-
Hintergrund der Erfindung
-
1. Gebiet der Erfindung
-
Diese
Erfindung bezieht sich auf eine Schaltleistungsversorgung und insbesondere
auf eine Schaltleistungsversorgung eines selbsterregten Ruf- bzw.
Klingeldrosselwandler- (im Folgenden als RCC bezeichnet) Typs.
-
2. Beschreibung der verwandten
Technik
-
Allgemein
benötigt
eine elektronische Ausrüstung,
wie z. B. elektronische Computer und Kommunikationsvorrichtungen,
stabile Gleichspannungen. Um für
eine derartige elektronische Ausrüstung unter Verwendung der
kommerziell verfügbaren
Leistungsquelle stabile Gleichspannungen zu liefern, sind Schaltleistungsversorgungen
eines RCC-Typs, der einen relativ einfachen Aufbau aufweist und
hohe Wirkungsgrade zu verzeichnen hat, weitverbreitet.
-
7 ist
das Schaltbild einer derartigen herkömmlichen Schaltleistungsversorgung
vom RCC-Typ. In 7 ist eine Schaltleistungsversorgung 1 mit
einer Eingangsschaltung 2, einer Hauptbetriebsschaltung 3,
einer Spannungserfassungsschaltung 4, einem Spannungsausgangsanschluss OUT
und einem Masseanschluss GND ausgestattet. Die Eingangsschaltung 2 weist
eine Diodenbrückenschaltung
DB zur Gleichrichtung und eine Sicherung F und eine Filterschaltung
LF auf, die beide zwischen einer Wechselsignalleistungsversorgung
und dem Eingangsanschluss der Diodenbrückenschaltung DB bereitgestellt
sind.
-
Außerdem weist
die Hauptbetriebsschaltung 3 einen Kondensator C1 zum Glätten, der
zwischen den Ausgangsanschlüssen
a und b der Diodenbrücke
DB in der Eingangsschaltung 2 be reitgestellt ist; einen
Transformator T, der eine Primärwicklung
N1, eine Sekundärwicklung
N2, die die entgegengesetzte Polarität zu derjenigen der Primärwicklung
N1 aufweist, und eine Rückkopplungswicklung
aufweist, die die gleiche Polarität wie die Primärwicklung
N1 aufweist; einen FET Q1 als ein Schaltelement, der mit einem Ende
der Primärwicklung
N1 des Transformators T in Reihe geschaltet ist; einen Widerstand
R1 zum Starten, der zwischen das andere Ende der Primärwicklung
N1 und das Gate geschaltet ist, als ein Steueranschluss des FET
Q1, einen Widerstand R8, der zwischen das Gate und die Source des
FET Q1 geschaltet ist, eine Diode D1 zur Gleichrichtung, die mit
einem Ende der Sekundärwicklung
N2 des Transformators T in Reihe geschaltet ist, und einen Kondensator
C4 zum Glätten
auf, der zwischen das andere Ende der Sekundärwicklung N2 und den Spannungsausgangsanschluss
OUT geschaltet ist.
-
Außerdem ist
die Spannungserfassungsschaltung 4 an der Ausgangsseite
der Hauptbetriebsschaltung 3 bereitgestellt und enthält einen
Widerstand R5, eine Licht emittierende Diode PD auf der Emissionsseite
einer Photokopplungseinrichtung PC, einen Nebenschlussregler Sr
und Widerstände
R6 und R7. Der Widerstand R5, die Licht emittierende Diode PD und
die Anode und die Kathode des Nebenschlussreglers sind in Reihe
geschaltet und sind bereitgestellt, um zu dem Kondensator C4 der
Hauptbetriebsschaltung 3 parallel zu sein. Außerdem sind die
Widerstände
R6 und R7 in Reihe geschaltet und sind ebenfalls bereitgestellt,
um parallel zu dem Kondensator C4 zu sein. Der Verbindungspunkt
der Widerstände
R6 und R7 ist mit dem Steueranschluss des Nebenschlussreglers Sr
verbunden.
-
Außerdem weist
eine Steuerschaltung 5 einen Widerstand R9 und einen Kondensator
C3, die zwischen ein Ende der Rückkopplungswicklung
NB und das Gate des FET Q1 geschaltet sind, einen Transistor Q2,
der zwischen das Gate und die Source des FET Q1 geschaltet ist,
einen Widerstand R2, der zwischen ein Ende der Rückkopplungswicklung NB und
die Ba sis des Transistors Q2 geschaltet ist, einen Widerstand R3
und einen Kondensator C2, die parallel zwischen die Basis und den
Emitter des Transistors Q2 geschaltet sind, und einen Widerstand
R4, eine Diode D2 und einen Phototransistor PT auf der Licht empfangenden
Seite einer Photokopplungseinrichtung PC auf, die zwischen ein Ende
der Rückkopplungswicklung
NB und die Basis des Transistors Q2 in Reihe geschaltet sind.
-
Anschließend wird
der Betrieb der so aufgebauten Schaltleistungsversorgung 1 beschrieben. Zunächst wird
beim Start eine Spannung durch den Widerstand R1 an das Gate des
FET Q1 angelegt, und der FET Q1 wird angeschaltet. Wenn der FET
Q1 angeschaltet ist, wird die Spannung der Leistungsversorgung an
die Primärwicklung
N des Transformators T angelegt, eine Spannung in der gleichen Richtung
wie die Spannung, die in der Primärwicklung N1 erzeugt wird,
wird in der Rückkopplungswicklung
NB erzeugt, und dann wird der FET Q1 aufgrund einer positiven Rückkopplung
schnell angeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Erregungsenergie
in der Primärwicklung
N1 gespeichert.
-
Wenn
der Kondensator C2 durch den Widerstand R2 geladen wird und das
Potential der Basis des Transistors Q2 die Schwelle erreicht, wird
der Transistor Q2 angeschaltet und der FET Q1 wird abgeschaltet.
Deshalb wird die Erregungsenergie, die in der Primärwicklung
N1 des Transformators T gespeichert ist, während der FET Q1 angeschaltet
ist, als elektrische Energie durch die Sekundärwicklung N2 entladen, und
die elektrische Energie wird durch die Diode D1 gleichgerichtet,
durch den Kondensator C4 geglättet
und durch den Spannungsausgangsanschluss OUT an eine Last geliefert.
-
Außerdem wird,
wenn die Erregungsenergie, die in der Primärwicklung N1 des Transformators
T gespeichert ist, durch die Sekundärwicklung N2 entladen wird,
eine Sperr- bzw. Flybackspannung VNB in der Rückkopplungswicklung NB erzeugt.
Die Veränderung
dieser Sperrspannung VNB ist mit Be zugnahme auf 8 beschrieben.
In 8 wird der FET Q1 zu dem Zeitpunkt t11 abgeschaltet,
und die Sperrspannung VNB wird bei einem nahezu konstanten Wert
Vb gehalten, d. h. sie geht in eine sogenannte Aus-Zustand-Periode.
Dann wird die Spannung der Diode D1 zu dem Zeitpunkt t12 Null, und
die Sperrspannung beginnt zu schwingen, und wenn die Sperrspannung
VNB steigt und die Gatespannung bei t13 die Schwelle Vth erreicht,
wird der FET Q1 angeschaltet. Außerdem zeigt ein Teil der Sperrspannung
VNB, der durch die Strichpunktlinie gezeigt ist, den Fall, bei dem
angenommen wird, dass die Sperrspannung VNB fortfährt zu schwingen.
Auf diese Weise wird, wenn der FET Q1 abgeschaltet wird, erneut
eine Spannung an die Primärwicklung
N1 angelegt und die Erregungsenergie wird gespeichert.
-
Bei
der Schaltleistungsversorgung 1 wird eine derartige Schwingung
wiederholt. In einem Dauerzustand wird die Ausgangsspannung auf
der Lastseite durch die Widerstände
R6 und R7 geteilt, und diese geteilte Erfassungsspannung und die
Referenzspannung des Nebenschlussreglers Sr werden verglichen. Dann
wird die Veränderung
der Ausgangsspannung bei dem Nebenschlussregler Sr verstärkt, der
Strom, der in der Licht emittierenden Diode PD der Photokopplungseinrichtung
PC fließt,
wird verändert,
und gemäß der Menge
an Lichtemission der Licht emittierenden Diode PD ändert sich
die Impedanz des Phototransistors PT. Somit kann die Ladung und
Entladung des Kondensators C2 verändert werden, und die Ausgangsspannung
kann gesteuert werden, um konstant zu sein.
-
Bei
der herkömmlichen
Schaltleistungsversorgung 1, die 7 gezeigt
ist, nimmt die Schwingungsfrequenz bei einer geringen Last zu und
der Schaltverlust ist groß,
wobei es sich um einen Faktor handelt, der den Schaltungswirkungsgrad
senkt. Um dieses Problem zu lösen,
kann ein Verfahren betrachtet werden, durch das auf der Ausgangsseite der
Schaltleistungsversorgung eine Schaltung, die die Ausgangsspannung
senkt, geliefert werden kann, so dass durch ein Verändern der
Impedanz auf der Ausgangsseite die Ausgangsspannung Vo gesenkt wird.
-
In
diesem Fall wird unter Ausnutzung einer Tatsache, dass die Spannung
VNB, die in der Rückkopplungswicklung
NB des Transformators T erzeugt wird, proportional zu der Ausgangsspannung
Vo abnimmt, der Grad der Abnahme bei der Ausgangsspannung Vo eingestellt.
Durch ein Senken der Spannung VNB wird die Gatespannung des FET
Q1 veranlasst, in dem Bereich zu schwingen, in dem die Gatespannung
nicht die Schwelle erreicht, und das Anschalten des FET Q1 wird
verzögert,
und durch ein Verlängern
der Rus-Zustand-Periode des FET Q1 wird die Schwingungsfrequenz
gesenkt, und somit wird der Schaltverlust verringert.
-
Eine
derartige Schaltleistungsversorgung des RCC-Typs ist jedoch dadurch
gekennzeichnet, dass die Frequenz bei einer geringen Last zunimmt, da
der Ausgangsstrom klein ist, und wenn eine Schaltung, die die Ausgangsspannung
senkt, wie im Vorhergehenden beschrieben bereitgestellt wird, werden
alle Ausgangsspannungen gesenkt, und dementsprechend entsteht, wenn
eine konstante Ausgangsspannung benötigt wird, ein Problem, dass eine
Konstantspannungssteuerschaltung benötigt wird.
-
Die
JP 08 266044 A offenbart
eine Schaltleistungsversorgung des RCC-Typs, die so gebildet ist,
dass die Anzahl von Sekundärwicklungen
zu der Primärwicklung
eines Transformators geschaltet werden kann, und dass eine Polreduzierung
der Schwingungsfrequenz eines Schaltelements verhindert werden kann,
während
der plötzliche
Anstieg der Sekundärgleichsignalleistungsspannung
unterdrückt
wird, durch ein Bereitstellen einer Stromerfassungsschaltung und
eines Wicklungsanzahlschaltbauglieds auf der Seite einer Sekundärgleichsignalleistungsschaltung,
wenn eine Anzahl von Sekundärwicklungen
auf eine geringere Anzahl von Wicklungen geschaltet wird, wodurch
der Leistungsübertragungswirkungsgrad
des Transformators gesenkt wird.
-
Die
US 5 812 383 A offenbart
eine Leistungsversorgungsschaltung mit geschaltetem Modus, die einen
Betriebsmodus und einen Bereitschaftsmodus aufweist. Die Leistungsversorgungsschaltung
mit geschaltetem Modus umfasst einen Transformator in dem steuerbaren
Schalter, der mit einer Primärwicklung
des Transformators verbunden ist, zum schaltbaren Verbinden der
Primärwicklung
mit der Gleichspannungsquelle. In dem Bereitschaftsmodus ist die Leistungsversorgungsschaltung
mit geschaltetem Modus angeordnet, um die Primärwicklung schaltbar mit der
Gleichspannungsquelle in Stößen zu verbinden,
die mit einer niedrigen Frequenz erfolgen. Zwischen jedem der Stöße wird
nun ein Hilfskondensator, der normalerweise während des Schaltens des steuerbaren
Schalters durch eine Hilfswicklung geladen wird, durch eine Inbetriebnahmestromquelle
geladen, die in einer Steuerung zum Steuern des steuerbaren Schalters
enthalten ist.
-
Deshalb
ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltleistungsversorgung
zu schaffen, bei der die Zunahme einer Schaltverlustes unterdrückt wird,
die konstante Ausgangsspannung erhalten werden kann und die Möglichkeit,
zwei unterschiedliche Gleichspannungen durch eine einzige Schaltleistungsversorgung
auszugeben, realisiert werden kann.
-
Diese
Aufgabe wird durch eine Schaltleistungsversorgung gemäß Anspruch
1 gelöst.
-
Gemäß der Erfindung
wird eine Schaltleistungsversorgung geliefert, die zwei oder mehr Gleichsignalausgänge aufweist,
wobei die Leistungsversorgung eine Gleichsignalleistungsversorgung; einen
Transformator, der eine Primärwicklung,
zumindest zwei Sekundärwicklungen
und eine Rückkopplungswicklung
aufweist; ein Hauptschaltelement, das mit der Primärwicklung
in Reihe geschaltet ist und durch eine Spannung anzuschalten ist,
die in der Rückkopplungswicklung
erzeugt wird; und eine Gleichrichtungsschaltung, die mit der Sekun därwicklung
verbunden ist, aufweist, die ferner eine Startschaltung, die das
Hauptschaltelement bei einem Start der Leistungsversorgung anschaltet,
und eine Schaltschaltung aufweist, die zwischen zwei Ausgängen auf
der Sekundärseite
bereitgestellt ist, und wobei durch ein Anschalten der Schalteinrichtung
die Spannung, die in der Rückkopplungswicklung
erzeugt wird, während
der Aus-Zustand-Periode des Hauptschaltelements gesenkt wird, eine
Spannung, die an einen Steueranschluss des Hauptschaltelements anzulegen
ist, gesteuert wird, um geringer als die Schwellenspannung zu sein,
und das Hauptschaltelement durch die Startschaltung angeschaltet wird.
-
Gemäß der im
Vorhergehenden beschriebenen Struktur kann die Schaltfrequenz während der Bereitschaft
gesenkt werden und der Verlust kann reduziert werden, so dass die
Schaltschaltung zwischen zwei Ausgängen von Sekundärwicklungen
eines Transformators bereitgestellt ist, und wodurch durch ein Anschalten
der Schaltschaltung eine Spannung, die in einer Rückkopplungswicklung
während der
Aus-Zustand-Periode eines Hauptschaltelements erzeugt wird, gesenkt
wird und eine Spannung, die an den Steueranschluss des Hauptschaltelements anzulegen
ist, gesteuert wird, um geringer als der Schwellenpegel zu sein.
-
Die
zumindest zwei Ausgänge
auf der Sekundärseite
enthalten einen Niederspannungsausgang als einen gesteuerten Ausgang
und einen Hochspannungsausgang als einen nicht gesteuerten Ausgang,
und die Schaltschaltung kann zwischen den Niederspannungsausgang
und den Hochspannungsausgang geschaltet sein. In diesem Fall kann die
Genauigkeit der Spannung der Niederausgangsspannung verbessert (erhöht) werden.
-
Alternativ
dazu kann die Schaltschaltung zwischen den Hochspannungsausgang
und den Niederspannungsausgang geschaltet sein. In diesem Fall kann
die Genauigkeit der Spannung der Hochausgangsspannung verbessert
werden.
-
Zusätzlich zu
der im Vorhergehenden erwähnten
Struktur kann ein Ausgang als ein Ausgang auf der Sekundärseite enthalten
sein, und ein anderer Ausgang kann durch ein Gleichrichtungselement und
die Schaltschaltung, die mit einer anderen Sekundärwicklung
verbunden ist, die sich von dem Ausgang unterscheidet, mit dem Gleichsignalausgang verbunden
sein. Auf diese Weise kann eine Schaltleistungsversorgung erzeugt
werden, die einen einzigen Ausgang aufweist, und die Anzahl von
Teilen kann reduziert werden.
-
Die
Schaltschaltung kann durch ein Signal von außen an- und abgeschaltet werden.
-
Alternativ
dazu kann die Schaltschaltung durch eine Erfassung einer gesenkten
Lastleistung angeschaltet werden, so dass somit ein Verändern von
Signalen von außen
unnötig
wird.
-
Ferner
kann das Schaltelement einen Spannungsteueranschluss oder einen
Stromsteueranschluss aufweisen. In dem Fall, bei dem das Schaltelement
einen Spannungssteueranschluss enthält, wird, wenn das Gate des
Schaltelements gesteuert wird, um geringer als der Schwellenpegel
zu sein, ein vollständiger
Aus-Zustand des Schaltelements aufrechterhalten, und dementsprechend
wird sehr wenig Verlust in dem Aus-Zustand erzeugt.
-
Zum
Zweck der Veranschaulichung der Erfindung werden in den Zeichnungen
mehrere Formen gezeigt, die derzeit bevorzugt werden, wobei jedoch darauf
hingewiesen wird, dass die Erfindung nicht auf die genauen gezeigten
Anordnungen und Einrichtungen beschränkt ist.
-
Kurze Beschreibung der
Zeichnung(en)
-
1 ist
das Schaltbild einer Schaltleistungsversorgung gemäß einem
Ausführungsbeispiel dieser
Erfindung.
-
2 ist
das Schaltbild einer Schaltleistungsversorgung gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
dieser Erfindung.
-
3 ist
ein Signalverlauf, der die Veränderung
einer Sperrspannung zeigt, die in einer Rückkopplungswicklung erzeugt
wird.
-
4 ist
das Schaltbild einer herkömmlichen Schaltleistungsversorgung.
-
5 ist
das Schaltbild einer Schaltleistungsversorgung gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
dieser Erfindung.
-
6 ist
das Schaltbild, das ein Beispiel von Lastleistungserfassungsschaltungen
zeigt.
-
7 ist
das Schaltbild einer herkömmlichen Schaltleistungsversorgung
des RCC-Typs.
-
8 ist
eine Signalverlauf, der die Veränderung
einer Sperrspannung VNB für
die Schaltung von 7 zeigt.
-
Detaillierte
Beschreibung von Ausführungsbeispielen der
Erfindung
-
Im
Folgenden werden die bevorzugten Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindung im Detail unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert.
-
1 ist
das Schaltbild einer Schaltleistungsversorgung eines Ausführungsbeispiels
dieser Erfindung. In 1 sind zwei Ausgangsanschlüsse für eine Sekundärwicklung
N2 eines Transformators T bereitgestellt. Ein Ausgangsanschluss
gibt z. B. eine niedrige Spannung von 5 V für logische Schaltungen aus,
die durch eine Spannungserfassungsschaltung 4 und eine
Steuerschaltung 5 gesteuert wird, und eine Spannung, die
proportional zu dem Windungsverhältnis
des Transformators ist, wird von dem anderen Ausgangsanschluss ausgegeben,
und z. B. eine nicht gesteuerte hohe Spannung von 24 V wird für einen
Motorantrieb ausgegeben. Zwischen diese Ausgangsanschlüsse ist
ein Schalter SW geschaltet.
-
Mit
dem Niederspannungsausgangsanschluss der Sekundärwicklung N2 ist die Anode
einer Gleichrichtungsdiode D1 auf die gleiche Weise wie in 7 verbunden,
und mit dem Hochspannungsausgangsanschluss ist die Anode einer Gleichrichtungsdiode
D3 verbunden. Die Kathode der Gleichrichtungsdiode D1 ist durch
die Erfassungsschaltung 4 mit dem Spannungsausgangsanschluss
OUT1 verbunden und ist auch mit einem Anschluss des Schalters SW
verbunden. Die Kathode der Diode D3 ist mit einem Anschluss eines
Kondensators C5 zum Glätten
und dem Spannungsausgangsanschluss OUT2 verbunden und ist auch mit
dem anderen Anschluss des Schalters SW verbunden. Der andere Anschluss des
Kondensators C5 zum Glätten
ist geerdet. Die verbleibende Struktur ist die gleiche wie diejenige
in 7.
-
Anschließend wird
der Betrieb der Schaltleistungsversorgung, die in 1 gezeigt
ist, beschrieben. Wenn der Schalter SW abgeschaltet wird, wird die
gleiche Operation wie in 7 wie im Vorhergehenden beschrieben
ausgeführt.
Wenn der Schalter SW angeschaltet wird, werden der Hochspannungsausgangsanschluss
und der Niederspannungsausgangsanschluss der Sekundärwicklung
T2 kurzgeschlossen, und gleichzeitig werden 5 V ausgegeben. In diesem
Fall wird die Hochausgangsspannung auf 5/24 der früheren Hochausgangsspannung
verringert. Deshalb wird die Spannung der Rückkopplungswicklung NB ebenfalls
mit dem gleichen Verhältnis
verringert, and das Anschalten eines FET Q1, das durch die Rückkopplungswicklung
NB zu bewirken ist, kann verhindert werden.
-
2 ist
das Schaltbild einer Schaltleistungsversorgung gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
dieser Erfindung. Bei dem Ausführungsbeispiel,
das in 1 gezeigt ist, wird der Niederspannungsausgang
durch die Spannungserfassungsschaltung 4 und die Steuerschaltung 5 gesteuert,
und die Hochausgangsspannung wird nicht gesteuert, aber bei dem
Ausführungsbeispiel,
das in 2 gezeigt ist, wird die Hochausgangsspannung gesteuert
und die Niederausgangsspannung wird nicht gesteuert.
-
D.
h. ein Ausgangsanschluss der Sekundärwicklung N2 wird durch eine
Spannungserfassungsschaltung 4 und eine Steuerschaltung 5 gesteuert, und
es wird z. B. eine hohe Spannung von 24 V an einen Spannungsausgangsanschluss
OUT2 ausgegeben. Von dem anderen Ausgangsanschluss der Sekundärwicklung
N2 wird z. B. eine niedrige Spannung von 5 V ausgegeben, durch eine
Diode D1 gleichgerichtet und an einen Spannungsausgangsanschluss
OUT1 ausgegeben, nachdem dieselbe durch einen Kondensator C4 geglättet worden
ist.
-
Dann
ist auf die gleiche Weise wie bei dem Ausführungsbeispiel von 1 ein
Schalter SW1 zwischen die Spannungsausgangsanschlüsse OUT1 und
OUT2 geschaltet. Außerdem
ist zwischen den Spannungsausgangsanschluss OUT2 und den Verbindungspunkt
der Widerstände
R6 und R7 eine Reihenschaltung eines Widerstandes R10 und eines Schalters
SW2 geschaltet.
-
Der
Betrieb, wenn die Schalter SW1 und SW2 abgeschaltet sind, ist fast
der gleiche wie bei 7. Z. B. wird eine Spannung
von 24 V als eine gesteuerte Ausgabe von dem Spannungsausgangsanschluss
OUT2 ausgegeben, und es wird z. B. eine Spannung von 5 V als eine
nicht gesteuerte Ausgabe von dem Spannungsausgangsanschluss OUT1
ausgegeben.
-
Wenn
der Schalter SW1 geschlossen wird und der Schalter SW2 zur gleichen
Zeit geschlossen wird, werden die Spannungs ausgangsanschlüsse OUT1
und OUT2 kurzgeschlossen und eine niedrige Spannung von 5 V, geteilt
durch die Widerstände
R10 und R7, wird an den Nebenschlussregler Sr geliefert, und dementsprechend
werden Spannungen, die von den Spannungsausgangsanschlüssen OUT1
und OUT2 auszugeben sind, auf die niedrige Spannung getrieben, um
eine Spannung von 5 V auszugeben. In diesem Fall wird die Hochausgangsspannung
auf 5/24 der früheren
Hochausgangsspannung verringert. Deshalb wird die Spannung der Rückkopplungswicklung
auch mit dem gleichen Verhältnis
verringert, und das Anschalten eines FET Q1 aufgrund der Rückkopplungswicklung
kann verhindert werden.
-
3 ist
ein Signalverlauf, der die Veränderung
einer Sperrspannung VNB zeigt, die in der Rückkopplungswicklung erzeugt
wird. In 3 wird zu dem Zeitpunkt t1 der
FET Q1 abgeschaltet und die Sperrspannung VNB wird nach der Erzeugung
einer Stoßspannung
nahezu konstant gehalten, um in die sogenannte Aus-Zustand-Periode
einzutreten. Hier wird der Absolutwert der Sperrspannung VNB in
der Aus-Zustand-Periode
durch die folgende Formel (1) unten ausgedrückt. In der Formel (1) ist
NB die Anzahl von Windungen der Rückkopplungswicklung NB des
Transformators T, N2 ist die Anzahl von Windungen der Sekundärwicklung,
und VF ist die Vorwärtsspannung
der Gleichrichtungsdiode D1 in der Hauptbetriebsschaltung 3. |VNB| = (NB/N2) × (VO1 +
VF) (1)
-
Außerdem nimmt,
da die Sekundärausgänge kurzgeschlossen
werden und die Ausgangsspannung VO1 in der Formel (1) gesenkt wird,
der Absolutwert der Sperrspannung VNB ab. D. h. der Absolutwert
der Sperrspannung VNB der Schaltleistungsversorgung, der in 3 durch
Va gezeigt ist, ist kleiner als der Absolutwert der Sperrspannung
VNB der herkömmlichen
Schaltleistungsversorgung, der in 8 durch
Vb gezeigt ist. Dann beginnt die Sperrspannung VNB zu dem Zeitpunkt
t2 in Resonanz zu sein. Da die Spannung zu diesem Zeitpunkt durch VNB = Va·e–At sin
(wt + B) ausgedrückt
ist, da bis zu dem Zeitpunkt t2 ein relativ geringer Wert aufrechterhalten
wird, ist die Amplitude klein und sogar das Maximum von Vgs ist
geringer als die Schwelle Vth des FETQ1, und dementsprechend wird
ein Anschalten des FETQ1 durch die Sperrspannung VNB verhindert.
-
Danach
wird zu dem Zeitpunkt t3 durch eine Startschaltung (bei diesem Ausführungsbeispiel
ein Startwiderstand R1) des FET Q1, die die Hauptbetriebsschaltung 3 bildet,
eine Spannung an das Gate des FET Q1 angelegt, und der FET Q1 wird
wieder angeschaltet.
-
Auf
diese Weise wird, da das Anschalten des FET Q1 verzögert wird
und die Aus-Zustand-Periode des FET Q1 verlängert wird, die Schwingungsfrequenz
gesenkt. Deshalb wird die Zunahme eines Schaltverlustes aufgrund
der Zunahme der Schwingungsfrequenz unterdrückt, und der Schaltungswirkungsgrad
wird verbessert.
-
4 ist
das Schaltbild einer herkömmlichen Schaltleistungsversorgung.
Bei dieser Schaltleistungsversorgung sind der Spannungsausgangsanschluss
OUT2 und der Kondensator C5 des Ausführungsbeispiels, das in 1 gezeigt
ist, weggelassen, eine Spannung wird nur von einem Spannungsausgangsanschluss
OUT1 genommen, und auszugebende Spannungen sind von einem einzigen
Ausgangsanschluss. In diesem Fall wird das Anschalten des FET Q1
durch die Rückkopplungswicklung
durch ein Anschalten des Schalters SW verhindert.
-
5 ist
das Schaltbild einer Schaltleistungsversorgung, die ein weiteres
Ausführungsbeispiel
dieser Erfindung zeigt. Statt des Schalters SW1, der in 2 gezeigt
ist, ist ein Transistor Q3 geschaltet, und statt des Schalters SW2
ist ein Transistor Q4 geschaltet. D. h. mit den Spannungsausgangsanschlüssen OUT1
und OUT2 sind der Kollektor und der Emitter des Transistors Q3 verbunden,
und mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R6 und R7 und dem Span nungsausgangsanschluss
OUT2 sind der Kollektor und der Emitter des Transistors Q4 verbunden.
Der Emitter kann durch einen Widerstand R12 verbunden sein. Ein
Steuersignal wird von außen
an einen entfernten Anschluss geliefert, und dieses Steuersignal
wird durch einen Widerstand R10 an die Basis des Transistors Q4
geliefert und wird gleichzeitig durch einen Widerstand R11 an die
Basis des Transistors Q3 geliefert.
-
Wenn
ein Pegelsignal „L" an den entfernten Anschluss
gegeben wird, werden die Transistoren Q3 und Q4 leitfähig gemacht,
und dann werden die Spannungsausgangsanschlüsse OUT1 und OUT2 kurzgeschlossen,
und gleichzeitig wird die Spannung, die von dem Spannungsausgangsanschluss OUT2
auszugeben ist, gesenkt. Deshalb kann der Verlust durch ein Senken
der Schaltfrequenz verbessert werden.
-
Außerdem kann
dieses Ausführungsbeispiel auch
bei den Ausführungsbeispielen
angewandt werden, die in den 1, 2 und 3 gezeigt
sind.
-
6 ist
ein Schaltbild, das ein Beispiel einer Lastleistungserfassungsschaltung
zeigt. In 6 fungiert die Lastleistungserfassungsschaltung 6 auf eine
Weise, dass, wenn ein Strom von dem Spannungsausgangsanschluss OUT1
an eine Last geliefert wird, ein Steuersignal an den entfernten
Anschluss geliefert wird, der in 5 gezeigt
ist, abhängig
davon, ob die Last eine geringe Last oder eine große Last
ist.
-
Die
Laststromerfassungsschaltung 6 enthält einen Operationsverstärker 7,
eine Spannung V+ (V plus), d. h. eine Spannung, die von dem Spannungsausgangsanschluss
OUT1 ausgegeben wird und in einen Widerstand R12 einzugeben ist,
die durch Widerstände
R13 und R14 geteilt wird, wird an den + (plus)-Eingangsanschluss
des Operationsverstärkers 7 geliefert,
und eine Spannung V- (Spannung V minus), d. h. eine Spannung, die
von einem Widerstand R12 ausgegeben wird und durch Widerstände R15
und R16 geteilt wird und an den – (minus)-Eingangsanschluss
des Operationsverstärkers 7 geliefert
wird. Bei einer großen
Last wird V+ (V plus) größer als
V- (V minus), und der Operationsverstärker 7 gibt ein Pegelsignal „H" aus, und bei einer
geringen Last wird V- (V minus) größer als V+ (V plus), und der Operationsverstärker 7 gibt
ein Pegelsignal „L" aus, um die Transistoren
Q3 und Q4 anzuschalten.
-
Es
ist zu berücksichtigen,
dass alle offenbarten Ausführungsbeispiele
in jeder Hinsicht veranschaulichend und nicht einschränkend sind.
Der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung ist nicht durch die
obige Beschreibung gegeben, sondern ist durch den Schutzbereich
der Ansprüche
gegeben, und es ist beabsichtigt, dass alle Modifizierungen bei der
Bedeutung und dem Schutzbereich, der dem Schutzbereich der Ansprüche gegenüber äquivalent ist,
enthalten sein sollen.
-
Obwohl
bevorzugte Ausführungsbeispiele der
Erfindung offenbart worden sind, werden verschiedene Ausführungsmodi
der Prinzipien, die hier offenbart sind, als in den Schutzbereich
der folgenden Ansprüche
fallend betrachtet. Deshalb sei darauf hingewiesen, dass der Schutzbereich
der Erfindung nicht beschränkt
sein soll, es sei denn wie es anders in den Ansprüchen dargelegt
ist.