflektorentwurf mit möglicherweise mehrerer Feeds. Eine Alternative wäre das direkte Abstrahlen von mehreren Hörnern. Zusammen mit einer größeren Anzahl von MPMs könnten sie gestapelt werden, um die Sendeapertur aufzubauen (siehe 9). Genug dieser Einheiten könnten als Redundanzkonzept eine gesamte Verschlechterung bereitstellen.
5. Literatur

[1] J. C. Curlander und R. N. McDonough, Synthetic Aperture Radar Systems and Signal Processing, New York: Wiley, 1991, S. 21 ff.
[2] A. Currie, M. A. Brown, Wide-swath SAR, IEEE Proceedings-F, Bd. 139, Nr. 2, April 1992
[3] R. Kwok, W. T. K. Johnson, Block Adaptive Quantization of Magellan SAR Data, 1989, IEEE Trans. Geoscience & Remote Sensing, Bd. 27, Nr. 4, pp 375–383
[4] Meish A. Thompson, A. Luscombe, RADARSAT-2 Mission Overview and Develop-ment Status, Proceedings of EUSAR 2000
[5] J. H. G. Ender, Detection and Estimation of Moving Target Signals by Multi-Channel SAR, AEÜ Int. J. Electron Commun. 50 (1996) Nr.2, 150–156
[6] Fuk K. Li, R. M. Goldstein, Studies of Multibaseline Spaceborne Interferometric Synthetic Aperture Radars, IEEE Transactions on Geoscience and Remote Sensing, Bd. 28, Nr. 1, Januar 1990

6. Tabellen
Tabelle 1: Parameter, die die mehreren Empfangsaperturen in der Höhenkonfiguration beschreiben
Tabelle 2: Parameter, die eine Empfangsapertur mit mehreren Subaperturen in Höhe und in Seitenwinkel charakterisieren

Claims

Seitensicht-SAR-System, umfassend: eine Sendeapertur, eine Empfangsapertur verschiedener Größe, die von der Sendeapertur getrennt ist und in mehrere Empfangs-Subaperturen aufgeteilt ist, die zweidimensional angeordnet sind und Höhen- und Seitenwinkel-Spalten bilden, dadurch gekennzeichnet, daß das Seitensicht-SAR-System ferner Mittel zum kohärenten Verarbeiten von Signalen jeder Empfangs-Subapertur aufweist, umfassend: Mittel zum Erzeugen eines zeitveränderlichen Phasenwerts und eines frequenzveränderlichen Phasenwerts, die jeweils für jede Subapertur unter Verwendung des lokalen Erdradius, des Orbitradius, des Off-Nadir-Winkels, der Echozeit, der Impulslänge und der SAR-Signalbandbreite bestimmt werden, Mittel zum Durchführen einer zeitveränderlichen Phasenverschiebung durch Multiplikation des zeitveränderlichen Phasenwerts zu dem Signal jeder Seitenwinkel- und Höhen-Subapertur gemäß der zeitveränderlichen Echorichtung und der Position der Subapertur in der Empfangsapertur, Mittel zur Korrektur der zeitveränderlichen Phasenverschiebung für die verschiedenen Zeiten in dem Sendeimpuls durch Einführung einer angepaßten frequenzabhängigen Phasenverschiebung in jedes Echosignal, wobei die frequenzveränderliche Phasenverschiebung an die Radargeometrie und die Position in der Empfangs-Subapertur angepaßt ist, Mittel zum kohärenten Summieren der Signale von den Subaperturen in einer Seitenwinkel-Spalte für jede Seitenwinkel-Spalte, Onboard-Mittel zum Speichern der aufsummierten Höhensignale, die sich auf jede Seitenwinkel-Spalte beziehen, und Mittel zum Übertragen der aufsummierten Höhensignale für jede Seitenwinkel-Spalte zum Boden.
Seitensicht-SAR-System nach Anspruch 1, ferner mit Mitteln zur Datenkomprimierung der aufsummierten Höhensignale durch Verwendung eines BAQ-Algorithmus.
Verfahren zum Verarbeiten von SAR-Signalen, mit den folgenden Schritten: Senden eines Signals mittels einer Sendeapertur, Erzeugen von Empfangssignalen mittels einer Empfangsapertur verschiedener Größe, die von der Sendeapertur getrennt ist und in mehrere Empfangsaperturen aufgeteilt ist, die zweidimensional angeordnet sind und Höhen- und Seitenwinkel-Spalten bilden, gekennzeichnet durch kohärentes Verarbeiten der Signale jeder Empfangs-Subapertur durch Erzeugen eines zeitveränderlichen Phasenwerts und eines frequenzveränderlichen Phasenwerts, die jeweils für jede Subapertur unter Verwendung des lokalen Erdradius, des Orbitradius, des Off-Nadir-Winkels, der Echozeit, der Impulslänge und der SAR-Signalbandbreite bestimmt werden, Durchführen einer zeitveränderlichen Phasenverschiebung durch Multiplikation des zeitveränderlichen Phasenwerts zu dem Signal jeder Seitenwinkel- und Höhen-Subapertur gemäß der zeitveränderlichen Echorichtung und der Position der Subapertur in der Empfangsapertur, Korrigieren der zeitveränderlichen Phasenverschiebung für die verschiedenen Zeiten in dem Sendeimpuls durch Einführung einer angepaßten frequenzabhängigen Phasenverschiebung in jedes Echosignal, wobei die frequenzveränderliche Phasenverschiebung an die Radargeometrie und die Position in der Empfangs-Subapertur angepaßt ist, kohärentes Summieren der Signale von den Subaperturen in einer Seitenwinkel-Spalte für jede Seitenwinkel-Spalte, Speichern der aufsummierten Höhensignale, die sich auf jede Seitenwinkel-Spalte beziehen, an Bord, Übertragen der aufsummierten Höhensignale für jede Seitenwinkel-Spalte zum Boden.
Verfahren nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch Datenkomprimierung der aufsummierten Höhensignale durch Verwendung eines BAQ-Algorithmus.