KR20030043946A

KR20030043946A - 다중 출력 동적 규제식 전하 펌프 전력 변환기

Info

Publication number: KR20030043946A
Application number: KR10-2003-7003093A
Authority: KR
Inventors: 네브리직드라간다니로; 제브티츠밀란멀셀; 가르트세트인블라드미르; 밀람윌리엄토마스; 쉐르릴제임스비그; 부스코니콜라스; 한센피터
Original assignee: 더 보오드 오브 트러스티스 오브 더 유니버시티 오브 일리노이즈
Priority date: 2000-08-31
Filing date: 2001-08-27
Publication date: 2003-06-02
Also published as: IL154214A0; DE60116334D1; CA2418042A1; JP2004508788A; EP1314238B1; DE60116334T2; CN1470097A; ATE314750T1; AU2001286801A1; TW533667B; EP1314238A2; WO2002019508A2; WO2002019508A3; CN1331303C

Abstract

본 발명의 전하 펌프 전력 변환기는 전하 펌프의 스위치 매트릭스를 동적으로 제어함으로써 효율적으로 전력을 제공한다. 개루프 발진기 기반 제어 대신, 동적 제어기는, 출력 전압을 감지하고, 응답시 전하 펌프의 동작 주파수를 변경함으로써 요구에 따라 전력을 제공한다. 또한, 이 폐루프 동적 제어는 전력 변환기의 다운스트림에 강압 전압 규제기를 비효율적으로 추가하지 않고, 전하 펌프 전력 변환기의 출력 전압을 근본적으로 전압 규제한다. 플라이 커패시터 및/또는 부하 커패시터에 걸친 전압 리플을 유지함으로써 부가적인 효율들이 달성된다. 또한, 3상 제어 구조가 사용되어 플라이 커패시터를 충전하고, 출력 전압의 미리 결정된 레벨로의 강하를 대기하고, 플라이 커패시터를 방전한다. 또한, 다중 출력 전하 펌프 전력 변환기는 휴대용 통신 전자 장치들과 같은 장치들에 다중 전압 레벨들을 제공한다.

Description

다중 출력 동적 규제식 전하 펌프 전력 변환기{Multiple output regulated charge pump power converter}

일렉트로닉스 기술의 발전은 휴대용 전자 장치들의 설계 및 비용 효율적 제조를 가능하게 하였다. 따라서, 휴대용 전자 장치들의 사용은 가용한 제품들의 수 및 제품들의 유형들 모두를 지속적으로 증가시키고 있다. 휴대용 전자 장치들의 넓은 범위의 예로는 호출기들, 셀룰러 전화들, 음악 재생기들, 계산기들, 랩톱 컴퓨터들 및 PDA들 등이 있다.

휴대용 전자 장치 내의 일렉트로닉스는 일반적으로 직류(DC) 전력을 필요로 한다. 통상적으로, 하나 이상의 배터리들이 이 DC 전력을 제공하기 위한 에너지원으로서 사용된다. 이상적으로, 에너지원은 휴대용 전자 장치의 에너지 요건들에 완전히 정합되어야 한다. 그러나, 배터리들로부터의 전압 및 전류는 휴대용 전자 장치의 일렉트로닉스에 대한 직접 전력 공급에는 부적합한 경우가 많다. 예를 들어, 배터리들로부터의 전압 레벨은 장치에 의해 요구되는 전압 레벨과는 상이할 수도 있다. 부가적으로, 일렉트로닉스의 일부 부분들은 다른 부분들과는 다른 전압 레벨에서 동작할 수 있으며, 상이한 전원 전압 레벨들을 필요로 하게 된다. 또한, 배터리들은 전류 요구의 급속한 변동에 신속히 응답할 수 없다.

휴대용 전자 장치(10)를 위한 전형적인 배열이 도 1에 도시되어 있으며, 이는 하나 이상의 배터리들과 같은 에너지원(12) 및 전력을 필요로 하는 일렉트로닉스들 같은 부하 장치(14)를 포함한다. 에너지원(12)과 부하 장치(14) 사이에는 다수의 기능들을 수행할 수도 있는 전력 공급부(16)가 개재되어 있다. 예를 들어, 전력 공급부(16)와 일체로 도시되어 있는 전력 변환기(20)는 에너지원(12)으로부터의 전력을 부하 장치(14)에 적합하게 만들기 위해 필수적인 변경들을 제공한다.

또한, 전력 공급부(16)는 전력 변환 이외의 기능들도 수행한다. 예를 들어, 지속된 높은 전류에 의한 손상으로부터 에너지원(2), 부하 장치(14) 및/또는 전력 변환기(20)를 보호하기 위해서 휴대용 전자 장치(10)의 잔여부로부터 에너지원(12)을 전기적으로 분리시킬 필요가 있을 수 있다. 다른 예로서, 전력 변환기(20)는 시동시 보조를 필요로 할 수도 있다.

소요 전력 변환의 유형들에 관하여, 전력 변환기(20)는 전압을 "승압(step up)"(즉, 상승) 또는 "강압(step down)"할 수 있다. 즉, 변환기(20)는 에너지원(12)으로부터의 입력 전류(V_S)에 대하여 부하 장치(14)에 제공되는 출력 전압(V_OUT)을 증가 또는 감소시킬 수 있다. 또한, 전력 변환기(20)는 순간적 스파이크(brief spike)를 충족시키기 위한 에너지량을 저장하거나, 에너지원(12)이 제공할 수 없는 부하 장치(14)에 의한 요구를 증가시킬 수 있다.

또한, 전력 변환기(20)는 출력 전압(V_OUT)을 규제하여, 이를 원하는 출력 전압 레벨에 근접하게 유지하고, 유해한 잡음을 유발하거나 부하 장치(14)의 부적절한 성능을 유발할 수도 있는 신속한 변동들을 감소시킨다. 이런 변동들은 요구의 변화들, 외부 전자기원들로부터 유도된 잡음, 에너지원(12)의 특성들 및/또는 전력 공급부(16) 내의 다른 구성요소들로부터의 잡음으로 인해 유발될 수 있다.

비록, 전력 변환기들(20)이 다수의 장점들을 제공하지만, 현존하는 전력 변환기들(20)은 휴대용 전자 장치들(10) 상에 부정적인 성능 제약들을 부여한다. 일반적으로 공지된 전력 변환기들(20)의 특정 속성들이 일반적으로 부딪히게 되는 제약사항들의 유형들과 함께 후술된다.

다수의 일반적으로 공지된 전력 변환기들(20)은 특정 에너지원(12) 및 부하 장치(14)로부터의 특정 부하 요구에 대하여 최적화된다. 전력 변환기(20)는 전압의 변화들 및 에너지원(12) 및/또는 부하 장치(14)의 전류 특성들을 수용할 수 없거나단지 비효율적으로 수용할 수도 있다. 예를 들어, 몇몇 유형의 전력 변환기들(20)은 입력 전압(V_S) 보다 높은 출력 전압(V_OUT)을 제공할 수 없으며, 및/또는 그 효율은 입력 전압(V_S)이 필요한 출력 전압(V_OUT)에 얼마나 근접한지에 관련한다. 부가적으로, 일부 전력 변환기들(20)은 0.5 내지 1.0W와 같은 중간 전력 레벨들을 제공할 수 없다. 또한, 일반적으로 공지된 전력 변환기들(20)은 좁은 범위의 입력 전압들, 출력 전압들 및 전력 용량들 내에서만 동작하는 디자인을 가지고 있다.

부가적으로, 도 2를 참조로 후술되는 바와 같이, 일부 전력 변환기들(20)은 비효율적인 전압 규제기들을 통하여서만 허용 가능하게 규제된 출력 전압(V_OUT)을 달성한다.

다른 예들에서, 전력 변환기(20)에 의한 전압 규제는 부하 장치(14)의 요구들에 대하여 부적합하다. 예를 들어, 공칭 출력 전압(V_OUT)은 입력 전압(V_S)의 변화들, 전력 변환기의 온도의 변화들 또는 부하 장치(14)에 의해 인출된 출력 전류로 인해 변할 수도 있다. 또한, V_OUT이 허용 가능한 공칭 출력 레벨인 경우에도, 전력 변환기(20)는 공칭 출력 전압(V_OUT) 주변에서 부적절하게 발진할 수도 있다. 이 전압 리플(ripple)(V_RIP)은 공칭 출력 전압(V_OUT) 주변의 발진들의 범위로서 규정되고, 부하 장치(14)의 적절한 동작을 저해 또는 방해할 수도 있다.

따라서, 현존하는 전력 변환기들(20)은 부하 장치에 대한 필요 전력 요구를 효과적으로 제공하지 못하며, 안정한 V_OUT을 제공하기 위해 에너지원 및 부하 장치의변화들도 조절하지 못한다.

또한, 현존하는 전력 변환기들(20)은 1 볼트 미만의 입력 전압(V_S)과 같은 낮은 입력 전압 레벨들에서 동작하지 못한다. 현존하는 전력 변환기들(20)은 일반적으로 부하 장치(14)의 출력 전압 요구들과 통상적으로 비슷한 동작 바이어스 전압(operational bias voltage)을 필요로 하는 것이 일반적이며, 이는 일반적으로 1 볼트 보다 크다. 또한, 외부 및 내부적 소스들에 의해 특정량의 잡음이 입력 전압(V_S)에 첨가된다. 입력 전압 레벨(V_S)이 낮을 때, 이 잡음은 비교적 현저하게 되어 전력 변환기(20)의 동작을 열화 또는 저해한다.

1 볼트 보다 큰 입력 전압을 필요로 하는 것의 한가지 의미는 다른 양호한 단일 셀 배터리, 또는 대안적인 전원이 장치(10)를 위한 에너지원(12)으로서 부적절할 수도 있다는 것이다. 예를 들어, 특정 전자화학 배터리들이나 대안적인 전원들에 의해 공급된 공칭 전압은 1 볼트 미만일 수도 있거나, 그 저장된 전하가 감소함에 따라 감소하는 전압 특성을 가질 수도 있다. 이런 배터리들은 그 저장된 에너지 중 현저한 양, 및 아마도 그 대부분이 1볼트 미만 전압 레벨에서만 구해질 수 있다. 결과적으로, 휴대용 전자 장치(10)의 배터리의 사용 수명은 장치가 배터리로부터의 1 볼트 미만의 입력 전압(V_S)으로 동작할 수 없다는 사실에 의해 제한된다. 결과적으로, 배터리들은 현저한 양의 전하 또는 "수명"이 배터리 내에 남아있는 상태로 버려진다. 장치(10)에 부가 배터리들을 채용하여 부가 사용 수명을 달성하는 것은 장치(10)의 크기 및 중량을 증가시킨다.

따라서, 다수의 현존하는 전력 변환기들은 1 볼트 미만의 입력 전압으로 동작(또는, 양호하게 동작)하지 않는다.

또한, 전력 변환기(20)가 1 볼트 미만의 입력 전압(V_S)에서 계속 동작할 수 있는 경우에도, 전력 변환기(20)를 시동하기 위해 일반적으로 보다 높은 입력 전압 레벨(즉, 1 볼트 이상)이 필요하다. 즉, 변환기는 시동 단계에서 연속 동작에 필요한 것(예로서, 0.4V 이상) 보다 높은 입력 전압을 필요로 한다. 따라서, 전력 변환기(20)는 최소 시동 입력 전압이 달성될 때 연속적으로 동작하여야 하며, 따라서, 에너지원(12)으로부터 구해지는 에너지량을 향상시키기 위해 전력을 소모한다.

시동 단계에 대하여, (쇼트키 다이오드와 같은) 외부 시동 회로가 현존하는 전력 변환기들(20)에 추가되는 경우가 종종 있다. 이 시동 회로는 시동시 부가 입력 전압 요구를 극복하는 것을 도우며, 그 설계 출력 전압을 달성하기 위해 전력 변환기(20)에 대해 요구되는 시간 기간을 단축시키는 것을 돕는다. 그러나, 일반적으로 공지된 시동 회로들은 통상 1 볼트 미만 전압에서 동작할 수 없다. 또한, 외부 시동 회로를 사용하는 것은 전력 변환기(20)를 소형화시킬 수 있는 능력을 제한한다. 부가적으로, 외부 시동 회로들은 전력 변환기(20)가 시동 상태가 아닐 때에도 전력을 소산시키는 경향이 있으며, 그에 의해, 전력 변환기(20)의 효율을 저하시킨다.

따라서, 현존하는 전력 변환기들(20)은 일반적으로, 1 볼트 미만의 입력 전압으로 시동할 수 없으며, 1 볼트 이상의 입력 전압을 사용한 시동을 효과적으로제공할 수 없다.

현존하는 전력 변환기들(20)의 다른 단점은 이들이 서브미크론 집적 회로들에 필요한 출력 전압을 효과적으로 제공할 수 없다는 것이다. 휴대용 전자 장치들(10) 내의 집적 회로 설계는 보다 낮은 동작 전압들을 갖는 회로들로 진행하고 있다. 예를 들어, 서브미크론 기술들(0.5㎛ 이하)에 기초한 상보형 금속 산화물 반도체(CMOS)에 대한 현 제조 능력들은 통상적으로 3.0 내지 3.3V에서 동작하는 장치들을 제공한다. 이런 집적 회로들의 형상부 크기를 감소시키기 위한 현저한 기술 개발은 이 동작 전압을 추가로 감소시키고, 따라서, 전력 공급부들 및 전력 변환기들이 이 감소된 동작 전압들을 제공하도록 개발되어야만 한다는 것을 의미한다.

예로서, 마이크로프로세서 설계의 추세들은 보다 낮은 동작 전압들에서 동작하는 전원 공급부들의 필요성 및 장점들을 부각시킨다. 마이크로프로세서의 집적 회로 구성요소들의 형상부 크기는 저감된 비용으로 기능성을 증가시키도록 감소된다. 따라서, 하나의 칩은 다수의 칩들 및 이산 구성요소들의 회로를 포함할 수도 있다. 또한, 보다 작은 형상부 크기는 마이크로프로세서가 그 기능들을 보다 신속하게 수행할 수 있도록 한다. 보다 작은 형상부들에서, 디지털 스위칭은 보다 신속하게 수행될 수도 있다. 스위칭된 구성요소들이 그들이 스위칭되는 레이트에 비례하여 열을 발생하는 경향이 있기 때문에, 보다 높은 밀도로 패킹되고 보다 신속하게 스위칭되는 구성요소들은 열 소산이 마이크로프로세서의 설계시 제약사항이 되도록 한다. 또한, 증가된 스위칭은 각 형상부가 무선 주파수(RF) 안테나로서 작용하여 인접 형상부들에 전자기 간섭(EMI)을 방출할 수 있다는 것을 의미한다. 마이크로프로세서의 동작 전압을 감소시키는 것은 형상부 크기의 감소, 증가된 스위칭 및 열 소산을 수용한다. 또한, 언급된 바와 같이, 이 형상부들에 의해 발생되는 열은 통상적으로 동작 주파수에 비례하지만, 발생된 열은 또한 동작 전압에 이차식으로 관련된다. 즉, 동작 전압을 절반만큼 감소시키는 것은 발생된 열이 1/4이 되도록 한다. 따라서, 보다 낮은 동작 전압의 결과적인 추세는 통상적인 마이크로프로세서들이 1990년에 5V, 1995년에 3.3V, 1998년에 1.8 내지 2.4V, 2000년에 1.2 내지 2.4V, 및 추후 1V 이하로 기대되는 전압을 사용한다는 것을 통해 알 수 있다.

형상부 크기가 보다 작아짐에 따라, 각 형상부의 전류 전달 기능도 감소된다. 결과적으로, 보다 적은 동작 전압은 이 전류를 감소시켜 형상부가 손상되지 않도록 한다.

또한, 형상부들간의 거리가 감소되어, 형상부들간의 절연 재료의 양이 감소된다. 결과적으로, 보다 낮은 동작 전압은 형상부들 사이의 보다 얇은 절연 재료의 파괴를 회피하게 하며, 이 파괴는 마이크로프로세서 손상을 유발할 수 있다.

따라서, 보다 작고 보다 신속한 집적 회로들 및 마이크로프로세서들에 의해 요구되는 낮은 동작 전압들을 다루는 출력 전압(V_OUT)을 제공할 수 있는 전력 변환기에 대한 현저한 필요성이 존재한다. 특히, 전력 변환기는 유익하게 0.8 내지 1.6V 범위의 규제된 출력 전압(V_OUT)을 생성한다.

현존하는 전력 변환기들(20)에 대한 또 다른 단점은 이들이 휴대용 장치의 소형화의 원하는 수준에 부적합하며, 실리콘 온 절연체(SOI, Silicon OnInsulator) 및 실리콘 온 메탈(SOM, Silicon On Metal)과 같은 집적 회로 구조들을 고려하더라도, 삽입형(embedded) 응용들에 부적합하다는 것이다. 일부 예들에서, 집적 회로 제조에 통합될 수 없는 필수적인 이산 외부 구성요소들의 수로 인해 소형화가 불가능하다. 따라서, 이들 구성요소들은 인쇄 회로 기판(PCB), 하이브리드 또는 다중 칩 모듈(MCM) 설계를 필요로 하며, 여기서, 이런 제조의 크기 및 비용은 전체 집적 회로를 위한 것 보다 높다.

부가적으로, 일반적으로 공지된 전력 변환기들(20)의 효율은 부가적인 소형화에 부적합한 발열량을 초래한다.

따라서, 현존하는 전력 변환기들(20)은 특히, 부하 장치(14)와 함께 삽입된, 집적 회로로서 제조될 수 없다.

종래의 전력 변환기들의 다른 단점은 이들이 부적합한 양의 전자기 간섭(EMI)을 방출한다는 것이며, 이 전자기 간섭은 부하 장치(14)를 이격 배치 및/또는 차폐함으로써 제어되어야만 한다. EMI는 전력 변환기(20) 내에 통합된 인덕터로부터, 또는 전력 변환기(20) 내의 회로들의 형상부 크기의 감소의 결과로서 발생할 수 있다. 보다 작은 구성요소들의 사용을 통한 이산 구성요소들의 크기 감소를 추구할 때, 에너지 저장 및 전달 기능도 반드시 감소된다. 따라서, 대등한 양의 전력을 전달하기 위해서는 보다 높은 동작 주파수가 필요하다. 그러나, 보다 높은 동작 주파수는 또한, 휴대용 전자 장치(10)에 유해한 EMI를 초래한다. 또한, 휴대용 전자 장치(10) 그 자체는 일반적으로 충분히 높은 동작 주파수를 초과할 수 있는 RF 방출들에 대한 연합적으로 관리되는 제한들을 가지고 있다.

따라서, 전력 변환기(20)가 부하 장치(14)에 대한 방사 에너지(EMI) 또는 최소량의 열을 적절히 생성하고, 따라서, 동일 집적 회로 또는 모듈에 삽입되기에 유익한 것이 바람직하다.

상술한 문제점들 중 다수는 다중 전압 레벨들을 필요로 하는 장치들에서 복합된다. 예를 들어, 휴대용 무선 통신 장치들은 처리, 메모리, 전송 및 디스플레이 기능들을 포함하며, 이들은 상이한 전압들로 동작할 필요가 있다. 이들 소자들 중 다수는 만족스러운 기능 수행을 위해서, 전압 규제 및 낮은 EMI를 필요로 한다. 또한, 일반적으로 배터리 수명을 연장시키는 것과 작은 장치 크기를 제공하는 것이 적합하다.

따라서, 전력 변환기들(20)의 다양한 현존하는 유형들은 산업 및 시장에서의 필요성을 충족시키고, 상술한 단점들 중 하나 이상을 해결하기에는 바람직하지 않다. 이와 같이, 상술된 여러 단점들을 해결하기 위해 전력 변환기 기술을 개선하는 것이 바람직하다.

관련 출원에 대한 상호참조

본 출원은 드라간 D. 네브리직, 밀란 M. 제비츠, 비그 세릴, 니콜라스 부스코, 피터 한센 및 윌리엄 밀람에 의해 1999년 6월 25일자로 출원된, 발명의 명칭이 "내장형 동적 스위칭식 용량 전력 변환기를 구비한 배터리(Battery having built-in dynamically-switched capacitive power converter)"인, 공동 소유 US 가출원 제 60/141,119 호의 이점을 우선권으로 주장하며, 본원에서는 그 전문을 참조하고 있다.

기술 분야

본 발명은 DC/DC 전력 공급 제어기들에 관한 것으로, 특히, 집적 전력 관리 시스템을 위한 규제식 전하 펌프 전력 변환기들에 관한 것이다.

도 1은 전력 변환기를 전력 공급부에 통합하는 휴대용 전자 장치의 최상위 블록도.

도 2는 발진기-제어식 전력 변환기(개루프 전하 펌프)의 최상위 블록도.

도 3은 동적 제어식의, 본질적으로 규제된 전력 변환기의 최상위 블록도.

도 4는 도 3의 전력 변환기에 대한 전력 출력단 회로의 일 실시예를 도시하는 도면.

도 5는 도 3의 전력 변환기에 대한 전력 출력단 회로의 다른 실시예를 도시하는 도면.

도 6은 도 5의 전력 출력단의 최대 부하 상태에 대한 한계 상태들의 전압을 도시하는 도면.

도 7은 동적 제어식 전력 변환기의 일 실시예의 최상위 블록도.

도 8은 도 7의 전력 변환기의 동작에 대한 흐름도.

도 9는 도 8의 시동 동작에 대한 흐름도.

도 10은 도 8의 동적 동작에 대한 흐름도.

도 11은 도 7의 전력 변환기에 대한 전력 출력단 회로의 일 실시예를 도시하는 도면.

도 12는 도 7의 전력 변환기에 대한 전력 제어기 회로의 일 실시예를 도시하는 도면.

도 13은 도 12의 전력 제어기에 대한 전압 기준 회로의 일 실시예를 도시하는 도면.

도 14는 도 12의 전력 제어기에 대한 비교기 회로의 일 실시예를 도시하는 도면.

도 15는 도 14의 비교기 회로에 대한 상세도.

도 16은 도 12의 전력 제어기에 대한 타이밍 제어기 회로의 일 실시예를 도시하는 도면.

도 17은 도 16의 타이밍 제어기 회로에 대한 예시적인 타이밍도.

도 18은 일체형 용량 소자들을 포함하는 다중 출력 전력 변환기 집적 회로 구성요소의 일 실시예를 도시하는 도면.

도 19는 도 18의 다중 출력 전력 변환기의 블록도.

도 20은 도 19의 다중 출력 전력 변환기의 전력 출력단들 중 하나의 일 실시예를 도시하는 도면.

도 21은 도 19의 다중 출력 제어기의 출력 제어기의 일 실시예를 도시하는 도면.

도 22는 도 22의 출력 제어기에 대한 회로도.

도 23은 도 22에 참조된 승압 신호에 대한 회로도.

도 24는 도 19 내지 도 23의 다중 출력 전력 변환기에 대한 핀-아웃도.

본 발명은 부하 장치에 의한 요구에 따라 에너지원으로부터 효과적으로 전력을 전달하는, 동적 제어식의, 본질적으로 규제된 전력 변환기용 장치 및 방법을 제공함으로써, 종래 기술의 상술된 및 다른 단점들을 극복한다.

특히, 본 발명에 따른 일 양태에서, 동적 제어기는 부하 커패시터(C_L)에 걸친 출력 전압(V_OUT)을 유지하기 위한 레이트로 전하를 펌핑하도록 용량성 전력 출력단을 동작시킨다. 특히, 동적 제어기는 출력 전압(V_OUT)이 기준 전압(V_REF) 미만으로 떨어질 때, 플라이 커패시터(C_F)를 부하 커패시터(C_L)로 방전한다. 따라서, 부하의 요구에 대응하는 레벨에서 동작하는 것은 전력 변환기의 효율을 향상시킨다. 또한, 출력 전압(V_OUT)은 전하가 미리 결정된 전압 레벨을 유지하기 위한 레이트로 전달되는 방식으로 본질적으로 규제된다. 따라서, 비효율적인 다운스트림 전압 규제기(downstream voltage regulator)가 불필요하다.

본 발명의 다른 양태에서, 전력 변환기는 동적 제어기 및 용량성 전력 출력단에 낮은 제어 임계 스위치들을 유익하게 통합시킴으로써 1 볼트 미만의 입력 전압(V_S)으로 동작한다.

본 발명에 따른 또 다른 양태에서, 전력 변환기는 동적 제어기가 오프(off) 상태가 될 때, 시동 커패시터를 충전하는 점진적 시동 스위치를 사용함으로써 방전된 상태로부터 1 볼트 미만의 입력 전압으로 동작할 수 있다. 충전되고 나면, 시동 커패시터는 출력단의 전력 스위치를 차례로 닫아서, 동적 제어기가 전력 출력단의 제어를 수행할 수 있도록 부하 커패시터(C_L)가 충분히 충전될 때까지 부하 커패시터(C_L)에 전하를 제공한다.

본 발명에 따른 또 다른 양태에서, 전력 변환기는 입력 전압에 대해 증가 또는 감소된(승압 또는 강압된) 미리 결정된 출력 전압을 제공한다. 전력 변환기는, 예를 들어, 0.8 내지 1.6V 이하의 미리 결정된 낮은 출력 전압들이 효과적으로 제공되도록, 입력 전압 및 온도와 같은 인자들에 대해 둔감한 본질적 규제를 출력 전압에 유연하게 제공할 수 있다.

본 발명에 따른 또 다른 양태에서, 집적 전력 변환기는 효율적이고 규제된 전력 변환을 제공하며, 따라서, 미소한 열을 발생시킨다. 특히, 집적 전력 변환기는 인덕터 없이 단지 커패시터만으로, 고유한 낮은 EMI 방출을 갖는다. 또한, 집적 전력 변환기는 보다 느리게 스위칭함으로써 낮은 용량 요구 동안 EMI 방출들을 완화한다. 인덕터의 결여는 일부 응용들에서 집적 회로 커패시터들을 채용함으로써 어떠한 외부 구성요소들도 갖지 않아 더 소형화될 수 있도록 한다. 이들 이유들 때문에, 일부 응용들에서, 집적 전력 변환기는 부하 장치를 갖는 집적 회로에 유익하게 삽입될 수 있다. 부가적으로, 일부 응용들에서, 집적 전력 변환기는 낮은 입력 및/또는 낮은 출력 전압에 적응된다.

본 발명의 상기 및 다른 목적들 및 이점들은 첨부 도면 및 그 설명으로부터 명백해질 것이다.

본 명세서에 통합되어 그 일부를 구성하는 첨부 도면은 본 발명의 실시예들을 예시하며, 상술한 본 발명의 개괄적인 설명 및 후술되는 실시예들에 대한 상세한 설명과 함께, 본 발명의 원리들을 설명하는 역할을 한다.

본 발명의 원리들에 따른 전하 펌프의 동적 제어의 동작 및 이점들은 현존하는 전력 변환기들의 대안적인 전력 변환 기술들을 고려함으로써 가장 잘 이해할 수 있을 것이다.

예로서, 선형 규제기는 현존하는 전력 변환기의 한 형태이다. 선형 규제기들은 출력 전압(V_OUT)에 대한 입력 전압(V_S)의 비율에 정비례하는 효율을 가진다. 따라서, 필요한 출력 전압(V_OUT)의 두배인 입력 전압(V_S)은 에너지원(12)으로부터의 전력 중 약 절반이 전력 변환기(20)에 의해 비효율적으로 소모되는 결과를 초래한다. 보다 낮은 효율 및 결과적인 열 발생으로 인해, 선형 규제기들은 열 싱크(heat sink)를 필요로 하며, 이는 종종 PCMCIA 명세 표준에 부합하는 것들과 같은 저 프로파일 패키지들로의 집적을 복잡하게 하거나 저해한다. 또한, 선형 규제기들은 일반적으로 두 개의 이산 커패시터들을 필요로 하여 크기 감소를 더 제한한다. 또한, 선형 규제기들은 입력 전압(V_S)을 승압할 수 없으며, 따라서, 특정 응용들에 대해서는 부적합하다. 예를 들어, 보청기와 같은 소형 휴대용 전자 장치(10)는 저가의, 단일 셀 알칼리 배터리를 사용하며, 이는 0.8 내지 1.4V의 전압을 제공한다. 그러나, 보청기의 일렉트로닉스의 경우에, 부하 장치(14)는 3.0V를 필요로 할 수도 있다. 선형 규제기들은 이런 응용에는 부적합하다.

인덕터-기반 전력 변환기들 및 커패시턴스-단독("전하 펌프") 전력 변환기들은 각각 입력 전압(V_S)을 승압 또는 강압할 수 있다. 이런 디자인들은 일반적으로, 1.5 내지 3.3V 입력 전압(V_S)을 필요로 하고, 1.8 내지 5.0V의 출력 전압(V_OUT)을 제공하며, 연속적인 10 내지 200mA 사이의 전달 전류를 가진다. 이들 디자인들에서, 1 볼트 미만의 입력 전압들 또는 출력 전압들은 일반적으로 불가능하다. 또한, 200 내지 500mW 범위의 출력 전력도 그 각 출력들을 조합하도록 병렬로 다수의 전력 변환기들(20)을 배치하여 조합에 의해 소모되는 전력이 증가하는 것과 같은 접근법들을 제외하면, 일반적으로 가용하지 않다.

인덕터-기반 전력 변환기들은, 이들이 전하 펌프 디자인에 비해 상대적으로 효율적이기 때문에, 저 전력 응용들(예로서, 200mW까지)에 대해 커패시턴스-단독 전하 펌프 전력 변환기들 보다 일반적으로 선택된다. 또한, 원하는 출력 전압(V_OUT)이 전하 펌프들 보다 달성하기 쉽다. 보다 명확하게, 출력 전압(V_OUT)은 전류의 도함수(di/dt)로 승산된 인덕터의 인덕턴스 값에 비례한다. 결과적으로, 보다 높은 동작 주파수 및/또는 입력에서의 보다 높은 전류 레벨들은 일반적으로 얻어지는 출력 전압에 직접적으로 영향을 미치지 않는다. 그러나, 인덕터-기반 전력 변환기들은 일반적으로 인덕터용 비선형 페라이트 코일 또는 페라이트 비드를 필요로 하며, 또한, 외부 저항들 및 커패시터들을 필요로 한다. 따라서, 인덕터-기반 전력 변환기들은 더 소형화되기가 쉽지 않다. 또한, 인덕터는 "잡음(noisy)" 구성요소이며 바람직하지 못한 EMI를 발생한다.

도 2를 참조하면, 하나의 널리 공지된 커패시턴스-단독 전력 공급부(16)가 도시되어 있으며, 이는 발진기-제어식 전력 변환기(20)(또는, "개루프 전하 펌프") 및 다운스트림 전압 규제기(22)를 포함한다. 배터리와 같은 에너지원(12)이 예시를 위해 공급부(16)의 일부로서 도시되어 있다. 이런 디자인은 인덕터 사용시의 통합 문제점들 및 EMI 문제점들을 회피하는 이점을 갖는다.

개루프 제어는 발진기-제어식 전력 변환기(20)가 그 출력을 조절하는 것을 돕기 위해 유익하게 피드백을 사용하지 않는다는 것을 나타낸다. 대조적으로, 동적(또는, 폐루프) 제어는 일반적으로 개선된 제어가 필요할 때 사용된다. 예를들어, 시간에 따른 조리(cooking)는 개루프 제어 방법이고, 미조리 또는 과조리(under cooking or over cooking)를 회피하기 위한 주기적 점검들을 필요로 한다. 따라서, 온도 프로브를 사용한 조리는 동적, 폐루프 제어의 예이며, 식품 중량 또는 조리 에너지(예로서, 오븐 열 또는 마이크로파 에너지)의 변화시에도, 음식이 원하는 온도에 도달하는 것을 보증한다.

그러나, 개루프 전하 펌프들(20)은 비효율적이며, 원하는 출력 전류를 얻기 위해 다수의 전하 펌프들을 병렬로 함께 추가하는 것을 제외하면, 200mA를 넘는 출력 전류들을 제공하지 않는다. 비록 증가된 전류를 제공할 수 있더라도, 결과는 불충분하다. 이 다수의 전하 펌프들의 종속 연결(cascading)에 대한 요건은 온(on) 상태가 될 때, 일련의 저항기들("기생 저항")로서 작용하는 전력 스위치들(M1 내지 M4)이 사용된 결과이다. 높은 입력 전류 레벨들에서, 결과적인 기생 저항은, 회로에 의해 소모되는 전력이 스위치들의 기생 저항으로 승산된 입력 전류의 자승의 함수이기 때문에, 동작을 매우 비효율적이 되도록 한다. 따라서, 일반적으로 얻어진 효율들은 30 내지 90%의 범위에 있고, 전하 펌프가 부하 장치에 의한 최대 요구를 서비스하기 위한 그 설계 최대 용량에서 동작할 때, 보다 높은 효율들이 얻어진다. 보다 낮은 요구 레벨들에서, 전하 펌프는 상태들 사이에서 불필요하게 스위칭할 때 전력 손실들을 더 초래한다.

부가적으로, 발진기-기반 전력 변환기들(20)의 다른 단점은 대부분 약 세 개의 외부 커패시터들을 필요로 하며, 이것이 회로의 집적 및 소형화를 저해한다는 것이다.

도 2의 전력 변환기(20)(또는 "개루프 전하 펌프")는 출력단(24) 및 발진기 제어기(26)를 포함한다. 개루프 전하 펌프(20)가 기초하는 기본 원리는, 발진기 제어기(26)에 응답하여 충전 단계와 방전(또는 펌프) 단계 사이에서 출력단(24)이 교번하는 것이다. 이 단계들 사이의 스위칭의 타이밍은 미리 결정되고, 일반적으로, 이는 부하 장치에서의 예측 피크 요구에 기초한다.

전력 출력단들(24)의 유형들은 전기 전하를 전달 및 저장하기 위한 다양한 수의 용량 구성요소들을 갖는 것들뿐만 아니라 반전 및 비반전 버전들을 포함한다. 비반전 출력단(24)은 도 2에 도시되어 있으며, 이는 스위치 매트릭스(28), 하나의 플라이 커패시터(C_F) 및 하나의 부하(또는, 저장) 커패시터(C_L)를 구비한다. 스위치 매트릭스(28)는 집적 회로일수 있는 반면에, 일반적으로 공지된 플라이 및 부하 커패시터들(C_F, C_L)은 이산 컴포넌트들이다. 스위치 매트릭스(28)는, 발진기 제어기(26)에 응답하여, 에너지원(12), 플라이 커패시터(C_F) 및 부하 커패시터(C_L)를 충전 구성 및 방전 구성으로 연결한다.

보다 명확하게, 스위치 매트릭스(28)는 네 개의 전력 스위치들(M1 내지 M4)을 포함한다. 제 1 전력 스위치(M1)는 발진기 제어기(26)로부터의 충전 스위치 신호(S1)에 응답하여 닫혀져 플라이 커패시터(C_F)의 제 1 단자(31)에 에너지원(12)의 양의 단자(30)(입력 전압 V_S)를 전기적으로 연결한다. 제 2 전력 스위치(M2)는 발진기 제어기(26)로부터의 방전 스위치 신호(S2)에 응답하여 닫혀져서 플라이 커패시터(C_F)의 제 1 단자(31)를 부하 커패시터(C_L)의 제 1 단자(32)(V_INT)에 전기적으로 연결한다. 제 3 전력 스위치(M3)는 충전 스위치 신호(S1)에 응답하여 닫혀져서 에너지원(12)의 기준 단자(33)를 플라이 커패시터(C_F)의 제 2 단자(34)에 전기적으로 연결한다. 제 4 전력 스위치(M4)는 방전 스위치 신호(S2)에 응답하여 닫혀져서 플라이 커패시터(C_F)의 제 2 단자(34)를 에너지원(12)의 양의 단자(30)에 전기적으로 연결한다.

동작시, 발진기 제어기(26)는 충전 스위치 신호(S1)를 온 상태로 하여 제 1 및 제 3 전력 스위치들(M1, M3)이 닫혀지고, 방전 스위치 신호(S2)를 오프 상태로 전환하여 제 2 및 제 4 전력 스위치들(M2, M4)을 개방한다. 따라서, 부하 커패시터(C_L)는 비규제 출력 전압(또는, 중간 전압 V_INT)을 제공하고, 플라이 커패시터(C_F) 및 에너지원(12)과 전기적으로 분리된다. 또한, 플라이 커패시터(C_F)는 에너지원(12)과 전기적으로 병렬로 배치되며, 따라서, 에너지원(12)의 입력 전압(V_S)과 같거나 작은 플라이 커패시터 전압으로 충전된다. 플라이 커패시터(C_F)에 전달되는 전하량은 플라이 커패시터(C_F)가 완전히 방전되었는지 여부, 발진기 제어기(26)가 플라이 커패시터(C_F)를 충전 구성으로 남겨두는 시간의 양, 플라이 커패시터(C_F)의 전기적 특성들 및 입력 전압(V_S)을 포함하는 다수의 인자들에 의존한다. 단순화를 위해, 플라이 커패시터(C_F)는 완전 충전을 달성하고, 따라서, 플라이 커패시터전압(V_F)이 충전 단계의 끝에서 V_S와 같은 것으로 가정한다.

그후, 발진기 제어기(26)는 미리 결정된 시간에 충전 스위치 신호(S1)를 오프 상태로 하여 제 1 및 제 3 전력 스위치들(M1, M3)을 개방하고, 방전 스위치 신호(S2)를 온 상태로 하여 제 2 및 제 4 전력 스위치들(M2, M4)을 닫음으로써 방전 구성으로 전환한다. 따라서, 플라이 커패시터(C_F)를 에너지원(12)과 부가적으로 전기적으로 직렬 연결 상태로 배치함으로써, 플라이 커패시터 전압(V_F)(이하, V_S로 가정)이 에너지원(12)의 입력 전압(V_S)에 가산된다. 조합은 부하 커패시터(C_L)에 걸쳐 전기적으로 연결된다. 따라서, 방전 단계 동안, 부하 커패시터(C_L)의 제 1 단자(31)에서 중간 전압(V_INT)이 입력 전압(V_S)의 거의 두배에 달하도록 충전된다.

다시, 부하 커패시터(C_L)에 전달되는 전하량은 미리 결정된 방전 단계의 구간, 부하 커패시터(C_L)의 전기적 특성들, 방전 단계 시작시의 플라이 커패시터(C_F) 및 부하 커패시터(C_L) 내의 전하량, 및 V_OUT에서 부하 장치(14)에 의해 부하 커패시터(C_L)로부터 인출되는 전력량과 같은 다수의 인자들에 의존한다.

결과적으로, 실제 중간 전압(V_INT)은 통상적으로 각 플라이 커패시터(C_F)에 대한 입력 전압(V_S)의 1.6 내지 1.9배이다. 보다 큰 증가들을 달성하기 위해서는 충전 단계 동안 각각 에너지원과 병렬로 전기적으로 연결되고, 방전 단계 동안 모두에너지원과 전기적으로 직렬로 연결되는 다수의 플라이 커패시터들(C_F)이 필요하다. 따라서, 결과적으로 달성할 수 있는 중간 전압(V_INT)은 입력 전압(V_S) 및 플라이 커패시터들(C_F)의 수에 의해 미리 결정된 특정 범위들로 불리하게 제한된다.

다운스트림 전압 규제기(22)는 통상적으로, 강압에 의해, 발진기 기반 전력 변환기(20)로부터의 비규제 중간 전압(V_INT)을 양호한 규제된 출력 전압(V_OUT)으로 제한하기 위해 필요하다. 통상적으로, 전압 규제기(22)는 비규제 중간 전압(V_INT)을 전압 기준(38)으로부터의 기준 전압(V_REF)과 비교하여 출력(V_OUT)을 결정한다. 전압 규제기(22)는 전력 변환기(20)의 통합적 관점과는 달리 발진기 제어식 전력 변환기(20)로부터 기능적으로 분리되고, 후속하는 다운스트림에 존재한다.

결과적으로, 커패시터-단독 전력 공급부(16)는 스위치 매트릭스(28)의 스위칭, 상시 동작 발진기 제어기(26) 및 전압 규제기(22)에 의해 소모되는 전력으로부터 전기 에너지를 소모한다. 전압 규제기(22)에 의한 전력 소모는 종래 기술의 커패시턴스-단독 전력 공급부(16)를 입력 전압(V_S)에 대해 출력 전압(V_OUT)을 강압(감소)되도록 사용할 때 특히 불리하다. 발진기-기반 전력 변환기(20)만이 입력 전압(V_S)을 승압한다. 결과적으로, 중간 전압(V_INT)을 강압하는 전압 규제기(22)는 보다 많은 전력을 소모한다.

전력 변환기의 동적 제어

상술된 현존하는 전력 변환기(20)를 참조로, 본 발명의 일 실시예가 이제 설명된다. 도 3을 참조하면, 전력 변환기(40)가 본 발명의 양태에 따라 출력 단자들(42, 43)에 걸쳐 출력 전압(V_OUT)에 연결된 부하 장치(14)에 대한 에너지원(12)으로부터의 전력 전달의 동적 제어를 예시하는 블록도 형태로 도시되어 있다. 전력 변환기(40)는 동적으로 제어되어, 전력 변환기(40)의 전달 및 저장 특성들과, 입력 전압(V_S)의 변화들이 있더라도, 부하 장치(14)로부터의 요구들에 적응한다.

전력 변환기(40)는 본질적으로 전압 규제되며, 여기서, 전달되는 전하량이 요구에 대응할 뿐만 아니라, 출력 전압(V_OUT)이 허용 범위 내에 남아있도록 전하 전달 속도가 제어된다. 이는 일반적으로 허용 전압 리플(V_RIP) 내에서의 잔류라 지칭된다. 따라서, 규제는 추후 단에서 수행되지 않으며, 그에 의해, 도 2에 관하여 설명된 바와 같은, 종래의 독립적인 전압 규제기(22)에 관한 부가적인 복잡성 및 전력 소모가 소거된다.

전력 변환기(40)는 부하 장치(14)에 전하를 전달하는 전력 출력단(44)과, 전달될 전하의 적정량을 응답적으로 명령하도록 전력 출력단(44)에 연결되어 있는 전력 제어기(46)를 포함한다.

일 실시예에서, 전력 출력단(44)은 용량성 전하 펌프이며, 이는 출력 단자들(42, 43)에 걸친 부하 커패시터(C_L)를 포함한다. 부하 커패시터(C_L)는 전기 전하를 저장하며, 그 저장된 전하에 관하여 출력 전압(V_OUT)을 제공한다. 또한, 전력출력단(44)은 에너지원(12)으로부터 부하 커패시터(C_L)에 전하를 전달하기 위한 플라이 커패시터(C_F)를 포함한다. 부하 커패시터(C_L) 및 플라이 커패시터(C_F)를 위한 커패시터들은 전력 변환기(40)가 감소된 전력 소모를 갖도록 낮은 내부 저항을 위하여 유익하게 선택될 수 있다. 전력 출력단(44)은 전하 펌프들에서 일반적인 바와 같이, 충전 단계와 방전(또는, 펌프) 단계 사이에서, 전력 출력단(44)을 구성하도록 플라이 커패시터(C_F), 부하 커패시터(C_L) 및 에너지원(12)에 연결된 스위치 매트릭스(48)를 포함한다. 특히, 충전 단계 동안, 스위치 매트릭스(48)는 플라이 커패시터(C_F)를 충전하도록 에너지원(12)에 전기적으로 병렬로 플라이 커패시터(C_F)를 연결하도록 적응된다. 또한, 충전 단계 동안, 부하 커패시터(C_L)는 부하 장치(14)에 전력을 제공하고, 플라이 커패시터(C_F) 및 에너지원(12)으로부터 전기적으로 분리된다.

방전 단계 동안, 스위치 매트릭스(48)는 상술한 바와 같이, 부하 커패시터(C_L)와 전기적으로 직렬로 배치된 플라이 커패시터(C_F) 및 에너지원(12)의 "누산(stacked up)" 전압들을 방전하도록 적응된다. 따라서, 전력 출력단(44)은 부하 커패시터를 에너지원(12)의 입력 전압(V_S) 보다 높은 출력 전압(V_OUT)으로 충전할 수 있다.

일부 응용들에서, 전력 출력단(44)은 도 3에 도시된 바와 동일한 구성으로입력 전압(V_S)을 강압(감소)시킬 수 있다는 것을 인지하여야 한다. 스위치 매트릭스(48)는, 방전 단계 동안 플라이 커패시터 전압(V_F)을 갖는 플라이 커패시터(C_F)만이 부하 커패시터(C_L)에 걸쳐 연결되도록 스위칭될 수 있다. 일반적으로, 플라이 커패시터(C_F)는 부하 커패시터보다 작은 저장 용량을 가진다. 따라서, 각 방전 단계는, 특히 보다 상세히 후술될 동적 제어가 주어질 때, 부하 커패시터를 과충전하기에는 불충분하다. 대조적으로, 종래의 전력 변환기들(20)은 미리 플라이 커패시터(C_F)와 에너지원(12)이 방전 단계 동안 직렬로 연결되도록 구성함으로써 출력 전압을 승압시키도록 구성되어 있다. 미리, 방전 단계 동안 결합하는 플라이 커패시터(C_F)만으로 강압하도록 구성을 변경하는 것은 원하는 출력 전압(V_OUT)을 달성하기 위해 필요한 것으로서 재구성할 수 있는 동적 제어기(50)를 가지는 유연성을 달성하는데 실패한다.

따라서, 전력 변환기(40)는 입력 전압을 승압(증가)시킬뿐만 아니라 입력 전압을 강압시킬 수 있기 때문에, 도 2의 발진기-제어식 전력 변환기(20)에서 상술된 비효율적 다운스트림 전압 규제기(22)가 불필요하다.

부가적으로, 전력 출력단(44)은 출력 전압이 입력 전압(V_S)에 대하여 반대의 대수적 부호를 가지는지 여부에 대하여 반전 또는 비반전될 수 있다. 예를 들어, 2.2V 입력 전압(V_S)은 -1.6V 출력 전압(V_OUT)으로 변환될 수 있다. 일반적으로, 비반전 구현예들이 명료성을 위해 예시되어 있지만, 본 기술 분야의 숙련자들은 본 내용을 통해 전력 변환기들(40)을 반전시키는 응용을 인지할 수 있을 것이다.

다중 루프 전력 제어기(46)는 전력 출력단(44)을 양호하게 제어하기 위해 동적 제어기(50), 전압 기준(52) 및 환경 제어기(64)를 포함한다. 제 1 제어 루프(56)는 동적 제어기(50)에 대한 피드백으로서 제공되는 출력 단자(42)로부터의 출력 전압(V_OUT)에 의해 형성된다. 동적 제어기(50)는 스위치 매트릭스(48)가 미리 결정된 값(V_REF) 미만인 출력 전압(V_OUT)에 응답하여 에너지원(12)으로부터 부하 커패시터(C_L)로 부가적인 전하를 전달할 것을 명령한다. 동적 제어기(50)는 전압 기준(52)으로부터의 기준 전압(V_REF)에 대한 비교에서 V_OUT이 미리 결정된 값 미만인지 여부를 판정한다. 한가지 적절한 V_REF는, 전압 기준(52)을 단순화시키기에 충분한 수준으로 전압 안정형인 경우에(예로서, 리튬 배터리들은 전압 안정형임), 에너지원(12)에 의해 제공될 수 있다. 따라서, 이때, 전압 기준(52)은 원하는 기준 전압(V_REF)을 달성하기 위해 입력 전압(V_S)의 전압 디바이더 또는 승산기에 의해 제공될 수 있다.

본 발명의 특정 응용들에서, 규제된 출력 전압(V_OUT)을 달성하기 위해 전력 변환기(40)의 전력 전달의 동적 제어를 위해 제 1 제어 루프(56)만으로 충분하다.

제 1 제어 루프(56)에 부가하여, 다중 루프 전력 변환기(46)는 제 2 제어 루프(58)를 더 포함할 수 있다. 제 2 제어 루프(58)에서, 플라이 커패시터(C_F) 상의전하는 동적 제어기(50)에 의해 플라이 커패시터 전압(V_F)으로서 감지된다. 따라서, 요구시 플라이 커패시터(C_F)의 임의의 방전은 제 1 커패시터(C_F)가 충전의 최적 상태, 즉, 약 80%에 먼저 도달하였을 때 예측될 수 있다. 충전의 최적 상태는, 플라이 커패시터(C_F)의 미충전이 불필요한 스위칭 손실들을 초래하고, 플라이 커패시터(C_F)의 과충전이 불필요하게 전력 전달의 레이트를 제한하기 때문에 존재한다.

불필요한 스위치 손실들과 관련하여, 스위치 매트릭스(48)의 동적 제어는 보다 많은 전하가 필요할 때까지(즉, V_OUT이 V_REF미만으로 강하) 방전 단계를 유지함으로써, 제 1 제어 루프와 함께 설명된 바와 같이 부분적으로 효과적으로 달성된다. 대조적으로, 발진기-기반 충전 펌프들(20)은 불필요할 때에도 고정된 레이트로 스위칭된다. 스위치 매트릭스(48)의 동적 제어의 부가적인 효율은 플라이 커패시터(C_F)가 충분한 충전량을 취득하기에 충분히 길게 충전 단계에 잔류시킴으로써 실현된다. 예를 들어, 80%의 완전 충전이 아닌 40%의 충전은 동일한 전력을 전달하기 위해 동작 주파수를 배가시킬 것을 필요로 한다. 전력 스위치들(M1 내지 M4)은 이 증가된 동작 주파수와 관련하여 전력을 소산시킨다. 결과적으로, 제 2 제어 루프(58)는 충전 단계 동안 미충전을 회피하여 불필요한 스위칭 손실들을 피하도록 플라이 커패시터(C_F)의 전압 레벨을 감지한다.

플라이 커패시터(C_F)상의 충전을 최적화하는 것은 또한 과충전을 회피하는것을 포함한다. 커패시터들은 시간 함수로서의 그 충전 레이트를 특징으로 한다. 보다 명확하게, 커패시터들이 완전 충전 상태에 도달할 때, 부가적인 충전을 허용하기 위해 그 레이트가 감소한다. 따라서, 커패시터에 의해 얻어지는 초기 충전량은 추후의 유사한 충전량 보다 시간을 덜 소모하게 된다. 예를 들어, 플라이 커패시터(C_F)에 의해 동일한 충전량이 허용된다 해도, 플라이 커패시터(C_F)를 90%까지 한번 충전하는 것 보다 플라이 커패시터(C_F)를 45%까지 2회 충전하는데 시간이 덜 소요된다. 결과적으로, 플라이 커패시터(C_F)의 최적 충전 레벨을 달성하는데 필요한 것 보다 긴 시간 기간 동안 충전 단계에 스위치 매트릭스(48)를 남겨두는 것은 보다 많은 전력을 전달할 기회를 잃는다.

본 기술 분야의 숙련자들에게 명백한 바와 같이, 최적의 충전 레벨은 경험적으로 및/또는 분석적으로 결정될 수 있다는 것을 인지하여야 한다.

상술한 하나 이상의 다른 제어 루프들(56, 58)과 조합하여, 전력 변환기(40)는 순방향 제어 루프(60)를 포함하고, 그에 의해, 에너지원(12)의 하나 이상의 파라미터들이 동적 제어기(50)에 제공되는 것이 적합하다. 순방향 제어 루프(60)의 한 용도는 에너지원(12) 내에서 감지된 불안전 상태들 또는 성능 제한 상태들로 인해 전력 변환기(40)를 불능화(즉, 출력 단자들(42, 43)로의 출력 전류를 차단) 및/또는 바이-패스(by-pass)(즉, 에너지원(12)을 출력 단자들(42, 43)에 직접 연결)하는 것을 포함한다. 예를 들어, 낮은 입력 저압은 전력 변환기(40)의 연속 동작을 보증하기에 에너지원(12)내의 잔여 에너지가 부적합하다는 것을 나타낼 수 있다.다른 예로서, 에너지원(12)으로부터 인출된 전류는 동작을 유지하기에 너무 높을 수도 있다. 따라서, 보호 회로가 전력 변환기(40) 내에 포함되어 제어 루프(60)에 기초하여 출력 단자들(42, 43)로의 출력 전류를 중단시킬 수 있다.

또 다른 예로서, 부하 장치(14)에 의한 큰 요구는 출력 단자들(42, 43)에 대한 에너지원(12)의 직접 연결에 병렬로 전력 변환기(40)의 지속 동작을 보증할 수 있다. 이는 특히 입력 전압(V_S)과 원하는 출력 전압(V_OUT)이 거의 동일할 때 그러하다. 증가된 출력 전류(I_L)는 출력 단자들(42, 43)에 전류를 제공하는 두 개의 경로들을 가짐으로써 달성될 수 있다.

다른 예로서, 플라이 커패시터 전압(V_F)(제 2 제어 루프(58)) 및 입력 전압(V_S)(전진 제어 루프(60))은 전력 변환기(40)가 방전되고, 시동 상태에 있다는 것을 나타낼 수 있다. 이 시동 상태는 신속한 점증 시동 회로의 사용을 양호하게 보증할 수 있으며, 일 예가 후술되어 있다.

다른 제어 루프들(56, 58 및 60) 중 하나와 조합하여, 전력 제어기(46)는 환경 제어기(64)에 의해 표시된 바와 같은 적응성 제어 루프(62)를 더 포함할 수 있다. 환경 제어기(64)는 제어 파라미터(66)를 감지하고, 출력 전압(V_OUT)을 위한 미리 결정된 값을 변경하기 위해 동적 제어기(50)에 명령(68)을 제공한다. 예를 들어, 환경 제어기(64)는 동적 제어기(50)가 불안정해지는 것을 감지할 수 있고, 이에 응답하여, 동적 제어기(50)를 안정 출력 상태로 구동하기 위한 신호를 제공할 수 있다. 특히, 환경 제어기(64)는 각각 일정값에 도달하는 순시 출력 전압 및 전류와 같은 전력 변환기(40)의 불안정한 동작 상태를 감지하도록 적응될 수 있다. 그후, 환경 제어기(64)는 전력 변환기(40)를 안정한 동작 상태로 구동하기 위하여 미리 결정된 값을 조절할 수 있다. 또한, 이런 미리 결정된 값의 변경은 안정한 초기 상태로 동적 제어기(50)를 재설정하는 것을 포함할 수 있다.

다른 예로서, 적응성 제어 루프(62)는 환경 제어기(64)의 입력인 제어 신호(S_C)를 포함할 수 있고, 그에 의해, 동적 제어기(50)는 부하 장치(14)(예로서, CPU, 휘발성 메모리, A/D 변환기, D/A 변환기)에서의 변화들 또는 다른 파라미터들에 응답할 수 있다. 부하 장치(14)는 전력 변환기(40)로부터 조절된 출력 전압(V_OUT)으로 보다 양호하게 동작할 수 있다. 다른 예로서, 출력 제어 신호(S_C)는 양호한 반전 또는 비반전 모드나 미리 결정된 출력 전압(V_OUT)을 선택하기 위한 것과 같은 재구성 제어 신호일 수 있다. 또 다른 예로서, 보호 기능(예로서, 출력 전압들의 바이-패스, 디스에이블 또는 변경)이 부하 장치(14) 장치의 손상을 방지하도록 S_C명령에 의해 지시될 수 있다. 예를 들어, 부하 장치(14)는 높은 전류하에서 손상될 수 있으며, 따라서, 이 발생을 방지하기 위해 한계들이 부여된다.

본 발명에 사용되는 스위치 매트릭스(48)의 유형에 따라서, 다양한 제어 신호들이 스위치 매트릭스(48)에 대한 동적 제어기(50)에 의해 생성되며, 이는 스위치 신호들(S1, S2 및 S3 내지 S_N)로 표시되고, 보다 상세히 후술된다.

플라이 커패시터(C_F)와 부하 커패시터(C_L)는 전하 저장 및 전달 구성요소들의 예이며, 이산 커패시터들 또는 집적 회로 커패시터 배열들을 나타낼 수도 있다는 것을 인지하여야 한다.

또한, 동적 제어기(50)의 유연성으로 인하여, 플라이 커패시터(C_F) 및 부하 커패시터(C_L)는 소형 커패시터들(예로서, 세라믹, 칩 두께 막, 탄탈륨, 폴리머) 및 대형 커패시터들(예로서, 울트라-커패시터들, 의사-커패시터들, 이중 층 커패시터들)에서와 같이 다양한 수준들의 저장 기능들을 포함할 수 있다. 커패시턴스량은 저장 기능의 양을 반영한다. 따라서, 동일량의 에너지 전달을 제공하기 위해서는 소형 플라이 커패시터(C_F)로부터 전하의 작은 도우즈들(small doses of charge)이 높은 동작 주파수로 전달되거나, 또는 전하의 큰 도우즈들이 보다 느리게 전달되는 것을 필요로 한다. 따라서, 전력 변환기(40)는 유연하며, 동일한 동적 제어기(50)가 도 5와 관련하여 보다 상세히 설명될 바와 같이, 다양한 전력 출력단들(44)을 제어할 수 있다. 특히, 종래 기술의 발진기 제어식 전력 변환기(20)와는 달리, 동적 제어기(50)는 후술될 바와 같은 울트라-커패시터들을 포함하는 전력 출력단들(44)에 적합한 낮은 동작 주파수 범위에서 동작할 수 있다.

또한, 에너지원(12)은 다양한 전기 전하 저장부 또는 하나 이상의 전자화학 셀들(예로서, 배터리), 광전지 셀들, 직류(DC) 발전기(예로서, 재충전형 배터리와 조합하여 움직임-동력식 발전기에 의해 충전되는 손목 시계) 및 다른 적용 가능한 전원들과 같은 발전 장치들을 포함할 수 있다는 것을 인지하여야 한다.

다른 예로서, 본 발명에 따른 전력 변환기들(40)은 다른 전력 공급부들에 의해 전력이 공급되는 전자 장치들에 양호하게 사용될 수 있다. 예를 들어, 표준 교류(AC) 벽 플러그로부터 그 전력을 받는 장치는 일반적으로 장치의 전자 부분들을 위하여 AC 전력을 직류(DC) 전력으로 변환한다. 제공된 DC 전력은 부가적인 조절 및 규제 없이 일렉트로닉스의 전부 또는 일부들에 대해 부적합할 수도 있다. 예를 들어, 마이크로프로세서는 2.2V에서 동작하지만, 입력/출력 일렉트로닉스는 5V에서 동작할 수 있다. 결과적으로, 본 발명에 따른 전력 변환기(40)는 마이크로프로세서로의 입력 전압을 강압하는데 사용될 수 있다.

용량성 전하 펌프 출력단

도 4를 참조하면, 하나의 적절한 전하 펌프 전력 출력단(44)이 도 3의 전력 변환기(40)로서 예시된 본 발명의 실시예에 대하여 도시되어 있다. 전력 출력단(44)은 반전 및 비반전 모두가 되도록 구성될 수 있다. 네 개의 스위치들(M1, M2, M3, M4)이 사용되어 도 2에 대하여 설명된 바와 같이, 부하 커패시터(C_L)와 관련하여, 충전 단계와 방전 단계 사이에서 DC 소스와 같은 에너지원(12)과 적절한 플라이 커패시터(C_F)를 스위칭할 수 있다. 특히, 스위치들(M1 및 M3)은 스위치 신호(S1)에 응답하여 닫혀지고, 그에 의해 M1이 에너지원(12)의 양의 단자(30)(입력 전압 V_S)를 플라이 커패시터(C_F)의 제 1 단자(31)에 연결하고, M3이 플라이 커패시터(C_F)의 제 2 단자(34)를 접지에 연결한다. 스위치들(M2 및 M4)은 충전 단계 동안 개방된다.

방전 단계 동안, 스위치 신호(S1)가 제거되어, 스위치들(M1 및 M3)을 개방한다. 그후, 에너지원(12) 및 플라이 커패시터(C_F)의 입력 전압(V_S)이 스위치 신호(S2)에 응답하여 닫혀진 스위치들(M2 및 M4)에 의해 직렬 배열로 배치된다. 따라서, C_F의 제 1 단자(31)는 스위치(M2)를 경유하여 부하 커패시터(C_L)에 연결될 수 있고, 커패시터(C_F)의 제 2 단자(34)는 스위치(M4)를 경유하여 에너지원(12)의 양의 단자(30)(V_S)에 연결된다.

재구성 스위치 신호들(S3 및 S4)은, 에너지원(12) 및 플라이 커패시터(C_F)의 직렬 조합이 부하 커패시터(C_L)에 걸쳐 배치되어, 전력 출력단(44)이 반전 또는 비반전 모드 중 어느 하나로 동작할 수 있도록 제어한다. 비반전 모드는 출력 전압(V_OUT)이 양의 출력 단자(42)(V_OUT ⁺)에 제공되고, 음의 출력 단자(43)(V_OUT ^-)가 일반적으로 접지에 연결되는 것을 의미한다. 반전 모드는 출력 전압(V_OUT)이 음의 출력 단자(43)(V_OUT ^-)에서 제공되고, 에너지원(12)의 입력 전압(V_S)으로서 반대 대수적 부호로 이루어진다는 것을 의미한다. 그때, 양의 출력 단자(42)(V_OUT ⁺)를 일반적으로 접지라고 한다. 부하 커패시터(C_L)의 (양의 극성을 갖는) 제 1 단자(32)는 양의 출력 단자(42)(V_OUT ⁺)에 전기적으로 연결된다. 부하 커패시터(C_L)의 (음의 극성을 갖는) 제 2 단자(35)는 음의 출력 단자(43)(V_OUT)에 전기적으로 연결된다.

비반전 모드는 신호(S3)로 재구성 스위치들(M5 및 M8)을 닫고, 신호(S4)로 재구성 스위치들(M6 및 M7)을 개방함으로써 전력 출력단(44)에서 수행된다. 신호들(S3 및 S4)의 명령들의 중첩이 회피되어 스위치(M5 또는 M8) 중 어느 하나가 스위치(M6 또는 M7) 중 어느 하나와 동시에 닫혀지는 것을 방지하고, 그에 의해, 부하 커패시터(C_L)를 바람직하지 못하게 단락시키는 것을 방지한다. 따라서, 비반전 모드는 먼저 부하 커패시터의 (양의 극성을 갖는) 제 1 단자가 스위치(M5)의 닫힘에 의해 스위치(M2)를 경유하여 플라이 커패시터(C_F)의 제 1 단자(31)에 연결되도록 한다. 부하 커패시터(C_L)의 (음의 극성을 갖는) 제 2 단자(35)는 스위치(M8)가 닫힘으로써 레퍼런스된다.

반전 모드는 신호(S3)로 재구성 스위치들(M5 및 M8)을 개방하고, 신호(S4)로 재구성 스위치들(M6 및 M7)을 닫음으로써 전력 출력단(44)에서 수행된다. 따라서, 이전과 같이 출력 단자들(42, 43)에 연결되는 것에 부가하여, 부하 커패시터(C_L)는 스위치(M7)가 닫힘으로써 접지에 레퍼런스되는 그 제 1 단자(32)를 갖고, 따라서, 양의 출력 단자(42)(V_OUT ⁺)가 접지에 레퍼런스된다. 부하 커패시터(C_L)의 제 2 단자(35)는 스위치(M8)를 닫음으로써 스위치(M2)를 경유하여 플라이 커패시터(C_F)의 제 1 단자(31)에 연결된다.

전력 출력단(44)의 재구성은 하나의 회로가 비반전 또는 반전 출력 전압 양자 모두를 동일한 출력 단자들(42, 43)에서 선택적으로 제공하는 것을 허용한다. 따라서, 재구성가능한 전력 출력단(44)에 기초한 완전히 집적된 선형 전력 공급부는 78XX(비반전) 및 79XX(반전) 마이크로칩들(예로서, 패키징의 유형들인 TO-220, TO-3, SO8-TSOP-8, SOT23, SOT223 등에 패키징된) 모두를 단 하나의 마이크로칩으로 교체할 수 있도록 한다. 두 유형의 장치들을 하나로 교체할 수 있다는 것은 보다 경제적인 제조를 가능하게 하고, 재고 제어를 단순화하여 유리하다.

부가적으로, 전력 변환기(40)의 환경 제어기(64)는 외부 파라미터(S_C) 또는 내부 파라미터(66)에 기초하여, 반전 또는 비반전 중 적절한 모드에 대해 전력 출력단(44)을 자동으로 구성할 수 있다. 따라서, 양호한 모드로 쉽게 재구성된 전력 제어기(46)를 통합함으로써 동작 동안 또는 설계 공정 동안 휴대용 전자 장치(10)에 보다 양호한 유연성이 제공된다. 예를 들어, 전력 출력단(44)을 제어하는 전력 제어기(46)는 이산 구성요소 부하 커패시터(C_L)의 극성과 같은 감지된 파라미터들에 응답하여 스위치들(M5 내지 M8)의 구성을 개시할 수 있다. 대안적으로, 재구성가능한 스위치들(M5 내지 M8)은 외부적으로 닫혀질 수 있는 마이크로칩의 핀들을 포함할 수 있다.

본 발명에 부합되는 다양한 다른 전력 출력단들(44)이 사용될 수 있다는 것을 인지하여야 한다. 예를 들어, 2개 이상의 플라이 커패시터들(C_F)이 각각 에너지원(12)에 병렬로 충전될 수 있고, 그후, 보다 큰 승압 기능을 얻기 위해 부가적으로 직렬로 배치될 수 있다. 부가적으로, 전력 변환기(40)는 하이브리드 반전 및 비반전 배열을 더 포함할 수 있고, 여기서는, 전력 변환기(40)의 한 부분이 양의 출력 단자(42)에서 접지에 레퍼런스된 동적 제어식의, 본질적으로 전압 규제된 양의 출력 전압을 제공한다. 동시에, 전력 변환기(40)의 다른 부분은 음의 출력 단자(43)에서, 접지에 레퍼런스된 동적 제어식의, 본질적으로 전압 규제된 음의 출력 전압을 제공한다.

본 발명에 부합되는 다른 스위치 매트릭스(48)는 비반전 또는 반전 중 어느 하나의 형태로 출력 전압(V_OUT)을 재구성적으로 강압할 수 있다는 것을 인지하여야 한다. 예를 들어, 입력 전압(V_S)에 대한 출력 전압(V_OUT)의 강압(감소)시, 플라이 커패시터(C_F)만이 부하 커패시터(C_L)에 걸쳐 연결될 수 있다. 결과적으로, 전압을 강압하도록 구성된 전력 변환기(40)는 플라이 커패시터(C_F)의 제 2 단자(34)를 접지에 영구적으로 연결하거나, 충전 단계에 있는지 또는 방전 단계에 있는지에 무관하게, 스위치(M3)가 닫혀지고, 스위치(M4)가 개방된 상태를 유지함으로써 재구성될 수 있다. 따라서, 충전 단계 동안, 플라이 커패시터(C_F)는 에너지원(12)에 걸쳐 전기적으로 연결되어 충전된다. 방전 단계 동안, 플라이 커패시터(C_F)만(즉, 에너지원(12) 없이)이 부하 커패시터(C_L)에 걸쳐 전기적으로 연결된다.

부가적인 실시예로서, 다른 변형은 출력 전압(V_OUT)의 크기가 입력 전압(V_S)의 크기 보다 작을 때(0>V_OUT>-V_S), 입력 전압(V_S)을 반전시키는 것을 허용한다. 도 4에 도시된 바와 같이 부하 커패시터(C_L)를 스위칭하는 대신, 부하 커패시터(C_L)는 그 제 1 단자(32)가 접지 및 양의 출력 단자(V_OUT ⁺)(42)에 전기적으로 연결된다. 부하 커패시터(C_L)의 제 2 단자(35)는 음의 출력 단자(V_OUT ^-)(43)에 전기적으로 연결된다. 충전 단계 동안, 플라이 커패시터(C_F)는 상술한 바와 같이, 에너지원(12)에 걸쳐 충전된다. 방전 단계 동안, 플라이 커패시터(C_F)만이, 비반전 강압 구성을 위해 상술한 바와 같이, 부하 커패시터(C_L)에 걸쳐 연결된다. 양의 출력 단자(V_OUT ⁺)(42)가 전기적으로 접지에 연결되기 때문에, 음의 출력 단자(V_OUT ^-)(43)는 동적으로 제어된다.

동적 제어식 전하 펌프의 분석

도 5를 참조하면, 전하 펌프 전력 출력단(44)(또는 "전하 펌프")의 일 실시예가 도 3의 전력 변환기와 함께 사용하기 위해 도시되어 있다. 전력 출력단(44)은 두 단계로 동작하며, 이는 도 2의 발진기 제어식 전력 변환기(20)에 대해 설명된 바와 같이 충전 및 방전(즉, 펌프)이다. 전력 출력단(44)은 입력 전압(V_S)을 제공하는 에너지원(12)과, 전류 부하(I_L)를 받아들이는 부하 장치(14) 사이에 연결된다. 도 2에서와는 달리, 어떠한 전압 규제기(22)도 도시되어 있지 않다. 전력출력단(44)은, 도 2에 대하여 상술된 바와 같이, 부하 커패시터(C_L), 플라이 커패시터(C_F) 및 네 개의 전력 스위치들(M1 내지 M4)로 구성되어 있다. 본 발명의 일 양태에 따른 전하 펌프의 동적 제어의 장점을 예시하기 위해, 하기의 분석 결과는 전력 출력단이 어떻게 효과적으로 스위칭될 수 있는지를 설명한다. 전력 제어기(46)는 전하 펌프의 동작을 두 단계들, 즉, 충전 및 방전으로 분할한다. 따라서, 용어 "충전" 및 "방전"은 플라이 커패시터(C_F)와 관련된다. 충전 단계 동안, 입력 전압(V_S)은 플라이 커패시터(C_F)를 충전하고, 부하 커패시터(C_L)는 부하에 전력을 공급한다. 방전 단계 동안, 전하는 플라이 커패시터(C_F)로부터 부하 및 부하 커패시터(C_L) 모두에 흐른다. 따라서, 용어들 "충전" 및 "방전"은 플라이 커패시터(C_F)와 관련된다. 두 개의 파라미터들이 전하 펌프의 동작에 영향을 미친다.

1. ε - 플라이 커패시터(C_F)가 충전되는 입력 전압(V_S)의 분률(fraction), 여기서, 0<ε<V_S.

2. T_DIS- 플라이커패시터(C_F)가 출력 전압(V_OUT)을 상승시키기 위해 방전되는 최소 시간의 양.

최대 부하 전류(I_L)를 공급하기 위해 충족되어야 하는 전력 출력단(44)을 위한 한계 조건들이 도 6에 도시되어 있다. 충전 단계 동안 플라이 커패시터(C_F)가 충전됨에 따라 출력 전압(V_OUT)이 강하한다. 이어지는 방전 단계의 끝에서, 부하 전압(V_OUT)을 다시 기준 전압(V_REF)으로 증가시키기 위해 충분한 전기 전하가 전달되어야만 한다.

이 분석을 위하여, 전력 스위치들(M1 내지 M4)과 저장 커패시터들(C_F, C_L)은 입력 전압(V_S)이 얼마나 낮은지 또는 부하 장치(14)가 존재하는지 여부와 무관하게, 시간 (t)=0에서 초기에 방전된 상태(즉, V_OUT=0, V_F=0)로부터 동작하는 것으로 가정한다. 또한, 이 분석은 충전 상태가 부하 커패시터(C_L) 및 플라이 커패시터(C_F) 모두에 대하여 각각 모니터링되는 제 1 및 제 2 제어 루프(56, 58) 구현을 가정한다. 또한, 부하 커패시터(C_L)에 걸친 부하 전압(V_L)은 출력 전압(V_OUT)과 상호교환 가능하게 사용된다.

시동 동안, 전력 출력단(44)은 C_L상에 충전된 출력 전압(V_OUT)이 미리 결정된 값(양호한 출력 전압) 또는 전압 기준(V_REF)을 초과하여 상승할 때까지 다수의 충방전 단계들을 진행한다. C_L이 완전히 충전된 이후에(즉, V_OUT>V_REF), 전력 출력단(44)은, 부하가 인가되어 도 6의 최좌측 부분에 도시된 바와 같이, 출력 전압(V_OUT)이 기준 전압(V_REF) 아래로 떨어지게 될 때(V_OUT<V_REF)까지 방전 단계에 남게 된다. 충전 단계가 시간(t)=0에서 개시되기 전에 사점 지연(dead time delay)(T_DEL)이 발생한다.플라이 커패시터(C_F)는 그 전압(V_F)이 시간(t)=a에서 입력 전압의 분율(εV_S)에 도달할 때까지 충전된다. C_F가 충전된 이후에, 전력 출력단(44)은 T_DIS에 의해 주어진, 시간 (t)=b에서 시작하여 시간(t)=c에서 종결되는, 최소 시간 기간 동안 방전 단계로 복귀된다. 이 최소 시간(T_DIS)은 플라이 커패시터(C_F)를 방전시키기에 충분한 시간을 제공한다. 이 최소 방전 시간 이후에, V_OUT>V_REF인 동안, 전력 출력단(44)은 방전 단계에 남아 있는다. 이 분석이 최대 전력 용량 상황을 예시하기 때문에, V_OUT은 시간(t)=c에서 V_REF바로 아래이다. 따라서, 기준 전압 V_REF는 방전 단계 동안 초과되지 않으며, 충전 단계/방전 단계가 다시 수행된다.

시간(t)=a와 시간(t)=b 사이의 사점 지연(T_DEL)은, 스위치들(M1 내지 M4) 모두가 개방되어 순간적 단락 회로(즉, 트랜스컨덕턴스를 완화하는 개입 지연(intervening delay))의 모든 가능성을 제거한 상태로 충전과 방전 단계들 사이에서 발생한다. 예를 들어, 스위치들(M1 및 M2)이 동시에 닫혀지는 경우에, 에너지원(12)의 양의 단자(30)는 양의 출력 단자(42)에 단락된다. 스위치들(M1 및 M4)이 동시에 닫혀지는 경우에, 플라이 커패시터(C_F)가 단락되어 성능을 열화시키고, 발열로 인한 손상을 유발할 수 있다.

이 분석은 최적의 레이트로 스위치 매트릭스를 스위칭할 기회가 존재한다는 것을 예시한다. 첫 번째로, 출력 전압(V_OUT)이 최소 방전 시간(T_DIS) 이후 기준전압(V_REF)을 초과하는 경우에, 방전 단계에 남아있을 기회가 있다. 충전 단계로 불필요하게(그에 따라 비효율적으로) 다시 스위칭하는 것이 적절히 지연된다. 마찬가지로, 플라이 커패시터(C_F)가 충전되는 시기를 감지하는 것은 유사하게 너무 짧은 충전 시간(T_CHG)으로 인한 불필요한 스위칭을 회피하거나, 충전 시간(T_CHG)이 너무 길 때 더 많은 전하를 전달할 기회를 놓치는 것을 회피하게 한다.

에너지원(12)으로서 배터리를 사용하는 응용들에서, 본 발명의 출력단(44)은 배터리 효율을 최대화하면서 배터리의 수명에 대한 많은 성능 제약들을 양호하게 충족시킬 수 있다. 효율을 증가시키는 것은 배터리의 사용 수명을 연장시킨다. 성능 제약들은 허용 가능한 출력 전압 리플(V_RIP)에 대한 제한을 초과하지 않고 공급될 수 있는 피크 출력 부하 전류(I_L)에 대한 최소값을 포함한다. 출력 전압 리플(V_RIP)은 출력 전압(V_OUT) 변동의 범위이다. 동작 주파수(즉, 충전 및 방전 단계들간의 사이클링 레이트)에 대한 최대 허용값은 또한, 오디오 응용들에서 잡음을 최소화하는 것을 필요로 한다. 동작 주파수가 너무 높은 경우에, 전력 출력단(44)에 의해 소모되는 전하는 전하 펌프의 효율을 감소시킨다. 목적들 중 일부는 상충된다. 예를 들어, 비록 높은 동작 주파수는 출력 전압 리플(V_RIP)을 감소시키지만, 이는 또한, 전력 출력단(44)의 효율을 감소시킨다. 따라서, 최적화는 성능 제약들이 충족될 수 있는 파라미터들의 부분집합을 찾는 것을 필요로 한다. 적절한 마진 존재하는 경우에, 설계는 설계의 효율을 최대화하는 이 부분집합 내의 값들을 선택함으로써 최적화된다. 이는 출력 성능 제약들을 충족시키면서 증가된 배터리 수명과 같은 이점들을 전력 변환기(40)에 제공한다. 이하 전력 스위치들(M1 내지 M4)을 구비한 전력 출력단(44) 및 통상적인 전력 요건들을 최적화하는 것을 예시한다.

도 5에 도시된 회로에 대한 식들에서 시작하여, 루프 전류들 및 노드 전압들이 전력 출력단(44)의 충전 및 방전 사이클들 동안 고정된 파라미터들과 부하 전류(I_L)의 함수로서 발견될 수 있다. 고정된 파라미터들은 입력 전압(V_S), 전력 스위치들(M1 내지 M4)의 저항, 커패시턴스 값들(C_F및 C_L) 및 기준 전압(V_REF)을 포함한다. 비록, 입력 전압(V_S)이 시간에 걸쳐 변화할 수 있지만, 최악의 경우 분석은 그 수명 동안 그 최저 예측값에서 고정되는 것으로 가정한다. 다른 고정된 파라미터들 중 일부는 주어진 디자인(예로서, 커패시터들(C_F, C_L)의 크기, 전력 스위치(M1 내지 M4)의 유형 등)을 위해 선택되어 고정된다. 가변 파라미터들은 ε 및 T_DIS이다. 한계 조건들을 평가함으로써, 식들의 특수해들이 발견될 수 있다. 한계 조건들은 부하 전류(I_L)가 고정 및 가변 파라미터들의 현재 세트에 대하여 가능한 최대치가되도록 선택된다. 그후, 미분 방정식들에 대한 해들이 특정 파라미터들의 세트에 대하여 공급될 수 있는 최대 부하 전류(I_L)에 대하여 풀려질 수 있다. 파라미터들을 변화시킴으로써, 이들 값들의 범위에 걸친 최대 부하 전류(I_L)가 발견될 수 있다. 최대 부하 전류(I_L)는 파라미터들의 연속 함수이다. 이는 최대 부하 전류(I_L)를 위한 최대값이 최소 허용값을 초과하는 경우에 파라미터들의 부분집합도 이 조건을 충족하는 것을 암시한다. 그후, 전력 출력단(44)의 효율은 파라미터 값들의 이 부분집합에 대해 최대화되어 최소 성능 제약들을 충족시키면서 효율을 제공할 수 있다.

방전 단계 동안 C_F및 C_L에 걸친 전압은,

여기서,

이며, V_FO및 V_LO는 방전 사이클의 시작시의 부하 전압들(V_LO) 및 초기 플라이 커패시터 전압(V_FO)이다. 플라이 커패시터(C_F)가 충전될 때, 부하 커패시터(C_L)는 방전된다. 충전 단계 동안, C_F와 C_L에 걸친 전압은 :

여기서,

초기 플라이 및 부하 전압들(V_F, V_L)은 충전 단계의 시작에서이다.

이 네 개의 식들의 집합은 또한 네 개의 미지값들, V_F, V_L, I_L및 T_CHG를 가지며, 따라서, (하나가 존재하는 경우) 고유해를 가진다. 도 6에 예시된 한계 조건들을 사용하여 이 해를 찾기 위한 알고리즘은 다음과 같다. 충전 시간(T_CHG)은 이하의 식을 평가함으로써 발견된다.

여기서,

이 식을 푸는 T_CHG의 값은 0보다 큰 값만 유효한 것으로 제한되어야 한다. 고정 및 가변 파라미터들의 모든 조합들에 대하여 해들이 존재하지는 않는다.

T_CHG를 알면, 파라미터들의 전류값에 대한 최대 부하 전류(I_L)는 이하의 식에 의해 주어진다.

방전 단계의 끝에서 플라이 커패시터(V_F)에 걸친 전압은,

방전 단계의 시작시 부하 전압(V_L)에 의해 달성되는 최저 전압은,

이와 기준 전압(V_REF) 사이의 편차는 리플(V_RIP)이다.

이 파라미터들의 집합에 대한 동작 주파수(즉, 전압 리플의 주파수)는,

또한, 피크 입력 전압도 평가 대상이며, 충전 단계의 시작 또는 방전 동안 중 어느 한쪽에서 발생할 수 있다. 부하 전류(I_L)는 일정한 것으로 가정되기 때문에, 방전 동안 피크 입력 전류(I_S)는 이 단계의 시작 또는 종료시에 이루어진다. 전체 사이클 동안 피크 전류는 이들 값들의 최대값이다.

표 1을 참조하면, 최대 부하 전류(I_L), 전압 리플(V_RIP), 피크 입력 전류() 및 동작 주파수는 기준 전압(V_REF) 및 전하 펌프가 신뢰성있게 동작할 것으로 예측되는 입력 전압(V_S) 및 플라이(C_F) 및 부하(C_L) 커패시턴스 값들을 포함하는 고정 파라미터들의 조합에 대한 예시로서 평가된다. 전력 출력단(44)의 본 예시에서, 커패시터들(C_L, C_F)의 저항은 무시된다. 모든 스위치들(M1 내지 M4)이 동시에 닫혀지는 것을 방지하기 위해 사용되는 시간 지연(T_DEL)은 0.25μSec로 고정된다. 두 시간 지연들(T_DEL)이 각 충방전 사이클에서 발생한다.

최적화된 전하 펌프C_F= 22μF, C_L= 220μF, Vref = 1.2V, V_S= 0.8V
동작점	R_CHG= R_DIS(Ω)
	0.1	0.2	0.3
ε	0.8490	0.8306	0.8214
T_DIS(μSec)	1.8571	3.0204	3.9898
I_L(mA)	838.17	447.09	306.12
V_rip(mV)	8.9955	7.1155	6.2130
(A)	2.8818	1.3580	0.8779
주파수(kHz)	288.18	153.33	118.275

표 1 : 적절한 커패시턴스 값들에 대한 전하 펌프 동작점들

충전(R_CHG) 및 방전(R_DIS) 단계들 동안 만나게 되는 직렬 저항들은 표 1의 세 개의 동작점 행들에 도시된 바와 같이, 전력 출력단(44)의 최대 전류 용량에 대해 가장 현저한 영향을 가진다. 비록, 보다 큰 플라이(C_F) 및 부하(C_L) 커패시터들이 이 능력을 향상시키지만, 향상의 양은 그 저항이 증가함에 따라 감소된다. 커패시터 값들을 증가시키는 것은 전류 용량보다는 출력 전압 리플(V_RIP)을 감소시키는 것에 보다 큰 비례적 효과를 가지는 것으로 나타났다.

상술한 분석은, 출력 전압이 피드백으로서 감지될 때 전력 출력단(44)이 주어진 원하는 출력 전압(V_OUT)을 달성하기 위해 동적으로 제어될 수 있다는 것을 보여준다.

전자 장치들에 널리 사용되는 통상적인 "전자" 커패시터들(도전체들, 예를 들어, 탄탈륨 폴리머 사이의 유전체)은 수 마이크로초 내지 수 밀리초 이내의 자기 방전과, 1-10백만 충전 사이클들의 사이클 수명을 가지는 것을 특징으로 한다. 전자 커패시터들에 대한 짧은 자기 방전 시간의 단점은, 전자 커패시터가 충전 및 방전될 수 있는 레이트와 전자 커패시터가 자기 방전되는 레이트간의 듀티 사이클들에서 발진기 기반 전하 펌프들(20)이 동작하여야만 한다는 것을 의미한다. 결과적으로, 공지된 전하 펌프 출력단들(24)을 위한 공지된 발진기 제어기들(26)은 50 내지 200Hz 범위의 전하 펌프 동작 주파수들을 허용하지 않는다. 보다 낮은 요구 레벨들에서, 전하 펌프는 1Hz 미만으로 양호하게 동작한다.

결과적으로, 공지된 발진기 기반 전하 펌프들(20)은 몇 주 또는 몇 달로 측정된 자기 방전 시간들을 갖는 비교적 높은 저장 장치들 및 울트라-커패시터들의 장점을 취할 수 없다. 울트라 커패시터는 전자 화학 이중층 커패시터이며, 이는 전해질 용액을 분극함으로써 정전적으로 에너지를 저장한다. 그 에너지 저장 현상에는 어떠한 화학 반응도 수반되지 않는다. 결과적으로, 울트라 커패시터는 극도로 양방향적(복원가능형)이며, 따라서, 전자화학 배터리들과 같은 비견할만한 저장 방법들과는 달리 수천회 충방전될 수 있다. 안정한 울트라 커패시터의 예로는 캘리포니아, 샌디에고, 맥스웰® 테크놀로지스로부터 입수할 수 있는 PS-10이 있다.

용어 "울트라-커패시터"는 비교적 낮은 충전 누설로 인해 높은 효율을 가지는 것을 일반적인 특징으로 하는 다양한 유형의 대형 커패시터들을 포괄하는 의미라는 것을 인지하여야 한다. 따라서, "울트라 커패시터"는 이중층 전해질 커패시터들(종종 슈퍼 커패시터들, 울트라 커패시터들 및 파워 커패시터들이라 공지됨) 및 의사 커패시터들을 포함한다.

본 발명의 다른 양태에 따라서, 플라이 커패시터(C_F) 및 부하 커패시터(C_L)를위해 울트라 커패시터들을 사용하는 전하 펌프는 5W 이상의 전력을 제공할 수 있으며, 이 등급을 위하여, 50 내지 200Hz의 동작 주파수가 적합하다.

보다 상세히 후술되는 바와 같은, 본 발명의 일 실시예의 동적 제어기(50)는 발진기 기반 전하 펌프들(20)의 주파수들에서 동작할 수 있지만, 동적 제어기(50)는 또한 극도로 낮은 동작 주파수들에서 동작할 수도 있다. 결과적으로, 동적 제어기(50)는 울트라 커패시터들의 부가적인 저장 능력들의 장점을 취할 수 있다.

1볼트 미만 전력 변환기

도 7을 참조하면, 본 발명의 원리들에 따른 동적 제어식 전력 변환기(40A)의 일 실시예가 상위 레벨 블록도 형태로 도시되어 있다. 이하의 설명으로부터 명백해지는 바와 같이, 이 예시적인 실시예는 비반전 전하 펌프 전력 출력단(44A)을 동적으로 제어함으로써, 에너지원(12)으로부터 규제된 출력 전압(V_OUT)으로 입력 전압(V_S)을 승압 또는 강압할 수 있다. 또한, 전력 변환기(40A)는 일(1) 볼트 미만의 입력 전압(V_S)에서도 동작할 수 있다. 보다 명확하게, 전력 스위치들(M1 내지 M4)은 낮은 임계 스위칭 신호들(S1 및 S2)에 응답하도록 적응된다. 또한, 하기에 명백해질 바와 같이, 전력 변환기(40A)는 집적 회로로서 쉽게 구현될 수 있으며, 따라서, 작은 크기 및 비용으로 이루어질 수 있다.

도 7의 예시적인 전력 변환기(40A)는 도 5에 대해 상술한 것과 유사한 전력 출력단(44A) 및 전력 제어기(46A)를 포함한다. 전력 제어기(46A)는 스위칭 신호를 발생하도록 기준 전압(V_REF) 미만으로 강하하는 V_OUT에 응답하는 비교기(94)를 포함한다. 유익하게, 비교기(94)는 충전 단계의 기간을 제어하기 위해서, 플라이 커패시터의 전압(V_F) 및 입력 전압(V_S)에 응답한다. 보다 명확하게, 비교기 입력 스위칭 회로(98)는, 하기와 같이, 동일한 비교기(94)가 충전 및 방전 사이클들 모두 동안에 사용될 수 있도록 한다.

충전 단계 동안, 입력 전압의 설정된 분률(εV_S)이 충전 사이클 스위치 신호(S1)에 응답하여 닫혀지는 비교기 입력 스위치(M9)를 경유하여 제 1 비교기 입력측(100)에 연결된다. 스위치(M9)와 에너지원(12) 사이에 개재된 V_S디바이더(102)는 미리 결정된 분률(ε)과 결과적인 V_S의 감소를 제공한다. 플라이 커패시터 전압(V_F)은 역시 충전 사이클 스위치 신호(S1)에 응답하여 비교기 입력 스위치(M10)를 경유하여 제 2 비교기 입력측(104)에 연결된다. 그후, 비교기는 플라이 커패시터 전압(V_F)이 입력 전압의 설정된 분률(εV_S)에 도달할 때, 스위칭 신호를 생성한다.

방전 단계 동안, 기준 전압(V_REF)은 방전 사이클 스위치 신호(S2)에 응답하여, 비교기 입력 스위치(M11)를 경유하여 제 1 비교기 입력측(100)에 연결된다. 또한, V_OUT디바이더(108)에 의해 제공된 V_OUT의 미리 결정된 분률이 스위치 신호(52)에 응답하여 비교기 입력 스위치(M12)에 의해 제 2 비교기 입력측(104)에 연결된다.

비교기(94)에 대한 다양한 입력들의 스케일링에 관하여, 본 기술 분야의 숙련자들은 스케일링의 다양한 조합들이 특정 응용들에 적합할 수 있다는 것을 명백히 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 예시적인 예는 비교적 낮은 전압 기준(V_REF)과 승압 전력 변환기 구성에 기초한다. 따라서, V_OUT디바이더(108)는 원하는 출력 전압들(V_OUT)의 범위를 달성하기 위해 단일 기준 전압을 사용하도록 필요에 따라 V_OUT을 하향 스케일링할 수 있다. V_OUT이 기준 전압 보다 낮은 응용들에서, V_OUT승산기가 대신 사용되거나, 전압 기준(96)으로부터 원하는 기준 전압(V_REF)으로 출력을 하향 스케일링하기 위해 디바이더가 사용될 수 있다. 유사하게, 강압 전력 변환기들에 대한 다른 변형들은 명백하다. 또한, 필요시 비교기(94)에 부가하여 제 2 비교기가 사용될 수 있다.

비교기(94)로부터의 스위칭 명령은 충전 스위치 신호(S1) 및 방전 스위치 신호(S2)를 생성하기 위해 타이밍 제어기(112)에 의해 수신된다. 비교기(94)와 타이밍 제어기(112) 사이에 불필요한 스위칭을 회피하고 보다 높은 동작 주파수들로부터 EMI 방출들의 효과들을 감소시키기 위한 것과 같은 목적으로 스위칭의 히스테리시스를 유발하기 위한 지연(114)이 개재되는 것이 적합하다.

부트스트랩 시동 회로(116)가 방전시 전력 출력단(44A)의 동작을 개시하기 위하여 도 7에 도시되어 있으며, 동적 제어기(50A)는 도 11과 관련하여 보다 상세히 설명될 바와 같이, 전력 출력단(44A)의 제어를 취하지 않는다.

시동 회로(116)는, 반도체들이 콜드 시동(cold start) 동안(즉, 초기에 방전된 부하 커패시터(C_L)) 접지에 래치되어, 동적 제어기(50A)가 전력 출력단(44A)의제어를 받는 것을 방지하는, 본 발명의 집적 회로 실시예들에 대해 필요하다. 더 일반적으로, 시동 회로는, 원하는 출력 전압(V_OUT)에서 동작할 때까지 콜드 시동동안 요구되는 시간을 단축할 수 있다.

시동 회로(116)는 부하 커패시터(C_L)의 제 1 단자(32)에 직접 연결되기 보다는, 플라이 커패시터(C_F)의 제 1 단자(31)에 에너지원(12)의 양의 단자(30)를 연결하는 것으로 도시되어 있다. 그러나, 정상시 폐쇄된 스위치(M2)의 선택으로 인해, 시동 회로는 후술될 바와 같이, 시동(콜드 시동) 상황들에서 부하 커패시터(C_L)에 효과적으로 연결될 수 있다.

전력 제어기(46A) 내에 포함된 바이-패스 제어 회로(118)는 전력 변환기(40A)의 용량을 초과하는 순시적인 높은 부하와 같은 특정 상황들 동안 사용될 수 있다. 순시적인 높은 부하는 부가적인 용량을 필요로 하도록 미리 결정된 크기의 출력 전압의 감소(전압 강하)를 특징으로 한다. 따라서, 바이-패스 회로(118)는 V_OUT을 기준 전압(V_REF)과 비교할 수 있다. 전압 강하가 V_OUT에서 검출될 때, 바이-패스 회로(118)는 출력 단자(42)에 에너지원(12)의 양의 단자(30)를 직접 연결함으로써 응답하는 바이-패스 스위치(MB)를 위하여, 바이-패스 스위치 신호(S_B)를 생성할 수 있다. 유사하게, 바이-패스 회로(118)는 낮은 입력 전압으로 인한 전력 변환기(40A)의 임박한 손상에 응답할 수 있으며, 여기서, 전력 변환기(40A)의 전력 소모를 제거함으로써 사용 수명 연장이 최상으로 제공된다. 따라서, 바이-패스회로(118)는 또한 입력 전압(V_S)을 기준 전압(V_REF)과 비교하고, 이에 따라 스위치(MB)를 동작시킨다.

도 7의 전력 변환기(40A)의 동작은 도 8 내지 도 10에 흐름도들로서 예시되어 있다. 도 8을 참조하면, 전력 변환기 동작(130)은 방전된 저장 소자들에서 시작하며, 따라서, 도 9 및 도 11에서 설명될 바와 같은 집적 회로 구현예들에서 접지에 대한 래치 업을 방지하기 위해 시동 동작(132)이 수행된다. 시동 동작(132) 이후에, 전력 변환기 동작(130)은 도 9와 관련하여 설명될 바와 같은 동적 동작(134)으로 이동한다.

동적 동작(134)은 일반적으로 출력 전압(V_OUT) 강하가 발생하는지 여부에 대한 판정에 의해 블록 136에 도시된 바와 같이 중단될 때까지 지속되며, 그렇지 않은 경우에는 동적 동작(134)이 계속된다. V_OUT의 전압 강하는 전력 변환기(40A)의 기능을 초과할 수 있는 큰 순시적 부하를 나타내는 출력 전압(V_OUT)의 강하이다. 블록 136에서, V_OUT강하가 검출되면, 순시 바이-패스가 수행되어 상술된 바와 같은 시간 주기동안 에너지원에 대해 출력 단자들을 전기적으로 연결한다(블록 138). 본 발명에 부합하는 일부 응용들에서, 순시 바이-패스는 에너지원(12)과 출력 단자들(42, 43)로부터 전력 변환기(40A)를 전기적으로 분리시킨다. 분리의 장점은 순시적 종료들 이후에 복원 주기에서 초래하는 전력 출력단(44A)의 방전을 회피하는 것을 포함한다. 본 발명에 부합되는 다른 응용들에서, 순시 바이-패스는 전력 변환기(40A)가부하 장치(14)에 의해 요구되는 전력을 제공하는데 기여하도록 에너지원(12)과 출력 단자들(42, 43)을 전력 변환기(40A)로부터 분리시키지 않는다.

출력 전압이 여전히 낮은 상태로 남아있는 경우에(블록 140), 바이-패스는 래치된 상태로 배치될 수 있다(블록 142). 블록 140에서, V_OUT이 복원된 경우, 전류 과부하 상태가 존재하는지 여부에 대해 판정함으로써, 블록 144에서 다른 보호 특징들이 수행된다. 예를 들어, 에너지원은 특정 기간 동안 제공될 수 있은 전류량에 대한 안전 제한을 가질 수 있다. 대안적으로, 출력 전류를 인출하는 부하 장치(14)는 전력 변환기 동작(130)에 신호를 보내는 손상 모드에 있을 수 있다. 따라서, 전류 과부하시(블록 144), 출력 단자가 에너지원으로부터 분리된다(블록 146). 그러나, 블록 144에서 어떠한 전류 과부하도 존재하지 않는 경우에, 제어기가 오프 상태인지 그렇지 않은지에 대한 판정이 이루어진다. 이는 다양한 보호 조치들이 전력 변환기가 재시동을 필요로 하는 상황을 초래할 수 있는 상황들을 나타낸다. 따라서, 제어기가 오프 상태인 경우에(블록 148), 전력 변환기 동작(130)은 시동 동작(블록 132)으로 복귀하고, 그 이외의 경우에는 동적 동작(블록 134)으로 복귀한다.

도 8에 도시된 순차 흐름도는 본 발명에 부합되어 포함될 수 있는 다양한 보호 특징들의 조합들 또는 독립적으로 및 연속적으로 수행될 수 있는 다양한 보호 및 모드들을 예시하고 있다는 것을 인지하여야 한다.

도 9를 참조하면, 도 8에 도시된 시동 동작(132)은 흐름도 형태로 도시되어 있다. 시동 동작(132)의 장점은 본 발명에 따른 전력 변환기(40A)가 1 볼트 미만의입력 전압으로 시동될 수 있는 방식을 예시하는 것을 포함한다. 이는 특히, 부하 커패시터(C_L)와 같은 방전된 저장 커패시터가 다른 방식으로는 전력 제어기(46A)의 비동작을 초래할 수 있는 집적 회로 응용들에 대해 특히 적합하다. 또한, 시동 동작(132)은 본 발명을 전체 전력 변환기에 의해 소모되는 전력이 감소되는 저 출력 요구의 대안적인 전하 펌프로서 사용하는 것을 제안한다.

통상적인 발진기 기반 전력 변환기들(20)은 에너지원(12)으로부터 부하 커패시터(C_L)에 전기적으로 연결된 부트스트랩 외부 대형 전력 쇼트키 다이오드를 채용한다. 쇼트키 다이오드는 부하 커패시터 전압(V_L)이 낮을 때 부하 장치(14)에 전력을 제공할 뿐만 아니라 부하 커패시터(C_L)를 충전하기 시작한다. 부가적인 쇼트키 다이오드 없이는, 부하 장치(14)는 통상적인 집적 회로 스위치 매트릭스들(48)의 접지에 대한 래치-투-그라운드 경향(latch-to-ground tendencies)으로 인해 부하 커패시터(C_L)가 충전되지 못하게 하는 경향이 있다.

쇼트키 다이오드를 추가함으로써, 발진기 제어식 전력 변환기(20)의 양호한 소형화가 저해된다. 부가적으로, 쇼트키 다이오드는 발진기 제어식 전력 변환기(20)의 정상 동작 동안 전력을 소모하며, 그에 의해, 효율을 저감시킨다.

따라서, 정상 동작 동안 효율에 부정적인 영향을 미치지 않고, 동적 제어식 전력 변환기(40A)를 시동하는 것이 적합하다. 또한, 외부 구성요소들 없이 전력 변환기(40A)와 통합될 수 있는 방식으로 행하는 것도 바람직하다.

시동 작업(132)은 블록 150에서 부하가 이미 전력 변환기에 적용되어 있는 개시 조건으로 시작하고, 블록 152에서, 입력 전압이 전력 변환기에 대해 가용하다. 그후, 전력 변환기가 오프 상태이고 전력 출력단을 제어하지 않는지에 대한 판정이 이루어진다(블록 154). 전력 제어기가 온 상태인 경우에(블록 154), 소형 시동 커패시터(C_QPUMP)가 부유되고(블록 156) 시동 동작(132)이 수행된다.

블록 154에서, 제어기가 오프상태인 경우에, 시동 스위치가 닫혀져서 입력 전압(V_S)이 시동 커패시터(C_QPUMP)에 제공되고(블록 158), 시동 커패시터(C_QPUMP)는 접지에 레퍼런스된다(블록 160). 시동 커패시터(C_QPUMP)가 충전될 때(블록 162), 이는 저장 커패시터(예로서, 부하 커패시터)로 방전되고(블록 164), 시동 커패시터(C_QPUMP)를 포함하는 시동 회로는 전력 변환기의 스위치 매트릭스로부터 분리된다(블록 166). 그후, 시동 동작(132)은 블록 154로 복귀하여 이 시동 사이클이 제어기를 활성화하기에 충분한지를 검토하고, 필요에 따라 후속 시동 동작 사이클들이 반복된다.

도 10을 참조하면, 도 8에 언급된 동적 동작(134)이 흐름도 형태로 예시되어 있다. 먼저, 플라이 커패시터가 입력 전압(V_S)과 병렬로 스위치되어 플라이 커패시터가 충전될 수 있도록 한다(블록 170). 플라이 커패시터 전압(V_F)이 입력 전압(V_S)의 소정의 미리 결정된 분률(예로서, V_S의 80%)을 초과할 때(블록 172), 입력 전압(V_S)과 병렬인 상태로부터 플라이 커패시터(C_F)를 분리시키고(블록 174), 사점지연(T_DEL)을 위해 지연시킴으로써(블록 176) 충전 단계가 종료된다.

그후, 방전 사이클이 블록 177에서 동적 동작(134)이 승압 또는 강압 동작인지 여부를 판정하는 것에 의해 시작된다. 승압인 경우에, 방전 단계 동안, 플라이 커패시터 전압(V_F)은 입력 전압(V_S)에 가산되고, 강압인 경우에, 플라이 커패시터 전압(V_F)만이 사용된다. 비록, 이들 부가적인 판정들은 기준 전압(V_REF)의 변경에 의한 것과 같이 필요에 따라 출력 전압(V_OUT)을 조절할 수 있도록 하여 유리하지만, 이 선택은 동적 동작(134)의 각 단계 동안 결정되지 않고, 미리 결정되고 사전 설정될 수 있다.

따라서, 블록 177에서, 기준 전압(V_REF)이 입력 전압(V_S) 보다 작은지(예로서, 강압 동작) 여부에 대하여 판정이 이루어진다. 기준 전압이 입력 전압보다 작으면, 플라이 커패시터(C_F)만이 부하 커패시터(C_L)에 걸쳐 배치된다(블록 178). 기준 전압이 입력 전압보다 작지 않으면, 입력 전압(V_S) 및 플라이 커패시터(C_F)가 부하 커패시터(C_L)에 걸쳐 직렬로 배치된다(블록 179). 블록 178 또는 179 중 어느 한 블럭의 이후에, 최소 방전 시간 지연(T_DIS)이 수행되어 출력 전압(V_OUT)에 무관하게 플라이 커패시터(C_F)의 완전 방전을 허용한다(블록 180).

그후, 동적 동작(134)은 출력 전압(V_OUT)이 기준 전압(V_REF) 보다 클 동안 이 상태로 대기한다(블록 182). 이는 비교기의 비보상 특성으로 인한 것이다. 이전 충전/방전 사이클 동안 전달된 전하량이 V_OUT이 V_REF를 초과하도록 부하 커패시터(C_L)를 충전시키기에 불충분한 경우에, 다른 후속 충전/방전 사이클이 바로 필요하게 된다. 나머지 경우에, 이전 충전/방전 사이클은 충분하다. 따라서, 그후, 동적 동작(134)은 부하 장치 또는 부하 커패시터의 자기 방전이 부하 커패시터를 충분히 방전시킬 때까지의 시간 주기 동안 계속 대기할 수 있다. V_OUT이 V_REF보다 작을 때, 플라이 커패시터(C_F)는 부하 커패시터(C_L)로부터 분리되고(블록 184), 이는 승압의 경우에, 입력 전압(V_S)을 부하 커패시터(C_L)로부터 분리시키는 것을 포함한다. 그후, 다른 사점 지연(T_DEL)이 부여되고(블록 186), 블록 170의 충전 단계로 복귀함으로써 사이클이 반복된다.

명료화를 위해, 상술한 동적 동작(134)은 방전 단계로서의 이런 시간이 보증될 때까지 플라이 커패시터(C_F)를 충전하기 시작한다. 그러나, 예시적인 실시예에서, 충전 단계는 실제로 방전 단계 내에 내포된(nested) 동작이다. 구체적으로, 전력 변환기는 부가적인 충전으로서의 이런 시간이 필요할 때까지(예로서, V_OUT이 V_REF아래로 하강) 방전 단계를 개시하고, 방전 단계에 남아있게 된다. 이때, 충전 단계가 수행된다. 완료되자마자, 필수적인 상술된 지연들 이후에, 방전 단계가 다시 시작된다. 그후, 전력 변환기(40A)는 보다 많은 요구 전하를 다시 대기하면서 방전 상태에 남는다.

도 11을 참조하면, 도 7의 전력 변환기(40A)를 위한 집적된 전력출력단(44A)은 본 명세서에서 참조하고 있는, 잉 슈 등의 발명의 명칭이 "측방향 비대칭 가볍게 도핑된 드레인 MOSFET(Lateral Asymmetric Lightly Doped Drain MOSFET)"이고 2000년 3월 22일자로 출원된, 동시 계류 및 공동 소유 출원 US 09/ 에 기술된 바와 같이, 저 임계값(예로서, 1 볼트 미만) 제어식 MOSFET 트랜지스터 스위치들을 사용하는 0.35 미크론 이중 샐리사이드 프로세스(2 금속, 2 폴리 샐리사이드)로 구현된 집적 회로에 의해 적절히 예시된다. 낮은 임계값 제어를 갖는 것에 부가하여, 기술된 MOSFET 장치들은 낮은 온 저항을 가지므로, 본 발명에 따라 사용되는 스위치 매트릭스(48)의 효율에 직접적으로 기여한다.

바이-패스 스위치(MB)와 전력 스위치들(M1 내지 M4)은 비록 도 11에 단일 트랜지스터로서 도시되어 있지만, 저 임계값 MOSFET 장치들의 어레이를 채용함으로써, 원하는 피크 출력으로 스케일링할 수 있는 전류 능력을 가진다. MOSFET 전력 스위치들(M1 내지 M4)은 상술한 응용에 기술된 바와 같이 스위치 매트릭스(48)의 효과적인 동작을 위한 낮은 온 저항 및 높은 오프 저항을 위해 양호하게 설계되어 있다.

일반적으로, n-형 MOSFET 장치들이 보다 작게 제조되도록, 보다 신속하게 스위칭하도록 및 정상 상태에서 게이트 전압 없이 오프 상태가 되도록 선택된다. 그러나, 일부 경우들에서, p-형 MOSFET 스위치들이 사용되는 것이 적합하다. 첫 번째로, 후술될 바로부터 명백한 바와 같이, p-형 전력 스위치(M2)를 플라이 커패시터(C_F)의 제 1 단자(31)와 부하 커패시터(C_L)의 제 1 단자(32) 사이에 사용하는 것은 본 발명의 일 양태에 따른 1 볼트 미만 점진 시동 회로(116)가 전력 변환기(40A)를 시동시키기 위하여 단지 하나의 전력 스위치(M1)를 바이어스시키는 것만을 필요로 하게 한다.

시동 회로(116)는 전력 출력단(44A)이 방전될 때, 시동 회로(116)를 활성화시키도록 구성된 p-형 MOSFET 시동 스위치(MS)를 포함한다. 스위칭을 제어하기 위한 다양한 신호들(예로서, S1, S2, S2N…)이 하기에 더 설명된다. MS의 드레인은 입력 전압(V_S)에 연결되고, 게이트 및 소스는 모두 플라이 커패시터(C_F)의 제 1 단자(31)에 연결된다. 플라이 커패시터(C_F)의 제 2 단자(34)에 연결된 두 개의 전력 스위치들(M3, M4)은 n-형이며, 그에 따라 개방되고, 플라이 커패시터(C_F)가 이 상황에서 부유되어 있다. 그러나, 전력 스위치(M2)는 언급된 바와 같이, p-형 트랜지스터이며, 따라서, 이 상황에서 초기에 전력 공급되지 않은 전력 제어기(46A)와 함께 닫혀져 있다. 결과적으로, 시동 스위치(MS)는 또한 초기에 0인 V_OUT에 그 게이트 및 소스가 연결되어 있다. 따라서, 시동 스위치(MS)의 게이트는 접지되고, 시동 스위치(MS)는 입력 전압(V_S)을 부하 커패시터(C_L)에 도통하기 시작한다.

그러나, 이러한 한 소형 MOSFET의 전류 기능은 부하 커패시터(C_L)를 충전하기에 불충분하다. 따라서, 시동 스위치(MS)가 사용되어 간접적으로 전력 스위치(M1)를 닫아, 입력 전압(V_S)이 부하 커패시터(C_L)에 제공된다. 구체적으로, 시동 스위치(MS)의 소스로부터의 입력 전압은 n-형 스위치(M13)의 게이트에 연결된다. 스위치(M13)는 스위치(MS)로부터의 입력 전압(V_S)으로 인해 닫혀진다. 스위치(M13)가 닫혀질 때, 드레인에서의 입력 전압(V_S)이 소스로 전달되고, 이는 순차적으로 시동 커패시터(C_QPUMP)의 제 1 단자(190)에 연결된다. 시동 커패시터(C_QPUMP)의 제 2 단자(192)는 전력 제어기(46A)가 비동작 상태일 때, 시동 커패시터(C_QPUMP)의 제 2 단자(192)를 접지시키도록 구성된 트랜지스터 쌍(M14, M15)에 연결된다. 다른 경우에, 트랜지스터 쌍(M14, M15)은 시동 커패시터(C_QPUMP)의 제 2 단자(192)를 부유시키도록 구성되어 있다. 구체적으로, 시동 커패시터(C_QPUMP)의 제 2 단자(192)는 p-형 스위치(M14)의 드레인 및 n-형 스위치(M14)의 소스에 연결된다. 스위치(M15)는 그 소스가 접지되어 있으며, 그 게이트는 전력 제어기(46A)가 동작할 때, 스위치(M15)를 개방시키기 위한 음의 바이어스에 의해 바이어스되어 있다. 따라서, 전력 제어기(46A)가 동작할 때, 시동 커패시터(C_QPUMP)의 제 2 단자(192)는 접지로부터 분리되어 있다. 스위치(M14)는 스위치의 드레인이 입력 전압(V_S)에 연결되어 있고, 전력 제어기가 동작할 때 스위치의 게이트가 스위치(M14)를 닫기 위한 양의 바이어스에 의해 바이어스된다.

도 12를 참조하면, 도 7의 전력 변환기(40A)에 적합한 회로가 도시되어 있다. 도 12는 충전 및 방전 단계 동안 비교들을 수행하기 위해 비교기(94)를 바이어스하기 위한 한 회로 실시예를 예시하고 있다. 충전 및 방전 단계들 동안, 회로는 이미 시동되어 있고, 전력 제어기(46A)는 스위칭 신호들(예로서, S1, S2 등)을 생성하도록 동작한다. S1이 M9 및 M10을 닫는 충전 단계 동안, 입력 전압(V_S) 디바이더(102)는 도 7과 관련하여 언급된 바와 같이, 플라이 커패시터 전압(V_F)과 비교하여 미리 결정된 분률(예로서, 80%) 만큼 입력 전압(V_S)을 감소시킨다. S2가 M11 및 M12를 닫는 방전 단계 동안, V_OUT디바이더(108)는 전압 기준(96)으로부터의 기준 전압에 대한 정확한 비교를 위해 출력 전압(V_OUT)을 스케일링한다.

또한, 도 12는 전력 제어 회로(46A)의 타이밍 제어기(112)가 충전 스위치 신호(S1) 및 방전 스위치 신호(S2)와 동일한 기능을 수행하기 위해, 보다 상세히 후술되는 복수의 신호들(P_S2NB, P_S2NA, S2, S2N, P_S1, S1, S1N)을 제공하는 것을 예시한다. 이 복수의 신호들은 다른 스위치들 보다 많은 전류를 필요로 하는 전력 스위치들(M1 내지 M4)로 인해 예시적인 실시예에 필요한 것이며, 전력 스위치들(M2, M4)은 p-형이고, 따라서, n-형 전력 MOSFET 전력 스위치들(M1, M3) 보다 느리게 스위칭한다. M1, M3 중 하나 또는 양자 모두가 M2, M4 중 하나 또는 양자 모두와 동시에 닫혀지는 트랜스컨덕턴스를 방지하기 위해, 각 게이트에 대한 신호들에 특정 지연들이 필요하다.

도 13을 참조하면, 전압 기준(96)의 일 실시예가 도시되어 있으며, 이는 본 발명의 양태에 따른 1 볼트 미만의 입력 전압(V_S) 동작이 가능하다. 일정한 전류 회로(200)는 전압 기준-대-레일 회로(voltage reference-to-rail circuit)(202)에 전력을 공급하여, 전압 기준-대-레일 회로(202)를 입력 전압(V_S)의 변화들로부터 격리시킨다. 출력 버퍼(204)는 전압 기준-대-레일 회로(202)로부터의 미증폭 기준 전압을 증폭시킨다. 전압 기준-대-레일 회로(202)를 온도 보상하기 위해서, 병렬 다이오드 어레이 PTAT(parallel diode array Proportional to the Absolute Temperature) 회로(206)는 회로(202)를 바이어스한다.

도 14 및 도 15를 참조하면, 비교기(94)의 일 실시예가 도 7의 전력 제어기(46A)에 대해 도시되어 있다. 차동 증폭기들(206 내지 210)은 이들이 공통-모드 신호들을 거부하는데 효과적이기 때문에 사용되는 것이 적합하다. 예를 들어, 공통-모드 신호들은 입력들 상의 유도된 잡음일 수 있다. 집적 회로 차동 증폭기들은 비교적 낮은 출력 이득을 갖는다. 이는 두가지, 즉, 입력 트랜지스터내의 비선형성 및 전력 제어기(46A)의 후반 단들에 대해 필요한 전류 이득 제공을 함축한다. 입력 비선형성의 일부 상쇄를 제공하기 위하여, 세 개의 차동 증폭기 조합이 도시되어 있으며, 여기서, 제 1 차동 증폭기(206)는 그 음의 입력에서 V+ 입력을 수신하고, 그 양의 입력에서 V-를 수신한다. 제 2 차동 증폭기(208)는 그 음의 단자에서 V-를 수신하고, 그 양의 단자에서 V+를 수신한다. 제 1 차동 증폭기(206)의 출력은 제 3 차동 증폭기(210)의 음의 단자에 연결되고, 제 2 차동 증폭기(208)의 출력은 제 3 차동 증폭기(210)의 양의 입력에 연결된다. 제 4 차동 증폭기(212)는 제 3 차동 증폭기(210)로부터의 비교기 스위칭 신호(Out+, Out-)의 전류를 증가시키기 위한 전압 팔로워 버퍼로서 구성된다.

도 16을 참조하면, 도 7의 전력 제어기(46A)에 대한 타이밍 제어 회로(112)의 일 실시예가 도시되어 있다. 기본적으로, 타이밍 제어 회로(112)는 충전과 방전단계들 사이에서 전력 출력단(44A)을 재구성하기 위해 필요한 개별 스위치 명령들을 수행할 책임이 있다. 부가적으로, 전력 제어기(46A)에 대한 타이밍 제어기 회로(112)는 특정 스위치 조합들을 회피하기 위해 쌍을 이룬 스위치들 및 순차 스위치들을 정확하게 상관시켜야만 한다. 예를 들어, 충전 단계 전력 스위치들(M1 및 M3) 중 어느 것도 방전 단계 전력 스위치들(M2, M4) 중 어느 하나와 동시에 닫혀져서는 안된다. 그렇지 않으면, 예를 들어, 에너지원(12)이 상술한 바와 같이 출력 단자(42)에 순간적으로 단락되는 교차 전도(또는, 트랜스컨덕턴스)가 발생한다.

도 17을 참조하면, 타이밍 제어기 회로(112)에 대한 타이밍도가 도시되어 있다. 보다 명확하게, S1 신호는 동적 제어기(50)에 의해 내부적으로 사용되는 충전 단계 신호이다. S2 신호는 동적 제어기(50)에 의해 내부적으로 사용되는 방전 단계 신호이다. P_S2Nb 신호는 교차 전도를 방지하기 위해 S2 신호에 대하여 지연되고 양의 전압에 의해 개방된 p-형 MOSFET(M2)로 인해 S2로부터 반전되어 있는 p-형 MOSFET(M2)를 위한 보다 높은 전류 스위치 신호이다. P_S2Na는 P_S2Nb에 대하여 지연된 p-형 MOSFET(M4)를 위한 고 전력 스위치 신호이다. P_S1 신호는 전력 MOSFET 스위치들(M1, M3)을 위한 S1의 보다 높은 전류 버전이다. S2N 신호는 시동 회로(116), 보다 명확하게는, 스위치(M14)를 위한 S2 신호의 반전된 버전이다. S1N 신호는 시동 회로(116), 보다 명확하게, 스위치(M15)를 위한 S1의 반전된 버전이다.

본 발명이 몇 가지 실시예들의 설명에 의해 예시되고, 예시적인 실시예들이 현저히 상세히 설명되었지만, 본 출원인이 첨부된 청구항들의 범주를 이런 세부 사항에 제한하거나 소정의 방식으로 한정하려는 것은 아니다. 이 기술 분야의 숙련자들은 부가적인 장점들 및 변형들을 쉽게 알 수 있을 것이다.

예로서, 비록 비반전 전하 펌프 출력단(44A)을 동적으로 제어하는 것을 설명하였지만, 본 내용의 이점을 이용하여, 이 기술 분야의 숙련자들은 반전 전하 펌프 전력 출력단을 동적으로 제어하는 것도 본 발명에 부합된다는 것을 명백히 알 수 있을 것이다.

본 발명에 부합되는 전력 변환기(40A)는 광범위한 제품들에 포함될 수 있다. 예를 들어, 상술한 저 전력 소모 특성들 및 집적 회로들로 달성할 수 있는 작은 크기의 장점을 취하는 전력 변환기(40A)는 필요에 따라 배터리 사용 수명과 에너지 및 진폭을 향상시키기 위해 배터리 패키지 내에 양호하게 통합될 수 있다.

또한, 본 발명에 부합되는 전력 변환기(40A)는 에너지원(12) 내에 통합되든, 에너지원(12)을 사용하는 부하 장치(14) 내에 통합되든, 광범위한 휴대용 전자 장치들(10)을 인에이블 또는 개선시킬 수 있다. 예를 들어, 에너지원(12)의 크기 및 중량 감소는, 부착되든 이식되든지간에, 보다 덜 침해적인 의료 진단, 에너지 전달 또는 작동식 약품 전달 장치들을 가능하게 한다.

부가적으로, 현재 배터리들 또는 유사한 에너지원들(12)에 의해 전력 공급되는 휴대용 전자기기는 본 발명에 따른 전력 변환기를 통합함으로써 개선될 수 있다. 휴대용 통신 장치들 및 휴대용 오디오 장치들에서, 예를 들어, 증가된 효율을 통해 개선된 사용 수명이 얻어질 수 있으며, 감소된 요구에 의해 그렇게 하는 것이 허용될 때, 전력 변환기(40A)의 동작 주파수와 그에 따른 잡음을 저하시킴으로써성능이 향상될 수 있다.

또한, 본 발명에 부합되는, 크게 또는 완전히 집적된 전력 변환기(40A)는 메모리들, 논리 회로들 및 다른 집적 장치들을 위한 충분히 소형의 효과적인 전력 공급부를 제공한다. 예를 들어, 전력 변환기(40A)는 메모리, 논리 회로 또는 다른 집적 장치를 더 포함하는 집적 회로의 일부에 삽입될 수 있다.

또한, 특히, 낮은 입력 전압에 관하여, 입력 전압에 대한 동적 적응에 관련된 본 발명의 양태들은 입력 전압이 휘발성이거나, 일반적인 공지된 전력 변환기들을 위해 부적절한 응용들을 허용한다. 예를 들어, 광전지 셀들은 표면적 및 입사 복사 에너지에 대해 전력을 제공한다. 결과적으로, 광전지 셀들을 사용하는 장치들은 불충분한 광으로 인하여 비작동 상태가 되는 경우가 많고, 일반적으로 가용한 전력량 내에 남아있도록 기능을 제한해야 하고, 및/또는 광전지 셀들에 부여된 표면적을 증가시켜야만 할 수 있다. 따라서, 전력 변환기(40A)는 보다 작은 광전지 셀들을 허용하며, 보다 넓은 범위의 광 조건들에서의 사용을 허용한다.

부가적인 다른 예로서, 단일 플라이 커패시터(C_F) 및 부하 커패시터(C_L)가 명료성을 위해 예시되었다. 본 기술 분야의 숙련자들은 본 발명에 부합되는 전력 변환기들(40A)이 복수의 플라이 커패시터들(C_F) 및/또는 복수의 부하 커패시터들(C_L)을 포함할 수 있다는 것을 인지할 것이다. 또한, 플라이 커패시터(C_F) 및/또는 부하 커패시터(C_L)는 전기 및 자기 에너지용의 다양한 저장 장치들을 포함할 수 있다.

다른 예로서, 본 발명에 따른 전력 변환기(40A)는 광범위한 제품들에 포함될수 있다. 예를 들어, 상술된 저 전력 소모(즉, 효율) 특성들 및 소형 크기의 이점을 취하는 전력 변환기는 요구에 따라 배터리 사용 수명과 에너지 및 진폭을 향상시키기 위해 배터리 패키지 내에 적합하게 통합될 수 있다. 전력 변환기(40A)의 통합은, 모두 1998년 4월 2일자로 출원된, 동시 계류 및 공동 소유 출원들인, 발디미르 가르트스테인 및 드라간 D. 네브리직의 발명의 명칭이 "배터리 구동 시간을 연장시키기 위한 내장 제어기를 구비한 일차 배터리"인 US 출원 번호 09/054,192호, 발디미르 가르트스테인 및 드라간 D. 네브리직의 발명의 명칭이 "배터리 운용 구동 시간을 연장시키기 위한 내장형 제어기를 구비한 배터리"인 US 출원 번호 09/054,191호, 발디미르 가르트스테인 및 드라간 D. 네브리직의 발명의 명칭이 "내장 제어기를 구비한 배터리"인 US 출원 번호 09/054,087호 및 드라간 D. 네브리직, 밀란 M. 제비츠, 비그 세릴, 니크 부스코, 피터 한센 및 윌리엄 밀람의 발명의 명칭이 "배터리 운용 구동 시간을 연장시키기 위한 내장 제어기를 구비한 배터리"인 US 가출원 제 60/080,427호에 기술된 것과 유사한 방식으로 달성되며, 본 명세서에서는 이들 모두의 전문을 참조하고 있다.

3상 전하 펌프 제어

여기에 설명된 바와 같은, 본 발명에 부합되는 다른 버전들로서, 전하 펌프의 동적 제어는 플라이 커패시터 전압 및/또는 부하 커패시터 전압을 미리 결정된 전압 리플 대역 내에서 유지할 수 있다. 미리 결정된 전압 리플 내에서의 플라이 커패시터의 충전 및 방전의 장점들은 효율의 향상을 포함한다. 플라이 커패시터는 전달동안 전하 전달의 레이트 및 내부적 손실들이 최적화되는 전압 영역 내에서 사용된다. 스위칭 손실들은 플라이 커패시터의 각 충전/방전 사이클 동안 전하 전달을 최적화함으로써 완화된다. 유사하게, 미리 결정된 전압 리플 대역 내에서 부하 커패시터에 걸친 전압을 유지하는 것의 장점들 중 한가지는 개선된 효율이다.

전압 리플은 배터리 전압의 2개의 스케일된 임계값들이 플라이 커패시터 전압 리플 대역(예로서, αV_BAT, βV_BAT)을 규정하기 위해 사용되는 상태로, 소스 전압(V_S)(예로서, 배터리 전압(V_BAT))에 관하여 규정될 수 있다. 그러나, 배터리 전압(V_BAT)은 특히 피크 부하들 동안 및 배터리의 사용 수명의 후반부들 동안 배터리의 내부 저항으로 인하여 감소한다. 결과적으로 플라이 커패시터 전압 리플 대역도 낮아지게 된다. 스위치들(M1 내지 M4) 및 커패시터들(C_L및 C_F)의 ESR이 배터리의 내부 저항에 비해 낮아지기 때문에, 이 배터리 내의 전압 강하는 회로의 안정성 문제들을 유발할 수 있다. 결과적으로, 본 발명의 양태들에 부합되는 실시예들은 불안정 문제들을 회피하기 위해 고정 전압 기준을 사용한다.

그러나, 감소된 배터리 전압의 추세에 응답하여 고정 전압 기준을 감소시키는 것이 유리할 수 있다. 예를 들어, 전압 배가 전하 펌프를 사용하여 주어진 감소된 배터리 전압에서 원하는 출력 전압이 달성될 수 없게 될 수 있다. 감소된 배터리 전압을 감지하는 것에 응답하여, 부가적인 전하 펌프 단 또는 부가적인 플라이 커패시터가 사용되어 충전/방전 사이클들을 트리거하기 위해 사용되는 전압 임계값들을 감소시키면서, 원하는 출력 전압을 달성할 수 있다. 배터리 전압의 추세를 판정하는 한가지 방식은 크로스바 전류들을 방지하기 위해 사용되는 충전 및 방전 사이클들 사이의 시간 지연 동안 같은 부하가 없는 상태 동안 배터리 전압을 샘플링하는 것이다.

도 18을 참조하면, 흐름도는 플라이 커패시터의 전압 리플을 제어하기 위한 한 회로의 동작을 예시한다. 먼저, 플라이 커패시터가 최대 플라이 커패시터 전압으로 충전되었는지 여부, 즉, V_F≥V_F,MAX에 대한 판정이 이루어진다(블록 200). 플라이 커패시터가 최대 플라이 커패시터 전압으로 충전되지 않으면, 플라이 커패시터는 최대 플라이 커패시터 전압에 도달될 때까지 충전된다(블록 202). 플라이 커패시터가 충분히 충전되었을 때, 플라이 커패시터는 소스 전압 및 부하 커패시터로부터 분리되고(블록 204), 대기 상태라고 할 수 있는 상태로 배치된다. 이 대기 상태는 충전 및 방전 상태들에 부가하여 전하 펌프의 제 3 상태가 된다. 충전되고 전개를 대기하는 플라이 커패시터에서, 지연이 회피된다(즉, 출력 전압이 너무 낮게 강하한 것으로 감지된 이후에, 플라이 커패시터를 충전하여야 하는 지연). 따라서, 전하 펌프의 전력 용량은 증가된다. 부가적으로, 특정 전하 펌프 구성들에서, 소스 전압을 출력 전압으로서 제공하는 부하 커패시터와 비결합된 플라이 커패시터를 갖는 것이 유익하다(예를 들어, 강압 구성). 따라서, 본 발명의 일 양태에 따라 통합된 대기 상태는 이들에 관련하여 유용하다.

플라이 커패시터가 대기 상태에 있을 때, 출력 전압이 기준 전압 이하인지, 즉, V_O≤V_REF에 대한 판정이 블록 206에서 이루어진다. 출력 전압이 기준 전압 이하일 때, 플라이 커패시터가 출력측에서 반드시 필요한 것은 아니며, 제어기는 대기상태로 남는다(블록 204). 출력 전압이 기준 전압 이하로 강하하면(블록 206), 플라이 커패시터는 출력측에 연결되고, 방전 상태로 배치된다(블록 208). 플라이 커패시터는 플라이 커패시터 전압(V_F)이 최소 플라이 커패시터 전압(V_F,MIN) 보다 작다는 판정(블록 210)이 이루어질 때까지 방전 상태로 남는다. 이 최소 플라이 커패시터 전압에서 플라이 커패시터 전압 리플 대역의 저면까지 방전되고 나면, 제어는 다시 블록 202로 복귀하여, 플라이 커패시터를 재충전하고, 본 발명에 따라 다음 충전-대기-방전 사이클을 위해 준비된다.

도 18에 도시되어 있지는 않지만, 출력 전압의 전압 리플이 추가로 제어될 수 있도록 출력 전압을 위한 최대 및 최소 전압 기준에 대한 추가 판정이 이루어질 수 있다는 것을 인지하여야 한다.

다중-출력 전력 변환기

전력 변환기(230)의 다른 실시예가, 선택가능한 서로 다른 출력 전압 레벨들을 제공하기 위한 블록도인 도 19에 도시되어 있다. 예를 들어, 1.8V, 2.5V, 3.0V, 3.3V 및 5.0V의 레벨들이 도시되어 있다. 보다 낮은 전압들(예로서, 1.2V, 1.5V) 및 보다 높은 전압 레벨들(예로서, 7.0V)과 같은 다른 전압 레벨들이 고려될 수 있다는 것을 인지하여야 한다.

다양한 전압 레벨들을 위한 각 일체형 출력단(232a 내지 232e)은 플라이 커패시터들(C_F1내지 C_F6) 및 부하 커패시터들(C_L1내지 C_L6) 각각에 관한 상술한 바와 같은 승압 또는 강압 전하 펌프 전력 출력단일 수 있다. 5 레벨들 및 연계된 출력단들이 도 19에 도시되어 있다.

각 출력단(232a 내지 232e)을 위한 동적 제어는 다중 출력 제어기(234)에 의해 제공된다. 다중 출력 제어기(234)는 각 출력단(232a 내지 232e)을 제어하기 위해 필수적인 다양한 임계 레벨들로 기준 전압(V_REF)을 스케일링하기 위해 대역간극(bandgap) 전압 기준(236)을 수신한다. 다중 출력 제어기(234)는 또한, 각 출력단(232a 내지 232e)을 선택적으로 온 상태로 전환시키기 위한 인에이블 버스(238)에도 응답한다. 다중 출력 제어기(234)는 각각 신호 버스(S1^1-5및 S2^1-5)로서 도시된, 본 발명에 따른 각 출력단들(232a 내지 232e)에 충전 및 방전 스위치 신호들을 제공한다. 다중 출력 제어기(234)는 플라이 커패시터 전압들(V_F1내지 V_F5) 및 5 출력 전압들(즉, 1.8 VOUT 내지 5.0 VOUT)에 응답하여 이들 충전/방전 신호들을 생성한다.

도 20을 참조하면, 도 5에 대하여 상술한 바와 유사하게, 도 19의 전력 출력단들(232a 내지 232e) 중 하나의 예에 대한 회로가 도시되어 있다. 노드들(Vⁿ _FLY-HIGH및 Vⁿ _FLY-LOW) 사이에 연결된 플라이 커패시터(C_F) 및 노드(V_O ^N)와 접지 사이에 연결된 부하 커패시터(C_L)는 도시되어 있지 않다.

도 20에 도시된 전력 MOSFET(M1A, M2A, M1B, M2B)는 상술된 스위치들(M1, M2, M3, M4)에 대응한다. 부가적으로, p-형 MOSFET 스위치(M3)는 시동 동안 부하커패시터들(C_L1내지 C_L5)을 충전하기 위해 다중 출력 제어기(234)가 비활성화될 때, 소스 전압(VCC)을 출력측에 연결한다. 그후 출력 전력 단(232a 내지 232e)이 동작할 때, 다중 출력 제어기(234)에 의해 S3n 신호가 생성된다. 상술한 바와 같이, 사용되는 MOSFET의 유형(예로서, p-형, n-형)에 따라서, 일부 스위치들을 위한 제어 신호들은 다른 스위치들을 위한 신호들에 대하여 반전 또는 지연될 수 있다(예로서, S1, S1n, S2, S2n 등).

도 21을 참조하면, 다중 출력 제어기(234)의 하나의 채널 또는 전압 레벨(예로서, 1.8V)을 위한 출력 제어기(234a)의 블록도가 도시되어 있다. 플라이 커패시터 전압(V_F ¹)은 플라이 커패시터 전압(V_F)에 대해 비교기(250)에서 비교되는 배터리 전압(V_BAT)에 기초하여 두 스케일링된 임계값들(αV_BAT, βV_BAT)간의 스위칭에 의해 달성된다. 각 부하 커패시터에 걸친 출력 전압(V_O)의 전압 리플 제어는 출력 전압(V_O ¹)에 대해 비교기(252)에서 비교되는 기준 전압(V_REF)에 기초하여 두 스케일링된 임계값들(αV_REF, βV_REF)간의 스위칭에 의해 달성된다. 스위칭된 비교들의 결과들은 스위치 논리 및 크로스바 지연 회로(254)에 제공되고, 이는 순차적으로, 충전 및 방전 신호들(S1¹및 S2¹)을 생성한다. 입력 멀티플랙서(MUX)(256)는 제어기(234a)가 현재 충전 또는 방전 모드에 있는지 여부에 응답하여 이 임계값들 사이에서 스위칭을 제어한다. 스위치 논리 및 크로스바 지연 회로(254)로부터의 신호(S3¹)는 도 20을 참조로 상술된 바와 같이, 시동을 양호하게 허용한다.

입력 전압 또는 입력 전압들(VIN)에 의존하여, 하나 이상의 출력단들(232a 내지 232b)은 승압(상승) 또는 강압(강하)이나 재구성 가능한 승압/강압으로서 영구적으로 구성될 수 있다. 후자에 대하여, 출력 제어기(234n)는 배터리 전압(V_BAT)이 기준 전압(V_REF)을 초과하는지 또는 미만인지 여부를 감지하는 비교기(258)를 포함하고, 그 결과는 입력 MUX(256)와 스위치 논리 및 크로스바 지연 회로(254) 모두에 제공된다.

도 22를 참조하면, 도 21의 제어기(234a)와 같은 출력 제어기의 일 실시예에 대한 논리도가 도시되어 있다. 이 버전에서, 연속적으로 네 개의 비교기들(261 내지 264)을 사용하여 비교를 수행하고, 스위칭 논리 제어 회로(270) 내의 다운스트림 스위칭을 사용함으로써 스위칭된 비교들이 수행되고, 그 출력들은 출력부(280)에 전달된다.

S3_n 출력은, 기준 전압(V_REF)과 소스 전압(VCC)의 비교, V_O ^N과 기준 전압(V_REF)의 비교의, 소스 전력(VCC)의 필터링된 버전인 파워 업(PUP) 신호의 입력들과 세 개의 입력 AND 게이트로부터의 50msec 지연된 출력으로서 도시되어 있다. 따라서, S3_n을 사용하는 부하 커패시터(C_L)의 시동 충전은 기준 전압이 소스전압(VCC) 및 출력 전압(V_O ^N)에 대하여 안정화한 이후 50msec에 차단된다.

도 23을 참조하면, 파워 업(PUP) 신호를 생성하기 위한 파워 업 회로가 도시되어 있다. 특히, 소스 전압(VCC)은 AND 게이트의 한 입력에 제공된다. AND 게이트의 제 1 및 제 2 입력들은 저항기(R31)를 경유하여 연결된다. 또한, 제 2 입력은 커패시터(C1)에 의해 접지에 연결된다. 결과적으로, 제 2 입력이 소스 전압(VCC)의 저역 필터링된 버전을 만나기 때문에, PUP는 소스 전압(VCC)이 안정화된 이후에 높아지게 된다.

도 24를 참조하면, 다중 출력 전력 변환기(230)의 핀-아웃 묘사가 도시되어 있다. 상술한 예시적 회로도들은 그 자체가 일체형 집적 회로 제조를 제공한다. 결과적으로, 완전 다중 출력 전력 변환기(230)는, 본 명세서에서 전문을 참조하고 있는, 하기의, 계류중인 공동 소유 출원인 드라간 D. 네브리직 등에 의해 1999년 11월 22일자로 출원된 발명의 명칭이 "집적 회로용 액티브 패키지"인 US 출원 번호 60/166,823호에 기술된 바와 같이 통합된 커패시터들을 갖는 작은 체적의 IC 패키지 내에서 완성될 수 있다.

도 24의 핀-아웃은 각 전압 출력을 위해 별개의 입력 전력(VIN1 내지 VIN5) 및 별개의 전력 접지들(PWRGND)의 장점들을 제공한다. 예를 들어, 각 단을 보다 완전하게 분리시킴으로써 잡음이 감소될 수 있다. 또한, 다중 출력 전력 변환기(230)의 주어진 부분에 대한 입력 전력을 제거하면, 사용되지 않는 제어부들을 비활성화시킴으로써 영구적으로 효율을 향상시킨다.

인에이블 핀들(ENABLE1 내지 ENABLE5)은 다중 출력 전력 변환기(230)의 부분들의 프로그램가능한 비활성화가 간헐적 비활성화를 위해 사용될 수 있도록 한다.예를 들어, 셀 전화 응용 같은 응용에서의 배터리의 사용 수명의 후반 단들에서, 전송 기능들에 의해 사용되는 것과 같은 과중한 전력 소모를 방지하면서, 지연 기능들, 처리 기능들 및 메모리 기능들을 유지하기 위해 5개의 출력 전압 레벨들 중 두 레벨들을 유지하는 것이 중요할 수 있다. 그후, 보다 낮은 전압 레벨에서, 5개의 출력 전압 레벨들 중 단 하나가 에로서, 메모리가 삭제되지 않도록 유지하기 위해서 유지된다.

결과적으로, 다중 출력 전력 변환기(230)는 (1) 감소된 배터리 소모를 위한 효과적인 전력 변환, (2) 전자기 간섭(EMI) 방출, (3) 일렉트로닉스 및 에너지원에 할당된 작은 체적, (4) 경제적 제조 및 조립, (5) 규제된 다중 전압 출력 레벨들, (6) 광범위한 전력 요구에 걸친 효율적 동작의 요건들 중 하나 이상의 요건들이 존재하는 전자 장치들에 특히 유용하다. 이들 요건들을 갖는 전자 장치들의 예로는 휴대용 셀 또는 위성 전화들, PDA 및 랩톱 컴퓨터들과 휴대용 멀티미디어 오락 장치들이 있다. 데이터 처리 및 통신 장치들의 집중과 함께, 이런 다중 출력 전력 변환기들(230)에 대한 필요성이 증가한다.

본 발명의 양태들에 부합되는 전력 변환기들(230)은 응용에 따른 전력공급 및 제어를 위해 출력 레벨들의 수 및 그 상호의존도를 변화시킬 수 있다는 것을 인지하여야 한다.

Claims

전력 변환기에 있어서:

부하 커패시터와 플라이 커패시터를 포함하는 전력 출력단으로서, 상기 전력 출력단은 에너지원으로부터 입력 전압을 수신하고, 출력 단자들에 걸쳐 출력 전압을 제공하도록 구성되고, 상기 부하 커패시터는 상기 출력 단자들에 걸쳐 전기적으로 연결되고, 상기 전력 출력단은 또한 충전 상태와 방전 상태 사이에서 스위칭하도록 구성되며, 상기 충전 상태는 상기 입력 전압과 전기적으로 병렬인 상기 플라이 커패시터를 포함하고, 상기 방전 상태는 상기 부하 커패시터에 걸쳐 전기적으로 연결되는 상기 플라이 커패시터를 포함하는, 상기 전력 출력단; 및

상기 전력 출력단에 동작 가능하게 연결되고, 상기 플라이 커패시터를 상기 충전 상태로 스위칭하고 상기 방전 상태로 다시 스위칭함으로써, 상기 에너지원으로부터 상기 부하 커패시터에 전기 전하를 전달하기 위해, 상기 부하 커패시터에 걸친 상기 출력 전압과 미리 결정된 기준 전압에 응답하도록 적응되는 동적 제어기로서, 상기 충전 상태로부터 상기 플라이 커패시터를 스위칭하기 위하여 상기 플라이 커패시터에 걸친 플라이 커패시터 전압에 응답하도록 더 적응되어, 상기 플라이 커패시터 전압의 전압 리플 대역을 제어하도록 하는 동적 제어기를 포함하는, 전력 변환기.
제 1 항에 있어서,

상기 동적 제어기는 최대 플라이 커패시터 전압 임계값과 최소 플라이 커패시터 전압 임계값과 비교되는 상기 플라이 커패시터 전압에 응답하는, 전력 변환기.
제 1 항에 있어서,

상기 동적 제어기는 상기 플라이 커패시터가 상기 에너지원 및 상기 부하 커패시터로부터 전기적으로 분리되는 대기 상태로 상기 플라이 커패시터를 스위칭함으로써 미리 결정된 임계값을 초과하는 출력 전압에 응답하는 전력 변환기.
에너지원, 부하 장치, 및 상기 에너지원과 상기 부하 장치 사이에 개재된 제 1 항의 전력 변환기를 포함하는, 전자 장치.
제 4 항에 있어서,

상기 전자 장치는 휴대용 통신 장치, 휴대용 의료 장치 및 휴대용 오디오 장치 중 하나를 포함하는, 전자 장치.
에너지원, 제 1 항의 전력 변환기, 및 출력 단자들을 포함하는 배터리로서, 상기 출력 단자들은 부하 장치에 전기적으로 연결되도록 적응되고, 상기 전력 변환기는 상기 에너지원과 상기 출력 단자들 사이에 개재되는, 배터리.
제 1 항의 전력 변환기를 다수 포함하는, 집적형 전력 변환기.