DE60116334T2

DE60116334T2 - Dynamisch kontrollierter ladungspumpenstromwandler mit mehreren ausgängen

Info

Publication number: DE60116334T2
Application number: DE60116334T
Authority: DE
Inventors: Danilo Dragan NEBRIGIC; Marcel Milan JEVTITCH; Vladimir Gartstein; Thomas William MILAM; Vig James SHERRILL; Nicholas Busko; Peter Hansen
Original assignee: University of Illinois; University of Illinois at Chicago
Current assignee: University of Illinois; University of Illinois at Chicago
Priority date: 2000-08-31
Filing date: 2001-08-27
Publication date: 2006-08-10
Anticipated expiration: 2021-08-28
Also published as: WO2002019508A3; ATE314750T1; EP1314238A2; EP1314238B1; DE60116334D1; TW533667B; IL154214A0; JP2004508788A; CN1331303C; AU2001286801A1; WO2002019508A2; CN1470097A; KR20030043946A; CA2418042A1

Description

BEREICH DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft DC/DC-Stromversorgungssteuergeräte und insbesondere regulierte Ladepumpenleistungswandler für integrierte Leistungsmanagmentsysteme. Ein Leistungswandler mit regulierter Ladepumpe ist in der US 5 345 376 offenbart.
HINTERGRUND
Fortschritte in der Elektroniktechnologie haben den Entwurf und die rentable Herstellung von tragbaren elektronischen Geräten möglich gemacht. So nimmt der Gebrauch von tragbaren elektronischen Geräten sowohl im Hinblick auf die Zahl der verfügbaren Produkte als auch der Produkttypen weiter zu. Beispiele für das breite Spektrum an tragbaren elektronischen Geräten sind unter anderem Pager (Personenrufempfänger), Zellulartelefone, Musikabspielgeräte, Rechner, Laptop-Computer sowie Personal Digital Assistants und andere.
Die Elektronik in einem tragbaren elektronischen Gerät benötigt im Allgemeinen elektrischen Gleichstrom (DC). Zum Bereitzustellen dieses elektrischen Gleichstroms werden gewöhnlich eine oder mehrere Batterien als Energiequelle verwendet. Idealerweise würde die Energiequelle perfekt an die Energieerfordernisse des tragbaren elektronischen Gerätes abgestimmt. Sehr häufig sind jedoch die Spannung und der Strom von den Batterien für ein direktes Speisen der Elektronik des tragbaren elektronischen Gerätes ungeeignet. So kann sich beispielsweise der Spannungspegel von den Batterien von dem vom Gerät benötigten Spannungspegel unterscheiden. Außerdem können einige Teile der Elektronik mit einer anderen Spannung arbeiten als andere Teile, so dass andere Energiequellenspannungspegel benötigt werden. Auch können Batterien nicht schnell auf rasche Schwankungen des Strombedarfs reagieren.
1 zeigt die typische Anordnung für ein tragbares elektronisches Gerät 10, das eine Energiequelle 12, wie z.B. eine oder mehrere Batterien, und ein Lastgerät 14 aufweist, wie z.B. die Elektronik, die elektrischen Strom benötigt. Zwischen der Energiequelle 12 und dem Lastgerät 14 befindet sich eine Stromversorgung 16, die eine Reihe von Funktionen ausführen kann. So bewirkt beispielsweise ein Leistungswandler 20, der als in die Stromversorgung 16 integriert dargestellt ist, die notwendigen Änderungen an der Leistung von der Energiequelle 12, um sie für ein Lastgerät 14 geeignet zu machen.
Die Stromversorgung 16 kann auch andere Funktionen als Leistungswandlung ausführen. So kann beispielsweise der Schutz der Energiequelle 12, des Lastgerätes 14 und/oder des Leistungswandlers 20 vor Schäden durch einen anhaltenden hohen elektrischen Strom ein elektrisches Abtrennen der Energiequelle 12 vom Rest des tragbaren elektronischen Gerätes 10 erfordern. Als weiteres Beispiel kann der Leistungswandler 20 Hilfe beim Start benötigen.
Wenn man die benötigten Leistungswandlungstypen betrachtet, dann kann der Leistungswandler 20 die Spannung „heraufsetzen" (d.h. boosten) oder „heruntersetzen". Das heißt, der Wandler 20 kann die an das Lastgerät 14 angelegte Ausgangsspannung V_OUT in Bezug auf die Eingangsspannung V_S von der Energiequelle 12 erhöhen oder verringern. Der Leistungswandler 20 kann auch eine Energiemenge speichern, um eine kurze Bedarfsspitze oder -zunahme des Lastgerätes 14 zu decken, die die Energiequelle 12 nicht decken kann.
Der Leistungswandler 20 kann auch die Ausgangsspannung V_OUT regulieren und sie nahe am gewünschten Ausgangsspannungspegel halten und schnelle Fluktuationen reduzieren, die nachteiliges Rauschen oder unerwünschte Leistungen des Lastgerätes 14 verursachen können. Solche Fluktuationen können aufgrund von Bedarfsänderungen, induziertem Rauschen von externen elektromagnetischen Quellen, Charakteristiken der Energiequelle 12 und/oder durch Rauschen von anderen Komponenten in der Stromversorgung 16 verursacht werden.
Leistungswandler 20 bieten zwar zahlreiche Vorteile, aber existierende Leistungswandler 20 verursachen auch unerwünschte Leistungseinschränkungen für tragbare elektronische Geräte 10. Die speziellen Attribute von allgemein bekannten Leistungswandlern 20 werden nachfolgend in Verbindung mit den allgemein auftretenden Beschränkungstypen erörtert.
Viele allgemein bekannte Leistungswandler 20 werden für eine bestimmte Energiequelle 12 und einen bestimmten Lastbedarf vom Lastgerät 14 optimiert. Der Leistungswandler 20 kann möglicherweise Variationen der Spannungs- und Stromkennwerte der Energiequelle 12 und/oder des Lastgerätes 14 nicht oder nur ineffizient aufnehmen. So können beispielsweise einige Typen von Leistungswandlern 20 keine Ausgangsspannung V_OUT erzeugen, die höher ist als die Eingangsspannung V_S, und/oder ihre Effizienz ist darauf bezogen, wie nahe die Eingangsspannung V_S an der benötigten Ausgangsspannung V_OUT liegt. Ferner können einige Leistungswandler 20 keine mittleren Leistungspegel wie z.B. 0,5–1,0 W erzeugen. Darüber hinaus sind bekannte Leistungswandler 20 im Allgemeinen so aufgebaut, dass sie nur in einem engen Bereich von Eingangsspannungen, Ausgangsspannungen und Leistungskapazitäten arbeiten.
Zusätzlich erzielen einige Leistungswandler 20, wie nachfolgend mit Bezug auf 2 erörtert wird, eine akzeptabel regulierte Ausgangsspannung V_OUT nur durch ineffiziente Spannungsregler.
In anderen Fällen reicht die Spannungsregelung durch den Leistungswandler 20 für die Bedürfnisse des Lastgerätes 14 nicht aus. So kann beispielsweise die Nennausgangsspannung V_OUT aufgrund von Variationen in der Eingangsspannung V_S, Variationen in der Temperatur des Leistungswandlers oder dem vom Lastgerät 14 gezogenen Ausgangsstrom variieren. Ebenso kann selbst dann, wenn V_OUT auf einem akzeptablen Nennausgangspegel ist, der Leistungswandler 20 unerwünschterweise um die Nennausgangsspannung V_OUT oszillieren. Diese Spannungswelligkeit V_RIP wird als der Bereich der Oszillationen um die Nennausgangsspannung V_OUT definiert und kann einen ordnungsgemäßen Betrieb des Lastgerätes 14 behindern oder unmöglich machen.
Daher erzeugen existierende Leistungswandler 20 nicht effizient nach Bedarf die benötigte Leistung zu einem Lastgerät und passen sich auch nicht an Variationen in der Energiequelle oder dem Lastgerät an, um einen stabilen V_OUT bereitzustellen.
Ferner arbeiten existierende Leistungswandler 20 nicht mit niedrigen Eingangsspannungspegeln wie z.B. einer Eingangsspannung V_S von unter einem Volt. Die existierenden Leistungswandler 20 benötigen gewöhnlich eine Betriebsvorspannung, die typischerweise mit dem Ausgangsspannungsbedarf des Lastgerätes 14 vergleichbar ist, die im Allgemeinen über einem Volt liegt. Ebenso wird die Eingangsspannung V_S durch externe und interne Quellen von einem gewissen Rauschniveau überlagert. Wenn der Eingangsspannungspegel V_S niedrig ist, dann kann dieses Rauschen relativ signifikant werden und den Betrieb des Leistungswandlers 20 verschlechtern oder unmöglich machen.
Eine Folge davon, dass eine Eingangsspannung von mehr als einem Volt benötigt wird, ist, dass eine ansonsten erwünschte Einzelzellenbatterie, oder eine alternative Leistungsquelle, als Energiequelle 12 für das Gerät 10 ungeeignet ist. So kann beispielsweise die von bestimmten elektrochemischen Batterien oder alternativen Leistungsquellen gelieferte Nennspannung unter einem Volt liegen oder eine Spannungscharakteristik haben, die mit abnehmender gespeicherter Ladung abnimmt. Eine erhebliche Menge, und vielleicht sogar der größte Teil, der gespeicherten Energie solcher Batterien kann nur auf einem Spannungspegel von unter einem Volt genutzt werden. Demzufolge ist die Lebensdauer der Batterie in einem tragbaren elektronischen Gerät 10 durch die Unfähigkeit des Gerätes begrenzt, mit einem Spannungspegel V_S von unter einem Volt von der Batterie zu arbeiten. Infolgedessen werden Batterien mit einer erheblichen Ladungsrestmenge oder „Restlebensdauer" weggeworfen. Die Erzielung von zusätzlicher Lebensdauer durch Einbauen von zusätzlichen Batterien in das Gerät 10 führt zu einer Größen- und Gewichtserhöhung des Gerätes 10.
Daher arbeiten viele existierende Leistungswandler bei einer Eingangsspannung unter einem Volt nicht (oder nicht wie gewünscht).
Ferner wird selbst dann, wenn ein Leistungswandler 20 kontinuierlich mit einer Eingangsspannung V_S unter einem Volt arbeiten kann, im Allgemeinen ein höherer Eingangsspannungspegel (über 1 Volt) benötigt, um den Leistungswandler 20 zu starten. Das heißt, der Wandler benötigt in der Startphase eine Eingangsspannung, die höher ist als für einen Dauerbetrieb (z.B. 0,4 V höher). Daher muss der Leistungswandler 20 kontinuierlich betrieben werden, wenn die Mindeststarteingangsspannung erreicht ist, was Leistung aufnimmt, um die Energiemenge zu erhöhen, die von der Energiequelle 12 genutzt werden kann.
Für die Startphase wird häufig eine externe Startschaltung (wie z.B. eine Schottky-Diode) zu den existierenden Leistungswandlern 20 hinzugefügt. Die Startschaltung hilft dabei, den zusätzlichen Eingangsspannungsbedarf beim Start zu überwinden und die Zeitperiode zu verkürzen, die der Leistungswandler 20 braucht, um seine Nennausgangsspannung zu erreichen. Bekannte Startschaltungen sind jedoch im Allgemeinen nicht in der Lage, bei einer Eingangsspannung unter einem Volt zu arbeiten. Ebenso begrenzt die Notwendigkeit, eine externe Startschaltung zu benutzen, die Fähigkeit, den Leistungswandler 20 zu miniaturisieren. Darüber hinaus neigen externe Startschaltungen selbst dann zu Verlustleistungen, wenn der Leistungswandler 20 nicht in einem Startzustand ist, so dass die Effizienz des Leistungswandlers 20 reduziert wird.
Daher können existierende Leistungswandler 20 im Allgemeinen nicht mit einer Eingangsspannung unter einem Volt starten und auch keinen effizienten Start bei einer Eingangsspannung von über einem Volt ermöglichen.
Ein weiterer Nachteil von existierenden Leistungswandlern 20 ist, dass sie nicht auf effiziente Weise die mit integrierten Schaltungen im Submikronbereich benötigte Ausgangsspannung erzeugen können. Das IC-Design in tragbaren elektronischen Geräten 10 entwickelt sich immer mehr in Richtung von Schaltungen mit niedrigeren Betriebsspannungen. So ermöglichen beispielsweise derzeitige Herstellungstechniken für CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) auf der Basis von Submikrontechnologien (0,5 μm und weniger) Bauelemente, die mit 3,0–3,3 V arbeiten. Die voraussichtliche technologische Entwicklung zum Reduzieren der Merkmalsgröße solcher integrierten Schaltungen bedeutet eine weitere Reduzierung dieser Betriebsspannung, so dass Stromversorgungen und Leistungswandler zum Erzeugen dieser reduzierten Betriebsspannungen entwickelt werden müssen.
So heben beispielsweise Trends im Mikroprozessordesign die Notwendigkeit und die Vorteile von Stromversorgungen hervor, die mit den niedrigeren Betriebsspannungen arbeiten. Die Merkmalsgröße der IC-Komponenten eines Mikroprozessors wird reduziert, um die Funktionalität zu reduzierten Kosten zu erhöhen. So kann ein Chip den Schaltkomplex von einer Reihe von Chips und diskreten Komponenten enthalten. Eine geringere Merkmalsgröße lässt es auch zu, dass der Mikroprozessor seine Funktionen schneller ausführt. Mit kleineren Merkmalen kann auch schneller digital geschaltet werden. Da geschaltete Komponenten dazu neigen, Wärme proportional zu der Rate zu erzeugen, mit der sie geschaltet werden, machen dichter gepackte und schneller geschaltete Komponenten eine Wärmeabführung zu einer begrenzenden Einschränkung für das Design des Mikroprozessors. Die intensivere Umschaltung bedeutet auch, dass jedes Merkmal als RF-(Radiofrequenz)-Antenne dienen kann, die elektromagnetische Störungen (EMI) zu Nachbarmerkmalen emittiert. Die Reduzierung der Betriebsspannung des Mikroprozessors ermöglicht die Reduzierung der Merkmalsgröße, die intensivere Umschaltung und die Wärmeabführung. Darüber hinaus ist, wie erwähnt, die von den Merkmalen erzeugte Wärme typischerweise proportional zur Betriebsfrequenz; die erzeugte Wärme ist jedoch auch quadratisch auf die Betriebsspannung bezogen, d.h. eine Reduzierung der Betriebsspannung um die Hälfte reduziert die erzeugte Wärme auf ein Viertel. Der resultierende Trend in Richtung auf geringere Betriebsspannungen an typischen Mikroprozessoren lässt sich wie folgt erkennen: 1990 waren es 5 V, 1995 3,3 V, 1998 1,8–2,4 V, 2000 1,2–2,4 V und danach werden 1 V oder weniger erwartet.
Mit abnehmender Merkmalsgröße wird auch die Stromführungskapazität jedes Merkmals reduziert. Demzufolge ermöglicht eine niedrige Betriebsspannung eine Reduzierung dieses Stroms, so dass das Merkmal nicht ausfällt.
Dazu kommt, dass der Abstand zwischen Merkmalen reduziert wird und somit wird auch die Menge an Isoliermaterial zwischen den Merkmalen verringert. Demzufolge vermeidet eine niedrigere Betriebsspannung einen Durchbruch durch das dünnere Isoliermaterial zwischen Merkmalen, der sonst einen Ausfall des Mikroprozessors verursachen würde.
Somit besteht erheblicher Bedarf an einem Leistungswandler, der eine Ausgangsspannung V_OUT bereitstellen kann, die die niedrigeren Betriebsspannungen bewältigt, die von kleineren und schnelleren integrierten Schaltungen und Mikroprozessoren benötigt werden. Spezieller, es ist wünschenswert, dass der Leistungswandler vorteilhafterweise eine regulierte Ausgangsspannung V_OUT im Bereich von 0,8–1,6 V erzeugen kann.
Noch ein weiterer Nachteil von existierenden Leistungswandlern 20 ist, dass sie nicht für das gewünschte Maß an Miniaturisierung in tragbaren Geräten und für eingebettete Anwendungen geeignet sind, sogar in Anbetracht von integrierten Schaltungsstrukturen wie SOI (Silicon on Insulator) und SOM (Silicon on Metal). In einigen Fällen ist eine Miniaturisierung aufgrund der benötigten Zahl an separaten externen Komponenten unmöglich, die sich nicht für eine IC-Herstellung eignen. Diese Komponenten erfordern somit ein PCB-, Hybrid- oder MCM-(Multi-Chip Module) Design, bei dem Größe und Kosten einer solchen Herstellung höher sind als für eine völlig integrierte Schaltung.
Darüber hinaus führt die Effizienz von allgemein bekannten Leistungswandlern 20 zu einer Wärmeerzeugung, die für eine weitere Miniaturisierung nicht geeignet ist.
Daher können existierende Leistungswandler 20 nicht als integrierte Schaltungen, insbesondere in ein Lastgerät 14 eingebettet, hergestellt werden.
Ein weiterer Nachteil von herkömmlichen Leistungswandlern ist, dass sie unerwünschte Mengen an elektromagnetischen Störungen (EMI) emittieren können, die durch Distanzieren und/oder Abschirmen des Lastgerätes 14 bewältigt werden müssen. Die EMI können von einem Induktor kommen, der in den Leistungswandler 20 integriert ist, oder sie können das Ergebnis der Reduzierung der Merkmalsgröße der Schaltungen im Leistungswandler 20 sein. Bei dem Versuch, die Größe von separaten Komponenten durch die Verwendung kleinerer Komponenten zu reduzieren, wird unweigerlich auch die Energiespeicher- und -übertragungsfähigkeit reduziert. Daher wird eine höhere Betriebsfrequenz benötigt, um eine äquivalente Leistungsmenge zu übertragen. Die höhere Betriebsfrequenz führt jedoch auch zu EMI, was für das tragbare elektronische Gerät 10 schädlich ist. Ferner unterliegt das tragbare elektronische Gerät 10 selbst im Allgemeinen gesetzlichen Begrenzungen der RF-Emissionen, die bei einer ausreichend hohen Betriebsfrequenz nicht überschritten werden dürfen.
Es ist daher auch wünschenswert, dass der Leistungswandler 20 vorteilhafterweise minimale Mengen an Wärme oder abgestrahlter Energie (EMI) zum Lastgerät 14 erzeugt und somit für eine Einbettung in dieselbe integrierte Schaltung oder dasselbe Modul geeignet ist.
Viele der oben beschriebenen Probleme werden in Geräten noch verschärft, die mehrere Spannungspegel benötigen. So beinhaltet beispielsweise tragbare Funktelekommunikationsgeräte Verarbeitungs-, Speicher-, Übertragungs- und Anzeigefunktionen, die notwendigerweise mit unterschiedlichen Spannungen arbeiten. Viele dieser Elemente benötigen eine Spannungsregulierung und niedrige EMI, um zufriedenstellend arbeiten zu können. Ferner ist es typischerweise wünschenswert, die Batterielebensdauer zu verlängern und geringe Gerätegrößen zu erzielen.
Daher sind verschiedene der existierenden Typen von Leistungswandlern 20 zum Abstellen eines oder mehrerer der oben erwähnten Nachteile und zum Decken des Industrie- und Marktbedarfs ungeeignet. Es ist somit wünschenswert, die Leistungswandlertechnologie zu verbessern und die verschiedenen oben erwähnten Nachteile abzustellen.
ZUSAMMENFASSUNG
Die Erfindung überwindet die oben erwähnten und sonstige Mängel des Standes der Technik dadurch, dass sie eine Vorrichtung und ein Verfahren für einen dynamisch gesteuerten, eigenregulierten Leistungswandler bereitstellt, der auf effiziente Weise Leistung von einer Energiequelle gemäß dem Bedarf eines Lastgerätes überträgt.
Gemäß der Erfindung wird ein Leistungswandler wie in Anspruch 1 definiert bereitgestellt.
In einer Ausführung der Erfindung kann ein Leistungswandler mit einer Eingangsspannung V_S von unter einem Volt betrieben werden, indem vorteilhafterweise Schalter mit niedriger Steuereingriffsschwelle in das dynamische Steuergerät und die kapazitive Leistungsausgangsstufe integriert werden.
In einer weiteren Ausführung der Erfindung kann ein Leistungswandler mit einer Eingangsspannung von unter einem Volt aus einem Entladungszustand betrieben werden, indem ein progressiver Startschalter verwendet wird, der einen Startkondensator auflädt, wenn das dynamische Steuergerät abgeschaltet ist. Nach dem Laden schließt der Startkondensator wiederum einen Leistungsschalter in der Ausgangsstufe, um eine Ladung zum Lastkondensator C_L bereitzustellen, bis der Lastkondensator C_L ausreichend aufgeladen ist, damit das dynamische Steuergerät die Steuerung seiner Leistungsausgangsstufe aufnehmen kann.
In noch einer weiteren Ausführung der Erfindung erzeugt ein Leistungswandler eine vorbestimmte Ausgangsspannung, die in Bezug auf die Eingangsspannung entweder erhöht oder verringert (hoch- oder tiefgesetzt) ist. Der Leistungswandler kann auch flexiblerweise eine Ausgangsspannung mit Eigenregulierung bereitstellen, die für Faktoren wie Eingangsspannung und Temperatur unempfindlich ist, so dass eine vorbestimmte niedrige Ausgangsspannung wie beispielsweise 0,8–1,6 V oder niedriger auf effiziente Weise bereitgestellt werden kann.
In noch einer zusätzlichen Ausführung der Erfindung bietet ein integrierter Leistungswandler eine effiziente und regulierte Leistungswandlung und erzeugt somit wenig Wärme. Insbesondere hat der integrierte Leistungswandler inhärent geringe EMI-Emissionen, da er lediglich mit Kapazität arbeitet, ohne Induktor. Ferner senkt der integrierte Leistungswandler EMI-Emissionen während des niedrigen Kapazitätsbedarfs, indem er langsamer umschaltet. Aufgrund des Fehlens eines Induktors können einige Anwendungen weiter miniaturisiert werden, da sie keine externen Komponenten haben, weil IC-Kondensatoren eingebaut sind. Aus diesen Gründen kann der integrierte Leistungswandler in einigen Anwendungen vorteilhafterweise in eine integrierte Schaltung mit einem Lastgerät eingebettet werden. Ferner ist der integrierte Leistungswandler in einigen Anwendungen für eine niedrige Eingangs- und/oder niedrige Ausgangsspannung ausgelegt.
Diese und andere Aufgaben und Vorteile der Erfindung werden anhand der Begleitzeichnungen und deren Beschreibung offensichtlich.
KURZBESCHREIBUNG DER FIGUREN
Die Begleitzeichnungen, die in die vorliegende Beschreibung integriert sind und Bestandteil davon sind, illustrieren Ausgestaltungen der Erfindung, und die nachfolgende ausführliche Beschreibung der Ausgestaltungen, zusammen mit der oben gegebenen allgemeinen Beschreibung der Erfindung, dienen zum Erläutern der Grundsätze der vorliegenden Erfindung.
1 ist ein allgemeines Blockdiagramm eines tragbaren elektronischen Gerätes, das eine Stromversorgung mit einem Leistungswandler beinhaltet.
2 ist ein allgemeines Blockdiagramm eines oszillatorgesteuerten Leistungswandlers (Steuerungsladepumpe).
3 ist ein allgemeines Blockdiagramm eines dynamisch gesteuerten, eigenregulierten Leistungswandlers.
4 ist eine Ausgestaltung einer Schaltung für eine Leistungsausgangsstufe für den Leistungswandler von 3.
5 ist eine weitere Ausgestaltung einer Schaltung für eine Leistungsausgangsstufe für den Leistungswandler von 3.
6 ist ein Spannungsplot für Grenzbedingungen für den Höchstlastzustand für die Leistungsausgangsstufe von 5.
7 ist ein allgemeines Blockdiagramm einer Ausgestaltung eines dynamisch gesteuerten Leistungswandlers.
8 ist ein Fließschema für den Betrieb des Leistungswandlers von 7.
9 ist ein Fließschema für den Startvorgang von 8.
10 ist ein Fließschema für den dynamischen Betrieb von 8.
11 ist eine Ausgestaltung einer Schaltung für eine Leistungsausgangsstufe für den Leistungswandler von 7.
12 ist eine Ausgestaltung einer Leistungssteuerschaltung für den Leistungswandler von 7.
13 ist eine Ausgestaltung einer Spannungsreferenzschaltung für den Leistungsregler von 12.
14 ist eine Ausgestaltung einer Komparatorschaltung für den Leistungsregler von 12.
15 ist ein ausführlicherer Schaltplan der Komparatorschaltung von 14.
16 ist eine Ausgestaltung einer Zeitsteuerschaltung für den Leistungsregler von 12.
17 ist ein illustratives Timing-Schema der Zeitsteuerschaltung von 16.
18 ist eine Ausgestaltung einer IC-Komponente eines Mehrausgangs-Leistungswandlers mit integrierten kapazitiven Elementen.
19 ist ein Blockdiagramm des Mehrausgangs-Leistungswandlers von 18.
20 ist eine Ausgestaltung von einer der Leistungsausgangsstufen des Mehrausgangs-Leistungswandlers von 19.
21 ist eine Ausgestaltung einer Ausgangssteuerung des Mehrausgangsreglers von 19.
22 ist ein Schaltschema für den Ausgangsregler von 22.
23 ist eine Schaltung für das in 22 referenzierte Einschaltsignal.
24 ist ein Anschlussbelegungsplan für den Mehrausgangsleistungswandler der 19–23.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
LEISTUNGSWANDLUNG
Der Betrieb und die Vorteile einer dynamischen Steuerung einer Ladepumpe gemäß den Grundsätzen der Erfindung werden am besten unter Betrachtung alternativer Leistungswandlungstechniken in existierenden Leistungswandlern verständlich.
So ist beispielsweise ein Linearregler ein Typ von existierendem Leistungswandler. Linearregler haben einen Wirkungsgrad, der direkt proportional zum Verhältnis zwischen der Eingangsspannung V_S und der Ausgangsspannung V_OUT ist. So würde eine Eingangsspannung V_S, die das Zweifache der benötigten Ausgangsspannung V_OUT beträgt, etwa die Hälfte der Leistung von einer Energiequelle 12 ergeben, die vom Leistungswandler 20 ineffizienterweise aufgenommen wird. Aufgrund des geringeren Wirkungsgrades und der resultierenden Wärmeerzeugung benötigen Linearregler einen Kühlkörper, der eine Integration in Flachpakete wie die, die der PCMCIA-Spezifikation entsprechen, häufig verkompliziert oder ausschließt. Darüber hinaus benötigen Linearregler im Allgemeinen zwei separate Kondensatoren, was die Größenreduzierung noch weiter begrenzt. Ferner können Linearregler die Eingangsspannung V_S nicht heraufsetzen und sind somit für bestimmte Anwendungen ungeeignet. So kann beispielsweise ein kleines tragbares elektronisches Gerät 10 wie eine Hörhilfe von einer kostenarmen Einzelzellen-Alkalibatterie profitieren, die eine Spannung von 0,8–1,4 V liefert. Das Lastgerät 14, in diesem Fall die Elektronik der Hörhilfe, benötigt jedoch möglicherweise 3,0 V. Linearregler sind für eine solche Anwendung ungeeignet.
Induktorgestützte Leistungswandler und Nur-Kapazität-(„Ladepumpen")-Leistungswandler sind jeweils in der Lage, eine Eingangsspannung V_S herauf- oder herabzusetzen. Solche Konstruktionen benötigen im Allgemeinen eine Eingangsspannung V_S von 1,5–3,3 V und liefern eine Ausgangsspannung V_OUT von 1,8–5,0 V, wobei der gelieferte Strom dauerhaft zwischen 10–200 mA liegt. Mit diesen Designs sind im Allgemeinen keine Eingangsspannungen oder Ausgangsspannungen unter einem Volt möglich. Außerdem sind im Allgemeinen keine Ausgangsleistungen im Bereich von 200–500 mW verfügbar, ausgenommen mit Ansätzen wie Parallelschalten von mehreren Leistungswandlern 20, um ihre jeweiligen Ausgänge zu kombinieren, und dadurch nimmt der von der Kombination aufgenommene Strom zu.
Induktorgestützte Leistungswandler werden gewöhnlich gegenüber Nur-Kapazität-Ladepumpenleistungswandlern für Kleinleistungsanwendungen (z.B. bis zu 200 mW) bevorzugt, da sie im Vergleich zu einem Ladepumpendesign relativ effizient sind. Ebenso lasst sich die gewünschte Ausgangsspannung V_OUT leichter erzielen als mit Ladepumpen. Speziell, die Ausgangsspannung V_OUT ist proportional zum Induktanzwert des Induktors multipliziert mit der Ableitung des elektrischen Stroms (di/dt). Demzufolge beeinflusst eine höhere Betriebsfrequenz und/oder ein höherer elektrischer Strom am Eingang die erzielte Ausgangsspannung nicht direkt. Induktorgestützte Leistungswandler benötigen jedoch im Allgemeinen eine nichtlineare Ferritspule oder Ferritkugel für den Induktor und brauchen auch externe Widerstände und Kondensatoren. Dadurch lassen sich induktorgestützte Leistungswandler nicht ohne weiteres weiter miniaturisieren. Der Induktor ist auch eine „rauschreiche" Komponente, die unerwünschte EMI erzeugt.
2 zeigt eine allgemein bekannte Nur-Kapazität-Stromversorgung 16, die einen oszillatorgesteuerten Leistungswandler 20 (oder eine „Steuerungsladepumpe") und einen nachgeschalteten Spannungsregler 22 beinhaltet. Die Energiequelle 12, wie z.B. eine Batterie, ist für Illustrationszwecke als Teil der Versorgung 16 dargestellt. Ein solches Design hat den Vorteil, dass es Integrationsprobleme und EMI-Probleme vermeidet, die bei einem Induktor entstehen.
Der offene Steuerkreis bedeutet, dass der oszillatorgesteuerte Leistungswandler 20 vorteilhafterweise kein Feedback für die Einstellung seines Ausgangs benutzt. Eine dynamische Steuerung (oder Regelung) dagegen wird im Allgemeinen dann benutzt, wenn eine verbesserte Steuerung benötigt wird. So ist beispielsweise zeitgesteuertes Kochen ein Steuerverfahren, das periodische Überprüfungen erfordert, um Unter- oder Überkochen zu vermeiden. Kochen mit einer Temperatursonde ist ein Beispiel für eine dynamische Regelung, die sicherstellt, dass das Nahrungsmittel die gewünschte Temperatur erreicht, und das selbst bei Variationen im Hinblick auf das Gewicht des Nahrungsmittels oder der Kochenergie (z.B. Ofenwärme oder Mikrowellenenergie).
Steuerungsladepumpen 20 sind jedoch ineffizient und bieten keine Ausgangsströme über 200 mA, ausgenommen dann, wenn mehrere Ladepumpen zusammen parallelgeschaltet werden, um den gewünschten Ausgangsstrom zu erzielen. Infolgedessen sind sie ineffizient, obwohl sie mehr Strom liefern können. Diese Forderung des Kaskadierens von mehreren Ladepumpen ist ein Ergebnis der Leistungsschalter M1–M4, die im Einschaltzustand als Serienwiderstände („parasitärer Widerstand") wirken. Bei hohen Eingangsstromwerten verursacht der resultierende parasitäre Widerstand einen sehr ineffizienten Betrieb, da die von der Schaltung aufgenommene Leistung vom Quadrat des Eingangsstroms multipliziert mit dem parasitären Widerstand der Schalter abhängig ist. Somit werden im Allgemeinen Wirkungsgrade im Bereich von 30–90% erzielt, wobei die höheren Wirkungsgrade dann erzielt werden, wenn die Ladepumpe mit ihrer theoretischen Höchstkapazität fährt, um einen maximalen Bedarf des Lastgerätes zu decken. Bei geringeren Bedarfsniveaus verursacht die Ladepumpe weiterhin Leistungsverluste, wenn unnötig zwischen Zuständen umgeschaltet wird.
Ein weiterer Nachteil von oszillatorgestützten Leistungswandlern 20 ist, dass die meisten etwa drei externe Kondensatoren benötigen, was eine Integration und Miniaturisierung der Schaltung verhindert.
Der Leistungswandler 20 von 2 (oder „Steuerungsladepumpe") beinhaltet eine Ausgangsstufe 24 und eine Oszillatorsteuerung 26. Das Grundprinzip, auf dem die Steuerungsladepumpe 20 basiert, ist die Abwechslung der Ausgangsstufe 24 zwischen einer Ladephase und eine Entlade-(oder Pumpen-)Phase als Reaktion auf den Oszillatorregler 26. Die zeitliche Steuerung der Umschaltung zwischen den Phasen ist vorbestimmt und basiert typischerweise auf dem vorhergesehenen Spitzenbedarf am Lastgerät.
Zu Typen von Leistungsausgangsstufen 24 gehören invertierende und nichtinvertierende Versionen sowie solche mit verschiedenen Anzahlen von kapazitiven Komponenten zum Übertragen und Speichern von elektrischer Ladung. Eine nichtinvertierende Ausgangsstufe 24 ist in 2 mit einer Schaltmatrix 28, einem Schaltkondensator C_F und einem Last-(oder Speicher- )Kondensator C_L dargestellt. Die Schaltmatrix 28 kann eine integrierte Schaltung sein, während allgemein bekannte Schalt- und Lastkondensatoren C_F, C_L separate Komponenten sind. Die Schaltmatrix 28, die auf die Oszillatorregelung 26 reagiert, koppelt die Energiequelle 12, den Schaltkondensator C_F und den Lastkondensator C_L mit der Ladekonfiguration und der Entladekonfiguration.
Speziell, die Schaltmatrix 28 beinhaltet vier Leistungsschalter M1–M4. Der erste Leistungsschalter M1 schließt als Reaktion auf ein Ladeschaltsignal S1 von der Oszillatorregelung 26 und koppelt einen positiven Anschluss 30 (Eingangsspannung V_S) der Energiequelle 12 elektrisch mit einem ersten Anschluss 31 des Schaltkondensators C_F. Der zweite Leistungsschalter M2 schließt als Reaktion auf ein Entladeschaltsignal S2 von der Oszillatorregelung 26 und koppelt den ersten Anschluss 31 des Schaltkondensators C_F elektrisch mit einem ersten Anschluss 32 (V_INT) des Lastkondensators C_L. Ein dritter Leistungsschalter M3 schließt als Reaktion auf das Ladeschaltsignal S1 und koppelt einen Referenzanschluss 33 der Energiequelle 12 elektrisch mit einem zweiten Anschluss 34 des Schaltkondensators C_F. Der vierte Leistungsschalter M4 schließt als Reaktion auf das Entladeschaltsignal S2 und koppelt den zweiten Anschluss 34 des Schaltkondensators C_F elektrisch mit dem positiven Anschluss 30 der Energiequelle 12.
Beim Betrieb schaltet die Oszillatorregelung 26 das Ladeschaltsignal S1 ein, schließt den ersten und den dritten Leistungsschalter M1, M3 und schaltet dabei das Entladeschaltsignal S2 ab und öffnet den zweiten und den vierten Leistungsschalter M2, M4. Somit erzeugt der Lastkondensator C_L die unregulierte Ausgangsspannung (oder Zwischenspannung V_INT) und ist vom Schaltkondensator C_F und der Energiequelle 12 elektrisch getrennt. Ebenso wird der Schaltkondensator C_F elektrisch parallel zu der Energiequelle 12 geschaltet und wird somit auf eine Schaltkondensatorspannung geladen, die gleich oder geringer ist als die Eingangsspannung V_S der Energiequelle 12. Die Menge an Ladung, die zum Schaltkondensator C_F übertragen wird, hängt von mehreren Faktoren ab, z.B. denen, ob der Schaltkondensator C_F voll entladen war, der Zeitdauer, während der die Oszillatorsteuerung 26 den Schaltkondensator C_F in der Ladekonfiguration lässt, den elektrischen Kennwerten des Schaltkondensators C_F und der Eingangsspannung V_S. Der Einfachheit halber sei angenommen, dass der Schaltkondensator C_F eine volle Ladung erzielt und die Schaltkondensatorspannung V_F am Ende der Ladephase gleich V_S ist.
Die Oszillatorsteuerung 26 schaltet dann zu einem vorbestimmten Zeitpunkt auf eine Entladekonfiguration durch Abschalten des Ladeschaltsignals S1 um, öffnet den ersten und den dritten Leistungsschalter M1, M3 und schaltet das Entladeschaltsignal S2 ein und schließt den zweiten und den vierten Leistungsschalter M2, M4. Somit wird die Schaltkondensatorspannung V_F (hier als V_S angenommen) zur Eingangsspannung V_S der Energiequelle 12 addiert, indem der Schaltkondensator C_F in additiver elektrischer Serie mit der Energiequelle 12 geschaltet wird. Die Kombination wird elektrisch über den Lastkondensator C_L gekoppelt. Somit wird die Zwischenspannung V_INT in der Entladephase am ersten Anschluss 31 des Lastkondensators C_L aufgeladen, so dass sie sich etwa dem Zweifachen der Eingangsspannung V_S nähert.
Auch hier ist die zum Lastkondensator C_L übertragene Ladungsmenge wieder von einer Reihe von Faktoren wie z.B. der vorbestimmten Dauer der Entladephase, den elektrischen Kennwerten des Lastkondensators C_L, der Ladungsmenge im Schaltkondensator C_F und dem Lastkondensator C_L zu Beginn der Entladephase, der Eingangsspannung V_S und der durch das Lastgerät 14 vom Lastkondensator C_L bei V_OUT gezogenen Leistungsmenge abhängig.
Demzufolge beträgt die tatsächliche Zwischenspannung V_INT typischerweise das 1,6- bis 1,9fache der Eingangsspannung V_S für jeden Schaltkondensator C_F. Die Erzielung von größeren Erhöhungen erfordert mehrere Schaltkondensatoren C_F, die in der Ladephase jeweils elektrisch parallel mit der Energiequelle 12 und in der Entladephase alle elektrisch in Serie mit der Energiequelle gekoppelt sind. Somit ist die resultierende erzielbare Zwischenspannung V_INT nachteiligerweise auf bestimmte Bereiche begrenzt, die durch die Eingangsspannung V_S und die Anzahl der Schaltkondensatoren C_F vorbestimmt sind.
Der nachgeschaltete Spannungsregler 22 ist notwendig, um die unregulierte Zwischenspannung V_INT vom oszillatorgestützten Leistungswandler 20 auf die gewünschte regulierte Ausgangsspannung V_OUT zu begrenzen, typischerweise durch Heruntersetzen.
Der Spannungsregler 22 vergleicht typischerweise die unregulierte Zwischenspannung V_INT mit einer Referenzspannung V_REF von einer Spannungsreferenz 38, um den Ausgang V_OUT zu bestimmen. Der Spannungsregler 22 ist insofern nachgeschaltet, als er vom oszillatorgesteuerten Leistungswandler 20 funktionell separat und hinter diesem angeordnet und kein integraler Aspekt des Leistungswandlers 20 ist.
Demzufolge nimmt die Nur-Kapazität-Stromversorgung 16 elektrische Energie vom Schalten der Schaltmatrix 28, des konstant arbeitenden Oszillatorreglers 26 sowie der vom Spannungsregler 22 aufgenommenen Leistung auf. Die Leistungsaufnahme des Spannungsreglers 22 ist besonders nachteilig, wenn die Nur-Kapazität-Stromversorgung 16 verwendet wird, um die Ausgangsspannung V_OUT in Bezug auf die Eingangsspannung V_S herunterzusetzen (zu verringern). Der oszillatorgestützte Leistungswandler 20 setzt die Eingangsspannung V_S nur herauf. Demzufolge nimmt der Spannungsregler 22, da er die Zwischenspannung V_INT heruntersetzt, mehr Leistung auf.
DYNAMISCHE STEUERUNG IN EINEM LEISTUNGSWANDLER
Mit Bezug auf den oben erörterten existierenden Leistungswandler 20 wird nachfolgend eine Ausgestaltung der Erfindung beschrieben. 3 zeigt einen Leistungswandler 40 in Blockdiagrammform, die eine dynamische Steuerung der Leistungsübertragung von einer Energiequelle 12 zu einem Lastgerät 14 illustriert, das mit der Ausgangsspannung V_OUT über Ausgangsanschlüsse 42, 43 gemäß einem Aspekt der Erfindung gekoppelt ist. Der Leistungswandler 40 wird dynamisch gesteuert, indem er sich an den Bedarf des Lastgeräts 14 selbst bei Variationen der Eingangsspannung V_S sowie der Transfer- und Speichercharakteristiken des Leistungswandlers 40 anpasst.
Der Leistungswandler 40 wird eigenspannungsreguliert, indem die Menge an übertragener Ladung nicht nur dem Bedarf entspricht, sondern indem die Ladungstransferrate so geregelt wird, dass die Ausgangsspannung V_OUT in einem zulässigen Bereich bleibt. Dies wird allgemein so ausgedrückt, dass sie innerhalb einer vorbestimmten Spannungswelligkeit V_RIP bleibt. Somit erfolgt die Regulierung nicht in einer späteren Stufe, wodurch die zusätzliche Komplexität und Leistungsaufnahme eines typischen separaten Spannungsreglers 22 wegfallen, wie mit Bezug auf 2 erläutert wurde.
Der Leistungswandler 40 beinhaltet eine Leistungsausgangsstufe 44, die die Ladung zum Lastgerät 14 überträgt, und einen Leistungsregler 46, der mit der Leistungsausgangsstufe 44 gekoppelt ist, um als Reaktion die Übertragung einer angemessenen Ladungsmenge anzuweisen.
In einer Ausgestaltung ist die Leistungsausgangsstufe 44 eine kapazitive Ladepumpe, die einen Lastkondensator C_L über die Ausgangsanschlüsse 42, 43 aufweist. Der Lastkondensator C_L speichert elektrische Ladung und erzeugt die Ausgangsspannung V_OUT in Bezug auf die gespeicherte Ladung. Die Leistungsausgangsstufe 44 beinhaltet auch einen Schaltkondensator C_F zum Übertragen von Ladung von der Energiequelle 12 zum Lastkondensator C_L. Kondensatoren für den Lastkondensator C_L und den Schaltkondensator C_F können vorteilhafterweise für einen niedrigen internen Widerstand gewählt werden, so dass der Leistungswandler 40 eine reduzierte Leistungsaufnahme haben kann. Die Leistungsausgangsstufe 44 beinhaltet eine Schaltmatrix 48, die mit dem Schaltkondensator C_F, dem Lastkondensator C_L und der Energiequelle 12 gekoppelt ist, um die Leistungsausgangsstufe 44 zwischen einer Lade- und einer Entlade- (oder Pump-) Phase zu konfigurieren, wie dies bei Ladepumpen üblich ist. Spezieller, in der Ladephase hat die Schaltmatrix 48 die Aufgabe, den Schaltkondensator C_F elektrisch parallel mit der Energiequelle 12 zu schalten, um den Schaltkondensator C_F zu laden. Ebenso liefert der Lastkondensator C_L in der Ladephase Leistung zum Lastgerät 14 und wird elektrisch von der Energiequelle 12 und dem Schaltkondensator C_F abgekoppelt.
In der Entladephase hat die Schaltmatrix 48 die Aufgabe, die „aufgebauten" Spannungen der Energiequelle 12 und des Schaltkondensators C_F, die elektrisch in Serie mit dem Lastkondensator C_L wie oben erörtert geschaltet sind, zu entladen. So kann die Leistungsausgangsstufe 44 den Lastkondensator auf eine Ausgangsspannung V_OUT laden, die höher ist als die Eingangsspannung V_S der Energiequelle 12.
Man wird verstehen, dass die Leistungsausgangsstufe 44 in einigen Anwendungen die Eingangsspannung V_S mit derselben Konfiguration wie in 3 gezeigt herabsetzen (verringern) kann. Die Schaltmatrix 48 kann so geschaltet werden, dass nur der Schaltkondensator C_F alleine mit seiner Schaltkondensatorspannung V_F in der Entladephase über den Lastkondensator C_L gekoppelt ist. Der Schaltkondensator C_F hat typischerweise eine geringere Speicherkapazität als der Lastkondensator. Somit reicht jede Entladephase alleine nicht aus, um den Lastkondensator zu überladen, besonders in Anbetracht der dynamischen Regelung, die nachfolgend ausführlicher erörtert wird. Im Gegensatz dazu werden herkömmliche Leistungswandler 20 im Voraus zum Heraufsetzen der Ausgangsspannung konfiguriert, indem der Schaltkondensator C_F und die Energiequelle 12 so konfiguriert werden, dass sie in der Entladephase in Serie geschaltet sind. Durch Ändern der Konfiguration im Voraus zum Herabsetzen, wobei nur der Schaltkondensator C_F in der Entladephase geschaltet ist, kann die Flexibilität nicht erzielt werden, die man mit einem dynamischen Regler 50 hat, der nach Bedarf umkonfigurieren kann, um die gewünschte Ausgangsspannung V_OUT zu erzielen.
Daher wird, da der Leistungswandler 40 die Eingangsspannung herunter- und heraufsetzen (erhöhen) kann, der ineffiziente nachgeschaltete Spannungsregler 22, der oben im oszillatorgesteuerten Leistungswandler 20 von 2 beschrieben wurde, nicht benötigt.
Außerdem kann die Leistungsausgangsstufe 44 invertierend oder nichtinvertierend in Bezug darauf sein, ob die Ausgangsspannung ein entgegengesetztes algebraisches Vorzeichen zur Eingangsspannung V_S hat. So kann beispielsweise eine Eingangsspannung V_S von 2,2 V in eine Ausgangsspannung V_OUT von –1,6 V umgewandelt werden. Es sind zwar unten der Deutlichkeit halber nichtinvertierende Ausgestaltungen allgemein illustriert, aber die Fachperson sollte in Anbetracht der vorliegenden Offenbarung auch die Anwendung auf invertierende Leistungswandler 40 erkennen.
Eine Mehrkreisleistungsregelung 46 umfasst einen dynamischen Regler 50, eine Spannungsreferenz 52 und ein Umgebungsregler 64, um die Leistungsausgangsstufe 44 auf vorteilhafte Weise zu steuern. Ein erster Regelkreis 56 wird von der Ausgangsspannung V_OUT vom Ausgangsanschluss 42 gebildet, der als Feedback zum dynamischen Regler 50 bereitgestellt wird. Der dynamische Regler 50 weist die Schaltmatrix 48 an, zusätzliche Ladung von der Energiequelle 12 zum Lastkondensator C_L als Reaktion darauf zu übertragen, dass die Ausgangsspannung V_OUT unter einem vorbestimmten Wert V_REF liegt. Der dynamische Regler 50 ermittelt dann anhand der Spannungsreferenz 52, ob V_OUT unter einem vorbestimmten Wert im Vergleich zu einer Referenzspannung V_REF liegt. Eine geeignete V_REF kann von der Energiequelle 12 bereitgestellt werden, wenn sie genügend spannungsstabil ist, um die Spannungsreferenz 52 zu vereinfachen (z.B. Lithiumbatterien sind spannungsstabil). So kann die Spannungsreferenz 52 dann von einem Spannungsteiler oder -vervielfacher der Ausgangsspannung V_S erzeugt werden, um die gewünschte Referenzspannung V_REF zu erzielen.
Für bestimmte Anwendungen der Erfindung reicht der erste Regelkreis 56 alleine für eine dynamische Regelung der Leistungsübertragung des Leistungswandlers 40 aus, um eine regulierte Ausgangsspannung V_OUT zu erzielen.
Zusätzlich zum ersten Regelkreis 56 kann der Mehrkreis-Leistungsregler 46 ferner einen zweiten Regelkreis 58 aufweisen. Im zweiten Regelkreis 58 wird die Ladung auf dem Schaltkondensator C_F vom dynamischen Regler 50 als Schaltkondensatorspannung V_F erfasst. So kann jede Entladung des Schaltkondensators C_F nach Bedarf danach vorhergesagt werden, wenn der Schaltkondensator C_F zum ersten Mal einen optimalen Ladezustand von etwa 80% erreicht. Der optimale Ladezustand existiert deshalb, weil ein zu geringes Laden des Schaltkondensators C_F zu unnötigen Umschaltverlusten führt und ein zu hohes Laden des Schaltkondensators C_F die Leistungsübertragungsrate unnötig begrenzt.
Im Hinblick auf unnötige Schaltverluste, eine dynamische Regelung der Schaltmatrix 48 erzielt Effizienz teilweise wie in Zusammenhang mit dem ersten Regelkreis beschrieben dadurch, dass sie in der Entladephase bleibt, bis mehr Ladung benötigt wird (d.h. V_OUT fällt unter V_REF ab). Oszillatorgestützte Ladepumpen 20 dagegen werden selbst dann mit einer festen Rate geschaltet, wenn dies nicht notwendig ist. Zusätzliche Effizienz in der dynamischen Regelung der Schaltmatrix 48 wird dadurch realisiert, dass lang genug in der Ladephase geblieben wird, damit der Schaltkondenstor C_F eine signifikante Ladungsmenge aufnehmen kann. So würde beispielsweise das Laden auf 40% anstatt 80% der Vollladung erfordern, dass die Betriebsfrequenz zum Übertragen derselben Leistung verdoppelt würde. Leistungsschalter M1–M4 führen Strom in Bezug auf diese erhöhte Betriebsfrequenz ab. Demzufolge erfasst der zweite Regelkreis 58 den Spannungspegel des Schaltkondensators C_F, um ein zu geringes Laden in der Ladephase und somit unnötige Schaltverluste zu vermeiden.
Das Optimieren der Ladung auf dem Schaltkondensator C_F beinhaltet auch die Vermeidung von Überladen. Kondensatoren werden durch ihre Laderate in Abhängigkeit von der Zeit charakterisiert. Speziell, wenn sich Kondensatoren einem Vollladezustand nähern, dann akzeptieren sie immer weniger zusätzliche Ladung. Daher braucht die Anfangsladungsmenge, die vom Kondensator aufgenommen wird, weniger Zeit als eine spätere ähnliche Ladungsmenge. So würde es z.B. weniger Zeit in Anspruch nehmen, den Schaltkondensator C_F zweimal auf 45% aufzuladen, als ihn einmal auf 90% zu laden, obwohl der Schaltkondensator C_F dieselbe Ladungsmenge aufnehmen würde. Demzufolge wird dadurch, dass die Schaltmatrix 48 länger in der Ladephase gelassen wird, als dies zum Erzielen des optimalen Ladungspegels des Schaltkondensators C_F nötig ist, eine Gelegenheit zum Übertragen von mehr Leistung verpasst.
Es ist zu verstehen, dass der optimale Ladungspegel empirisch und/oder analytisch ermittelt werden kann, wie für die Fachperson offensichtlich sein wird.
In Kombination mit einem oder mehreren weiteren oben erörterten Regelkreisen 56, 58 kann der Leistungswandler 40 vorteilhafterweise einen Aufwärtsregelkreis 60 beinhalten, bei dem ein oder mehrere Parameter der Energiequelle 12 zum dynamischen Regler 50 gesendet werden. Eine Nutzung des Aufwärtsregelkreises 60 würde darin bestehen, den Leistungswandler 40 aufgrund von in der Energiequelle 12 erfassten unsicheren oder leistungsbegrenzenden Zuständen zu sperren (d.h. den Ausgangsstrom zu den Ausgangsanschlüssen 42, 43 zu unterbrechen) und/oder zu umgehen (d.h. die Energiequelle 12 direkt mit den Ausgangsanschlüssen 42, 43 zu koppeln). So kann beispielsweise eine niedrige Eingangsspannung eine Restladung in der Energiequelle 12 anzeigen, die nicht ausreicht, um einen fortgesetzten Betrieb des Leistungswandlers 40 zu rechtfertigen. Als weiteres Beispiel, der von der Energiequelle 12 gezogene elektrische Strom kann für einen andauernden Betrieb zu hoch sein. So kann eine Schutzschaltung in den Leistungswandler 40 eingebaut werden, um den Ausgangsstrom zu den Ausgangsanschlüssen 42, 43 auf der Basis des Regelkreises 60 zu unterbrechen.
In noch einem weiteren Beispiel kann ein großer Bedarf des Lastgerätes 14 einen fortgesetzten Betrieb des Leistungswandlers 40 parallel zu einer Direktkopplung der Energiequelle 12 mit den Ausgangsanschlüssen 42, 43 rechtfertigen. Dies kann besonders dann zutreffen, wenn die Eingangsspannung V_S und die gewünschte Ausgangsspannung V_OUT etwa gleich sind. Ein höherer Ausgangsstrom I_L kann dadurch erzielt werden, dass zwei Pfade vorhanden sind, die Strom zu Ausgangsanschlüssen 42, 43 speisen.
Als weiteres Beispiel, die Schaltkondensatorspannung V_F (zweiter Regelkreis 58) und die Eingangsspannung V_S (Aufwärtsregelkreis 60) können anzeigen, dass der Leistungswandler 40 entladen ist und sich in einem Startzustand befindet. Dieser Startzustand kann vorteilhafterweise die Verwendung einer schnellen progressiven Startschaltung rechtfertigen, wofür ein Beispiel nachfolgend beschrieben wird.
In Kombination mit einem der anderen Regelkreise 56, 58 und 60 kann der Leistungsregler 46 ferner einen adaptiven Regelkreis 62 beinhalten, repräsentiert durch einen Umgebungsregler 64. Der Umgebungsregler 64 erfasst einen Regelparameter 66 und sendet einen Befehl 68 zum dynamischen Regler 50 zum Ändern des vorbestimmten Wertes für die Ausgangsspannung V_OUT. So kann beispielsweise der Umgebungsregler 64 erfassen, dass der dynamische Regler 50 instabil geworden ist, und kann als Reaktion darauf ein Signal erzeugen, um den dynamischen Regler 50 in einen stabilen Ausgangszustand zu versetzen. Spezieller, der Umgebungsregler 64 kann die Aufgabe haben, einen instabilen Betriebszustand des Leistungswandlers 40 wie z.B. den zu erfassen, dass sich die/der momentane Ausgangsspannung und Strom jeweils einem konstanten Wert nähern. Der Umgebungsregler 64 kann dann den vorbestimmten Wert so einstellen, dass der Leistungswandler 40 in einen stabilen Betriebszustand gebracht wird. Eine solche Änderung des vorbestimmten Wertes kann ferner das Zurücksetzen des dynamischen Reglers 50 in einen stabilen Anfangszustand beinhalten.
Als weiteres Beispiel kann der adaptive Regelkreis 62 ein Steuersignal S_C beinhalten, das an den Umgebungsregler 64 angelegt wird, so dass der dynamische Regler 50 veranlasst werden kann, auf Änderungen in einem Lastgerät 14 (z.B. CPU, flüchtiger Speicher, Analog-Digital-Wandler, Digital-Analog-Wandler) oder auf andere Parameter zu reagieren. Das Lastgerät 14 arbeitet evtl. vorteilhafterweise besser mit einer justierten Ausgangsspannung V_OUT vom Leistungswandler 40. Als weiteres Beispiel kann das Ausgangssteuersignal S_C ein Umkonfigurationssteuersignal wie z.B. zum Wählen eines gewünschten invertierenden oder nichtinvertierenden Modus oder einer vorbestimmten Ausgangsspannung V_OUT sein. Noch ein weiteres Beispiel, eine Schutzfunktion (z.B. Umgehen, Sperren oder Ändern der Ausgangsspannungen) kann mit dem S_C Befehl diktiert werden, um eine Beschädigung eines Lastgerätes 14 zu verhüten. So kann beispielsweise das Lastgerät 14 eventuell unter hohem Strom ausfallen, so dass Grenzen auferlegt werden müssen, um dies zu verhindern.
Je nach dem Typ der Schaltmatrix 48, die in der Erfindung zum Einsatz kommt, werden verschiedene Steuersignale vom dynamischen Regler 50 für die Schaltmatrix 48 erzeugt, wie durch die Schaltsignale S1, S2 und S3 bis S_N repräsentiert wird, wie nachfolgend ausführlicher erläutert wird.
Es ist zu verstehen, dass der Schaltkondensator C_F und der Lastkondensator C_L Ladungsspeicher- und -übertragungskomponenten illustrieren und separate Kondensatoren oder IC-Kondensatoranordnungen repräsentieren können.
Ferner können der Schaltkondensator C_F und der Lastkondensator C_L aufgrund der Flexibilität des dynamischen Reglers 50 verschiedene Speicherkapazitätsniveaus haben, wie z.B. mit dünnen Kondensatoren (z.B. Keramik, Chip-Dickfilm, Tantal, Polymer) und großen Kondensatoren (z.B. Ultra-Kondensatoren, Pseudo-Kondensatoren, Doppelschichtkondensatoren). Die Kapazitätsmenge reflektiert die Höhe der Speicherkapazität. So erfordert die Bereitstellung desselben Betrags an Energieübertragung entweder, dass kleine Ladungsmengen von einem kleinen Schaltkondensator C_F mit einer hohen Betriebsfrequenz oder größere Ladungsmengen langsamer übertragen werden. So ist der Leistungswandler 40 dahingehend flexibel, dass derselbe dynamische Regler 50 verschiedene Leistungsausgangsstufen 44 steuern kann, wie nachfolgend ausführlicher mit Bezug auf 5 erörtert wird. Insbesondere kann, im Gegensatz zum oszillatorgesteuerten Leistungswandler 20 des Standes der Technik, der dynamische Regler 50 im tiefen Betriebsfrequenzbereich arbeiten, der für Leistungsausgangsstufen 44 geeignet ist, die Ultra-Kondensatoren beinhalten, wie erläutert wird.
Ferner ist zu verstehen, dass die Energiequelle 12 verschiedene elektrische Ladungsspeicher- und -erzeugungsgeräte wie z.B. eine oder mehrere elektrochemische Zellen (z.B. eine Batterie), fotovoltaische Zellen, einen Gleichstrom-(DC)-Generator (z.B. eine Armbanduhr, die von einem bewegungsgespeisten Generator in Kombination mit einem Akku aufgeladen wird) und andere anwendbare Leistungsquellen haben kann.
Als weiteres Beispiel, erfindungsgemäße Leistungswandler 40 können vorteilhaft in mit anderen Stromversorgungen gespeisten elektronischen Geräten zum Einsatz kommen. So wandelt beispielsweise ein Gerät, das seine Leistung von einer standardmäßigen Wechselstrom-(AC)-Wandsteckdose erhält, den Wechselstrom für elektronische Teile des Gerätes in Gleichstrom (DC) um. Der bereitgestellte Gleichstrom kann für die gesamte oder für Teile der Elektronik ohne weitere Justierung und Regulierung ungeeignet sein. So kann beispielsweise ein Mikroprozessor bei 2,2 V arbeiten, während Ein-/Ausgabeelektronik bei 5 V arbeiten kann. Demzufolge kann mit einem Leistungswandler 40 gemäß der Erfindung die Eingangsspannung zum Mikroprozessor herabgesetzt werden.
KAPAZITIVE LADEPUMPENAUSGANGSSTUFE
4 zeigt eine geeignete Ladepumpen-Leistungsausgangsstufe 44 für die Ausgestaltung der Erfindung, die als Leistungswandler 40 von 3 illustriert ist. Die Leistungsausgangsstufe 44 kann so konfiguriert werden, dass sie invertierend und nichtinvertierend ist. Es werden vier Schalter M1, M2, M3, M4 zum Umschalten der Energiequelle 12 wie z.B. eine DC-Quelle und ein geeigneter Schaltkondensator C_F zwischen einer Ladephase und einer Entladephase in Bezug auf einen Lastkondensator C_L verwendet, wie für 2 beschrieben wurde. Speziell, die Schalter M1 und M3 schließen als Reaktion auf das Schaltsignal S1, so dass M1 den positiven Anschluss 30 (Eingangsspannung Vs) der Energiequelle 12 mit dem ersten Anschluss 31 des Schaltkondensators C_F und M3 einen zweiten Anschluss 34 des Schaltkondensators C_F mit Masse koppelt. Die Schalter M2 und M4 sind in der Ladephase offen.
In der Entladephase wird das Schaltsignal S1 weggenommen, so dass die Schalter M1 und M3 öffnen. Dann werden die Eingangsspannung V_sder Energiequelle 12 und der Schaltkondensator C_F durch Schalter M2 und M4 in Serie geschaltet, die als Reaktion auf das Schaltsignal S2 schließen. Somit steht der erste Anschluss 31 von C_F zum Koppeln des Lastkondensators C_L über den Schalter M2 zur Verfügung, und der zweite Anschluss 34 des Kondensators C_F wird mit dem positiven Anschluss 30 (V_S) der Energiequelle 12 über den Schalter M4 gekoppelt.
Umkonfigurationsschaltsignale S3 und S4 steuern, in welcher Richtung die Serienkombination von Schaltkondensator C_F und Energiequelle 12 über den Lastkondensator C_L gesetzt werden, so dass die Leistungsausgangsstufe 44 entweder im invertierenden oder im nichtinvertierenden Modus gefahren werden kann. Ein nichtinvertierender Modus bedeutet, dass die Ausgangsspannung V_OUT am positiven Ausgangsanschluss 42 (V_OUT ⁺) anliegt und der negative Ausgangsanschluss 43 (V_OUT ^–) im Allgemeinen auf Masse referenziert ist. Ein invertierender Modus bedeutet, dass die Ausgangsspannung V_OUT am negativen Ausgangsanschluss 43 (V_OUT ^–) anliegt und das entgegengesetzte algebraische Vorzeichen zur Eingangsspannung V_S der Energiequelle 12 hat. Der positive Ausgangsanschluss 42 (V_OUT ⁺) wird dann im Allgemeinen auf Masse referenziert. Der erste (positive Polarität) Anschluss 32 des Lastkondensators C_L ist elektrisch mit dem positiven Ausgangsanschluss 42 (V_OUT ⁺) gekoppelt. Der zweite (negative Polarität) Anschluss 35 des Lastkondensators C_L ist elektrisch mit dem negativen Ausgangsanschluss 43 (V_OUT ^–) gekoppelt.
Der nichtinvertierende Modus erfolgt mit der Leistungsausgangsstufe 44, indem die Umkonfigurationsschalter M5 und M8 mit dem Signal S3 geschlossen und die Umkonfigurationsschalter M6 und M7 mit dem Signal S4 geöffnet werden. Eine Überlappung der Befehle der Signale S3 und S4 wird vermieden, um zu verhindern, dass Schalter M5 oder M8 gleichzeitig mit Schalter M6 oder M7 geschlossen wird, um dadurch einen versehentlichen Kurzschluss des Lastkondensators C_L zu verhüten. Somit führt der nichtinvertierende Modus dazu, dass der erste (positive Polarität) Anschluss 32 des Lastkondensators durch das Schließen des Schalters M5 mit dem ersten Anschluss 31 des Schaltkondensators C_F über den Schalter M2 gekoppelt wird. Auf den zweiten (negative Polarität) Anschluss 35 des Lastkondensators C_L wird durch das Schließen von Schalter M8 referenziert.
Der invertierende Modus erfolgt mit der Leistungsausgangsstufe 44 dadurch, dass die Umkonfigurationsschalter M5 und M8 mit dem Signal S3 geöffnet und die Umkonfigurationsschalter M6 und M7 mit dem Signal S4 geschlossen werden. Somit ist der Lastkondensator C_L nicht nur mit den Ausgangsanschlüssen 42, 43 wie zuvor gekoppelt, sondern sein erster Anschluss 32 wird auch durch Schließen des Schalters M7 auf Masse referenziert und somit wird der positive Ausgangsanschluss 42 (V_OUT ⁺) auf Masse referenziert. Der zweite Anschluss 35 des Lastkondensators C_L wird durch Schließen des Schalters M8 mit dem ersten Anschluss 31 des Schaltkondensators C_F über den Schalter M2 gekoppelt.
Es ist zu verstehen, dass es das Umkonfigurieren einer Leistungsausgangsstufe 44 zulässt, dass eine Schaltung selektierbar eine nichtinvertierende oder eine invertierende Ausgangsspannung an denselben Ausgangsanschlüssen 42, 43 anlegen kann. So würde es eine vollintegrierte lineare Stromversorgung auf der Basis der umkonfigurierbaren Leistungsausgangsstufe 44 zulassen, beide Mikrochips, 78XX (nichtinvertierend) und 79XX (invertierend) (z.B. in Verpackungstypen TO-220, TO-3, SO8-TSOP-8, SOT23, SOT223 usw. verpackt) durch nur einen Mikrochip zu ersetzen. Das Ersetzen von zwei Bauelementetypen durch einen erlaubt vorteilhafterweise eine wirtschaftlichere Herstellung und vereinfacht die Inventarkontrolle.
Darüber hinaus kann der Umgebungsregler 64 des Leistungswandlers 40 die Leistungsausgangsstufe 44 automatisch für den richtigen Modus, invertierend oder nichtinvertierend, auf der Basis eines externen Parameters S_C oder eines internen Parameters 66 konfigurieren. So ergibt sich mehr Flexibilität für ein tragbares elektronisches Gerät 10 während des Entwurfsprozesses oder während des Betriebs durch den Einbau eines Leistungsreglers 46, der sich leicht in den gewünschten Modus umkonfigurieren lässt. So kann beispielsweise der Leistungsregler 46, der die Leistungsausgangsstufe 44 steuert, auf erfasste Parameter wie z.B. die Polarität eines Lastkondensators C_L als separate Komponente mit dem Initialisieren von Konfigurationsschaltern M5–M8 reagieren. Alternativ können umkonfigurierbare Schalter M5–M8 Pins des Mikrochips umfassen, die extern geschlossen werden können.
Ferner ist zu verstehen, dass verschiedene weitere Leistungsausgangsstufen 44 gemäß der Erfindung zum Einsatz kommen können. So können z.B. zwei oder mehr Schaltkondensatoren C_F jeweils parallel zur Energiequelle 12 geladen und dann additiv in Reihe geschaltet werden, um eine größere Spannungsheraufsetzkapazität zu erlangen. Zusätzlich kann ein Leistungswandler 40 ferner eine invertierende und nichtinvertierende Hybridanordnung aufweisen, bei der ein Teil des Leistungswandlers 40 eine dynamisch geregelte, eigenspannungsgeregelte positive Ausgangsspannung, auf Masse referenziert, am positiven Ausgangsanschluss 42 bereitstellt. Gleichzeitig stellt ein anderer Teil des Leistungswandlers 40 eine dynamisch geregelte, eigenspannungsregulierte negative Ausgangsspannung, auf Masse referenziert, am negativen Ausgangsanschluss 43 bereit.
Es ist zu verstehen, dass auch eine andere Schaltmatrix 48 im Einklang mit der Erfindung die Ausgangsspannung V_OUT entweder in nichtinvertierender oder invertierender Form umkonfigurierbar herabsetzen kann. So kann beispielsweise beim Herabsetzen (Verringern) der Ausgangsspannung V_OUT in Bezug auf die Eingangsspannung V_S der Schaltkondensator C_F alleine über den Lastkondensator C_L gekoppelt werden. Demzufolge kann ein Leistungswandler 40, der zum Herabsetzen der Spannung konfiguriert ist, den zweiten Anschluss 34 des Schaltkondensators C_F permanent mit Masse koppeln, oder er kann umkonfiguriert werden, indem der Schalter M3 geschlossen und der Schalter M4 offen gehalten wird, unabhängig davon, ob der Wandler in der Lade- oder der Entladephase ist. So wird der Schaltkondensator C_F in der Ladephase elektrisch über die Energiequelle 12 gekoppelt, so dass er geladen wird. In der Entladephase ist nur der Schaltkondensator C_F (d.h. ohne Energiequelle 12) elektrisch über den Lastkondensator C_L gekoppelt.
Als weiteres Beispiel, andere Modifikationen würden ein Invertieren der Eingangsspannung V_S zulassen, wenn die Ausgangsspannung V_OUT niedriger als die Eingangsspannung V_S ist (0 > V_OUT > –V_S). Anstatt den Lastkondensator C_L wie in 4 gezeigt umzuschalten, ist der erste Anschluss 32 des Lastkondensators C_L elektrisch mit Masse und mit dem positiven Ausgangsanschluss V_OUT ⁺ 42 gekoppelt. Der zweite Anschluss 35 des Lastkondensators C_L ist elektrisch mit dem negativen Ausgangsanschluss V_OUT ^– 43 gekoppelt. In der Ladephase wird der Schaltkondensator C_F wie oben beschrieben über die Energiequelle 12 geladen. In der Entladephase ist nur der Schaltkondensator C_F über den Lastkondensator C_L gekoppelt, wie oben für eine nichtinvertierende Heruntersetzkonfiguration beschrieben wurde. Da der positive Ausgangsanschluss V_OUT ⁺ 42 elektrisch mit Masse gekoppelt ist, wird der negative Ausgangsanschluss V_OUT ^– 43 dynamisch geregelt.
ANALYSE EINER DYNAMISCH GEREGELTEN LADEPUMPE
5 zeigt eine Ausgestaltung einer Ladepumpen-Leistungsausgangsstufe 44 (oder „Ladepumpe") für den Einsatz mit dem Leistungswandler von 3. Die Leistungsausgangsstufe 44 arbeitet in zwei Phasen: Laden und Entladen (d.h. Pumpen), wie oben für den oszillatorgesteuerten Leistungswandler 20 von 2 beschrieben wurde. Die Leistungsausgangsstufe 44 ist zwischen der Energiequelle 12, die eine Eingangsspannung V_S erzeugt, und dem Lastgerät 14 gekoppelt, das eine Stromlast I_L akzeptiert. Im Gegensatz zu 2, ist kein Spannungsregler 22 dargestellt. Die Leistungsausgangsstufe 44 wird mit dem Lastkondensator C_L, dem Schaltkondensator C_F und vier Leistungsschaltern M1–M4 wie oben für 2 beschrieben konfiguriert. Um die Vorteile des dynamischen Regelns einer Ladepumpe gemäß einem Aspekt der Erfindung zu illustrieren, wird nachfolgend eine analytische Ableitung davon beschrieben, wie die Leistungsausgangsstufe 44 auf effiziente Weise geschaltet werden kann. Der Leistungsregler 46 unterteilt den Betrieb der Ladepumpe in zwei Phasen: Laden und Entladen. Somit beziehen sich die Begriffe „Laden" und „Entladen" auf den Schaltkondensator C_F. In der Ladephase lädt die Eingangsspannung V_S den Schaltkondensator C_F und der Lastkondensator C_L speist Leistung zur Last. In der Entladephase fließt Ladung vom Schaltkondensator C_F sowohl zur Last als auch zum Lastkondensator C_L. Somit beziehen sich die Begriffe „Laden" und „Entladen" auf den Schaltkondensator C_F. Zwei Parameter beeinflussen den Betrieb der Ladepumpe:

1. ε – Der Bruchteil der Eingangsspannung V_S, auf den der Schaltkondensator C_F geladen wird, wobei 0 < ε < V_S ist.
2. T_DIS – Die Mindestzeitmenge, während der der Schaltkondensator C_F entladen wird, um die Ausgangsspannung V_OUT zu ergänzen.

Die Grenzbedingungen für die Leistungsausgangsstufe 44, die erfüllt werden müssen, um den maximalen Laststrom I_L zu liefern, sind in 6 dargestellt. Die Ausgangsspannung V_OUT fällt ab, während der Schaltkondensator C_F in der Ladephase geladen wird. Am Ende der folgenden Entladephase muss genügend elektrische Ladung übertragen werden, um die Lastspannung V_OUT zurück auf die Referenzspannung V_REF zu erhöhen.
Für die Zwecke dieser Analyse sei angenommen, dass die Leistungsschalter M1–M4 und die Speicherkondensatoren C_F, C_L von einem anfänglich entladenen Zustand (d.h. V_OUT = 0, V_F = 0) zum Zeitpunkt (t) = 0 ausgehend arbeiten, unabhängig davon, wie tief die Eingangsspannung V_S ist oder ob ein Lastgerät 14 vorhanden ist. Ferner geht die Analyse von einer Implementation mit einem ersten und einem zweiten Regelkreis 56, 58 aus, wobei der Ladezustand jeweils sowohl für den Lastkondensator C_L und den Schaltkondensator C_F überwacht wird. Darüber hinaus wird eine Lastspannung V_L über den Lastkondensator C_L austauschbar mit der Ausgangsspannung V_OUT verwendet.
Während des Starts durchläuft die Leistungsausgangsstufe 44 viele Lade-Entlade-Phasen, bis die auf C_L geladene Ausgangsspannung V_OUT über einen vorbestimmten Wert (gewünschte Ausgangsspannung) oder die Spannungsreferenz V_REF ansteigt. Wenn C_L voll aufgeladen ist (d.h. V_OUT > V_REF), bleibt die Leistungsausgangsstufe 44 in der Entladephase, bis eine Last angelegt wird, und bewirkt, dass die Ausgangsspannung V_OUT unter die Referenzspannung V_REF abfällt (V_OUT < V_REF), wie im ganz linken Teil von 6 dargestellt ist. Eine Totzeitverzögerung C_DEL tritt vor dem Einleiten einer Ladephase zum Zeitpunkt (t) = 0 auf. Der Schaltkondensator C_F wird so lange aufgeladen, bis eine Spannung V_F einen Bruchteil der Eingangsspannung εV_S zum Zeitpunkt (t) = a erreicht. Nach dem Laden von C_F kehrt die Leistungsausgangsstufe 44 für eine mit T_DIS angegebene Mindestzeitperiode in die Entladephase zurück, beginnend zum Zeitpunkt (t) = b und endend zum Zeitpunkt (t) = c. Diese Mindestzeit T_DIS bietet genügend Zeit zum Entladen des Schaltkondensators C_F. Nach dieser Mindestentladezeit bleibt die Leistungsausgangsstufe 44 in der Entladephase, während V_OUT > V_REF ist. Da diese Analyse eine maximale Leistungskapazitätssituation illustriert, ist V_OUT zum Zeitpunkt (t) = c sofort unter V_REF. Somit wurde die Referenzspannung V_REF während der Entladephase nicht überschritten, und die Ladephase/Entladephase wird nochmals durchgeführt.
Eine Totzeitverzögerung T_DEL zwischen Zeitpunkt (t) = a und Zeitpunkt (t) = b tritt zwischen der Lade- und der Entladephase auf, während die Schalter M1–M4 alle offen sind, um jede Möglichkeit eines momentanen Kurzschlusses auszuschließen (d.h. eine intervenierende Verzögerung zur Abmilderung von Transkonduktanz). Wenn beispielsweise die Schalter M1 und M2 zur gleichen Zeit geschlossen sind, dann wird der positive Anschluss 30 der Energiequelle 12 mit dem positiven Ausgangsanschluss 42 kurzgeschlossen. Wenn die Schalter M1 und M4 gleichzeitig geschlossen sind, dann wird der Schaltkondensator C_F kurzgeschlossen, wodurch die Leistung herabgesetzt und möglicherweise ein Schaden aufgrund von Wärmeerzeugung verursacht wird.
Diese Analyse illustriert, dass eine Möglichkeit besteht, die Schaltmatrix mit einer optimalen Rate zu schalten. Erstens, wenn die Ausgangsspannung V_OUT die Referenzspannung V_REF nach der Mindestentladezeit T_DIS übersteigt, dann besteht die Möglichkeit, in der Entladephase zu bleiben. Ein unnötiges (und somit ineffizientes) Zurückschalten in die Ladephase wird nach Bedarf verzögert. Ebenso wird durch das Erfassen, wann der Schaltkondensator C_F geladen ist, ein unnötiges Schalten aufgrund einer zu kurzen Ladezeit T_CHG vermieden, oder es wird vermieden, dass eine Gelegenheit zum Übertragen von mehr Ladung verpasst wird, wenn die Ladezeit T_CHG zu lang ist.
Für Anwendungen, die eine Batterie als Energiequelle 12 verwenden, kann die Leistungsausgangsstufe 44 der Erfindung vorteilhafterweise mehrere Leistungsbeschränkungen über die Lebensdauer der Batterie erfüllen und die Effizienz der Batterie maximieren. Die Erhöhung der Effizienz führt zu einer Verlängerung der Lebensdauer der Batterie. Die Leistungsbeschränkungen beinhalten den Mindestwert für den Spitzenausgangslaststrom I_L, der zugeführt werden kann, ohne die Zulässigkeitsgrenze der Ausgangsspannungswelligkeit V_RIP zu überschreiten. Die Ausgangsspannungswelligkeit V_RIP ist der Schwankungsbereich der Ausgangsspannung V_OUT. Ein maximaler Akzeptanzwert für die Betriebsfrequenz (d.h. die Zyklusrate zwischen Lade- und Entladephasen) ist ebenfalls erforderlich, um Rauschen in Audioanwendungen minimal zu halten. Wenn die Betriebsfrequenz zu hoch ist, dann reduziert von der Leistungsausgangsstufe 44 aufgenommene Ladung die Effizienz der Ladepumpe. Einige der Ziele stehen im Konflikt miteinander. So reduziert zwar beispielsweise eine hohe Betriebsfrequenz die Ausgangsspannungswelligkeit V_RIP, aber sie reduziert auch die Effizienz der Leistungsausgangsstufe 44. So verlangt eine Optimierung die Suche nach einer Teilmenge von Parametern, für die die Leistungsbeschränkungen erfüllt werden können. Wenn eine ausreichende Marge vorhanden ist, dann kann das Design durch Wählen derjenigen Werte innerhalb der Teilmenge optimiert werden, die die Effizienz des Designs maximieren. Dies ergibt Vorteile für einen Leistungswandler 40, wie z.B. eine längere Batterielebensdauer, während die Ausgangsleistungsbeschränkungen erfüllt werden. Es folgt eine Illustration der Optimierung der Leistungsausgangsstufe 44 mit Leistungsschaltern M1–M4 und typischen Leistungsanforderungen.
Beginnend mit den Gleichungen für die in 5 gezeigte Schaltung, die Schleifenströme und Knotenspannungen können in Abhängigkeit vom Laststrom I_L und festen Parametern während der Lade- und Entladezyklen der Leistungsausgangsstufe 44 gefunden werden. Die festen Parameter sind u.a. die Eingangsspannung V_S, der Widerstand der Leistungsschaltung M1–M4, die Kapazitätswerte C_F und C_L und die Referenzspannung V_REF. Die Eingangsspannung V_S kann sich zwar im Laufe der Zeit ändern, aber die Analyse des ungünstigsten Szenarios geht davon aus, dass sie während ihrer Lebensdauer auf ihrem niedrigsten erwarteten Wert fest ist. Einige der übrigen festen Parameter sind dahingehend fest, dass sie für ein bestimmtes Design gewählt werden (z.B. Größe der Kondensatoren C_F, C_L, Typ von Leistungsschalter M1–M4 usw.). Die variablen Parameter sind ε und T_DIS. Durch Beurteilen von Grenzbedingungen können spezifische Lösungen für die Gleichungen gefunden werden. Die Grenzbedingungen werden so gewählt, dass der Laststrom I_L das Maximum ist, das für den aktuellen Satz von festen und variablen Parametern möglich ist. Die Lösungen für die unterschiedlichen Gleichungen können dann für den maximalen Laststrom I_L gelöst werden, der für einen bestimmten Satz von Parametern zugeführt werden kann. Durch Variieren der Parameter kann der maximale Laststrom I_L über einen Bereich dieser Werte gefunden werden. Der maximale Laststrom I_L ist eine Dauerfunktion der Parameter. Dies impliziert, dass, wenn der größte Wert für den maximalen Laststrom I_L den akzeptablen Mindestwert übersteigt, eine Teilmenge der Parameter diese Bedingung auch erfüllt. Die Effizienz der Leistungsausgangsstufe 44 kann dann über diese Teilmenge von Parameterwerten maximiert werden, was Effizienz ergibt, während die Mindestleistungsbeschränkungen erfüllt werden.
In der Entladephase lauten die Spannungen über C_F und C_L wie folgt:
Dabei gilt:
und V_FO und V_LO sind die anfängliche Schaltkondensatorspannung V_FO und Lastspannung V_LO am Anfang des Entladezyklus. Wenn der Schaltkondensator C_F geladen wird, dann wird der Lastkondensator C_L entladen. Während der Ladephase sind die Spannungen über C_F und C_L wie folgt:
Dabei gilt:
Die anfänglichen Schalt- und Lastspannungen V_F, V_L sind am Anfang der Ladephase.
Dieser Satz von vier Gleichungen hat auch vier unbekannte Werte: V_F, V_L, I_L und T_CHG und haben daher eine eindeutige Lösung (wenn eine existiert). Der Algorithmus zum Finden dieser Lösung mit Hilfe der in 6 illustrierten Grenzbedingungen ist wie folgt: Eine Ladezeit T_CHG wird durch Beurteilen der folgenden Gleichung gefunden:
Dabei gilt:
Der Wert von T_CHG, der diese Gleichung löst, muss so eingeschränkt werden, dass er größer als null ist, um gültig zu sein. Es gibt keine Lösungen für alle Kombinationen der festen und variablen Parameter.
Wenn T_CHG bekannt ist, dann wird der maximale Laststrom I_L für den aktuellen Wert der Parameter wie folgt ausgedrückt:
Die Spannung über den Schaltkondensator V_F am Ende der Entladephase lautet:
Der niedrigste von der Lastspannung V_L erreichte Wert zu Beginn der Entladephase ist:
Die Differenz zwischen dieser und der Referenzspannung V_REF ist die Welligkeit V_RIP; VRIP = VREF – VLO
Die Betriebsfrequenz (d.h. Frequenz der Spannungswelligkeit) für diesen Satz von Parametern lautet:
Auch die Spitzeneingangsspannung ist interessant zu beurteilen und kann entweder zu Beginn der Ladephase oder in der Endladephase auftreten. Da angenommen wird, dass der Laststrom I_L konstant ist, tritt der Spitzeneingangsstrom I_s während der Entladung zu Beginn oder am Ende dieser Phase auf. Der Spitzenstrom während des gesamten Zyklus ist das Maximum dieser Werte:
Mit Bezug auf Tabelle 1 wurden der maximale Laststrom I_L, die Spannungswelligkeit V_RIP, der Spitzeneingangsstrom Ī_L und die Betriebsfrequenz als Illustration für eine Kombination von festen Parametern einschließlich der Referenzspannung V_REF und der Eingangsspannung V_S, bei der erwartet wird, dass die Ladepumpe zuverlässig arbeitet, und der Schalt-(C_F) und Last- (C_L) Kapazitätswerte beurteilt. In dieser Illustration einer Leistungsausgangsstufe 44 wird der Widerstand der Kondensatoren C_L, C_F ignoriert. Die Zeitverzögerung T_DEL, die benutzt wird, um zu verhindern, dass alle Schalter M1–M4 gleichzeitig schließen, wurde auf 0,25 μs festgelegt. In jedem Lade-Entlade-Zyklus kommt es zu zwei Zeitverzögerungen T_DEL.
Tabelle 1: Ladepumpenbetriebspunkte für mäßige Kapazitätswerte
Die in der Lade-(R_CHG) und Entlade-(R_DIS) Phase auftretenden Reihenwiderstände haben den signifikantesten Effekt auf die maximale Stromkapazität der Leistungsausgangsstufe 44, wie anhand der drei Betriebspunktspalten in Tabelle 1 ersichtlich ist. Größere Schalt-(C_F) und Last-(C_L)Kondensatoren verbessern diese Fähigkeit zwar, aber das Ausmaß der Verbesserung nimmt mit zunehmendem Widerstand ab. Das Erhöhen der Kondensatorwerte scheint einen größeren proportionalen Effekt auf die Reduzierung der Ausgangsspannungswelligkeit V_RIP als auf die Stromkapazität zu haben.
Was die oben beschriebene Analyse zeigt, ist, dass eine Leistungsausgangsstufe 44 dynamisch gesteuert werden kann, um eine gewünschte Ausgangsspannung V_OUT zu erzielen, da die Ausgangsspannung als Feedback erfasst wird.
Typische „elektronische" Kondensatoren (Dielektrik zwischen Leitern, z.B. Tantalpolymer), die in elektronischen Geräten weithin zum Einsatz kommen, sind dadurch gekennzeichnet, dass sie sich innerhalb von Mikrosekunden bis Millisekunden entladen und eine Zykluslebensdauer von 1–10 Millionen Ladezyklen haben. Der Nachteil der kurzen Selbstentladezeit für elektronische Kondensatoren bedeutet, dass oszillatorgestützte Ladepumpen 20 mit Arbeitszyklen laufen müssen, die zwischen der Rate, mit der der elektronische Kondensator geladen und entladen werden kann, und der Rate liegen, mit der sich der elektronische Kondensator selbst entlädt. Demzufolge lassen bekannte Oszillatorregler 26 für Ladepumpenausgangsstufen 24 keine Ladepumpenbetriebsfrequenzen im Bereich von 50–200 Hz zu. Bei geringeren Bedarfsniveaus würde die Ladepumpe vorteilhafterweise unter 1 Hz arbeiten.
Demzufolge können bekannte oszillatorgestützte Ladepumpen 20 keine Ultra-Kondensatoren und ähnliche Hochspeicherbauelemente nutzen, die Selbstentladezeiten haben, die in Wochen oder Monaten gemessen werden. Ein Ultra-Kondensator ist ein elektrochemischer Doppelschichtkondensator, der Energie elektrostatisch durch Polarisieren einer Elektrolytlösung speichert. An der Energiespeicherphysik ist keine chemische Reaktion beteiligt. Demzufolge ist der Ultra-Kondensator äußerst bidirektional (wiederherstellbar) und kann somit tausende von Malen geladen und entladen werden, im Gegensatz zu vergleichbaren Speichermethoden wie elektrochemische Batterien. Ein Beispiel für einen geeigneten Ultra-Kondensator ist der PS-10, der von Maxwell® Technologies aus San Diego in Kalifornien erhältlich ist.
Es ist zu verstehen, dass der Begriff „Ultra-Kondensator" eine Reihe von Typen von großen Kondensatoren umfassen soll, die allgemein dadurch gekennzeichnet sind, dass sie aufgrund relativ geringer Ladungsleckverluste hoch effizient sind. Somit umfasst ein „Ultra-Kondensator" elektrolytische Doppelschichtkondensatoren (häufig Super-Kondensatoren, Ultra-Kondensatoren und Leistungskondensatoren genannt) sowie Pseudo-Kondensatoren.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung können Ladepumpen mit Ultra-Kondensatoren als Schaltkondensator C_F und Lastkondensator C_L 5 W an elektrischer Leistung oder mehr liefern, und dafür wäre eine Betriebsfrequenz von 50–200 Hz geeignet.
Der dynamische Regler 50 einer Ausgestaltung der Erfindung kann, wie nachfolgend ausführlicher beschrieben wird, bei Frequenzen der oszillatorgestützten Ladepumpen 20 arbeiten; der dynamische Regler 50 kann jedoch auch bei äußerst niedrigen Betriebsfrequenzen arbeiten. Demzufolge kann der dynamische Regler 50 die zusätzlichen Speicherkapazitäten von Ultra-Kondensatoren nutzen.
LEISTUNGSWANDLER UNTER EINEM VOLT
7 zeigt eine Ausgestaltung eines dynamisch gesteuerten Leistungswandlers 40A gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung in der Form eines allgemeinen Blockdiagramms. Wie in der nachfolgenden Erörterung offensichtlich wird, erlaubt diese illustrative Ausgestaltung ein Herauf- oder Heruntersetzen einer Eingangsspannung V_S von einer Energiequelle 12 auf eine regulierte Ausgangsspannung V_OUT durch dynamisches Steuern der nichtinvertierenden Ladepumpen-Leistungsausgangsstufe 44A. Der Leistungswandler 40A kann auch mit einer Eingangsspannung V_S von unter einem (1) Volt arbeiten. Speziell, die Leistungsschalter M1–M4 sind so ausgelegt, dass sie auf Umschaltsignale S1 und S2 mit niedrigem Schwellenwert reagieren. Darüber hinaus kann der Leistungswandler 40A, wie nachfolgend offensichtlich wird, als integrierte Schaltung und daher mit geringer Größe und zu geringen Kosten implementiert werden.
Der illustrative Leistungswandler 40A von 7 beinhaltet einen Leistungsregler 46A und die Leistungsausgangsstufe 44A ähnlich der oben für 5 beschriebenen. Der Leistungsregler 46A beinhaltet einen Komparator 94, der darauf anspricht, dass V_OUT unter eine Referenzspannung V_REF abfällt, um ein Schaltsignal zu erzeugen. Der Komparator 94 reagiert ferner vorteilhafterweise auf die Spannung des Schaltkondensators V_F und die Eingangsspannung V_S zum Regeln der Dauer der Ladephase. Speziell, ein Komparatoreingangsschaltkreis 98 lässt es wie nachfolgend beschrieben zu, dass derselbe Komparator 94 im Lade- und im Entladezyklus benutzt wird.
In der Ladephase ist ein vorbestimmter Bruchteil der Eingangsspannung εV_S über einen Komparatoreingangsschalter M9, der als Reaktion auf ein Ladezyklusschaltsignal S1 schließt, mit einem ersten Komparatoreingang 100 gekoppelt. Ein V_S-Teiler 102 zwischen dem Schalter M9 und der Energiequelle 12 liefert den vorbestimmten Bruchteil ε und die resultierenden Reduzierungen von V_S. Die Schaltkondensatorspannung V_F wird über den Komparatoreingangsschalter M10 ebenso als Reaktion auf das Ladezyklusschaltsignal S1 mit einem zweiten Komparatoreingang 104 gekoppelt. Der Komparator erzeugt dann ein Schaltsignal, wenn die Schaltkondensatorspannung V_F einen vorbestimmten Bruchteil der Eingangsspannung εV_S erreicht.
In der Entladephase wird die Referenzspannung V_REF über den Komparatoreingangsschalter M11 als Reaktion auf das Entladezyklusschaltsignal S2 mit dem ersten Komparatoreingang 100 gekoppelt. Ebenso wird ein vorbestimmter Bruchteil von V_OUT vom V_OUT-Teiler 108 über den Komparatoreingangsschalter M12 als Reaktion auf das Schaltsignal 52 mit dem zweiten Komparatoreingang 104 gekoppelt.
Mit Bezug auf die Skalierung verschiedener Eingänge zum Komparator 94 sollte es für die Fachperson offensichtlich sein, dass verschiedene Skalierungskombinationen für bestimmte Anwendungen geeignet sein können. So basiert beispielsweise das illustrative Beispiel auf einer Heraufsetz-Leistungswandlerkonfiguration und einer Spannungsreferenz V_REF, die relativ niedrig ist. So erlaubt der V_OUT-Teiler 108 ein Herunterskalieren von V_OUT nach Bedarf, um eine einzelne Referenzspannung zum Erzielen eines Bereichs von gewünschten Ausgangsspannungen V_OUT zu benutzen. In Anwendungen, bei denen V_OUT geringer ist als die Referenzspannung, kann stattdessen ein V_OUT Vervielfacher verwendet werden, oder es kann ein Teiler verwendet werden, der zum Herunterskalieren des Ausgangs von der Spannungsreferenz 96 auf eine gewünschte Referenzspannung V_REF verwendet wird. Ebenso wären noch andere Variationen zum Heruntersetzen von Leistungswandlern offensichtlich. Überdies kann bei Bedarf ein zweiter Komparator zusätzlich zum Komparator 94 eingesetzt werden.
Der Schaltbefehl vom Komparator 94 wird von einem Zeitsteuergerät 112 zum Erzeugen eines Ladungsschaltsignals S1 und eines Entladeschaltsignals S2 empfangen. Zwischen dem Komparator 94 und dem Zeitsteuergerät 112 befindet sich vorzugsweise ein Verzögerungsglied 114, um eine Umschalthysterese zu bewirken, für Zwecke wie z.B. die Vermeidung eines unnötigen Umschaltens und zum Reduzieren der Effekte von EMI-Emissionen von höheren Betriebsfrequenzen.
7 zeigt eine Bootstrap-Startschaltung 116 zum Einleiten des Betriebs der Leistungsausgangsstufe 44A, wenn sie entladen ist und der dynamische Regler 40A die Steuerung der Leistungsausgangsstufe 44A nicht übernommen hat, wie mit Bezug auf 11 ausführlicher beschrieben wird.
Eine Startschaltung 116 ist für IC-Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung notwendig, in denen Halbleiter während eines Kaltstarts (z.B. der anfänglich entladene Lastkondensator C_L) auf Masse rasten und verhindern können, dass der dynamische Regler 50A die Steuerung der Leistungsausgangsstufe 44A übernimmt. Allgemeiner ausgedrückt, die Startschaltung kann die Zeit während eines Kaltstarts bis zu einem Betrieb mit der gewünschten Ausgangsspannung V_OUT verkürzen.
Die Startschaltung 116 ist so dargestellt, dass sie den positiven Anschluss 30 der Energiequelle 12 mit dem ersten Anschluss 31 des Schaltkondensators C_F anstatt direkt mit dem ersten Anschluss 32 des Lastkondensators C_L koppelt. Da jedoch ein Öffnungsschalter M2 gewählt wurde, ist zu verstehen, dass die Startschaltung in Start- (Kaltstart-) Situationen effektiv mit dem Lastkondensator C_L gekoppelt ist, wie nachfolgend erörtert wird.
Eine im Leistungsregler 46A enthaltene Bypass-Steuerschaltung 118 kann in bestimmten Situationen wie z.B. einer transienten hohen Last jenseits der Kapazität des Leistungswandlers 40A zum Einsatz kommen. Die transiente hohe Last ist durch eine Verringerung der Ausgangsspannung (Spannungsabfall) gekennzeichnet, die eine vorbestimmte Größe hat, so dass sie zusätzliche Kapazität benötigt. So kann die Bypass-Schaltung 118 V_OUT mit der Referenzspannung V_REF vergleichen. Wenn ein Spannungsabfall in V_OUT erfasst wird, dann kann die Bypass-Schaltung 118 ein Bypass-Schaltsignal S_B für den Bypass-Schalter MB erzeugen, der durch Koppeln des positiven Anschlusses 30 der Stromquelle 12 direkt mit dem Ausgangsanschluss 42 reagiert. Ebenso kann die Bypass-Schaltung 118 auf einen bevorstehenden Ausfall des Leistungswandlers 40A aufgrund einer niedrigen Eingangsspannung reagieren, wobei zum Verlängern der Lebensdauer am besten die Stromaufnahme des Leistungswandlers 40A beseitigt wird. So vergleicht auch die Bypass-Schaltung 118 die Eingangsspannung V_S mit der Referenzspannung V_REF und betätigt den Schalter MB entsprechend.
Der Betrieb des Leistungswandlers 40A von 7 ist in den Fließschemata der 8–10 illustriert. Mit Bezug auf 8, der Leistungswandlerbetrieb 130 beginnt mit entladenen Speicherelementen, und somit erfolgt ein Startvorgang 132, um ein Rasten auf Masse in IC-Implementationen zu verhüten, wie in den 9 und 11 beschrieben wird. Nach dem Startvorgang 132 geht der Leistungswandlerbetrieb 130 über in einen dynamischen Betrieb 134, wie mit Bezug auf 9 beschrieben wird.
Der dynamische Betrieb 134 wird im Allgemeinen fortgesetzt, bis er unterbrochen wird, wie in Block 136 durch eine Ermittlung dargestellt ist, ob ein Abfall der Ausgangsspannung V_OUT aufgetreten ist, und wenn nicht, dann wird der dynamische Betrieb 134 fortgesetzt. Ein Spannungsabfall in V_OUT ist ein Abfall der Ausgangsspannung V_OUT, der eine große transiente Last anzeigt, die möglicherweise die Kapazität des Leistungswandlers 40A übersteigt. Wenn in Block 136 ein Abfall von V_OUT erfasst wird, dann erfolgt eine transiente Umgehung, bei der die Ausgangsanschlüsse elektrisch mit der Energiequelle für eine nachfolgend erörterte Zeitperiode gekoppelt werden (Block 138). In einigen erfindungsgemäßen Anwendungen koppelt der transiente Bypass den Leistungswandler 40A elektrisch von der Energiequelle 12 und den Ausgangsanschlüssen 42, 43 ab. Ein Vorteil des Abkoppelns ist unter anderem die Vermeidung des Entladens der Leistungsausgangsstufe 44A, die zu einer Wiederherstellungsperiode nach dem Ende des transienten Zustands führen würde. In anderen erfindungsgemäßen Anwendungen koppelt der Transienten-Bypass den Leistungswandler 40A nicht von der Energiequelle 12 und den Ausgangsanschlüssen 42, 43 ab, so dass der Leistungswandler 40A zur Lieferung der vom Lastgerät 14 benötigten Leistung beiträgt.
Wenn die Ausgangsspannung weiter niedrig bleibt (Block 140), dann kann der Bypass in einen gerasteten Zustand gesetzt werden (Block 142). Wenn in Block 140 V_OUT wiederhergestellt wurde, dann erfolgt eine weitere Schutzmaßnahme in Block 144, indem ermittelt wird, ob ein Stromüberlastungszustand vorliegt. So kann beispielsweise die Energiequelle eine Sicherheitsbegrenzung im Hinblick auf die Menge an Strom haben, der bereitgestellt werden kann, vielleicht für eine bestimmte Dauer. Alternativ kann das den Ausgangsstrom ziehende Lastgerät 14 sich in einem Ausfallmodus befinden, der dem Leistungswandlerbetrieb 130 signalisiert wird. So wird bei einer Stromüberlastung (Block 144) der Ausgangsanschluss von der Energiequelle abgetrennt (Block 146). Wenn jedoch in Block 144 keine Stromüberlastung vorliegt, dann wird in Block 148 ermittelt, ob der Regler ausgeschaltet ist oder nicht. Dies repräsentiert Situationen, bei denen die verschiedenen Schutzmaßnahmen zu einer Situation führen können, in der der Leistungswandler neu gestartet werden muss. Wenn also der Regler ausgeschaltet ist (Block 148), dann kehrt der Leistungswandlerbetrieb 130 zum Startbetrieb zurück (Block 132), ansonsten zum dynamischen Betrieb (Block 134).
Es ist zu verstehen, dass das in 8 gezeigte sequentielle Fließschema verschiedene Schutzfunktionen und Modi illustriert, die unabhängig und kontinuierlich durchgeführt werden könnnen, oder dass verschiedene Kombinationen von Schutzmaßnahmen im Einklang mit der Erfindung einbezogen werden können. [sic]
9 zeigt den in 8 referenzierten Startbetrieb 132 in der Form eines Fließschemas. Ein Vorteil dieses Startbetriebs 132 beinhaltet die Illustration, wie ein Leistungswandler 40A gemäß der Erfindung mit weniger als einem Volt Eingangsspannung gestartet werden kann. Dies ist besonders wünschenswert für IC-Anwendungen, bei denen ein entladener Speicherkondensator wie der Lastkondensator C_L ansonsten zu einem funktionsunfähigen Leistungswandler 46A führen kann. Ferner legt der Startbetrieb 132 die Anwendung der Erfindung als alternative Ladepumpe mit niedrigem Ausgangsbedarf nahe, wobei die vom gesamten Leistungswandler aufgenommene Leistung reduziert werden kann.
Typische oszillatorgestützte Leistungswandler 20 beinhalten eine externe Bootstrap-Schottky-Diode großer Leistung, die elektrisch zwischen der Energiequelle 12 und dem Lastkondensator C_L geschaltet ist. Die Schottky-Diode leitet, wenn die Lastkondensatorspannung V_L niedrig ist, um mit dem Laden des Lastkondensators C_L zu beginnen und Strom zum Lastgerät 14 zu speisen. Ohne die zusätzliche Schottky-Diode würde das Lastgerät 14 dazu neigen, den Lastkondensator C_L am Laden zu hindern, aufgrund von Neigungen typischer IC-Schaltmatrizen 48, auf Masse zu rasten.
Der Einbau der Schottky-Diode verhindert eine wünschenswerte Miniaturisierung des oszillatorgesteuerten Leistungswandlers 20. Ferner nimmt die Schottky-Diode während des normalen Betriebs des oszillatorgesteuerten Leistungswandlers 20 Leistung auf, wodurch die Effizienz reduziert wird.
Daher ist es wünschenswert, den dynamisch gesteuerten Leistungswandler 40A zu starten, ohne die Effizienz während des normalen Betriebs zu beeinträchtigen. Es ist ebenso wünschenswert, dies auf eine Weise zu tun, die in den Leistungswandler 40A ohne externe Komponenten integriert werden kann.
Der Startbetrieb 132 beginnt mit einem Anfangszustand in Block 150, bei dem eine Last bereits am Leistungswandler angeschlossen ist, und in Block 152, bei dem eine Eingangsspannung am Leistungswandler anliegt. Dann wird ermittelt, ob der Leistungsregler ausgeschaltet ist und die Leistungsausgangsstufe nicht steuert (Block 154). Wenn der Leistungsregler eingeschaltet ist (Block 154), dann wird ein kleiner Startkondensator C_QPUMP gefloatet (Block 156) und der Startvorgang 132 ist fertig.
Wenn in Block 154 der Regler ausgeschaltet ist, dann wird ein Startschalter geschlossen und legt eine Eingangsspannung V_S an den Startkondensator C_QPUMP an (Block 158) und der Startkondensator C_QPUMP wird auf Masse referenziert (Block 160). Wenn der Startkondensator C_QPUMP geladen ist (Block 162), dann wird er in einen Speicherkondensator (z.B. Lastkondensator) entladen (Block 164), und die Startschaltung mit dem Startkondensator C_QPUMP wird von der Schaltmatrix des Leistungswandlers abgekoppelt (Block 166). Dann kehrt der Startbetrieb 132 zu Block 154 zurück, um zu sehen, ob dieser Startzyklus ausreichte, um den Regler zu aktivieren, und nachfolgende Startbetriebszyklen werden nach Bedarf wiederholt.
10 zeigt den in 8 referenzierten dynamischen Betrieb 134 in der Form eines Fließschemas. Zunächst wird der Schaltkondensator parallel zur Eingangsspannung V_S geschaltet, so dass der Schaltkondensator geladen werden kann (Block 170). Wenn die Schaltkondensatorspannung V_F einen vorbestimmten Bruchteil der Eingangsspannung V_S übersteigt (z.B. 80% von V_S) (Block 172), dann endet die Ladephase damit, dass die Parallelschaltung des Schaltkondensators C_F mit der Eingangsspannung V_S aufgehoben wird (Block 174), und mit einer Verzögerung für eine Totzeitperiode T_DEL (Block 176).
Der Entladezyklus beginnt dann in Block 177 mit dem Ermitteln, ob der dynamische Betrieb 134 für einen Herauf- oder einen Heruntersetzvorgang ist. Ist er zum Heraufsetzen, dann wird in der Entladephase die Schaltkondensatorspannung V_F zur Eingangsspannung V_S addiert, während beim Heruntersetzen nur die Schaltkondensatorspannung V_F alleine verwendet wird. Diese Auswahl kann vorbestimmt oder voreingestellt anstatt in jeder Phase des dynamischen Betriebs 134 ermittelt werden, obwohl diese zusätzlichen Ermittlungen vorteilhafterweise eine Einstellung der Ausgangsspannung V_OUT nach Bedarf wie z.B. durch Ändern der Referenzspannung V_REF ermöglichen.
Somit erfolgt in Block 177 eine Ermittlung, ob die Referenzspannung V_REF geringer ist als die Eingangsspannung V_S (d.h. Heruntersetzbetrieb). Wenn ja, dann wird nur der Schaltkondensator C_F über den Lastkondensator C_L geschaltet (Block 178). Ansonsten werden die Eingangsspannung V_S und der Schaltkondensator C_F in Serie über den Lastkondensator C_L geschaltet (Block 179). Hinter Block 178 bzw. 179 erfolgt dann eine Mindestentladezeitverzögerung T_DIS, um eine volle Entladung des Schaltkondensators C_F ohne Rücksicht auf die Ausgangsspannung V_OUT zuzulassen (Block 180).
Dann wartet der dynamische Betrieb 134 in diesem Zustand, während die Ausgangsspannung V_OUT höher ist als die Referenzspannung V_REF (Block 182). Der Grund ist die nichtkompensierende Natur des Komparators. Wenn die Menge an während des vorherigen Lade-/Entladeryklus übertragener Ladung nicht ausreicht, um den Lastkondensator C_L aufzuladen, damit V_OUT V_REF übersteigt, dann wird sofort ein weiterer Lade-/Entladezyklus benötigt. In anderen Fällen reicht der vorherige Lade-/Entladezyklus aus. Somit kann dann der dynamische Betrieb 134 weiter für eine Zeitperiode warten, bis das Lastgerät oder die Selbstentladung des Lastkondensators den Lastkondensator ausreichend entlädt. Wenn V_OUT nicht größer ist als V_REF, dann wird der Schaltkondensator C_F vom Lastkondensator C_L abgekoppelt (Block 184), was das Abkoppeln der Eingangsspannung V_S vom Lastkondensator C_L beim Heraufsetzen beinhaltet. Dann wird eine weitere Totzeitverzögerung T_DEL auferlegt (Block 186), und der Zyklus wird durch Zurückkehren zur Ladephase von Block 170 wiederholt.
Es ist zu verstehen, dass der Deutlichkeit halber der oben erwähnte dynamische Betrieb 134 mit dem Laden des Schaltkondensators C_F beginnt, bis eine Entladephase gerechtfertigt ist. In der illustrierten Ausgestaltung ist die Ladephase jedoch in der Tat ein verschachtelter Vorgang innerhalb der Entladephase. Speziell, der Leistungswandler beginnt und bleibt in einer Entladephase, bis zusätzliche Ladung benötigt wird (z.B. V_OUT fällt unter V_REF ab). Dann erfolgt eine Ladephase. Sobald diese abgeschlossen ist, beginnt die Entladephase wieder nach den benötigten beschriebenen Verzögerungen. Danach bleibt der Leistungswandler 40A in diesem Entladezustand und wartet wieder, bis weitere Ladung benötigt wird.
11 illustriert vorteilhafterweise eine integrierte Leistungsausgangsstufe 44A für den Leistungswandler 40A von 7 anhand einer integrierten Schaltung, die mit einem 0,35 Mikron Doppel-Salicide-Prozess implementiert wird (zwei Metalle, zwei Polysalicide), der MOSFET-Transistorschalter verwendet, die zu einer Steuerung mit niedrigem Schwellenwert (z.B. unter einem Volt) in der Lage sind, wie in der folgenden mitanhängigen und im Gemeinschaftsbesitz befindlichen Anmeldung beschrieben ist, die am 22. März 2000 unter US-Seriennummer 09/... mit dem Titel „Lateral Asymmetric Lightly Doped Drain MOSFET" im Namen von Ying Xu et al. (P&G Case 7992) eingereicht wurde und hierin durch Bezugnahme eingeschlossen ist. Die offenbarten MOSFET-Bauelemente haben nicht nur eine Steuerung mit niedrigem Schwellenwert, sondern auch einen niedrigen Einschaltwiderstand und tragen direkt zur Effizienz der erfindungsgemäß eingesetzten Schaltmatrix 48 bei.
Die Leistungsschalter M1–M4 sowie der Bypass-Schalter MB haben eine skalierbare Stromkapazität zum gewünschten Spitzenausgangsstrom, da sie eine Array von MOSFET-Bauelementen mit niedriger Schwelle aufweisen, obwohl sie in 11 als einzelner Transistor dargestellt sind. Die MOSFET-Leistungsschalter M1–M4 sind vorteilhafterweise für einen niedrigen Einschaltwiderstand und einen hohen Ausschaltwiderstand für einen effizienten Betrieb der Schaltmatrix 48 ausgelegt, wie in der oben angegebenen Anwendung beschrieben ist.
Im Allgemeinen werden MOSFET-Bauelemente des n-Typs deshalb gewählt, weil sie kleiner hergestellt werden können, sich schneller umschalten lassen und ohne Gate-Spannung normalerweise ausgeschaltet sind. In einigen Fällen werden jedoch vorteilhafterweise MOSFET-Schalter des p-Typs verwendet. Zunächst ermöglicht, wie nachfolgend offensichtlich wird, die Verwendung eines Leistungsschalters M2 des p-Typs zwischen dem ersten Anschluss 31 des Schaltkondensators C_F und dem ersten Anschluss 32 des Lastkondensators C_L eine progressive Startschaltung 116 unter einem Volt gemäß einem Aspekt der Erfindung, der lediglich einen Leistungsschalter M1 vorzuspannen braucht, um den Leistungswandler 40A zu starten.
Die Startschaltung 116 beinhaltet einen MOSFET-Startschalter MS des p-Typs, der so konfiguriert ist, dass er die Startschaltung 116 aktiviert, wenn die Leistungsausgangsstufe 44A entladen wird. Die verschiedenen Signale (z.B. S1, S2, S2N...) zum Steuern der Umschaltung werden nachfolgend ausführlicher erörtert. Der Drain von MS ist mit der Eingangsspannung V_S und Gate sowie Source sind beide mit dem ersten Anschluss 31 des Schaltkondensators C_F gekoppelt. Die beiden Leistungsschalter M3, M4, die mit dem zweiten Anschluss 34 des Schaltkondensators C_F gekoppelt sind, sind vom n-Typ und somit offen, so dass der Schaltkondensator C_F in dieser Situation potentialfrei ist. Der Leistungsschalter M2 ist jedoch ein p-Transistor wie erwähnt und somit geschlossen, wobei das Leistungssteuergerät 46A in dieser Situation zunächst stromlos ist. Demzufolge sind auch Gate und Source des Startschalters MS mit V_OUT gekoppelt, die zunächst bei null liegt. So ist das Gate des Startschalters MS geerdet und der Startschalter MS beginnt, die Eingangsspannung V_S zum Lastkondensator C_L zu leiten.
Die Stromkapazität dieses einen kleinen MOSFET reicht jedoch nicht aus, um den Lastkondensator C_L zu laden. Daher wird der Startschalter MS indirekt benutzt, um den Leistungsschalter M1 zu schließen, so dass die Eingangsspannung V_S an den Lastkondensator C_L angelegt wird. Speziell, die Eingangsspannung von der Source des Startschalters MS ist mit dem Gate des Schalters M13 des n-Typs gekoppelt. Der Schalter M13 ist aufgrund der Eingangsspannung V_S vom Schalter MS geschlossen. Wenn der Schalter M13 schließt, dann wird die Eingangsspannung V_S am Drain zur Source geleitet, die wiederum mit einem ersten Anschluss 190 eines Startkondensators C_QPUMP gekoppelt ist. Der zweite Anschluss 192 des Startkondensators C_QPUMP ist mit einem Transistorpaar M14, M15 gekoppelt, das zum Erden des zweiten Anschlusses 192 des Startkondensators C_QPUMP konfiguriert ist, wenn der Leistungsregler 46A nicht arbeitet. Ansonsten ist das Transistorpaar M14, M15 so konfiguriert, dass der zweite Anschluss 192 des Startkondensators C_QPUMP potentialfrei ist. Speziell, der zweite Anschluss 192 des Startkondensators C_QPUMP ist mit dem Drain des Schalters M15 des p-Typs und mit der Source des Schalters M14 des n-Typs gekoppelt. Die Source des Schalters M15 ist geerdet und sein Gate auf eine negative Vorspannung vorgespannt, um den Schalter M15 zu öffnen, wenn der Leistungsregler 46A arbeitet. Daher wird, wenn der Leistungsregler 46A arbeitet, der zweite Anschluss 192 des Startkondensators C_QPUMP von Masse getrennt. Der Drain des Schalters M14 ist mit der Eingangsspannung V_S gekoppelt und sein Gate auf eine positive Vorspannung vorgespannt, um den Schalter M14 zu schließen, wenn der Leistungsregler arbeitet.
12 zeigt eine Schaltung, die für den Leistungswandler 40A von 7 geeignet ist. 12 zeigt eine Schaltungsausgestaltung zum Vorspannen des Komparators 94, um Vergleiche in der Ladephase und in der Entladephase durchzuführen. In der Lade- und der Entladephase wurde die Schaltung zuvor gestartet und der Leistungsregler 46A erzeugt die Schaltsignale (z.B. S1, S2 usw.). In der Ladephase, wenn S1 M9 und M10 schließt, reduziert der Teiler 102 der Eingangsspannung V_S diese um einen vorbestimmten Bruchteil (z.B. 80%) für einen Vergleich mit der Schaltkondensatorspannung V_F, wie für 7 erörtert wurde. In der Entladephase, wenn S2 M11 und M12 schließt, skaliert der V_OUT-Teiler 108 die Ausgangsspannung V_OUT für den richtigen Vergleich mit der Referenzspannung von der Spannungsreferenz 96.
12 illustriert auch, dass das Zeitsteuergerät 112 der Leistungsreglerschaltung 46A eine Mehrzahl von Signalen P_S2NB, P_S2NA, S2, S2N, P_S1, S1, S1N erzeugt, wie nachfolgend ausführlicher erörtert wird, um das Äquivalent zum Ladeschaltsignal S1 und zum Entladeschaltsignal S2 auszuführen. Diese Mehrzahl von Signalen wird für die illustrative Ausgestaltung deshalb benötigt, weil die Leistungsschalter M1–M4 mehr Strom benötigen als die übrigen Schalter und weil die Leistungsschalter M2–M4 vom p-Typ sind und somit langsamer schalten als die MOSFET-Leistungsschalter M1, M3 des n-Typs. Bestimmte Verzögerungen werden in den Signalen zu den jeweiligen Gates benötigt, um Transduktanz zu verhindern, wobei ein oder beide Schalter M1, M3 zur selben Zeit wie ein oder beide Schalter M2, M4 geschlossen wird/werden.
13 zeigt eine Ausgestaltung einer Spannungsreferenz 96, die zu einem Betrieb mit einer Eingangsspannung V_S von unter einem Volt gemäß einem Aspekt der Erfindung in der Lage ist. Eine Konstantstromschaltung 200 speist eine Spannungsreferenz-zu-Schiene-Schaltung 202 und isoliert die Spannungsreferenz-zu-Schiene-Schaltung 202 von Änderungen in der Eingangsspannung V_S. Ein Ausgangspuffer 204 verstärkt eine unverstärkte Referenzspannung von der Spannungsreferenz-zu-Schiene-Schaltung 202. Um die Temperatur der Spannungsreferenz-zu-Schiene-Schaltung 202 zu kompensieren, spannt eine parallele Diodenarray die PTAT-(proportional zur Absoluttemperature)Schaltung 206 die Schaltung 202 vor.
Die 14 und 15 veranschaulichen eine Ausgestaltung eines Komparators 94 für den Leistungsregler 46A von 7. Es werden vorteilhafterweise Differentialverstärker 206–210 verwendet, da sie beim Ausfiltern von Gleichtaktsignalen effektiv sind. Gleichtaktsignale können beispielsweise induziertes Rauschen an den Eingängen sein. IC-Differentialverstärker haben eine relativ niedrige Ausgangsverstärkung. Dies hat zweifaltige Implikationen: Nichtlinearität in einem Eingangstransistor und die Bereitstellung der notwendigen Stromverstärkung für spätere Stufen des Leistungsreglers 46A. Zum Bewirken einer bestimmten Unterdrückung von Eingangsnichtlinearität ist eine Kombination aus drei Differentialverstärkern dargestellt, wobei der erste Differentialverstärker 206 einen V+ Eingang an seinem negativen Anschluss und einen V– an seinem positiven Eingang empfängt. Ein zweiter Differentialverstärker 208 erhält V– am negativen Anschluss und V+ am positiven Anschluss. Der Ausgang des ersten Differentialverstärkers 206 ist mit einem negativen Anschluss eines dritten Differentialverstärkers 210 und der Ausgang des zweiten Differentialverstärkers 208 mit einem positiven Eingang des dritten Differentialverstärkers 210 gekoppelt. Ein vierter Differentialverstärker 212 ist als Spannungsfolgepuffer konfiguriert, um den Strom eines Komparatorschaltsignals (Out+, Out–) vom dritten Differentialverstärker 210 zu erhöhen.
16 veranschaulicht eine Ausgestaltung einer Zeitsteuerschaltung 112 für den Leistungsregler 46A von 7. Grundsätzlich ist die Zeitsteuerschaltung 112 zum Ausführen der notwendigen individuellen Schalterbefehle verantwortlich, um die Leistungsausgangsstufe 44A zwischen Lade- und Entladephasen umzukonfigurieren. Außerdem muss die Zeitsteuerschaltung 112 für den Leistungsregler 46A die Phasen von Schalterpaaren und Schalterfolgen korrekt aufeinander ausrichten, um bestimmte Schaltkombinationen zu vermeiden. Zum Beispiel darf keiner der Ladephasen-Leistungsschalter M1 und M3 zur selben Zeit geschlossen sein wie einer der Entladephasen-Leistungsschalter M2 und M4, da es sonst es zu einer Querleitung (oder Transkonduktanz) kommt, bei der z.B. die Energiequelle 12 kurzzeitig mit dem Ausgangsanschluss 42 kurzgeschlossen wird, wie nachfolgend erörtert wird.
17 zeigt ein Timingdiagramm für die Zeitsteuerschaltung 112. Speziell, das S1-Signal ist das Ladephasensignal, das intern vom dynamischen Regler 50 verwendet wird. Das S2-Signal ist das Entladephasensignal, das intern vom dynamischen Regler 50 verwendet wird. Das P_S2Nb-Signal ist ein Schaltsignal mit höherem Strom für einen MOSFET M2 des p-Typs, in Bezug auf das S2-Signal verzögert, um Querleitung zu verhüten, und von S2 deshalb invertiert, weil der MOSFET M2 des p-Typs von einer positiven Spannung geöffnet wird. P_S2Na ist ein Hochleistungsschaltsignal für einen MOSFET M4 des p-Typs, in Bezug auf P_S2Nb verzögert. Das P_S1-Signal ist eine S1-Version für höheren Strom für die Leistungs-MOSFET-Schalter M1, M3. Das S2N-Signal ist eine umgekehrte Version des S2-Signals für die Startschaltung 116, speziell Schalter M14. Das S1N-Signal ist eine umgekehrte Version von S1 für die Startschaltung 116, speziell Schalter M15.
Die vorliegende Erfindung wurde zwar durch eine Beschreibung von mehreren Ausgestaltungen illustriert, und die illustrativen Ausgestaltungen wurden zwar recht ausführlich dargestellt, aber es ist nicht die Absicht der Anmelder, den Umfang der beiliegenden Ansprüche in irgendeiner Weise auf diese Details zu begrenzen. Der Fachperson werden zahlreiche Vorteile und Modifikationen offensichtlich sein.
So wurde zwar eine dynamische Steuerung einer nichtinvertierenden Ladepumpen-Leistungsausgangsstufe 44A erörtert, aber für die Fachperson würde es im Hinblick auf die vorliegende Offenbarung offensichtlich sein, dass es im Rahmen der Erfindung liegen würde, eine invertierende Ladepumpen-Leistungsausgangsstufe dynamisch zu steuern.
Ein erfindungsgemäßer Leistungswandler 40A kann in eine breite Palette von Produkten eingebaut werden. So kann beispielsweise ein Leistungswandler 40A, der die mit integrierten Schaltungen erzielbare geringe Größe sowie die oben beschriebenen niedrigen Leistungsaufnahmeeigenschaften nutzt, vorteilhafterweise in einen Batteriesatz eingebaut werden, um die Lebensdauer der Batterien zu verlängern sowie Energie und Amplitude nach Bedarf zu verbessern.
Ferner würde ein erfindungsgemäßer Leistungswandler 40A, ob in eine Energiequelle 12 oder in ein Lastgerät 14 integriert, das eine Energiequelle 12 verwendet, eine breite Palette an tragbaren elektronischen Geräten 10 verbessern oder ermöglichen. So würde beispielsweise die Größen- und Gewichtsreduzierung einer Energiequelle 12 eine weniger invasive medizinische Diagnostik, Energiezuführung oder Geräte mit betätigter Medikamentenzufuhr ermöglichen, sei es getragen oder implantiert.
Ebenso können derzeit mit Batterien oder ähnlichen Energiequellen 12 gespeiste tragbare elektronische Geräte durch Einbauen des erfindungsgemäßen Leistungswandlers verbessert werden. In tragbaren Kommunikationsgeräten und tragbaren Audiogeräten kann beispielsweise eine verbesserte Nutzungsdauer durch die erhöhte Effizienz erhalten werden, und die Leistung kann durch Senken der Betriebsfrequenz des Leistungswandlers 40A und somit des Rauschens verbessert werden, wenn dies aufgrund eines geringeren Bedarfs zulässig ist.
Ebenso würde ein erfindungsgemäßer weitgehend oder voll integrierter Leistungswandler 40A eine ausreichend kleine und effiziente Stromversorgung für Speicher, Logikschaltungen und andere integrierte Bauelemente bereitstellen. Der Leistungswandler 40A kann z.B. in einen Teil einer integrierten Schaltung eingebettet werden, die auch einen Speicher, eine Logikschaltung oder ein anderes integriertes Bauelement enthält.
Ferner lassen die Aspekte der Erfindung, die sich auf eine dynamische Anpassung an die Eingangsspannung beziehen, insbesondere in Bezug auf eine niedrige Eingangsspannung, Anwendungen zu, bei denen die Eingangsspannung flüchtig oder auf andere Weise für allgemein bekannte Leistungswandler ungeeignet ist. So liefern beispielsweise fotovoltaische Zellen Leistung in Bezug auf den Oberflächenbereich und die Menge an einfallender Strahlungsenergie. Demzufolge sind mit fotovoltaischen Zellen arbeitende Geräte häufig aufgrund von unzureichendem Licht funktionsunfähig, haben möglicherweise nur eine begrenzte Funktionalität, damit sie innerhalb der typischen verfügbaren Leistungsmenge bleiben, und/oder müssen eine größere Oberfläche haben, um fotovoltaische Zellen aufzunehmen. So ermöglicht ein Leistungswandler 40A möglicherweise den Einsatz von kleineren fotovoltaischen Zellen und die Anwendung eines breiteren Bereiches von Beleuchtungsbedingungen.
Als ein zusätzliches weiteres Beispiel wurden der Deutlichkeit halber ein einzelner Schaltkondensator C_F und Lastkondensator C_L illustriert. Die Fachperson wird verstehen, dass erfindungsgemäße Leistungswandler 40A eine Mehrzahl von Schaltkondensatoren C_F und/oder eine Mehrzahl von Lastkondensatoren C_L beinhalten können. Darüber hinaus können der Schaltkondensator C_F und/oder der Lastkondensator C_L verschiedene Speichergeräte für elektrische und magnetische Energie umfassen.
Als weiteres Beispiel, ein erfindungsgemäßer Leistungswandler 40A kann in eine breite Palette von Produkten integriert werden. So kann beispielsweise ein Leistungswandler 40A, der die oben beschriebenen Eigenschaften einer geringen Größe und einer geringen Leistungsaufnahme (d.h. Effizienz) nutzt, vorteilhafterweise in einen Batteriesatz integriert werden, um die Batterielebensdauer zu verlängern und Energie und Amplitude nach Bedarf zu verbessern. Der Einbau des Leistungswandlers 40A würde auf ähnliche Weise wie der erfolgen, der in der nachfolgenden mitanhängigen und in Gemeinschaftsbesitz befindlichen Anmeldung offenbart ist, die alle am 2. April 1998 eingereicht wurden: US-Seriennummer 09/054,192 mit dem Titel PRIMARY BATTERY HAVING A BUILT-IN CONTROLLER TO EXTEND BATTERY RUN TIME, von Vladimir Gartstein und Dragan D. Nebrigic; US-Seriennummer 09/054,191 mit dem Titel BATTERY HAVING A BUILT-IN CONTROLLER TO EXTEND BATTERY SERVICE RUN TIME von Vladimir Gartstein und Dragan D. Nebrigic; US-Seriennummer 09/054,087 mit dem Titel BATTERY HAVING A BUILT-IN CONTROLLER, von Vladimir Gartstein und Dragan D. Nebrigic; und die provisorische US-Anmeldung mit der Seriennummer 60/080,427 mit dem Titel BATTERY HAVING A BUILT-IN CONTROLLER TO EXTEND BATTERY SERVICE RUN TIME, von Dragan D. Nebrigic, Milan M. Jevtitch, Vig Sherrill, Nick Busko, Peter Hansen und William Millam. Alle oben genannten Anmeldungen sind in ihrer Gesamtheit hierin durch Bezugnahme eingeschlossen.
LADEPUMPENSTEUERUNG MIT DREI ZUSTÄNDEN
In anderen hierin erörterten erfindungsgemäßen Versionen kann die dynamische Steuerung einer Ladepumpe die Schaltkondensatorspannung und/oder die Lastkondensatorspannung innerhalb eines vorbestimmten Spannungswelligkeitsbandes halten. Die Vorteile des Ladens und Entladens des Schaltkondensators innerhalb einer vorbestimmten Spannungswelligkeit sind unter anderem die Verbesserung des Wirkungsgrades. Der Schaltkondensator wird in einem Spannungsbereich genutzt, in dem die Ladungsübertragungsrate und die internen Verluste während des Transfers optimiert werden. Schaltverluste werden durch Optimieren des Ladungstransfers in jedem Lade-/Entladezyklus des Schaltkondensators abgemildert. Ebenso besteht einer der Vorteile des Haltens der Spannung über den Lastkondensator innerhalb eines vorbestimmten Spannungswelligkeitsbandes in einem verbesserten Wirkungsgrad.
Die Spannungswelligkeit kann im Hinblick auf die Source-Spannung V_S (z.B. Batteriespannung V_BAT) definiert werden, wobei zwei skalierte Schwellenwerte der Batteriespannung zum Definieren des Schaltkondensator-Spannungswelligkeitsbandes (z.B. αV_BAT, βV_BAT) verwendet werden. Die Batteriespannung V_BAT nimmt jedoch aufgrund des internen Widerstands der Batterie ab, besonders bei Spitzenlasten und im letzten Abschnitt der Lebensdauer der Batterie. Demzufolge würde auch das Schaltkondensator-Spannungswelligkeitsband kleiner werden. Da der Widerstand in den Schaltern M1–M4 und der ESR der Kondensatoren C_L und C_F im Vergleich zum internen Widerstand der Batterie gering ist, kann dieser Spannungsabfall in der Batterie Stabilitätsprobleme in der Schaltung verursachen. Demzufolge verwenden Ausgestaltungen gemäß Aspekten der Erfindung eine feste Spannungsreferenz, um Instabilitätsprobleme zu vermeiden.
Es kann jedoch vorteilhaft sein, die feste Spannungsreferenz als Reaktion auf einen Trend einer reduzierten Batteriespannung zu reduzieren. So kann beispielsweise eine gewünschte Ausgangsspannung bei einer bestimmten reduzierten Batteriespannung mit einer Spannungsverdopplungsladepumpe unerreichbar werden. Als Reaktion auf die Erfassung der reduzierten Batteriespannung kann eine zusätzliche Ladepumpenstufe oder ein zusätzlicher Schaltkompensator zum Erzielen der gewünschten Ausgangsspannung verwendet werden, während die zum Auslösen der Lade-/Entladezyklen verwendeten Spannungsschwellenwerte reduziert werden. Eine Möglichkeit zum Ermitteln des Trends der Batteriespannung besteht darin, die Batteriespannung in einem Nulllastzustand abzutasten, wie z.B. während der Zeitverzögerung zwischen den Lade- und Entladezyklen zum Verhindern von Kreuzschienenströmen.
18 illustriert ein Fließschema des Betriebs einer Schaltung zum Regeln der Spannungswelligkeit des Schaltkondensators. Zunächst wird ermittelt, ob der Schaltkondensator auf die maximale Schaltkondensatorspannung geladen wird, d.h. V_F ≥ V_F,MAX (Block 200). Wenn nicht, dann wird der Schaltkondensator so lange aufgeladen, bis die maximale Schaltkondensatorspannung erreicht ist (Block 202). Wenn der Schaltkondensator genügend aufgeladen ist, dann wird der Schaltkondensator von der Quellenspannung und dem Lastkondensator abgekoppelt (Block 204) und in einen Zustand gesetzt, der als Wartezustand bezeichnet werden kann. Dieser Wartezustand wird zu einem dritten Zustand der Ladepumpe zusätzlich zum Lade- und Entladezustand. Wenn der Schaltkondensator aufgeladen und einsatzbereit ist, wird eine Verzögerung vermieden (d.h. die Verzögerung, um den Schaltkondensator aufzuladen, nachdem die Ausgangsspannung als zu tief abgefallen erfasst wurde). Somit wird die Leistungskapazität der Ladepumpe erhöht. Zusätzlich ist es in bestimmten Ladepumpenkonfigurationen vorteilhaft, wenn der Lastkondensator die Ausgangsspannung bei abgekoppelter/m Source-Spannung und Schaltkondensator liefert (z.B. Heruntersetzkonfiguration). Daher ist der gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung integrierte Wartezustand in diesen Hinsichten vorteilhaft.
Wenn sich der Schaltkondensator im Wartezustand befindet, dann wird in Block 206 ermittelt, ob die Ausgangsspannung gleich oder geringer als die Referenzspannung ist, d.h. V_O ≤ V_REF. Wenn die Ausgangsspannung nicht gleich oder geringer als die Referenzspannung ist, dann wird der Schaltkondensator nicht unbedingt am Ausgang benötigt und der Regler bleibt im Wartezustand (Block 204). Wenn die Ausgangsspannung auf die Referenzspannung oder darunter abfällt (Block 206), dann wird der Schaltkondensator mit dem Ausgang gekoppelt und in einen Entladezustand gesetzt (Block 208). Der Schaltkondensator bleibt so lange im Entladezustand, bis ermittelt wurde (Block 210), dass die Schaltkondensatorspannung V_F geringer ist als die Schaltkondensatormindestspannung V_F,MIN(Block 210). Nach dem Entladen bis zum Ende des Schaltkondensator-Spannungswelligkeitsbandes auf dieser Schaltkondensator-Mindestspannung geht die Regelung zurück zu Block 202, um den Schaltkondensator neu aufzuladen und sich auf den nächsten Lade-Warte-Entladezyklus gemäß der Erfindung vorzubereiten.
Obwohl in 18 nicht dargestellt, so ist doch zu verstehen, dass eine weitere Ermittlung einer maximalen und minimalen Spannungsreferenz für die Ausgangsspannung vorgenommen werden kann, so dass die Spannungswelligkeit in der Ausgangsspannung weiter gesteuert werden könnte. So könnte eine weitere Hysterese der Steuerung verwendet werden.
MEHRAUSGANGS-LEISTUNGSWANDLER
19 stellt eine weitere Ausgestaltung eines Leistungswandlers 230 dar, ein Blockdiagramm einer Schaltung zum Erzeugen von wählbaren unterschiedlichen Ausgangsspannungspegeln. So sind beispielsweise die Pegel 1,8 V, 2,5 V, 3,0 V, 3,3 V und 5,0 V zu sehen. Es ist zu verstehen, dass auch andere Spannungspegel möglich sind, z.B. tiefere Spannungen (z.B. 1,2 V, 1,5 V) sowie höhere Spannungspegel (z.B. 7,0 V).
Jede integrierte Ausgangsstufe 232a–232e für die verschiedenen Spannungspegel kann wie oben beschrieben eine Herauf- oder Heruntersetz-Ladepumpen-Leistungsausgangsstufe sein, mit jeweiligen Schaltkondensatoren C_F1–C_F5 und Lastkondensatoren C_L1–C_L5. 19 zeigt fünf Pegel und zugehörige Ausgangsstufen.
Die dynamische Regelung für jede Ausgangsstufe 232a–232e erfolgt durch einen Mehrausgangsregler 234. Der Mehrausgangsregler 234 empfängt eine Bandabstandsspannungsreferenz 236 zum Skalieren einer Referenzspannung V_REF auf die verschiedenen Spannungspegel, die zum Steuern jeder Ausgangsstufe 232a–232e notwendig sind. Der Mehrausgangsregler 234 spricht auch auf einen Enable-Bus 238 an, um jede Ausgangsstufe 232a–232e selektiv einzuschalten. Der Mehrausgangsregler 234 legt Lade- und Entladeschaltsignale an die jeweiligen Ausgangsstufen 232a–232e gemäß der Erfindung an, jeweils dargestellt als Signalbus S1^1-5 und S2^1-5. Der Mehrausgangsregler 234 erzeugt diese Lade-/Entladesignale als Reaktion auf Schaltkondensatorspannungen V_F1–V_F5 und die fünf Ausgangsspannungen (d.h. 1,8 VOUT–5,0 VOUT).
20 zeigt eine Schaltung für ein Beispiel der Leistungsausgangsstufen 232a–232e von 19, ähnlich wie die oben für 5 beschriebene. Der zwischen den Knoten Vⁿ _FLY-HIGH und Vⁿ _FLY-LOW geschaltete Schaltkondensator C_F und der zwischen dem Knoten V_O ^N und Masse geschaltete Lastkondensator C_L, sind nicht dargestellt.
Die in 20 gezeigten Leistungs-MOSFETS M1A, M2A, M1B und M2B entsprechen den oben beschriebenen Schaltern M1, M2, M3 und M4. Darüber hinaus verbindet ein MOSFET-Schalter M3 des p-Typs die Source-Spannung (VCC) mit dem Ausgang, wenn der Mehrausgangsregler 234 deaktiviert wird, um die Lastkondensatoren C_L1–C_L5 beim Starten zu laden. Das S3n-Signal würde danach vom Mehrausgangsregler 234 erzeugt, wenn die Ausgangsleistungsstufe 232a–232e betrieben wird. Wie oben erörtert, können, je nach dem verwendeten MOSFET-Typ (z.B. p-Typ, n-Typ), die Steuersignale für einige Schalter in Bezug auf die Signale für andere Schalter umgekehrt oder verzögert werden (z.B. S1, S1n, S2, S2n usw.).
21 zeigt ein Blockdiagramm für einen Ausgangsregler 234a für einen Kanal oder Spannungspegel (z.B. 1,8 V) des Mehrausgangsreglers 234. Die Regelung der Spannungswelligkeit der Schaltkondensatorspannung V_F' erfolgt durch Umschalten zwischen zwei skalierten Schwellenwerten αV_BAT, βV_BAT auf der Basis, dass die Batteriespannung V_BAT am Komparator 250 mit der Schaltkondensatorspannung V_F verglichen wird. Die Spannungswelligkeitsregelung der Ausgangsspannung V_O über den jeweiligen Lastkondensator erfolgt durch Umschalten zwischen zwei skalierten Schwellenwerten αV_REF, βV_REF auf der Basis der Referenzspannung V_REF gemäß einem Vergleich mit der Ausgangsspannung V_O ¹ im Komparator 252. Die Ergebnisse der geschalteten Vergleiche werden an die Schaltlogik- und Crossbar-Verzögerungsschaltung 254 angelegt, die wiederum die Lade- und Entladesignale S1¹ und S2' erzeugt. Ein Eingangsmultiplexer (MUX) 256 steuert die Umschaltung zwischen den Schwellenwerten als Reaktion darauf, ob der Regler 234a derzeit im Lade- oder im Entlademodus ist. Ein Signal S3¹ von der Schaltlogik- und Crossbar-Verzögerungsschaltung 254 ermöglicht vorteilhafterweise einen Start, wie oben für 20 beschrieben wurde.
Je nach der/den Eingangsspannung(en)(VIN) können eine oder mehrere der Ausgangsstufen 232a–232b permanent zum Heraufsetzen (Boost) oder Herabsetzen (Buck) oder zum umkonfigurierbaren Herauf-/Herabsetzen konfiguriert werden. Für letzteres beinhaltet der Ausgangsregler 234n einen Komparator 258, der erfasst, ob die Batteriespannung V_BAT über oder unter der Referenzspannung V_REF ist, und das Ergebnis wird sowohl an den Eingangs-MUX 256 als auch an die Schaltlogik- und Crossbar-Verzögerungsschaltung 254 angelegt.
22 zeigt ein Logikdiagramm für eine Ausgestaltung eines Ausgangsreglers wie dem Regler 234a von 21. In dieser Version werden die geschalteten Vergleiche durch Ausführen der Vergleiche mit vier Komparatoren 261–264 kontinuierlich und mit Hilfe einer nachgeschalteten Umschaltung in einer Schaltlogik-Steuerschaltung 270 durchgeführt, und diese Ausgänge werden zu einem Ausgangsteil 280 geleitet.
Der S3_n-Ausgang ist als ein um 50 ms verzögerter Ausgang von einem Dreieingangs-AND-Gate mit Eingängen des Power-Up-(PUP)Signals dargestellt, das eine gefilterte Version der Source-Leistung VCC ist, von einem Vergleich der V_O ^N mit der Referenzspannung VREF und von einem Vergleich der Referenzspannung VREF mit der Source-Spannung (VCC). Somit wird die Startladung des Lastkondensators C_L unter Verwendung von S3_ng0 ms nach dem Stabilisieren der Referenzspannung in Bezug auf die Source-Spannung (VCC) und die Ausgangsspannung V_O ^N abgeschaltet.
23 zeigt eine Power-Up-Schaltung zum Erzeugen des Power-Up-(PUP)Signals. Insbesondere wird die Source-Spannung VCC an einen Eingang eines AND-Gates angelegt. Der erste und der zweite Eingang des AND-Gates sind über einen Widerstand R31 geschaltet. Der zweite Eingang wird vom Kondensator C1 auch mit Masse gekoppelt. Demzufolge geht PUP in den H-Zustand, nachdem sich die Source-Spannung VCC stabilisiert hat, da der zweite Eingang eine tiefpassgefilterte Version der Source-Spannung VCC sieht.
24 zeigt eine Anschlussbelegung eines Mehrausgangs-Leistungswandlers 230. Es ist zu verstehen, dass die obigen illustrierten Schaltungsdiagramme für eine monolitische IC-Herstellung geeignet sind. Demzufolge kann ein voller Mehrausgangs-Leistungswandler 230 in einem kleinvolumigen IC-Paket gefertigt werden, wobei die Kondensatoren wie in der folgenden anhängigen und in Gemeinschaftsbesitz befindlichen Anmeldung beschrieben integriert sind, die am 22. November 1999 von Dragan D. Nebrigic et. al. unter der US-Seriennummer 60/166,823 mit dem Titel „ACTIVE PACKAGE FOR INTEGRATED CIRCUIT" eingereicht wurde und die hierin in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme eingeschlossen ist.
Die Anschlussbelegung von 24 bietet die Vorteile einer separaten Eingangsleistung (VIN1-VIN5) und separater Power-Grounds (PWRGND) für jeden Spannungsausgang. So kann beispielsweise Rauschen durch vollständigeres Abtrennen jeder Stufe reduziert werden. Außerdem erhöht die Wegnahme von Eingangsleistung zu einem bestimmten Teil des Mehrausgangs-Leistungswandlers 230 permanent die Effizienz, da nicht benutzte Steuerteile deaktiviert werden.
Die Enable-Pins (ENABLE1-ENABLE5) ermöglichen es, dass eine programmierbare Deaktivierung von Teilen des Mehrausgangs-Leistungswandlers 230 für eine intermittierende Deaktivierung verwendet werden kann. So wird es z.B. im letzten Teil der Lebensdauer einer Batterie im Rahmen einer Anwendung wie z.B. einer Zellulartelefonanwendung als wichtig angesehen, zwei der fünf Ausgangsspannungspegel zu halten, um Anzeigefunktionen, Verarbeitungsfunktionen und Speicherfunktionen aufrechtzuerhalten, während eine starke Leistungsaufnahme wie z.B. für Übertragungsfunktionen verhindert wird. Danach wird vielleicht bei einem niedrigeren Spannungspegel nur einer der fünf Ausgangsspannungspegel gehalten, z.B. um zu verhindern, dass der Speicher gelöscht wird.
Demzufolge ist der Mehrausgangs-Leistungswandler 230 besonders in elektrischen Geräten nützlich, bei denen eine oder mehrere der folgenden Anforderungen vorliegen: (1) eine effiziente Leistungsumwandlung für geringeren Batterieverbrauch; (2) geringe EMI-(Electromagnetic Interference)-Emissionen; (2) ein geringes Volumen für die Elektronik und die Energiequelle; (3) wirtschaftliche Herstellung und Montage; (4) regulierte Mehrspannungsausgangspegel; (5) effizienter Betrieb über einen breiten Leistungsbedarfsbereich. Beispiele für elektronische Geräte mit diesen Anforderungen sind unter anderem tragbare Zellular- oder Satellitentelefone, Personal Digital Assistants (PDA) und Laptop-Computer sowie tragbare Multimedia-Unterhaltungsgeräte. Durch die Konvergenz von Datenverarbeitungs- und Kommunikationsgeräten nimmt der Bedarf an solchen Mehrausgangs-Leistungswandlern 230 zu.
Es ist zu verstehen, dass Leistungswandler 230 gemäß Aspekten der Erfindung im Hinblick auf die Zahl der Ausgangspegel und deren Abhängigkeit untereinander für Leistung und Steuerung je nach Anwendung variieren würden.

Claims

Leistungswandler (40), der Folgendes umfasst: eine Leistungsausgangsstufe (44) mit einem Lastkondensator (C_L) und einem Schaltkondensator (C_F), wobei die Leistungsausgangsstufe (44) so konfiguriert ist, dass sie eine Eingangsspannung (Vs) von einer Energiequelle (12) erhält und eine Ausgangsspannung (V_OUT) über Ausgangsanschlüsse (42, 43) anlegt, wobei der Lastkondensator (C_L) elektrisch über die Ausgangsanschlüsse (42, 43) gekoppelt ist, wobei die Leistungsausgangsstufe (44) ferner so konfiguriert ist, dass sie zwischen einem Ladezustand und einem Entladezustand umschaltet, wobei der Ladezustand beinhaltet, dass der Schaltkondensator (C_F) elektrisch parallel zur Eingangsspannung (Vs) geschaltet ist, und wobei der Entladezustand beinhaltet, dass der Schaltkondensator (C_F) elektrisch über den Lastkondensator (C_L) gekoppelt ist, und ein dynamisches Steuergerät (50), das betriebsmäßig mit der Leistungsausgangsstufe (44) gekoppelt und so gestaltet ist, dass es auf die Ausgangsspannung (V_OUT) über den Lastkondensator (C_L) und auf eine vorbestimmte Referenzspannung (V_REF) anspricht und elektrische Ladung von der Energiequelle (12) zum Lastkondensator (C_L) überträgt, indem es den Schaltkondensator (C_F) in den Ladezustand und zurück in den Entladezustand schaltet, wobei das dynamische Steuergerät (50) ferner so gestaltet ist, dass es auf eine Schaltkondensatorspannung (56) am Schaltkondensator (C_F) anspricht und den Schaltkondensator (C_F) aus dem Ladezustand schaltet, um dadurch ein Spannungswelligkeitsband der Schaltkondensatorspannung (56) zu regulieren.
Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei das dynamische Steuergerät (50) auf die Schaltkondensatorspannung (56) im Vergleich zu einer Schaltkondensatorspannungsobergrenze (V_F,MAX) und einer Schaltkondensatorspannungsuntergrenze (V_F,MIN) anspricht.
Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei das dynamische Steuergerät (50) darauf anspricht, dass die Ausgangsspannung (V_OUT) über der genannten vorbestimmten Referenzspannung (V_REF) liegt, indem es den Schaltkondensator (C_F) in einen Wartezustand schaltet, wobei der Schaltkondensator (C_F) elektrisch von der Energiequelle (12) und dem Lastkondensator (C_L) abgekoppelt ist.
Elektronisches Bauelement (10) mit einer Energiequelle (12), einem Lastgerät (14) und dem Leistungswandler (40) nach Anspruch 1, der zwischen der Energiequelle (12) und dem Lastgerät (14) geschaltet ist.
Elektronisches Bauelement (10) nach Anspruch 4, wobei das elektronische Gerät entweder ein tragbares Kommunikationsgerät oder ein tragbares medizinisches Gerät oder ein tragbares Audiogerät umfasst.
Batterie mit einer Energiequelle (12), dem Leistungswandler (40) nach Anspruch 1, den genannten Ausgangsanschlüssen (42, 43), wobei die Ausgangsanschlüsse für eine elektrische Kopplung mit einem Lastgerät (14) gestaltet sind, wobei der Leistungswandler (40) zwischen der Energiequelle (12) und den Ausgangsanschlüssen geschaltet ist.
Integrierter Leistungswandler mit einer Mehrzahl von der Leistungswandler (40) von Anspruch 1.